DE3115859C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren bzw. eine Vorrichtung zur differentiellen PCM-Übertragung mit adaptiver Vorhersage (ADPCM-Übertragung) mit Quantifizierungsrausch-Formbildung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bzw. des Patentanspruchs 3. Sie ist insbesondere anwendbar auf die Weitübertragung und insbesondere die Fernsprechtechnik.

Die PCM-Technik (Pulscodemodulation) wird auf dem Gebiet der Weitverkehrstechnik und insbesondere bei Fernsprechübertragungen in großem Umfang verwendet. Bei dieser Vorgehensweise
wird beim Senden das zu übertragende Signal abgetastet, werden die erhaltenen Abtastungen quantifiziert, werden die quantifizierten Signale in numerischer Form codiert und werden die codierten Signale übertragen,
werden beim Empfang die empfangenen Signale decodiert und wird das Ursprungssignal wiederhergestellt.

Eine Verbesserung dieser Vorgehensweise wird durch Quantifizieren nicht des Eingangssignals sondern der Differenz zwischen diesem Signal und einem Vorhersagesignal erhalten, das ausgehend von der Entwicklung dieser Differenz erhalten wird. Das Vorhersagesignal wird durch eine Vorhersageschaltung oder Vorhersageeinrichtung erhalten. Ein derartiges System wird differentielle PCM, kurz DPCM genannt.

Eine weitere Verbesserung wird durch Multiplizieren des Differenzsignals mit einem Verstärkungsfaktor erreicht, um die verfügbaren Pegel des Quantifizierers am besten auszunutzen. Das quantifizierte Signal wird anschließend durch denselben Faktor geteilt, um die anfängliche quantifizierte Abtastung wiederherzustellen.

Bei einem DPCM-System ist die Vorhersageschaltung im allgemeinen durch ein lineares Filter gebildet, das ausgehend von einer Folge von einer zu verarbeitenden Abtastung vorhergehenden Abtastungen in der Lage ist, eine Vorhersage dieser Abtastung zu geben.

Ein derartiges Vorhersagefilter kann ein für allemal bestimmt werden, wobei in diesem Fall seine Eigenschaften so gewählt sind, daß es dem langfristigen mittleren Spektrum des zu übertragenden Signals angepaßt ist. Mittels eines derartigen Filters ist es jedoch nicht möglich, eine sehr gute Übertragungsqualität zu erreichen. Diese kann verbessert werden, wenn das Vorhersagefilter den Entwicklungen des Signals angepaßt wird, und dieses auf Grund einer Rückführung mit periodischem Spielraum bzw. Zeitraum dieser Charakteristiken.

Diese Anpassung kann sequentiell oder rekursiv erfolgen durch Korrigieren in jedem Abtastaugenblick der Charakteristiken des Filters abhängig von dem Wert, der von dem Differenzsignal zu diesem Augenblick eingenommen wird. Das Anpassungskriterium ist, daß die mittlere Leistung des Differenzsignals, das irgendwie ein Fehlersignal ist, so gering wie möglich ist.

Diese Art der Codierung, die als differentielle PCM mit adaptiver Vorhersage, kurz ADPCM, bezeichnet wird, und die auf Fernsprech-Sprachsignale angewendet wird, ist bereits Gegenstand zahlreicher Untersuchungen.

Beispielsweise wird bezüglich eines Überblicks und bestimmter Verfahren zur adaptiven Quantifizierung verwiesen auf:

• - "Digital Coding of Speech Waveforms: PCM, DPCM and DM quantizers" von N. S. Jayant, in "Proceedings of IEEE", Mai 1974, S. 611-632;
• - "Adaptive predictive coding of speech signals" von B. S. Atal und M. R. Schroeder, in The Bell System Technical Journal, Bd. 49, Oktober 1970, S. 1973-1986;
• - "Speech Coding" von J. L. Flanagan, M. Schroeder, B. Atal, R. Chrochiere, N. S. Jayant, J. M. Tribolet, in IEEE-COM 27, Nr. 4, April 1979, S. 710-736;
• - "Bit rate reduction by automatic adaption of quantizer step size in DPCM systems" von P. Castellino, G. Modena, L. Nebbia und C. Scagliola, in den Berichten des "Seminaire international sur les transmissions numeriques", Zürich 1974, S. B6(1)-B6(6);
• - "A robust adaptive quantizer" von D. J. Goodman und R. M. Wilkinson, in IEEE Transactions on Communications, November 1975, S. 1362-1365.

Die Systeme, die diese allgemeinen Prinzipien verwenden, werden mit Hilfe der Fig. 1 und 2 näher erläutert. Die Schaltung gemäß Fig. 1 ist eine Codierschaltung und diejenige gemäß Fig. 2 eine Decodierschaltung.

Der ADPCM-Codierer gemäß Fig. 1 weist einen algebraischen Subtrahierer 1 mit zwei Eingängen auf, dessen erster das zu codierende Signal y _t und dessen zweiter ein Vorhersagesignal _t empfängt. Der Ausgang des Subtrahierers 1 gibt ein Differenzsignal oder Fehlersignal e _t ab, das dem Eingang einer arithmetischen Einheit 2 zugeführt wird, die durch ein Signal e _{t - 1} geführt wird.

Der Ausgang der arithmetischen Einheit 2 gibt ein Signal en _t ab, das dem Eingang eines Codierers 3 zugeführt wird. Der Ausgang des Codierers 3 gibt ein codiertes Signal c _t ab, das einerseits einem Übertragungskanal zugeführt wird und das andererseits dem Eingang eines Decodierers/Quantifizierers 4 zugeführt wird. Dieser ergibt ein Signal ab, das dem Eingang einer arithmetischen Einheit 5 zugeführt wird, die durch das Signal _{t - 1} geführt wird. Der Ausgang dieser Einheit 5 gibt ein Signal _t ab, das ein wiederhergestelltes Fehlersignal ist, das einem ersten Eingang einer adaptiven Vorhersageschaltung 8, dem ersten Eingang eines algebraischen Addierers 7 und schließlich dem Eingang eines Registers 6 zugeführt wird, das zum Lesen durch von einem Taktgeber CK stammende Impulse H geführt wird. Das Register 6 gibt ein verzögertes Signal _{t - 1} ab, das den Steuereingängen der Schaltungen 2 und 5 zugeführt wird. Der Ausgang der adaptiven Vorhersageschaltung 8 gibt ein Signal _t ab, das einerseits dem zweiten Eingang des Subtrahierers 1 zugeführt wird, sowie andererseits dem zweiten Eingang des Addierers 7, dessen Ausgang ein wiederhergestelltes Signal _t abgibt, das einem zweiten Eingang der Vorhersageschaltung 8 zugeführt wird.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird angenommen, daß das Sprach-Signal y _t dem Eingang in numerischer Form zugeführt wird, beispielsweise in einem linearisierten Code mit zwölf Binärelementen (Bit), der durch die Dekompression des klassischen PCM-Codes erhalten wird; der Codierer und der Linearisierer sind nicht dargestellt.

Die Gesamtheit der Schaltungen 2, 3, 4, 5, 6 bildet eine Ausführungsform eines klassischen anpassenden oder adaptiven Quantifizierers, wobei die Schaltungen 2 und 5 jeweils das Normieren auf einen festen Leistungswert des Fehlersignals e _t bzw. das Wiederherstellen der reellen Leistung für das quantifizierte, normalisierte bzw. normierte Signal bewirken, um das quantifizierte Fehlersignal _t zu erhalten.

Das Register 6 bewirkt, daß zu dem Soll-Augenblick der Wert des Signals _{t - 1}, der zur Führung bzw. Steuerung verwendet wird, verfügbar ist.

Der ADPCM-Decodierer gemäß Fig. 2 weist einen Decodierer/Quantifizierer 4 auf, dessen Eingang das Signal c _t empfängt, das vom Übertragungskanal stammt, und dessen Ausgang ein Signal abgibt, das dem Eingang einer arithmetischen Einheit 5 zugeführt wird, die durch ein Signal _{t - 1} geführt wird. Der Ausgang dieser Einheit 5 gibt ein Signal _t ab, das einem ersten Eingang einer adaptiven Vorhersageschaltung 8, einem ersten Eingang eines algebraischen Addierers 7 und schließlich einem Eingang eines Registers 6 zugeführt wird, das zum Lesen durch einen Taktgeber CK gesteuert ist, wobei der Ausgang des Registers 6 mit einem Steuereingang der Schaltung 5 verbunden ist.

Der Ausgang der adaptiven Vorhersageschaltung 8 gibt ein Vorhersagesignal _t ab, das einem zweiten Eingang des algebraischen Addierers 7 zugeführt wird, dessen Ausgang ein Signal _t abgibt. Dieses Signal wird einem zweiten Eingang der Schaltung 8 zugeführt und bildet gleichzeitig das Ausgangssignal des Decodierers, d. h. endgültig das übertragene Signal, das dem dem Codierer zugeführten Eingangssignal y _t entspricht.

Die Schaltungen 4, 5, 6, 7, 8 dieses Decodierers sind den Schaltungen mit gleichem Bezugszeichen des Codierers gemäß Fig. 1 identisch.

Die Erfindung befaßt sich insbesondere mit der Vorhersageschaltung 8, wobei die anderen Teile von bekannter Bauart sein können.

Auf dem Gebiet der numerischen Übertragung eines Fernsprech-Sprachsignals wird bezüglich eines normalisierten bzw. normierten Systems, das mit 64 kBit/s arbeitet, angestrebt, zu einem geringeren Durchsatz als 32 kBit/s überzugehen. Vorrichtungen, die diese Durchsatzverringerung ermöglichen, werden bei dem herkömmlichen ADPCM-Verfahren, das vorstehend kurz erläutert worden ist, mit einer ausreichend guten Qualität des wiedergewonnenen Sprachsignals durchgeführt. Für diese Anwendung ist jedoch nützlich, weiter die erhaltene Qualität zu verbessern und dies durch eine kompliziertere Codierung. Für andere Anwendungsfälle kann es zweckmäßig sein, den Durchsatz auf den geringsten möglichen Durchsatz entsprechend den differentiellen Codierverfahren zu verringern unter Beibehalten einer gegebenen Qualität.

Zahlreiche Untersuchungen befassen sich mit adaptiven Vorhersageeinrichtungen, und zwar im Hinblick auf die zwei folgenden Richtungen:

• 1. Konzept von komplizierteren Filtern oder Verwendung von sehr leistungsfähigen Anpassungsalgorithmen (rekursive Algorithmen für schnelle Kalman-Filter oder adaptive Brückenfilter). Es wird beispielsweise verwiesen auf:
  • - J. D. Markel und A. H. Gray: "On autocorrelation equations as applied to speech analysis" in IEEE-Audio-Electroacoustic, AU-21, Nr. 2, 1973, S. 69-79;
  • - J. Makhoul: "A class of all-zero lattice digital filters: properties and applications", in IEEE-ASSP 26, Nr. 4, 1978, S. 304-314;
  • - D. L. Cohn und James L. Melsa: "The residual encoder - An improved ADPCM system for speech digitization", in IEEE transactions on communication, September 1975, S. 935-941;
  • - T. W. Cairns, W. A. Coberly, D. F. Findley: "ARMA modeling applied to linear prediction of speech, in IEEE-ASSP, Juli 1978, S. 23-26;
  • - C. Scagliola: "Automatic vocal tract parameter estimation by an iterative algorithm", in CSELT Rapporti tecnici, Nr. 2, Juni 1975, S. 19-24.
• 2. Formbildung, durch Vorfilterung, des Quantifizierungsrauschens gemäß folgendem Prinzip:
  Bei der herkömmlichen ADPCM-Codierung ist das Quantifizierungsrauschspektrum in erster Näherung nahezu flach, was mitunter zur Folge hat, daß es in Frequenzzonen deutlich hörbar ist, in denen das zu codierende Sprachsignal geringe Leistung besitzt. Verschiedene Anordnungen sind auf dem Gebiet der Blockcodierung mit mittlerem und geringem Durchsatz (unter 16 kBit/s) angegeben worden, um das Quantifizierungsrauschspektrum derart zu formen, daß dieser Nachteil verschwindet. Es wird beispielsweise verwiesen auf:
  • - M. Berouti und J. Makhoul: "High quality adaptative prediction coding of speech", in IEEE-ASSP, Tulsa 1978, S. 303-306;
  • - J. Makhoul, M. Berouti: Adaptive noise spectral shaping and entropy coding in predictive coding of speech", in IEEE Transactions on ASSP, Februar 1979, S. 63-73;
  • - B. S. Atal, M. R. Schroeder: "Predictive coding of Speech Signals and subjective error criteria" in IEEE Transactions on ASSP, Juni 1979, S. 247-254.

In diesen Druckschriften wird eine Technik beschrieben bei der eine Blockcodierung von Abtastungen erfolgt, wobei bei den ersteren das Vorfiltern durch Inversion des Vorhersagefilters erfolgt, was schwierig durchzuführen ist.

