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Integrierte Halbleiterschaltung mit einer
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Stromquelle aus einem Verarmungs-IG-FET Die Erfindung betrifft eine
integrierte Halbleiterschaltung mit einer Stromquelle aus einem Verarmungs-IG-FET.
Derartige Stromquellen werden beispielsweise verwendet, um Schaltungen einem konstanten
Strom zu entziehen. Dies ist beispielsweise bei einer astabilen Kippstufe aus kreuzgekoppelten
Anreicherungs-IG-FET's mit Kondensatoren in den Kopplungszweigen der Fall, wobei
diese Kondensatoren über die Stromquelle entladen werden, so daß die Ohmigkeit der
Stromquelle entscheidend in die Kippfrequenz der Kippstufe eingeht. Bei der Konzipierung
einer Halbleiterschaltung wird von Sollwerten für die einzelnen Halbleiterbauelemente
ausgegangen, bei deren Einhaltung beispielsweise eine astabile Kippstufe exakt die
Sollfrequenz aufweist. Es hat sich nun jedoch gezeigt, daß fertigungsbedingte Abweichungen
von den Sollwerten nicht zu verhindern sind. So besteht bei der Hersteliung von
Feldeffekttransistoren innerhalb einer integrierten Schaltung die Gefahr, daß einmal
die Kanalweite variiert, wodurch die Ohmigkeit des Transistorkanals verändert wird,
und andererseits kann die Schwellspannung der verwendeten Feldeffekttransistoren
von den Sollwerten abweichen, wodurch gleichfalls bei vorgegebenen Gate-Spannungen
Stromänderungen gegenüber den Sollwerten auftreten.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, derartige fertigungsbedingte
Abweichungen von Sollwerten der Kenndaten von Feldeffekttransistoren zu kompensieren.
In einem speziellen Fall geht es darum, Abweichungen der Schwellspannung eines Verarmungsfeldeffekttransistors,
der als Stromquelle einer astabilen Kippstufe dient, sowie Veränderungen in der
Kanalweite dieses Stromquelletransistors zu kompensieren. In Verbindung mit der
astabilen Kippstufe aus kreuzgekoppelten Anreicherungsfeldeffekttransistoren besteht
eine weitere Aufgabe darin, die Kippfrequenz des Oszillators auch unabhängig von
der Schwellspannung der Anreicherungsfeldeffekttransistoren zu machen, so daß die
Gesamtschaltung kompensiert und damit frequenzstabil ist. Fertigungsbedingte Streuungen
der Frequenz sind damit vermieden oder extrem stark reduziert.
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Die gestellte Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine
Kompensationsschaltung vorgesehen ist, durch die gleichzeitig herstellungsbedingte
Schwankungen der Schwellspannung des Stromquelletransistors und seiner Kanalweite
kompensiert werden. Die Kompensationsschaltung besteht beispielsweise aus einem
Spannungsteiler aus Verarmungs-IG-FET's, wobei der Spannungsabgriff des Teilers
mit der Gate-Elektrode des Stromquelletransistors verbunden ist. Die Teilerschaltung
ist so ausgebildet, daß eine durch den Herstellungsprozeß bedingte Stromänderung
beim Betrieb der Stromquelle gegenüber dem Sollwert durch eine entsprechende Potentialänderung
an der Gate-Elektrode des Stromquelletransistors kompensiert wird. Der Spannungsteiler
besteht insbesondere aus drei Verarmungs-IG-FET's, wobei ein erster Transistor als
Diode mit kurzgeschlossener Gate-Source-Strecke parallel zur Gate-Sourcestrecke
eines zweiten Transistors geschaltet ist. Das Gate dieses Transistors ist ebenso
wie das Gate und die Source-Elektrode des ersten Transistors mit Massepotential
verbunden. Die Drain-Elektrode des zweiten Transistors, die zugleich den zur Gate-Elektrode
des Stromquelletransistors führenden Spannungsabgriff bildet, wird über einen als
Diode geschalteten dritten Transistor mit dem
positiven Pol der
Versorgungsgleichspannung verbunden.
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Durch diese Art der Spannungsteilerschaltung werden Abweichungen in
der Schwellspannung des Verarmungsfeldeffekttransistors, der die Stronquelle bildet,
kompensiert. Zur weiteren Kompensation von Kanalweitenfehlern wird der erste und
der zweite Transistor in mehrere parallel geschaltete und an den Gates miteinander
verbundenen Teiltransistoren aufgeteilt, wobei die Zahl der Transistoren und deren
jeweilige Kanalweite so gewählt wird, daß Evanalweitenabweichungen und Abweichungen
der Schwellspannung beim Stromquelletransistor optimal korrigiert werden Wie bereits
erwähnt, dient eine derartig kompensierte Strom quelle vorzugsweise zur Entladung
von Kondensatoren einer astabilen Stufe aus kreuzgekoppelten Anreicherungs-ïG-FEm
DS, wobei die Kondensatoren in den Kopplungszweigen angeordnet sind. Dadurch lasse
sich astahile Kippstufen mit einer von Fertigungsstreuungen unabhängigen Kippfrequenz
realisieren.
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Die Erfindung und ihre vorteilhafte Ausgestaltung soll anhand eines
Ausführungsbeispieles näher erläutert werden.
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Die Figur 1 zeigt den Stromquelletransistor TD7, der in dem speziellen
Fall zur Entladung der Koppelkondensatoren cl und C2 einer astabilen Kippstufe aus
kreuzgekoppelten Anreicherungsfeldeffekttransistoren T und T E4 dient. In den Drain-Strecken
der Schalttransistoren TE2 und TE4 befinden sich Lastwiderstände, die aus den Verarmungsfeldeffekttran
sistoren TD1 und TD3 mit kurzgeschlossener Source-Gate-Strecke bestehen. Der Verbindungspunkt
P1 bzw. P3 zwischen den beiden Feldeffekttransistoren eines Stromzweiges führt über
jeweils einen Koppelkondensator C1 bzw. C2 zur Gate-Elektrode des Schalttransistors
TE2 bzw. TE4 im anderen Stromzweig. Die Potentialpunkte an den Gate-Elektroden dieser
Schalttransistoren TE2 und TEo sind mit P2 und P4 bezeichnet. Die Kondensatoren
C1 und C2 werden über die Potentialpunkte P2 und P4 und den Kopplungstransistoren.
TE6
bzw. TEg sowie den nachgeschalteten Stromquelletransistor TD7
entladen. Die Entkopplungstransistoren TE6 und TEg sind gleichfalls Anreicherungsfeldeffekttransistoren
mit kurzgeschlossener Gate-Drain-