Es wird weiter verwiesen auf:

• - C. Galand, O. Esteban, J. Menez, D. Mauduit: "Systeme de codage du signal de parole par decomposition spectrale", Colloque national sur le traitement du signal et ses applications, April 1977, S. 74/1 bis 74/5,

Diese Druckschriften beschreiben eine Vorgehensweise, bei der auf eine Analyse von Teilbändern Bezug genommen wird, an die sich eine Codierung in jedem Band anschließt.

Die Erfindung beabsichtigt das gleiche wie die älteren Untersuchungen, nämlich die Verbesserung der Vorrichtungen für die ADPCM-Codierung. Insbesondere befaßt sie sich mit großen Durchsätzen. Dies soll dadurch erreicht werden, daß eine adaptive Vorhersageschaltung angegeben wird, die eine geeignete Formbildung des Quantifizierungsrauschens ermöglicht.

Vor der Definition der Erfindung ist es zweckmäßig, die verwendete Terminologie zu präzisieren.

Wie bei der Erläuterung herkömmlicher Anordnungen, die weiter oben durchgeführt worden ist, werden die wiederhergestellten Signale, von denen ausgehend die Vorhersage erfolgt, mit einem Symbol bezeichnet, über dem ein Querstrich vorgesehen wird, nämlich _t für das Signal und _t für den quantifizierten Fehler, wobei der Index t den Augenblick der Verarbeitung anzeigt oder auch den Rang der bearbeiteten Abtastung.

Das Quantifizierungsrauschen für das Signal zum Augenblick t sei mit Δ y _t bezeichnet. Es ist der Abweichung zwischen dem wiederhergestellten Signal _t und dem Anfangssignal y _t gleich. In gleicher Weise sei das Quantifizierungsrauschen für den Vorhersagefehler mit Δ e _t bezeichnet, das zum gleichen Augenblick t gleich ist der Differenz zwischen dem wiederhergestellten Fehler _t und dem erhaltenen reellen Fehler e _t . Auf Grund der Definition ergibt sich also:

Δ y _t = _t - y _t (1),
Δ e _t = _t - e _t (2).

Wie bereits ausgeführt, besitzt das Quantifizierungsrauschen Δ e _t für den Vorhersagefehler im allgemeinen ein Spektrum, das nahezu flach ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, dem Quantifizierungsrauschen Δ y _t für das Signal ein Spektrum zu geben, das im wesentlichen die gleiche Form besitzt wie das Spektrum des Anfangssignals y _t .

Das heißt diese Spektren sollen aneinander angepaßt werden. Auf diese Weise ist in den Zonen, in denen das Signal y _t schwach ist, das Quantifizierungsrauschen ebenfalls schwach, und das Rauschen nimmt in jenen Zonen, in denen y _t stark ist, relativ hohe Werte an, ohne daß dies die Qualität der Übertragung beeinträchtigt.

Diese Formung des Quantifizierungsrauschens wird gemäß der Erfindung im Rahmen einer Vorhersage-Vorgehensweise mittels linearem Filter mit rekursiver Wiedereinstellung durchgeführt und nicht im Rahmen eines Blockcode-Systems für Abtastungen, deren erster Nachteil weiter oben ausgeführt worden ist und deren zweiter Nachteil es ist, daß zum Empfänger zusätzlich zum quantifizierten Fehlersignal die Koeffizienten des Vorhersagefilters zu übertragen sind, die beim Sender berechnet worden sind.

Dies sei zum besseren Verständnis der Erfindung im folgenden näher ausgeführt.

Bei einem adaptiven Vorhersagesystem mit rekursiver Wiedereinstellung ist das wiedergewonnene Signal _t gleich der Summe des Vorhersagesignals _t und des wiederhergestellten Fehlers _t (vgl. Fig. 1):

_t = _t + _t (3).

Das Vorhersagesignal kann durch eine lineare Rechenoperation in folgender Form erhalten werden:

was einem Filterbetrieb äquivalent ist.

Es treten dabei N Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t auf, die N Abtastungen beeinflussen, die die Abtastungen des wiedergewonnenen Signals sind, nämlich _t , _{t - 1}, . . ., _{t - N + 1}. Aus den Gleichungen (3), (4) ergibt sich:

Wenn die Beziehung (5) in Form der nach "z" Transformierten geschrieben wird (wo die Variable z gleich e ^jT ist, mit T = Abtastperiode) ergibt sich zwischen _t und _t die folgende Beziehung:

Der Proportionalitätskoeffizient zwischen (z) und (z) ist eine Übertragungsfunktion, die nur Pole (entsprechend den Nullstellen des Nenners) und keine Nullstellen aufweist (der Zähler ist gleich 1). Ein Filter, das diese Übertragungsfunktion verwirklicht, wird als (Nur-)Polfilter bezeichnet.

Die Modellbildung des beschriebenen Signals mittels der Beziehungen (3) bis (6) ist an sich bekannt und wird "autoregressiv", kurz AR, bezeichnet, wobei der Term "regressiv" an das rekurrente Merkmal des Verfahrens erinnert, das auf einer Folge von bereits vorher verarbeiteten Abtastungen beruht.

Jedoch kann ein vorhergesagtes Signal oder Vorhersagesignal auch durch eine kompliziertere lineare Beziehung als die Beziehung (4) erhalten werden, wenn zusätzlich zu _{t - K} die wiedergewonnenen Fehlersignale _{t - K} einwirken können, gemäß der folgenden linearen Beziehung:

wobei der zweite Summand einer Vorhersage über das Fehlersignal p _t entspricht. Es treten also P andere Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t auf, die P Abtastungen des wiedergewonnenen Fehlers beeinflussen, nämlich

_t , _{t - 1}, . . ., _{t - P + 1}.

Aus (3) und (7) ergibt sich folgende Beziehung:

woraus sich durch die gleiche Transformation nach "z" wie zuvor die Beziehung zwischen (z) und (z) ergibt:

was zu einer neuen Übertragungsfunktion führt, die nicht nur Pole (die Nullstellen des Nenners), sondern auch Nullstellen, nämlich diejenigen des Zählers, aufweist.

Ein Filter, das diese Übertragungsfunktion erfüllt, wird als Pol-Nullstellen-Filter bezeichnet.

Die durch die Beziehungen (3), (7) bis (9) beschriebene Modellbildung ist an sich bekannt und wird autoregressiv mit eingestelltem Mittelwert, kurz ARMA, bezeichnet. Eine Modellbildung, die nur auf den Zähler der Übertragungsfunktion (9) einwirkt, wird mittels eines (Nur-)Nullstellenfilters erhalten und wird als mit eingestelltem Mittelwert, kurz MA, bezeichnet.

Die Erfindung erfolgt im Rahmen einer Modellbildung des Typs ARMA von wiedergewonnenen Signalen _{t + 1} und _{t + 1}, wobei diese Modellbildung sich auf zwei Folgen von Koeffizienten bezieht, deren eine A 1 t, A 2 _t , . . ., AN _t N Abtastungen _t , _{t - 1}, . . ., _{t - N + 1} des wiedergewonnenen Signals beeinflußt und deren andere B 1 _t , B 2 _t , . . ., BN _t P Abtastungen _t , _{t - 1}, . . ., _{t - P + 1} des wiedergewonnenen Fehlers beeinflußt. Alle diese Koeffizienten werden zu jedem Augenblick oder Zeitpunkt t, d. h. sequentiell oder auch rekursiv wiedereingestellt derart, daß die mittlere Leistung des Vorhersagefehlersignals minimal wird.

Nach der Erläuterung der gesamten Umstände werden die Einzelheiten der Erfindung genauer erläutert.

Anstatt daß die Vorhersage ausgehend von den einzigen Signalen _t und _t , wie bei der ARMA-Modellbildung, erfolgt, werden gemäß der Erfindung auch das reelle Signal y _t und der reelle Fehler e _t verwendet. Dazu wird einerseits eine lineare Filterung von y _t durchgeführt unter Verwenden der Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t der herkömmlichen Modellbildung von _{t + 1}, wobei diese Koeffizienten N aufeinanderfolgende Abtastungen des Signals y _t , nämlich y _t , y _{t - 1}, . . ., y _{t - N + 1} beeinflussen, und andererseits eine lineare Filterung von e _t durchgeführt durch Verwenden der Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t der herkömmlichen Modellbildung für _{t + 1}.

Anders ausgedrückt werden folgende Mengen gebildet:

A 1 _t y _t + A 2 _t y _{t - 1} + . . . + AN _t y _{t - N + 1} (nämlich py _t ) (10)

und

B 1 _t e _t + B 2 _t e _t + . . . + BP _t e _{t - P + 1} (nämlich pe _t ) (11).

Darüber hinaus werden diese Mengen jeweils mit zwei Koeffizienten zwischen Null und Eins, die nicht simultan Null sind, gewichtet, wobei diese Koeffizienten mit γ _AR (der Index AR erinnert an die autoregressive Modellbildung) und γ _MA (der Index MA erinnert an die Modellbildung mit eingestelltem Mittelwert) bezeichnet sind.

Schließlich werden auch die herkömmlichen für die wiedergewonnenen Werte _t und _t erhaltenen Vorhersagen, nämlich:

A 1 _{t t} + A 2 _t y _{t - 1} + . . . + AN _{t t - N + 1} (nämlich p _t ) (12)

und

B 1 _{t t} + B 2 _{t t - 1} + . . . + BP _{t t - P + 1} (nämlich p _t ) (13),

ebenfalls gewichtet, und zwar mit Koeffizienten die gleich (1 - γ _AR ) bzw. (1 - γ _MA ) sind.

Zusammenfassend wird gemäß der Erfindung ein Vorhersagesignal mit der Form:

[(1 - γ _AR ) p _t + γ _AR py _t ] + [(1 - γ _MA ) p _t + γ _MA pe _t ] (14)

gebildet, wobei die Mengen p _t , py _t , p _t und pe _t durch die durch Beziehungen (10) bis (13) bezeichneten Summen erhalten werden.

Es ist zu bemerken, daß dann, wenn die Koeffizienten γ _AR und q _MA beide Null sind, sich der Ausdruck (14) auf p _t + p _t reduziert, was der herkömmlichen Vorhersage entspricht. Im Gegensatz dazu wird, wenn diese Koeffizienten beide gleich Eins sind, die Gleichung (14) zu:

py _t + pe _t (15).

Diese Betrachtungen sind nur für die Codierschaltung gültig, in der gleichzeitig wiedergewonnene Signale _t und _t und reelle Signale y _t und e _t vorgesehen sind. Bei der Decodierung sind natürlich nur die wiedergewonnenen Signale _t und _t vorhanden derart, daß lediglich die beiden Ausdrücke gemäß (10) und (11) berechnet werden können, wie das herkömmlich ist.

Der Zweck der besonderen Modellbildung, die definiert worden ist bezüglich der Formung des Quantifizierungsrauschens wird im folgenden erläutert.

Zum Zeitpunkt t + 1 ergibt sich der Vorhersagefehler e _{t + 1} zu:

e _{t + 1} = y _{t + 1} - p _{t + 1} (16),

wobei die Vorhersage p _{t + 1} durch den Ausdruck (14) gegeben ist. Daraus ergibt sich, daß das Quantifizierungsrauschen für das Signal

( Δ y _{t + 1} = _{t + 1} - y _{t + 1})

mit dem Quantifizierungsrauschen für den Vorhersagefehler

( Δ e _{t + 1} = _{t + 1} - e _{t + 1})

gemäß folgender Beziehung verbunden ist:

Δ y _{t + 1} = γ _AR [A 1 _t Δ y _t + . . . + AN _t Δ y _{t - N + 1}] + γ _MA [B 1 _t Δ e _t + . . . + BP _t Δ e _{t - P + 1}] + Δ e _{t + 1} (17).

Wenn angenommen wird, daß das Quantifizierungsrauschen Δ e _t für den Vorhersagefehler ein Spektrum besitzt, das nahezu flach ist, ergibt sich daraus, daß das Spektrum des Quantifizierungsrauschens Δ y _t für das Signal durch das Quadrat des Moduls der Pol-Nullstellen-Übertragungsfunktion gegeben ist, zu:

Bei der Maßgabe, bei der angenommen ist, daß die Koeffizienten A 1 _t , . . ., AN _t , B 1 _t , . . ., BP _t ausreichend langsam wiedereingestellt sind, daß sie als örtlich konstant angenommen werden können. Wenn die Koeffizienten A 1, . . ., AN, B 1, . . ., BP derart eingestellt sind, daß die mittlere Leistung des Vorhersagefehlers _t auf das wiedergewonnene Signal _t aufs Äußerste verringert wird, ergibt sich, daß das Spektrum des wiedergewonnenen Signals _t durch Nehmen des Quadrats des Moduls über den Einheitskreis der Pol-Nullstellen-Übertragungsfunktion erhalten wird, zu:

Beispielsweise erreicht die Wahl der Parameter γ _AR = γ _MA = 1 für das Rauschen Δ y _t genau das Spektrum des wiedergewonnenen Signals _t , was einer Formbildung durch vollständige Parallelität der Spektren entspricht, was dem angestrebten Zweck entspricht. Andererseits gibt die Wahl γ _MA = γ _AR = 0 dem Rauschen Δ y _t ein flaches Spektrum, was der Abwesenheit einer Formbildung entspricht, wie das herkömmlich ist.

Natürlich ist zwischen diesen beiden extremen Situationen jede Zwischenwahl möglich, die zu einer Formbildung durch annähernde Parallelität der Spektren von _t und Δ y _t führt. Insbesondere ermöglicht die Wahl γ _AR = 0 und q _MA = 1 das Wiedergewinnen der Nullstellen des Spektrums von _t im Spektrum von Δ y _t .

Das Spiel bezüglich der Parameter γ _AR und γ _MA ermöglicht daher ein beliebiges Betreiben der spektralen Formbildung in sehr einfacher Weise unter Beibehalten der Allgemeingültigkeit. Die Erfindung unterscheidet sich auch in dieser Hinsicht von den anderen herkömmlichen Vorgehensweisen, um derartige Formbildung zu erreichen.

Die Erfindung kann also wie folgt definiert werden:

Es handelt sich um ein Verfahren zur differentiellen PCM mit adaptiver Vorhersage (ADPCM), bei dem ein Fehlersignal e _t zwischen einer Probe bzw. Abtastung y _t des zu codierenden Signals und einem Vorhersagesignal _t dieses Signals gebildet wird, wobei t ein Abtastaugenblick ist, das Fehlersignal e _t quantisiert und das quantisierte Signal codiert wird, ein wiederhergestelltes Fehlersignal _t ausgehend von dem quantifizierten, oder codierten, Signal gebildet wird, ein wiederhergestelltes Signal _t durch Hinzufügen zu _t des Vorhersagesignals _t gebildet wird und das Vorhersagesignal _{t + 1} ausgehend von den wiederhergestellten Signalen _t und _t mittels zweier linearer Filterbetriebe gebildet wird, wobei der erste sich über N aufeinanderfolgende Abtastungen von _t , nämlich _t , _{t - 1}, . . ., _{t - N + 1}, erstreckt und darin besteht, daß diese Abtastungen, oder abgeleitete Abtastungen, jeweils mit Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t multipliziert werden und dann die Summe der erhaltenen Produkte gebildet wird, um ein Vorhersagesignal p _t zu erhalten, und wobei der zweite sich über P aufeinanderfolgende Abtastungen von _t , nämlich _t , _{t - 1}, . . ., _{t - P + 1} erstreckt und darin besteht, daß die jeweiligen Abtastungen mit Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t multipliziert werden und die Summe der erhaltenen Produkte gebildet wird, um ein Vorhersagesignal p _t zu erhalten, wobei die Koeffizienten A 1 _t , . . ., AN _t und B 1 _t . . . BP _t sequentiell für jeden Abtastaugenblick t derart eingestellt sind, daß die mittlere Leistung des Fehlersignals e _t minimal wird, wobei sich das Verfahren dadurch auszeichnet, daß eine Formbildung des Quantifizierungsrauschspektrums für das Signal y _t , nämlich Δ y _t = _t - y _t , dadurch durchgeführt wird, daß dieses Spektrum demjenigen des wiederhergestellten Signals _t parallel angeordnet wird und durch mindestens einen der folgenden Betriebe a), b) und c) verwirklicht wird:

• a) es erfolgt eine lineare Filterung des Signals y _t unter Verwendung von N aufeinanderfolgenden Abtastungen von y _t , nämlich y _t , y _{t - 1}, . . ., y _{t - N + 1} und durch Multiplizieren dieser Abtastungen oder abgeleiteter Abtastungen mit N Koeffizienten, die den erwähnten Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t gleich sind, und durch anschließendes Addieren der erhaltenen Produkte, wodurch ein gefiltertes Signal py _t gebildet wird, und es wird anschließend, ausgehend von diesem Signal py _t und des vorher durch Filtern von _t erhaltenen Signals p _t , ein Signal pAR _t gebildet, das entspricht γ _AR py _t + (1 - γ _AR ) p _t , wobei γ _AR ein einstellbarer Koeffizient zwischen Null und Eins (einschließlich der Grenzwerte) ist,
• b) es wird das nicht quantifizierte Fehlersignal e _t gefiltert durch Multiplizieren von P aufeinanderfolgenden Abtastungen dieses Signals, nämlich e _t , e _{t - 1}, . . ., e _{t - P + 1}, mit P Koeffizienten, die jeweils den erwähnten Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t gleich sind, und es werden die erhaltenen Produkte addiert, wodurch ein gefiltertes Signal pe _t gebildet wird, wobei dann ausgehend von diesem Signal pe _t und einem vorher durch Filtern von _t erhaltenen Signal p _t ein Signal pMA _t gebildet wird, das gleich ist q _MA pe _t + (1 - γ _MA ) p _t , wobei q _MA ein einstellbarer Koeffizient zwischen Null und Eins (einschließlich der Grenzwerte) ist,
• c) wobei die Koeffizienten γ _AR und q _MA nicht gleichzeitig Null sind, wobei sich an die Betriebsschritte (a), (b) eine Addition der Signale pAR _t und pMA _t anschließt, sowie eine Verzögerung um einen Abtastaugenblick der erhaltenen Summe, was das Vorhersagesignal _t bildet.

Wie das an sich bekannt ist, kann vorteilhaft anstelle direkt die Abtastungen _t , . . ., _{t - N + 1} zu verarbeiten zuvor eine Orthogonalisierung dieser Abtastungen derart durchgeführt werden, daß sie aufs Äußerste dekorreliert werden, um die Wirksamkeit von rekursiven Algorithmen zur Abschätzung der kleinsten Quadrate zu verbessern.

Diese Orthogonalisierung kann durch rekursive Einstellung eines Nullstellen-Brückenfilters erfolgen und ermöglicht bessere Wirkungsweisen, wobei die Kompliziertheit des Systems nicht übermäßig erhöht wird.

Die Multiplizierbetriebe, die bei der vorstehenden Definition genannt worden sind, wirken nicht mehr auf die Abtastungen des zu verarbeitenden Signals ein, sondern auf Abtastungen, die als abgeleitet bezeichnet werden und die beim Auftreten die orthogonalen Abtastungen sind, die nach dieser Orthogonalisierung erhalten werden.

Die Erfindung betrifft auch eine Codiervorrichtung zur differentiellen PCM mit adaptiver Vorhersage (ADPCM) zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, mit einem Subtrahierer mit zwei Eingängen, deren einer eine Abtastung y _t des zu codierenden Signals empfängt, und deren anderer ein Vorhersagesignal _t dieses Signals empfängt, wobei t ein Abtastaugenblick ist, und mit einem Ausgang, der ein Fehlersignal e _t abgibt, einem Quantifizierer des Fehlersignals e _t , an den sich ein Codierer des quantifizierten Signals anschließt, einer Formungsschaltung zum Formen eines wiedergewonnenen Fehlersignals _t ausgehend von dem quantifizierten (oder codierten) Fehlersignal, einem Addierer mit zwei Eingängen, deren einer das wiedergewonnene Fehlersignal empfängt und deren anderer das Vorhersagesignal _t abgibt und einem Ausgang, der ein wiedergewonnenes Signal _t abgibt, und einer Vorhersageeinrichtung, die die wiedergewonnenen Signale _t und _t empfängt und das Vorhersagesignal _t abgibt, wobei die Vorhersageeinrichtung zwei lineare Filter aufweist, deren erstes auf das wiedergewonnene Signal _t einwirkt und N Schaltungen zur Formung von Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t , eine erste Gruppe von N Multiplizierern mit zwei Eingängen, die N zu filternde aufeinanderfolgende Abtastungen von _t , nämlich y _t , . . ., y _{t - N + 1} (oder abgeleitete Abtastungen) bzw. die N Koeffizienten empfangen und einen Addierer (24) mit N Eingängen aufweist, die mit den N Multiplizierern der ersten Gruppe verbunden sind, und mit einem Ausgang, der ein Vorhersagesignal p _t abgibt, deren zweites P Schaltungen zur Formung von P Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t , eine zweite Gruppe von P Multiplizierern mit zwei Eingängen, die P aufeinanderfolgende Abtastungen von _t , nämlich _t , _{t - 1}, . . ., _{t - P + 1}, bzw. die P Koeffizienten empfangen, und einen Addierer mit P Eingängen aufweist, die mit den P Multiplizierern der zweiten Gruppe verbunden sind, und mit einem Ausgang, der ein Vorhersagesignal p _t abgibt, wobei die beiden Filter Glieder aufweisen zum sequentiellen Einstellen zu jedem Abtastaugenblick t der Koeffizienten A 1 _t , . . ., AN _t und B 1 _t , . . ., BP _t , damit die mittlere Leistung des Fehlersignals _t minimal wird, wobei sich die Vorrichtung dadurch auszeichnet, daß die Vorsageeinrichtung Glieder aufweist zum Formen des Quantifizierungsrauschspektrums für das Signal y _t (nämlich Δ y _t = _t - y _t ) durch parallel-Anordnen dieses Spektrums zu demjenigen des wiedergewonnenen Signals _t , wobei diese Glieder aufweisen:

• A) mindestens eine der folgenden Schaltungen:
  • a) eine erste Schaltung, die gebildet ist durch ein Filter des Signals y _t mit einer ersten Gruppe von N Multiplizierern mit zwei Eingängen, die empfangen N aufeinanderfolgende Abtastungen von y _t (oder abgeleitete Abtastungen) bzw. N Koeffizienten, die gleich A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t sind, die in dem ersten Filter der Vorhersageeinrichtung, das auf _t einwirkt, abgenommen sind, und einer ersten Addierschaltung mit N Eingängen, die mit den N Multiplizierern der ersten Gruppe verbunden sind, und einem Ausgang, der ein gefiltertes Signal py _t abgibt, und durch eine erste algebraische Schaltung mit zwei Eingängen, deren erster mit dem Ausgang des Filters von y _t verbunden ist und das Signal py _t empfängt, und deren anderer mit dem Ausgang des Filters von _t verbunden ist und das Signal p _t empfängt, wobei die erste algebraische Schaltung an einem Ausgang ein Signal pAR _t abgibt, das gleich γ _AR py _t + (1 - γ _AR ) p _t ist, wobei q _AR ein einstellbarer Koeffizient zwischen Null und Eins, einschließlich der Grenzwerte, ist,
  • b) eine zweite Schaltung, die gebildet ist durch ein Filter des nicht quantifizierten Fehlersignals e _t , mit einer zweiten Gruppe von P Multiplizierern mit zwei Eingängen, die P aufeinanderfolgende Abtastungen von e _t bzw. P Koeffizienten empfangen, die jeweils gleich den Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t sind, die in dem zweiten Filter der Vorhersageeinrichtung, das auf _t einwirkt, abgenommen sind, und mit einem Addierer mit P Eingängen, die mit den P Multiplizierern der zweiten Gruppe verbunden sind, und einem Ausgang, der ein gefiltertes Signal pe _t abgibt, und durch eine zweite algebraische Schaltung mit zwei Eingängen, deren einer mit dem Ausgang des Filters von e _t verbunden ist und das Signal pe _t empfängt und deren anderer mit dem Ausgang des Filters von _t verbunden ist und das Signal p _t empfängt, wobei die zweite algebraische Schaltung an einem Ausgang ein Signal pMA _t abgibt, das gleich γ _MA pe _t + (1 - γ _MA ) p _t ist, wobei γ _MA ein einstellbarer Koeffizient zwischen Null und Eins, einschließlich der Grenzwerte, ist, wobei die Koeffizienten γ _MA und γ _AR nicht simultan Null sind,
• B) einen Addierer mit zwei Eingängen, die mit den Ausgängen von erster und zweiter algebraischer Schaltung verbunden sind, und mit einem Ausgang, der ein Signal pAR _t + pMA _t abgibt, und
• C) eine Verzögerungsschaltung um einen Abtastaugenblick, mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Addierers (17) verbunden ist, und einem Ausgang, der das Vorhersagesignal _t abgibt.

Auch bei der Vorrichtung kann erfindungsgemäß eine Weiterbildung verwendet werden, die sich auf eine vorhergehende Orthogonalisierung der Abtastungen des zu verarbeitenden Signals y _t mittels eines Gitter- oder Brückenfilters bezieht.

Die Erfindung beruht nicht auf verschiedenen Anpassungsvorrichtungen der Koeffizienten A 1 _t , . . ., AN _t und B 1 _t , . . ., BP _t . Es sei jedoch beispielhaft auf bekannte Vorrichtungen, die diese Anpassung ermöglichen, verwiesen. Was den besonderen Fall der Anpassung von Koeffizienten eines Brückenfilters betrifft, sei insbesondere auf die folgenden Druckschriften verwiesen:

• - J. Makhoul u. R. Viswanathan: "Adaptive lattice methods for linear prediction", IEEE-ASSP (Tulsa), 1978, S. 83-86;
• - J. Makhoul: "Stable and efficient lattice methods for linear prediction", in IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, ASSP-25, Oktober 1977, S. 423-428.

Eine weiterführende Anpassungsvorrichtung ist in der deutschen Offenlegungsschrift DE-31 15 884 A1 beschrieben.

Die Erfindung wird an Hand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Codierers,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Decodierers,

Fig. 3, 4 und 5 drei Ausführungsformen der Erfindung bei denen eine Formbildung des Quantifizierungsrauschens durch Pol-Nullstellen-Filterung, durch Nullstellen-Filterung bzw. durch Polfilterung erreicht wird,

Fig. 6 und 7 zwei Ausführungsformen einer adaptiven Pol-Nullstellen-Vorhersageschaltung mit Formbildung durch Pol-Nullstellen-Filterung des Quantifizierungsrauschens gemäß der Erfindung, und zwar ohne Orthogonalisierung bzw. mit Orthogonalisierung,

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der adaptiven Pol-Nullstellen-Vorhersageschaltung mit Formbildung durch Nullstellenfilterung des Quantifizierungsrauschens gemäß der Erfindung,

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der adaptiven Pol-Nullstellen-Vorhersageschaltung mit Formbildung durch Polfilterung des Quantifizierungsrauschens gemäß der Erfindung,

Fig. 10, 11 Blockschaltbilder von zwei Ausführungsformen der Schaltung zur Pol-Nullstellen-Modellbildung des wiedergewonnenen Signals _t , und zwar ohne bzw. mit Orthogonalisierungsschaltung,

Fig. 12 ein Schaltbild zum Filtern des Signals y _t ohne Orthogonalisierungsschaltung,

Fig. 13 ein Schaltbild zum Filtern des Signals e _t ,

Fig. 14 ein Schaltbild zum Filtern des Signals y _t mit Orthogonalisierungsschaltung,

Fig. 15 ein Blockschaltbild einer adaptiven Brückenfilterschaltung zur Orthogonalisierung des wiedergewonnenen Signals _t ,

Fig. 16 ein Blockschaltbild einer Brückenfilterschaltung des Signals y _t ,

Fig. 17 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen rekursiven Einstellschaltung von Parametern eines Pol-Nullstellen-Filters,

Fig. 18 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen Verstärkungsfaktor-Anpaßschaltung von rekursiven Algorithmen, die in der vorhergehenden Schaltung verwendet werden,

Fig. 19 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen Anpaßschaltung von Koeffizienten eines Brückenfilters.

Der herkömmliche Codierer und der herkömmliche Decodierer wurden bereits an Hand der Fig. 1 und 2 erläutert.

Das Verständnis der im folgenden erläuterten Schaltungen bzw. Schaltungsanordnungen ist unter Bezugnahme der üblichen Konventionen bei Logikschaltungen möglich. Die Synchronisation der Gesamtheit der Betriebsschritte erfordert Verzögerungsschaltungen und Register, die dies berücksichtigen und die nicht im einzelnen dargestellt sind, es sei denn, daß sie unbedingt zum Verständnis der dargestellten Einrichtungen erforderlich sind. Dies trifft beispielsweise für die Taktimpulse für die Abtastung (Taktgeber CK) zu, die dort richtig verzögert werden müssen, wo dies erforderlich ist. Im übrigen ist die Anzahl der zur Codierung der Signale erforderlichen Binärelemente nicht genau anzugeben, sie hängt vom Ausmaß der erwünschten Genauigkeit ab. Die Numerierung in Form von n/1, n/2, . . ., n/K der in einem gleichen Schaltbild auftretenden Schaltungen nimmt Bezug auf identische Schaltungen, die die gleiche Funktion erfüllen. Zwei Ausführungsformen der gleichen Schaltung können zum Teil identische Schaltungen verwenden:
die letzteren sind dabei durch das gleiche Bezugszeichen bezeichnet.

Fig. 3 zeigt ein Schaltbild einer ADPCM-Codierschaltung mit Formbildung des Quantifizierungsrauschens mittels eines adaptiven Pol-Nullstellen-Filters.

Die Schaltungen 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7 sind identisch den entsprechenden Schaltungen in Fig. 1. Der Unterschied zur Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 beruht in der adaptiven Vorhersageeinrichtung 8 a, die hier vier Eingänge 101, 102, 103, 104, an Stelle von zwei Eingängen, aufweist, wobei die Eingänge die Signale e _t , _t , _t bzw. y _t empfangen, wobei zwei Steuereingänge 105, 106 die Koeffizienten γ _MA und γ _AR empfangen, die durch die beiden Glieder 107 und 108 eingestellt sind.

Diese Eingänge sind dazu bestimmt, der Vorhersageeinrichtung 8 a die zusätzlichen Signale y _t und e _t und die Koeffizienten γ _MA , γ _AR zuzuführen, die bei den Formbildungsschritten des Quantifizierungsrauschens gemäß der Erfindung einwirken.

Wie sich das aus den weiter oben erläuterten Definitionen der Erfindung ergibt, ist es nicht notwendig, simultan auf y _t und e _t einzuwirken, und können Kompromisse angewendet werden, bei denen die Formbildung des Spektrums des Quantifizierungsrauschens durch Parallelbildung nur partiell erfolgt, und durch Einwirken nur auf e _t oder y _t erhalten wird.

Fig. 4 zeigt den allgemeinen Aufbau des Codierers im ersten Fall, bei dem die Vorhersageeinrichtung 8 b nur Eingänge 101, 102, 103 aufweist, die die Signale e _t , _t und _t empfangen, sowie einen Eingang 106, der den Koeffizienten γ _MA empfängt.

Fig. 5 zeigt den allgemeinen Aufbau des Codierers im zweiten Fall, bei dem die Vorhersageeinrichtung 8 c nur die Eingänge 102, 103 und 104 aufweist, die die Signale _t , _t und y _t empfängt, sowie den Eingang 105, der den Koeffizienten γ _AR empfängt.

Die Fig. 3, 4 und 5 zeigen daher drei wesentliche Ausführungsformen des Codierers gemäß der Erfindung. Die folgenden Figuren bezwecken eine ausführliche Erläuterung der Vorhersageeinrichtung 8 entsprechend den drei Ausführungsformen 8 a, 8 b bzw. 8 c, wobei dargestellt sind

die Vorhersageeinrichtung 8 a in den Fig. 6 und 7,
die Vorhersageeinrichtung 8 b in Fig. 8,
die Vorhersageeinrichtung 8 c in Fig. 9.

Das Schaltbild gemäß Fig. 6 gibt eine Ausführungsform der Schaltung 8 a zur adaptiven Vorhersage mit Formbildung des Quantifizierungsrauschens mittels eines adaptiven Pol-Nullstellen-Filters an.

Die Eingänge 102 und 103 empfangen die Signale _t und _t und sind jeweils mit den beiden Eingängen 112 bzw. 113 eines Pol-Nullstellen-Filters 12 a bzw. einer Filterschaltung verbunden. Das Filter weist eine erste Gruppe von N Ausgängen mit der Bezeichnung 120/1, 120/2, . . ., 120/N auf, die Signale A 1 _t , . . ., An _t , . . ., AN _t übertragen und mit N Eingängen 130/1, 130/2, . . ., 130/N eines Filters 13 a bzw. einer Filterschaltung des Signals y _t verbunden sind, wobei letzteres über einen Eingang 130/0 zugeführt wird. Das Filter 12 a weist weiter eine zweite Gruppe von P Ausgängen mit der Bezeichnung 125/1, 125/2, . . ., 125/P auf, die Signale B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t übertragen und mit P Eingängen 140/1, 140/2, . . ., 140/P eines Filters 14 bzw. einer Filterschaltung für das Signal e _t verbunden sind, das über einen Eingang 140/0 zugeführt wird. Das Filter 12 a weist weiter einen Ausgang 121 auf, der ein Signal p _t abgibt, sowie einen Ausgang 122, der ein Signal p _t abgibt.

Das Filter 13 a weist einen Ausgang 132 auf, der ein Signal py _t überträgt, das dem Eingang 150 einer algebraischen oder Rechenschaltung 15 zugeführt wird, die einen zweiten Eingang 151 besitzt, der mit dem Ausgang 121 des Filters 12 a verbunden ist und von diesem das Signal p _t empfängt.

Die Rechenschaltung 15 weist einen dritten Eingang 152 auf, der mit dem Eingang 105 verbunden ist, von dem sie ein einen Koeffizienten γ _AR wiedergebendes Signal empfängt. Die Rechenschaltung 15 weist einen Ausgang 154 auf, der ein Signal pAR _t abgibt, das gleich

γ _AR py _t + (1 - γ _AR ) p _t

ist.

Das Filter 14 weist einen Ausgang 142 auf, der ein Signal pe _t überträgt, das dem Eingang 160 einer algebraischen oder Rechenschaltung 16 zugeführt wird, die einen zweiten Eingang 161 besitzt, der mit dem Ausgang 122 des Filters 12 a verbunden ist und von diesem das Signal p _t empfängt. Die Rechenschaltung 16 weist einen dritten Eingang 162 auf, der mit dem Eingang 106 verbunden ist, von dem sie ein einen Koeffizienten γ _MA wiedergebendes Signal empfängt. Die Rechenschaltung 16 weist einen Ausgang 164 auf, der ein Signal pMA _t abgibt, das gleich

γ _MA pe _t + (1 - γ _MA ) p _t

ist.

Die dargestellte Schaltung weist weiter einen Addierer 17 mit zwei Eingängen 171 und 172 auf, die jeweils mit den beiden Ausgängen 154 bzw. 164 verbunden sind, sowie einen Ausgang 173, der ein Signal _{t + 1} abgibt.

Schließlich weist die Schaltung 8 a ein Register 9 auf, das durch das Taktsignal H gesteuert ist, das das empfangene Signal _{t + 1} verzögert und ein Signal _t abgibt, das das Vorhersagesignal ist.

Das Filter 12 a ist in Fig. 10 dargestellt, das Filter 13 a in Fig. 12 und das Filter 14 in Fig. 13.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Signal p _t + p _t eine Vorhersage des Signals _{t + 1}, das durch Einstellen des Pol-Nullstellen-Filters 12 a erhalten wird, dessen Koeffizienten A 1, . . ., AN, B 1, . . ., BP derart gewählt sind, daß die mittlere Leistung des Vorhersagefehlers

_{t + 1} - p _t - p _t = _{t + 1}

aufs Äußerste verringert wird. Andererseits transformieren die Filter 13 a und 14 jeweils die Signale y _t nach py _t bzw. e _t nach pe _t und sind identisch zu denjenigen die _t nach p _t bzw. _t nach p _t transformieren. Die Koeffizienten von diesen werden jenen zu diesem Zweck zugeführt. Die Vorhersage des zu codierenden Signals y _{t + 1} ist damit

_{t + 1} = pAR _t + pMA _t .

Sie wird in das Register 9 geladen und wird zum Augenblick t + 1 gelesen unter Einwirkung durch den Taktimpuls H, der in geeigneter Weise phasengesteuert ist. Diese Vorhersage wird von der neuen Abtastung y _{t + 1} abgezogen, um den neuen Vorhersagefehler e _{t + 1} zu erhalten.

Fig. 7 zeigt eine Ausführungsform der Schaltung 8 a für die adaptive Vorhersage mit Formung des Quantifizierungsrauschens mittels des adaptiven Pol-Nullstellen-Filters.

Die Schaltungsanordnungen 14, 15, 16, 17 und 9 sind identisch den entsprechenden Schaltungsanordnungen in Fig. 6. Die Unterschiede liegen in der Modellbildungsschaltung 12 b, die sich von der Schaltung 12 a dadurch unterscheidet, daß sie einen Orthogonalisierer enthält. Die Schaltung 12 b weist daher eine dritte Gruppe von Ausgängen 123/1, 123/2, . . ., 123/N - 1 auf, die die N - 1 Orthogonalisierungs-Koeffizienten R 1 _t , R 2 _t , . . ., R(N - 1) _t abgeben. Die Schaltung 13 b weist wiederum eine Orthogonalisierungsschaltung auf, die die gleichen Koeffizienten verwendet und die zu diesem Zweck eine Gruppe von N - 1 Eingängen 131/1, . . ., 131/N - 1 aufweist, die jeweils mit den Ausgängen 123/1, . . ., 123/N - 1 der Schaltung 12 b verbunden sind.

Die Schaltung 12 b wird an Hand der Fig. 11 näher erläutert und die Schaltung Fig. 13b wird an Hand der Fig. 14 näher erläutert.

Das Schaltbild gemäß Fig. 6 gibt einen allgemeinen Fall wieder, wie das weiter oben ausgeführt ist, wobei die besonderen Fälle entsprechend der Werte der Koeffizienten γ _AR , q _MA erhalten werden, die zwischen Null und Eins liegen wobei dann, wenn die beiden Koeffizienten simultan Null sind, dies dem Nichtvorhandensein der Formbildung entspricht.

Die beigefügte Tabelle faßt die verschiedenen möglichen Fälle entsprechend der Werte von γ _AR und γ _MA zusammen.

Die dritte Spalte gibt das Filter wieder, das das Quantifizierungsrauschen Δ e _t = e _t - _t bezüglich dem Vorhersagefehler wiedergibt bei dem Quantifizierungsrauschen Δ y _t = y _t - _t bezüglich dem zu codierenden Rauschen.

Das Schaltbild gemäß Fig. 8 entspricht dem Fall, für den gilt γ _MA = 1 und γ _AR = 0, was der Schaltung 8 b für die adaptive Vorhersage mit Formung des Quantifizierungsrauschens mittels eines adaptiven Nullstellenfilters 12 c entspricht. Die Schaltungen 14, 17, 19 sind identisch den entsprechenden Schaltungen in Fig. 6.

Das Schaltbild gemäß Fig. 9 entspricht dem Fall, für den gilt γ _MA = 0 und γ _AR = 1, was der Schaltung 8 c für die adaptive Vorhersage mit Formbildung des Quantifizierungsrauschens mittels eines adaptiven Polfilters entspricht. Die Schaltungen 13 b, 17, 9 sind dabei den entsprechenden Schaltungen in Fig. 7 identisch.

Nach der Darlegung des allgemeinen Aufbaues der erfindungsgemäßen Vorrichtung werden die sie bildenden wesentlichen Teile im folgenden ausführlich erläutert.

Zunächst zeigt Fig. 10 die Schaltung 12 a für die Pol-Nullstellen-Modellbildung des Signals _t , wie sie in Fig. 6 dargestellt ist.

Die dargestellte Schaltung weist N Verzögerungsschaltungen 18/1, 18/2, . . ., 18/N um eine Abtastung (oder sequentielle Speicher), P weitere Schaltungen 19/1, 19/2, . . ., 19/P gleichen Aufbaues, N Parameter-Berechnungsschaltungen 20/1, 20/2, . . ., 20/N, die einen Steuereingang besitzen, P weitere Parameter-Berechnungsschaltungen 21/1, 21/2, . . ., 21/P gleicher Art, N Multiplizierer 22/1, 22/2, . . ., 22/N mit zwei Eingängen, P weitere Multiplizierer 23/1, 23/2, . . ., 23/P mit zwei Eingängen, einen Addierer 24 mit N Eingängen und einem Ausgang 121, einen Addierer 25 mit P Eingängen und einem Ausgang 122, eine Verstärkungsberechnungsschaltung 26 mit N + P Eingängen, die mit den Ausgängen der N + P Verzögerungsschaltungen verbunden sind, und einem Ausgang auf, der ein Signal μ _t abgibt, das den Steuereingängen aller Parameter-Berechnungsschaltungen zugeführt wird.

Der Eingang 113 der Schaltung empfängt das Signal _t , das einerseits einem ersten Eingang des Multiplizierers 22/1 und andererseits einem Eingang der Schaltung 18/1 zugeführt wird. Der Ausgang der Schaltung 18/1 gibt ein verzögertes Signal _{t - 1} ab, das einem Eingang der Verstärkungsberechnungsschaltung 26, einem ersten Eingang der Parameter-Berechnungsschaltung 20/1, einem ersten Eingang des Multiplizierers 22/2 und schließlich einem Eingang der Schaltung 18/2 zugeführt wird. Die gleichen Verbindungen liegen für die anderen Schaltungen vor mit Ausnahme deren letzter.

Die Schaltung 18/N empfängt das Signal _{t - N + 1} und gibt am Ausgang ein Signal _{t - N} ab, das einzig dem entsprechenden Eingang der Schaltung 26 und dem ersten Eingang der Schaltung 20/N zugeführt wird.

Der Eingang 112 der Schaltung empfängt das Signal _t , das dem zweiten Eingang der Schaltungen 20/1, . . ., 20/N und 21/1, . . ., 21/P für die Parameter-Berechnung zugeführt wird sowie dem ersten Eingang des Multiplizierers 23/1 und dem Eingang der Verzögerungsschaltung 19/1. Der Ausgang der Schaltung 19/1 gibt ein Signal _{t - 1} ab, das dem entsprechendem Eingang der Schaltung 26, dem ersten Eingang der Schaltung 21/1, dem ersten Eingang der Schaltung 23/2 und schließlich dem Eingang der Schaltung 19/2 zugeführt wird. Die gleichen Verbindungen gelten für die folgenden Schaltungen bis zur Schaltung 19/P, die das Signal _{t - P + 1} empfängt und deren Ausgang ein Signal _{t - P} abgibt, das dem entsprechendem Eingang der Schaltung 26 und dem ersten Eingang der Schaltung 21/P zugeführt wird. Die Ausgänge der Schaltungen 20/1, . . ., 20/N, die mit 120/1, 120/2, . . ., bzw. 120/N bezeichnet sind, geben die Koeffizienten A 1 _t , . . ., AN _t ab und bilden die Ausgänge der Schaltung 12 a. Sie sind andererseits jeweils mit dem zweiten Eingang von Multiplizierern 22/1, . . ., 22/N verbunden, deren Ausgänge jeweils die Signale A 1 _t , . . ., AN _{t - N + 1} abgeben, die den N entsprechenden Eingängen des Addierers 24 zugeführt werden, dessen Ausgang 21 ein Ausgang der Schaltung 12 a ist, der das Signal p _t abgibt.

Die Ausgänge der Schaltungen 21/1, . . ., 21/P, die mit 125/1, . . ., bzw. 125/P bezeichnet sind, geben die Koeffizienten B 1 _t , . . ., BP _t ab und sind die Ausgänge der Schaltung 12 a. Sie sind im übrigen jeweils mit dem zweiten Eingang der Schaltungen 23/1, . . ., 23/P verbunden, deren jeweilige Ausgänge Signale B 1 _t , . . ., BP _{t - P + 1} abgeben, die den entsprechenden Eingängen des Addierers 25 zugeführt sind, dessen Ausgang 122 ein Ausgang der Schaltung 12 a ist und das Signal p _t abgibt.

Die Schaltung 12 c gemäß Fig. 8 kann dadurch erhalten werden, daß in der Schaltung 12 a gemäß Fig. 10 die Verbindungen weggelassen werden, die den Zugang zu den Ausgängen 120/1, . . ., 120/N ermöglichen, die die Koeffizienten A 1 _t , . . ., AN _t abgeben. Eine Ausführungsform der Schaltung 12 wird dadurch erhalten, daß in der Schaltung 12 a diejenigen Verbindungen unterdrückt werden, die den Zugriff zu den Ausgängen 120/1, . . ., 120/N ermöglichen, die die Signale A 1 _t , . . ., AN _t abgeben, und zu den Ausgängen 125/1, . . ., 125/B, die die Signale B 1 _t , . . ., BP _t abgeben. Diese Ausführungsform ist diejenige, die notwendigerweise im Empfänger (Fig. 2) verwendet werden muß, wenn eine der Schaltungen 12 a oder 12 c im Sender (Fig. 1) verwendet ist. Schließlich wird eine Ausführungsform der Schaltung 12 a dadurch erhalten, daß die Schaltung 26 und die dorthin führenden Verbindungen weggelassen sind, wobei der Steuereingang der Schaltungen 20/1, . . ., 20/N, 21/1, . . ., 21/P nun mit einer Schaltung verbunden ist, die ein konstantes Signal abgibt.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Signal:

p _t + p _t = A 1 _t · _t + . . . + AN _{t t - N + 1} + B 1 _{t t} + . . . + BP _{t t - P + 1}

eine Vorhersage des Signals _{t + 1}, wobei die Koeffizienten A 1 _t , . . ., AN _t und B 1 _t , . . ., BP _t des Pol-Nullstellen-Vorhersagefilters rekursiv durch die Schaltungen 20/1, . . ., 20/N und 21/1, . . ., 21/B derart eingestellt sind, daß die mittlere Leistung des Vorhersagefehlers _{t + 1} aufs äußerste verringert ist.

Die algebraischen oder Rechenschaltungen 20/1, . . ., 20/N, 21/1, . . ., 21/P können mittels N + P identischer Schaltungen, die parallel arbeiten, erreicht werden, oder durch einen einzigen Prozessor, der im Zeitmultiplex arbeitet, wobei die Steuerung und Führung dieser Multiplexierung hier nicht erläutert wird. Das gleiche trifft auch für die Multiplizierer 22/1, . . ., 22/N, 23/1, . . ., 23/P zu.

Das Schaltbild gemäß Fig. 11 gibt die Schaltung 12 b zur Pol-Nullstellen-Modellbildung des Signals _t bei der Ausführungsform wieder, die einen Orthogonalisierer enthält.

Die bereits an Hand Fig. 10 erläuterten Schaltungen weisen dabei die gleichen Bezugszeichen auf.

Die Besonderheit der Schaltung 12b gemäß Fig. 11 gegenüber der Schaltung 12 a in Fig. 10 liegt daher im Vorliegen des Orthogonalisierers 28 a, der das Signal _t an einem Eingang 280 empfängt und N orthogonale Abtastungen ε 1 _t , ε 2 _t , . . ., ε N _t an N Ausgängen 281/1, 281/2, . . ., 281/N und N - 1 Koeffizienten der sogenannten partiellen Korrelation oder auch der Reflexion R 1 _t , R 2 _t , . . ., R(N - 1) _t an N - 1 Ausgängen 282/1, 282/2, . . ., 282/N - 1 abgibt, die mit den N - 1 Ausgängen 123/1, 123/2, . . ., 123/N - 1 der Schaltung 12 b jeweils verbunden sind, wobei sie anschließend mit den N - 1 Eingängen der Schaltung 13 b gemäß Fig. 7 verbunden werden. Bei der Schaltung gemäß Fig. 11 empfangen die Multiplizierer 22/1, . . ., 22/N und die Verzögerungsschaltungen 29/1, . . ., 29/N die orthogonalen Abtastungen 1 _t , . . ., N _t an Stelle der Abtastungen _t , . . ., _{t - N + 1} wie bei Fig. 10.Eine Ausführungsform der Schaltung 12 c gemäß Fig. 8 wird dadurch erhalten, daß in der Schaltung 12 b gemäß Fig. 11 die Verbindungen unterdrückt werden, die den Zugriff zu den Ausgängen 123/1, . . ., 123/N - 1 und 120/1, . . ., 120/N ermöglichen. Die Schaltung 12 d gemäß Fig. 9 wird dadurch erhalten, daß in der Schaltung 12 b gemäß Fig. 11 die Verbindungen unterdrückt werden, die den Zugriff zu den Ausgängen 125/1, . . ., 125/P ermöglichen. Eine andere Form der Schaltung 12 wird dadurch erhalten, daß in der Schaltung 12 b die Verbindungen unterdrückt werden, die den Zugriff zu den Ausgängen ermöglichen, die die Koeffizienten R 1 _t , . . ., R(N - 1) _t , A 1 _t , . . ., AN _t , B 1 _t , . . ., BP _t ermöglichen. Diese Ausführungsform der Schaltung entspricht derjenigen, die notwendigerweise im Empfänger zu verwenden ist, wenn eine der Schaltungen 12 b, 12 c (mit der hier erläuterten Ausführungsform) oder 12 d im Sender verwendet ist.Schließlich wird eine Ausführungsform der Schaltung 12 b dadurch erhalten, daß die Schaltung 26 und die zu ihr führenden Verbindungen unterdrückt werden, wobei dann der dritte Eingang der Schaltungen 20/1, . . ., 20/N, 21/1, . . ., 21/P mit einer Schaltung verbunden ist, die ein konstantes Signal mit der Bezeichnung μ abgibt.Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist das Signal p _t + p _t eine andere Berechnungsform für die Vorhersage des Signals _{t + 1} entsprechend den weiter oben an Hand Fig. 10 näher erläuterten Regeln, wobei der Unterschied in der in der Schaltung 28 a bezüglich der Abtastungen _t , . . ., _{t - N + 1} durchgeführten Vorbehandlung liegt, derart, daß sie bezüglich einander im Sinne der geringsten Quadrate orthogonalisiert werden. Die gleiche Anmerkung wie bei der Anordnung gemäß Fig. 10 gilt auch hier bezüglich der Ausführung der Schaltungen 20/1, . . ., 20/N, 21/1, . . ., 21/P oder 22/1, . . ., 22/N, 23/1, . . ., 23/P.Fig. 12 zeigt ein Schaltbild des Filters 13 a zum Filtern des Signals y _t wie gemäß Fig. 6. Das dargestellte Filter weist N - 1 Verzögerungsschaltungen 20/1, 30/2, . . ., 30/N -1 um eine Abtastung, N Multiplizierer 32/1, 32/2, . . ., 32/N mit zwei Eingängen und einen Addierer 34 mit N Eingängen, die mit den Multiplizierern verbunden sind, und mit einem Ausgang auf, der mit dem Ausgang 132 der Schaltung verbunden ist.Der Eingang 130/0 empfängt das Signal y _t , das dem ersten Eingang des Multiplizierers 32/1 und dem Eingang der Verzögerungsschaltung 30/1 zugeführt wird. Die gleichen Verbindungen sind mit entsprechenden Nummerierungen zutreffend bis zum Eingang der Verzögerungsschaltung 30/N - 1, die das Signal y _{t - N + 2} empfängt und das Signal y _{t - N + 1} abgibt, das dem ersten Eingang des Multiplizierers 32/N zugeführt wird. Die Eingänge 130/1, 130/2, . . ., 130/N, die die Signale A 1 _t , . . ., AN _t empfangen, sind jeweils mit dem zweiten Eingang der Schaltungen 32/1, . . ., 32/N verbunden, deren jeweilige Ausgänge die erzeugten Signale A 1 _t y _t , . . ., AN _t y _t abgeben, die den N entsprechenden Eingängen des Addierers 34 zugeführt werden, dessen Ausgang der Ausgang 32 der Schaltung ist und das Signal py _t abgibt.Fig. 13 zeigt das Filter 14 zum Filtern von e _t . Die dargestellte Schaltung weist P - 1 Verzögerungsschaltungen 31/1, . . ., 31/P - 1 um eine Abtastung, P Multiplizierer 33/1, 33/2, . . ., 33/P mit zwei Eingängen und einen Addierer 35 mit P Eingängen auf, die mit den Multiplizierern verbunden sind, wobei der Addierer 35 einen Ausgang 142 besitzt.Der Eingang 140/0 empfängt das Signal e _t , das dem ersten Eingang des Multiplizierers 33/1 und dem Eingang der Verzögerungsschaltung 31/1 zugeführt wird. Die gleichen Verbindungen sind mit entsprechenden Numerierungen gültig bis zum Eingang der Schaltung 31/P - 1, der ein Signal e _{t - P + 2} empfängt, und dessen Ausgang ein Signal e _{t - P + 1} abgibt, das dem ersten Eingang der Schaltung 33/P zugeführt wird. Die Eingänge der Schaltung 14, 140/1, 140/2, . . ., 140/P, die die Koeffizienten B 1 _t , . . ., BP _t übertragen, sind jeweils mit dem zweiten Eingang der Schaltungen 33/1, . . ., 33 P verbunden, deren Ausgänge jeweils die erzeugten oder Produktsignale B 1 _t e _t , . . ., BP _t e _t abgeben, die den entsprechenden Eingängen des Addierers 35 zugeführt werden, dessen Ausgang, der der Ausgang 142 der Schaltung 14 ist, das Signal pe _t abgibt.Bei dem dargestellten Anwendungsbeispiel ist das Signal py _t , das durch die Schaltung 13 a gemäß Fig. 12 abgegeben wird, und zum Signal pe _t hinzugefügt ist, das durch die Schaltung 14 gemäß Fig. 13 abgegeben ist, eine Pseudovorhersage des Signals y _{t + 1} unter Verwendung des Pol-Nullstellen-Vorhersagefilters, das zur Modellbildung des wiedergewonnenen Signals _t verwendet ist.Fig. 14 zeigt den Aufbau des Filters 13 b zum Filtern des Signals y _t mit Orthogonalisierer. Die bereits an Hand Fig. 12 erläuterten Schaltungen besitzen dabei die gleichen Bezugszeichen. Die dargestellte Schaltung weist ein Brückenfilter 36 mit einem Signaleingang 360 und N - 1 Koeffizienteneingängen 361/1, 361/2, . . ., 361/N - 1 und mit N Ausgängen 362/1, 362/2, . . ., 362/N auf. Der Eingang 130/0 der Schaltung 13 b empfängt das Signal y _t und ist mit dem Eingang 360 des Brückenfilters 36 verbunden. Die anderen Eingänge 131/1, . . ., 131/N - 1, die die Koeffizienten R 1 _t , . . ., R(N - 1) _t empfangen, sind mit den Eingängen 361/1, . . ., 361/N - 1 der Schaltung 36 verbunden. Die Ausgänge 362/1, . . ., 362/N der Schaltung 36 geben orthogonale Abtastungen ε 1 _t , . . ., ε N _t ab und sind jeweils mit dem ersten Eingang der Multiplizierer 32/1, . . ., 32/N verbunden, deren zweiter Eingang mit den Eingängen 130/1, . . ., 130/N der Schaltung 13 b verbunden sind, die die Koeffizienten A 1 _t , . . ., bzw. AN _t empfangen. Die Ausgänge der Schaltungen 32/1, . . ., 32/N sind mit entsprechenden Eingängen des Addierers 34 verbunden, dessen Ausgang der Ausgang 132 der Schaltung 13 b ist und das Signal py _t abgibt.Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel stimmt das das Signal y _t in das Signal py _t transformierende Filter mit dem Filter überein, daß das Signal Iy _t in das Signal p _t umsetzt, das an Hand Fig. 11 erläutert worden ist.Fig. 15 zeigt den Aufbau eines Orthogonalisierers 28 a, der ein Brückenfilter verwendet wie in Fig. 11 dargestellt. Die Schaltung weist N - 1 Zellen 285/1, . . ., 285/N - 1 auf, wobei lediglich deren erste und deren letzte im einzelnen dargestellt sind, wobei die n - 2 ersteren Zellen der allerersten gleich sind. Sie weist auf:
Zwei Subtrahierer 37/1 und 38/1 mit zwei Eingängen und einem Ausgang, eine Schaltung 39/1 zur rekursiven Anpassung von Koeffizienten mit zwei Eingängen 391/1 und 392/1 und einem Ausgang 395/1, zwei Multiplizierer 40/1 und 41/1 mit zwei Eingängen und einem Ausgang und eine Verzögerungsschaltung 42/1 um eine Abtastung.Die letzte Zelle 265/N - 1 enthält nur einen Subtrahierer 38/N - 1, einen Multiplizierer 40/N - 1, eine Verzögerungsschaltung 42/N - 1 und eine Schaltung 39/N - 1 zur rekursiven Anpassung von Koeffizienten.Die gesamte Schaltung 28 a weist einen Eingang 280, eine erste Gruppe von N Ausgängen 281/1, 281/2, . . ., 281/N und eine zweite Gruppe von N - 1 Ausgängen 282/1, 282/2, . . ., 282/N - 1 auf.Der Eingang 280 der Schaltung 28 a empfängt das Signal _t , das jeweils dem Ausgang 281/1, der ein Signal mit der Bezeichnung 1 _t abgibt, einem Eingang der Verzögerungsschaltung 42/1, einem ersten Eingang 391/1 der Schaltung 39/1 zur rekursiven Anpassung der Reflexionskoeffizienten und schließlich einem ersten Eingang des Multiplizierers 40/1 zugeführt wird. An diesem Eingang 280 ist das Signal mit 1 _t bezeichnet. Der Ausgang der Schaltung 42/1 gibt ein Signal mit der Bezeichnung 1 _{t - 1} ab, das dem zweiten Eingang der Schaltung 39/1, dem ersten Eingang des Multiplizierers 41/1 und dem ersten Eingang des Subtrahierers 38/1 zugeführt wird. Der Ausgang 395/1 der Schaltung 39/1 gibt einen Koeffizienten R 1 _t ab, der dem Ausgang 282/1 zugeführt wird sowie dem zweiten Eingang der beiden Multiplizierer 40/1 und 41/1 deren jeweilige Ausgänge Signale mit der Bezeichnung 1 _t und 1 _t abgeben, die jeweils dem zweiten Eingang der Schaltungen 38/1 und 37/1 zugeführt werden, deren jeweilige Ausgänge Signale mit der Bezeichnung und abgeben. Der Ausgang der Schaltung 38/1 ist mit dem Ausgang 281/2 der Schaltung 28 a verbunden.Die gleichen Verbindungen treffen mit entsprechenden Numerierungen zu bis zu den Ausgängen, mit Ausnahme der Schaltung 37/N - 2 und 38/N - 2, die Signale mit der Bezeichnung bzw. abgeben. Der Ausgang der Schaltung 38/N - 2 ist mit dem Eingang der Schaltung 42/N - 2 verbunden, dessen Ausgang ein Signal mit der Bezeichnung abgibt, das dem zweiten Eingang der Schaltung 39/N - 1 und dem ersten Eingang der Schaltung 38/N - 1 zugeführt wird. Der Ausgang der Schaltung 37/N - 2 gibt ein Signal mit der Bezeichnung ab, das dem ersten Eingang der Schaltung 39/N - 1 und dem ersten Eingang der Schaltung 40/N - 1 zugeführt wird. Der Ausgang der Schaltung 39/N - 1 gibt einem Koeffizienten R(N - 1) _t ab, der am Ausgang 262/N - 1 der Schaltung 28 a auftritt und der dem zweiten Eingang der Schaltung 40/N - 1 zugeführt wird, dessen Ausgang ein Signal mit der Bezeichnung abgibt, wobei dieser Ausgang mit dem zweiten Eingang der Schaltung 38/N - 1 verbunden ist, dessen Ausgang ein Signal mit der Bezeichnung abgibt, das einem Ausgang 281/N der Schaltung 28 a zugeführt wird.Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Schaltung 28 a eine Ausführungsform eines (Nur-)Nullstellen-Brückenfilters, dessen Koeffizienten R 1, . . ., R(N - 1) derart eingestellt sind, daß sich ergibt: = _{t - n} - E( _{t - n} / _t , . . ., _{t - n + 1}),wobei der Ausdruck E (./.) eine Abschätzung gemäß geringsten Quadraten entspricht und wobei der Schrägstrich bedeutet:
"bedingt durch die Kenntnis von".Ein Ausführungsbeispiel der Schaltungen 39/1, . . ., 39/N - 1 wird an Hand der Fig. 19 erläutert.Die die Schaltungen 37/n, 38/n, 39/n, 40/n, 41/n bildenden Zellen können einerseits durch einzelne Schaltungen gebildet werden und können andererseits, falls diese nicht parallel arbeiten müssen, durch Zeit-Multiplexierung einer einzigen Zelle erreicht werden, wobei die Steuerung der Multiplexierung hier nicht im einzelnen erläutert wird.Fig. 16 zeigt den Schaltungsaufbau eines Orthogonalisierers 36 mit Empfang der Reflexionskoeffizienten, wie er in Fig. 14 dargestellt ist. Diese Schaltung ist analog der gemäß Fig. 15 mit Ausnahme der Tatsache, daß keine Schaltungen zur Bildung der Reflexionskoeffizienten vorgesehen sind, da diese zugeführt werden. Die Schaltung besteht aus N - 1 Zellen 365/1, . . ., 365/N - 1, wobei die ersten N - 2 zur allerersten identisch sind. Diese weist auf:
Zwei Subtrahierer 43/1 und 44/1, zwei Multiplizierer 45/1 und 46/1 und eine Verzögerungsschaltung 47/1 um eine Abtastung. Die letzte Zelle 365/N - 1 weist lediglich einen Subtrahierer 44/N - 1 und einen Multiplizierer 45/N - 1 auf. Die Gesamtheit der Schaltung 36 weist einen Signaleingang 360, eine Gruppe von Eingängen 361/1, 361/2, . . ., 361/N - 1, die die N - 1 Reflexionskoeffizienten empfangen, die zur Filterung notwendig sind, und eine Gruppe von Ausgängen 362/1, 362/2, . . ., 362/N auf, die die orthogonalen Abtastungen ε 1 _t , ε 2 _t , . . ., ε N _t abgeben.Der Eingang 360 der Schaltung empfängt das Signal y _t und ist mit dem Ausgang 362/1 verbunden, der ein Signal mit der Bezeichnung ε 1 _t abgibt, und mit dem Eingang der Verzögerungsschaltung 47/1 verbunden. Der Ausgang der Schaltung gibt ein Signal ε 1 _{t - 1} ab und ist mit dem ersten Eingang des Multiplizierers 46/1 und dem ersten Eingang des Subtrahierers 44/1 verbunden. Der Eingang 360 ist auch mit dem ersten Eingang des Subtrahierers 43/1 und mit dem ersten Eingang des Multiplizierers 45/1 verbunden, die das Eingangssignal mit der Bezeichnung η 1 _t empfangen. Der Eingang 361/1 der Schaltung 36 ist mit dem zweiten Eingang jeder der beiden Schaltungen 45/1 und 46/1 verbunden, deren Ausgänge die Signale abgeben, die mit εη 1 _t und ηε 1 _t bezeichnet sind und die jeweils den zweiten Eingängen jeder der beiden Schaltungen 44/1 und 43/1 zugeführt werden. Die Schaltung 44/1 gibt das Signal e 2 _t ab, das dem Ausgang 362/2 der Schaltung zugeführt wird. Die gleichen Verbindungen treffen für die übrigen Schaltungen, 44/N - 2 und 43/N - 2 ausschließlich, zu. Der Ausgang der Schaltung 44/2 gibt ein Signal e (N - 1) _t ab, das dem Ausgang 362/N - 1 der Schaltung zugeführt wird und ist mit dem Eingang 47/N - 1 verbunden, dessen Ausgang ein Signal ε (N - 1) _{t - 1} abgibt, das dem ersten Eingang des Subtrahierers 44/N - 1 zugeführt wird. Der Ausgang der Schaltung 43/N - 2 gibt ein Signal η (N - 1) _t ab, und ist mit dem ersten Eingang der Schaltung 45/N - 1 verbunden, dessen zweiter Eingang mit dem Eingang 361/N - 1 verbunden ist, der R(N - 1) _t empfängt. Der Ausgang der Schaltung 45/N - 1 gibt ein Signal εη (N - 1) _t ab, und ist mit dem zweiten Eingang der Schaltung 44/N - 1 verbunden, dessen Ausgang ein Signal e N _t abgibt, das dem Ausgang 362/N der Schaltung 36 zugeführt wird.Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel bildet die Schaltung 36 ein Brückenfilter, das der gleichen Übertragungsfunktion entspricht, die diejenige des Filters gemäß der Schaltung 28 a. Die Anmerkungen bezüglich der Ausführung letzteren Filters treffen auch für die Ausführung jeder Zelle zu, die durch die Schaltungen 43/n, 44/n, 45/n, 46/n gebildet ist.Als Beispiel der Ausführung zeigt Fig. 17 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels, das bei irgendeiner der Parameter-Berechnungsschaltungen 20/1, . . ., 20/N, 21/1, . . ., 21/P gemäß den Fig. 10 und 11 verwendbar ist.Die dargestellte Schaltung weist einen Multiplizierer 48 mit drei Eingängen und einem Ausgang auf, an den sich ein Addierer 49 mit zwei Eingängen und einem Ausgang anschließt, der an einen seiner Eingänge über eine Verzögerungsschaltung 50 um eine Abtastung rückgekoppelt ist. Die Schaltung weist drei Eingänge 211, 212 und 213 und einen Ausgang 214 auf.Der erste Eingang 211 empfängt ein Signal mit der Bezeichnung x _t , bei dem es sich entweder um das Signal _t beim Fall der Fig. 10 oder um das Signal beim Fall der Fig. 11, oder auch bei beiden Fällen um ein verzögertes Signal _t handeln kann. Der zweite Eingang 212 empfängt das Signal _t . Die beiden ersten Eingänge der Schaltung 48 empfangen x _t und _t und der dritte Eingang empfängt ein Signal mit der Bezeichnung μ _t , das vom dritten Eingang 213 der Schaltung stammt. Deer Ausgang der Schaltung 48 gibt ein Signal mit der Bezeichnung Δ A _t ab. Der Addierer 49 gibt am Ausgang 214 ein Signal mit der Bezeichnung A _t ab. Die Schaltung 50 wird zum Lesen mittels des Taktsignals H betätigt und gibt an seinem Ausgang ein verzögertes Signal mit der Bezeichnung A _{t - 1} ab.Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel führt die Schaltung die BerechnungA _t = A _{t - 1} + μ _t x _{t t} durch, wobei die Verstärkung μ _t entweder festliegt oder mittels der Schaltung 26, die in den Fig. 10 und 11 dargestellt ist, berechnet ist. Andere Ausführungsformen sind möglich für die Berechnung der Parameter und sind an sich üblich, wie beispielsweise diejenige die folgende Folge verwirklicht:A _t = A _{t - 1} + μ sign (x _t ) sign ( _t ).Diese Ausdrücke geben für den Fall, daß sie die Bestimmung eines Koeffizienten eines bestimmten Ranges ausgehend von dem Koeffizienten des vorhergehenden Ranges ermöglichen, den rekursiven oder auch sequentiellen Charakter der Berechnung der Parameter der Filterung wieder.Als Beispiel zeigt Fig. 18 eine Ausführungsform einer Verstärkungsberechnungsschaltung wie sie in den Fig. 10 und 11 verwendet ist (Schaltung 26).Die dargestellte Schaltung weist K Eingänge (wobei K = N + P; vergleiche Fig. 10 und 11) 261/1, 261/2, . . ., 261/K und einen Ausgang 260 auf. Sie enthält K Quadrierer 51/1, 51/2, . . ., 51/K, eine algebraische oder Rechenschaltung 52 mit K Signaleingängen, zwei Steuereingängen 521 und 522 und einem Ausgang 523, einen Addierer 53 mit zwei Eingängen 531 und 532, deren erster mit dem Ausgang 523 verbunden ist, und einem Ausgang 533 sowie eine Verzögerungsschaltung 54 um eine Abtastung.Die Eingänge der Schaltung empfangen Signale mit der Bezeichnung z 1 _t , . . ., zK _t , die jeweils den Quadrierern 51/1, . . ., 51/K zugeführt werden, deren jeweilige Ausgänge Signale z 1 _t ², . . ., zK _t ² abgeben, die dem entsprechenden Eingang der algebraischen oder Rechenschaltung 52 zugeführt werden. Der Eingang 521 davon empfängt ein konstantes Signal μ und der Eingang 522 ein Signal μ _{t - 1}, das von der Verzögerungsschaltung 54 stammt, das zum Lesen durch das Taktsignal H betätigt ist. Der Ausgang 523 der Schaltung 52 gibt ein Signal mit der Bezeichnung Δμ _t ab, das dem ersten Eingang 531 des Addierers 53 zugeführt wird. Der zweite Eingang 532 dieser Schaltung ist mit dem Ausgang der Schaltung 54 verbunden. Der Ausgang 533 des Addierers gibt ein Signal mit der Bezeichnung μ _t ab, das dem Ausgang 260 der Schaltung 26 zugeführt wird und weiter auch dem Eingang der Schaltung 54.Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel führt die Schaltung 52 die folgende Berechnung durch:Δμ _t = μ [z 1 _t ² + . . . + zN _t ² - μ _{t - 1}],was für die Verstärkungsberechnungsschaltung 26 der Berechnung entspricht: Schließlich zeigt ebenfalls beispielhaft Fig. 19 eine mögliche Ausführungsform einer der Schaltungen 39/1, . . ., 39/N - 1 zur Berechnung der Reflexionskoeffizienten, die in Fig. 15 verwendet ist. Die Schaltung 39 weist zwei Eingänge 391, 392 und einen Ausgang 395 auf und enthält:Eine erste Schaltung 55 zur algebraischen Berechnung mit vier Eingängen 551, 552, 553, 554 und einem Ausgang 555, einem Addierer 56 mit zwei Eingängen 561 und 562, deren erster mit dem Ausgang 555 verbunden ist, und einem Ausgang 563, der zum Eingang 562 über eine erste Verzögerungsschaltung 57 rückgekoppelt ist;
eine zweite Schaltung 58 zur algebraischen Berechnung mit drei Eingängen 581, 582 und 583 und einem Ausgang 584, einem zweiten Addierer 59 mit zwei Eingängen 591 und 592, deren erster mit dem Ausgang 584 verbunden ist, und einem Ausgang 593, der zum Eingang 592 über eine zweite Verzögerungsschaltung 60 rückgekoppelt ist;
eine dritte Schaltung 61 zur algebraischen Berechnung mit drei Eingängen 611, 612 und 613 und einem Ausgang 614, einem dritten Addierer 62 mit zwei Eingängen 621 und 622, deren erster mit dem Ausgang 614 verbunden ist, und mit einem Ausgang 623, der zum Eingang 622 über eine dritte Verzögerungsschaltung 63 rückgekoppelt ist;
einen vierten Addierer 64 mit zwei Eingängen 641 und 642, deren erster mit dem Ausgang 593 des Addierers 59 und deren zweiter mit dem Ausgang 623 des Addierers 62 verbunden ist, und einem Ausgang 643;
einen Teiler 65 mit zwei Eingängen 651 und 652, deren erster mit dem Ausgang 563 des Addierers 56 und zweiter mit dem Ausgang 643 des Addierers 64 verbunden ist, und einem Ausgang 653.Mit den bereits mit Bezug auf Fig. 15 verwendeten Bezeichnungen empfängt der erste Eingang 361 der Schaltung ein Signal mit der Bezeichnung und der zweite Eingang 392 ein Signal . Die Signale werden den entsprechenden Eingängen 551 und 552 der Schaltung 55 zur algebraischen Berechnung zugeführt, deren Eingang 553 ein Signal mit der Bezeichnung τ empfängt, das konstant ist, und deren Eingang 554 ein Signal mit der Bezeichnung empfängt, das vom Ausgang der Schaltung 57 stammt, das durch das Taktsignal H betätigt ist. Der Ausgang 555 der Schaltung 55 gibt ein Signal mit der Bezeichnung ab, das dem ersten Eingang 561 des Addierers 56 zugeführt wird, dessen Ausgang 563 ein Signal mit der Bezeichnung abgibt, das einerseits dem ersten Eingang 651 (Zähler) des Teilers 65 zugeführt wird, sowie andererseits dem Eingang des Registers bzw. der Verzögerungsschaltung 57, deren Ausgang das Signal abgibt, das dem zweiten Eingang 562 der Schaltung 56 zugeführt wird.Der Eingang 391 ist auch mit dem Eingang 581 der Schaltung 58 zur algebraischen Berechnung verbunden, deren Eingang 582 ein konstantes Signal τ empfängt. Der dritte Eingang 583 empfängt ein Signal mit der Bezeichnung , das von dem Register bzw. der Verzögerungsschaltung 60 kommt, die durch das Taktsignal H betätigt ist. Der Ausgang 584 der Schaltung 58 gibt ein Signal mit der Bezeichnung ab, das dem ersten Eingang 591 des Addierers 59 zugeführt wird, dessen Ausgang 593 ein Signal mit der Bezeichnung abgibt, das einerseits den ersten Eingang 641 des Addierers 64 zugeführt wird, sowie andererseits dem Eingang des Registers bzw. der Verzögerungsschaltung 60, deren Ausgang das Signal abgibt, das dem zweiten Eingang 592 der Schaltung 59 zugeführt wird. Der Eingang 392 ist auch mit dem Eingang 611 der Schaltung 61 zur algebraischen Berechnung verbunden, deren Eingang 612 ein konstantes Signal τ und deren Eingang 613 ein Signal mit der Bezeichnung empfängt, das von der durch das Taktsignal H betätigten Schaltung 63 stammt. Der Ausgang 614 der Schaltung 61 gibt ein Signal mit der Bezeichnung ab, das dem ersten Eingang 621 des Addierers 62 zugeführt wird, dessen Ausgang 623 ein Signal mit der Bezeichnung abgibt, das einerseits dem zweiten Eingang 642 des Addierers 64 und andererseits dem Eingang des Registers bzw. der Verzögerungsschaltung 63 zugeführt wird, deren Ausgang das Signal abgibt, das dem zweiten Eingang 622 der Schaltung 62 zugeführt wird. Der Ausgang 643 der Schaltung 64 gibt ein Signal mit der Bezeichnung d en _t ab, das dem zweiten Eingang 652 (Nenner) des Teilers 65 zugeführt wird, dessen Ausgang 653 ein Signal R _t abgibt, das dem Ausgang 395 der Schaltung zur Berechnung der Reflexionskoeffizienten zugeführt wird.Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel führt die Schaltung 55 folgende Berechnung durch: = τ (2- - ,woraus sich ergibt, daß das Signal eine rekursive Abschätzung mit Speicherung ist, die exponentiell abnehmend ist, vom zweifachen der Kreuz-Kovarianz der Signale und . Die Schaltungen 58 und 61 führen dabei folgende Berechnungen jeweils durch: = τ (()² - und = τ ( ε _{t - 1}² - E e _{t - 2}²),woraus sich ergibt, daß die Signale und rekursive Abschätzungen der jeweiligen Leistungen der beiden Wege sind, nämlich Vorwärts (Signal und Rückwärts (Signal . Schließlich ist R _t eine rekursive Abschätzung von theoretischen Reflexionskoeffizienten gemäß: wobei die Bezeichnung E wieder die mathematische Wahrscheinlichkeit bezeichnet.Die erläuterte Ausführungsform ist lediglich beispielhaft, es können auch andere rekursive Abschätzer verwendet werden, beispielsweise sei hier auf die eingangs erwähnte Anmeldung vom gleichen Tage verwiesen.Selbstverständlich sind noch andere Ausführungsformen möglich.

Claims (4)

1. Verfahren zur differentiellen PCM mit adaptiver Vorhersage (ADPCM), bei dem
ein Fehlersignal e _t zwischen einer Probe bzw. Abtastung y _t des zu codierenden Signals und einem Vorhersagesignal _t dieses Signals gebildet wird, wobei t ein Abtastaugenblick ist,
das Fehlersignal e _t quantisiert und das quantisierte Signal codiert wird,
ein wiederhergestelltes Fehlersignal _t ausgehend von dem quantifizierten, oder codierten, Signal gebildet wird,
ein wiederhergestelltes Signal _t durch Hinzufügen zu _t des Vorhersagesignals _t gebildet wird und das Vorhersagesignal _t ausgehend von den wiederhergestellten Signalen _t und _t mittels zweier linearer Filterbetriebe gebildet wird, wobei der erste sich über N aufeinanderfolgende Abtastungen von _t , nämlich _t , _{t - 1}, . . ., _{t - N + 1}, erstreckt und darin besteht, daß diese Abtastungen oder abgeleitete Abtastungen jeweils mit Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t multipliziert werden und dann die Summe der erhaltenen Produkte gebildet wird, um ein Vorhersagesignal p _t zu erhalten, und wobei der zweite sich über P aufeinanderfolgende Abtastungen von _t , nämlich _t , _{t - 1}, . . ., _{t - P + 1} erstreckt und darin besteht, daß die jeweiligen Abtastungen mit Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t multipliziert werden und die Summe der erhaltenen Produkte gebildet wird, um ein Vorhersagesignal p _t zu erhalten, wobei die Koeffizienten A 1 _t , . . ., AN _t und B 1 _t , . . ., BP _t sequentiell für jeden Abtastaugenblick t derart eingestellt sind, daß der mittlere Wert des Fehlersignals _t minimal wird,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Formbildung des Quantifizierungsrauschspektrums für das Signal y _t , nämlich Δ y _t = _t - y _t dadurch durchgeführt wird, daß dieses Spektrum demjenigen des wiederhergestellten Signals _t parallel angeordnet wird und durch mindestens einen der folgenden Betriebe a), b) und c) verwirklicht wird:

• a) Es erfolgt eine lineare Filterung des Signals y _t unter Verwendung von N aufeinanderfolgenden Abtastungen von y _t , nämlich y _t , y _{t - 1}, . . ., y _{t - N + 1} und durch Multiplizieren dieser Abtastungen oder abgeleiteter Abtastungen mit N Koeffizienten, die den erwähnten Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t gleich sind, und durch anschließendes Addieren der erhaltenen Produkte, wodurch ein gefiltertes Signal py _t gebildet wird, und es wird anschließend, ausgehend von diesem Signal py _t und des vorher durch Filtern von _t erhaltenen Signals p _t , ein Signal pAR _t gebildet, das entspricht γ _AR py _t + (1 - γ _AR ) p _t ,wobei γ _AR ein einstellbarer Koeffizient zwischen Null und Eins (einschließlich der Grenzwerte) ist,
• b) es wird das nicht quantifizierte Fehlersignal e _t gefiltert durch Multiplizieren von P aufeinanderfolgenden Abtastungen dieses Signals, nämlich e _t , e _{t - 1}, . . ., e _{t - P + 1}, mit P Koeffizienten, die jeweils den erwähnten Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t gleich sind, und es werden die erhaltenen Produkte addiert, wodurch ein gefiltertes Signal pe _t gebildet wird, wobei dann ausgehend von diesem Signal pe _t und einem vorher durch Filtern von _t erhaltenen Signal p _t ein Signal pMA _t gebildet wird, das gleich ist γ _MA pe _t + (1 - q _MA ) p _t wobei γ _MA ein einstellbarer Koeffizient zwischen Null und Eins (einschließlich der Grenzwerte) ist,
• c) wobei die Koeffizienten γ _AR und γ _MA nicht gleichzeitig Null sind und sich an die Betriebsschritte (a), (b) eine Addition der Signale pAR _t und pMA _t anschließt sowie eine Verzögerung um einen Abtastaugenblick der erhaltenen Summe, was das Vorhersagesignal _t bildet.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß dem Filterbetrieb von _t eine Orthogonalisierung vorausgeht von aufeinanderfolgenden Abtastungen von _t mit Hilfe eines Brückenfilters mit N - 1 Koeffizienten R 1 _t , R 2 _t , . . ., R(N - 1) _t , die rekursiv eingestellt sind, wobei dieser vorhergehende Betrieb N orthogonale Abtastungen 1 _t , 2 _t , . . ., N _t ergibt, die die abgeleiteten Abtastungen sind, wobei diese anschließend mit den Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t multipliziert werden,
daß dem Filtern von y _t ebenfalls ein Orthogonalisierungsbetrieb vorausgeht, der sich über die N aufeinanderfolgenden Abtastungen von y _t erstreckt, wobei die Orthogonalisierung N - 1 Koeffizienten einwirken läßt, die gleich den Koeffizienten R 1 _t , R 2 _t , . . ., R(N - 1) _t , sind wobei dieser vorhergehende Betrieb auf diese Weise N orthogonale Abtastungen ε 1 _t , ε 2 _t , . . ., e N _t liefert, die die abgeleiteten Abtastungen sind, die anschließend mit den Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t multipliziert werden.

3. Codiervorrichtung zur differentiellen PCM mit adaptiver Vorhersage (ADPCM) zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, mit
einem Subtrahierer (1) mit zwei Eingängen, deren einer eine Abtastung y _t des zu codierenden Signals empfängt, und deren anderer ein Vorhersagesignal _t dieses Signals empfängt, wobei t ein Abtastaugenblick ist, und mit einem Ausgang, der ein Fehlersignal e _t abgibt,
einem Quantifizierer (2) des Fehlersignals e _t , an den sich ein Codierer (3) des quantifizierten Signals anschließt,
einer Formungsschaltung (4, 5) zum Formen eines wiedergewonnenen Fehlersignals _t ausgehend von dem quantifizierten (oder codierten) Fehlersignal,
einem Addierer (7) mit zwei Eingängen, deren einer das wiedergewonnene Fehlersignal empfängt und deren anderer das Vorhersagesignal _t empfängt, und einem Ausgang, der ein wiedergewonnenes Signal _t abgibt, und
einer Vorhersageeinrichtung (8), die die wiedergewonnenen Signale _t und _t empfängt und das Vorhersagesignal _t abgibt, wobei die Vorhersageeinrichtung zwei lineare Filter aufweist, deren erstes auf das wiedergewonnene Signal _t einwirkt und N Schaltungen (20/1, 20/2, . . ., 20/N) zur Formung von Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t , eine erste Gruppe von N Multiplizierern (22/1, 22/2, . . ., 22/N) mit zwei Eingängen, die N zu filternde aufeinanderfolgende Abtastungen von y _t , nämlich y _t , y _{t - 1}, . . ., y _{t - N + 1} (oder abgeleitete Abtastungen) bzw. die N Koeffizienten empfangen und einen Addierer (24) mit N Eingängen aufweist, die mit den N Multiplizierern der ersten Gruppe verbunden sind, und mit einem Ausgang, der ein Vorhersagesignal p _t abgibt, deren zweites P Schaltungen (21/1, 21/2, . . ., 21/P) zur Formung von P Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t , eine zweite Gruppe von P Multiplizierern (23/1, 23/2, . . ., 23/P) mit zwei Eingängen die P aufeinanderfolgende Abtastungen von _t , nämlich _t , _{t - 1}, . . ., _{t - P + 1}, bzw. die P Koeffizienten empfangen und einen Addierer (25) mit P Eingängen aufweist, die mit den P Multiplizierern der zweiten Gruppe verbunden sind und mit einem Ausgang, der ein Vorhersagesignal p _t abgibt,
wobei die beiden Filter Glieder (18/1, 18/2, . . ., 18/N, 19/1, 19/2, . . ., 19/P) aufweisen zum sequentiellen Einstellen zu jedem Abtastaugenblick t der Koeffizienten A 1 _t , . . ., AN _t und B 1 _t , . . ., BP _t , damit die mittlere Leistung des Fehlersignals _t minimal wird,
dadurch gekennzeichnet, daß die Vorhersageeinrichtung Glieder aufweist zum Formen des Quantifizierungsrauschspektrums für das Signal y _t (nämlich Δ y _t = _t - y _t ) durch paralleles Anordnen dieses Spektrums zu demjenigen des wiedergewonnenen Signals _t , wobei diese Glieder aufweisen:

• A) Mindestens eine der folgenden Schaltungen (a) und (b):
  • a) eine erste Schaltung (13 a, 13 b), die gebildet ist durch ein Filter des Signals y _t mit einer ersten Gruppe von N Multiplizierern (32/1, 32/2, . . ., 32 N) mit zwei Eingängen, die N aufeinanderfolgende Abtastungen von y _t (oder abgeleitete Abtastungen) bzw. N Koeffizienten empfangen, die jeweils gleich den erwähnten Koeffizienten A 1 _t , A 2 _t , . . ., AN _t sind, die in dem ersten Filter der Vorhersageeinrichtung, das auf _t einwirkt, abgenommen sind, und einer ersten Addierschaltung (34) mit N Eingängen, die mit den N Multiplizierern der ersten Gruppe verbunden sind, und einem Ausgang, der ein gefiltertes Signal py _t abgibt, und durch eine erste algebraische Schaltung (15) mit zwei Eingängen, deren erster (150) mit dem Ausgang des Filters (13 a, 13 b) von y _t verbunden ist und das Signal py _t empfängt, und deren anderer (151) mit dem Ausgang (121) des Filters von _t verbunden ist und das Signal p _t empfängt, wobei die erste algebraische Schaltung (15) an einem Ausgang (154) ein Signal pAR _t abgibt, das gleich γ _AR · py _t + (1 - q _AR ) p _t ist, wobei γ _AR ein einstellbarer Koeffizient zwischen Null und Eins, einschließlich der Grenzwerte, ist,
  • b) eine zweite Schaltung (14), die gebildet ist durch ein Filter des nicht quantifizierten Fehlersignals e _t , mit einer zweiten Gruppe von P Multiplizierern (33/1, 33/2, . . ., 33/P) mit zwei Eingängen, die P aufeinanderfolgende Abtastungen von e _t bzw. P Koeffizienten empfangen, die jeweils gleich den Koeffizienten B 1 _t , B 2 _t , . . ., BP _t sind, die in dem zweiten Filter der Vorhersageeinrichtung, das auf _t einwirkt, abgenommen sind, und mit einem Addierer (35) mit P Eingängen, die mit den P Multiplizierern der zweiten Gruppe verbunden sind, und einem Ausgang, der ein gefiltertes Signal pe _t abgibt, und durch eine zweite algebraische Schaltung (16) mit zwei Eingängen, deren einer (160) mit dem Ausgang des Filters (14) von e _t verbunden ist und das Signal pe _t empfängt und deren anderer (161) mit dem Ausgang (122) des Filters von _t verbunden ist und das Signal p _t empfängt, wobei die zweite algebraische Schaltung an einem Ausgang (164) ein Signal pMA _t abgibt, das gleich q _MA pe _t + (1 - γ _MA ) p _t ist, wobei γ _MA ein einstellbarer Koeffizient zwischen Null und Eins, einschließlich der Grenzwerte, ist, wobei die Koeffizienten γ _MA und q _AR nicht simultan Null sind,
• B) einen Addierer (17) mit zwei Eingängen (171, 172), die mit den Ausgängen (154, 164) von erster und zweiter algebraischer Schaltung (15, 16) verbunden sind, und mit einem Ausgang (173), der ein Signal pAR _t + pMA _t abgibt, und
• C) eine Verzögerungsschaltung (9) um einen Abtastaugenblick, mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Addierers (17) verbunden ist, und einem Ausgang, der das Vorhersagesignal _t abgibt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß dem ersten Filter der Vorhersageeinrichtung, das auf _t einwirkt, eine erste Orthogonalisierungsschaltung (28 a) von N aufeinanderfolgenden Abtastungen _t , _{t - 1}, . . ., _{t - N + 1} vorhergeht, wobei diese Schaltung aufweist ein Brückenfilter mit N - 1 Koeffizienten R 1 _t , R 2 _t , . . ., R(N - 1) _t , die rekursiv eingestellt sind, wobei die Schaltung N Ausgänge (281/1, 281/2, . . ., 281/N) Ausgänge besitzt, die N orthogonale Abtastungen 1 _t , 2 _t , . . ., N _t liefert, die die abgeleiteten Abtastungen bilden, die den Eingängen von N Multiplizierern (22/1, 22/2, . . ., /N) des Filters von _t zugeführt werden, und
daß dem Filter von y _t ebenfalls eine, zweite, Orthogonalisierungsschaltung (36) mit Brückenfilter vorhergeht, wobei das Filter N aufeinanderfolgende Abtastungen von y _t , y _t empfängt, nämlich y _{t - 1}, . . ., y _{t - N + 1}, und N - 1 Koeffizienten R 1 _t , R 2 _t , . . ., R(N - 1) _t , die in der Orthogonalisierungsschaltung (28 a) des ersten Filters, das auf _t einwirkt, abgeleitet sind, wobei die zweite Orthogonalisierungsschaltung N Ausgänge (362/1, 362/2, . . ., 362/N) besitzt, die N orthogonale Abtastungen ε 1 _t , ε 2 _t , . . ., ε N _t abgibt, die die abgeleiteten Abtastungen bilden, die anschließend den Eingängen der N Multiplizierer (32/1, 32/2, . . ., 32/N) des Filters für y _t zugeführt werden.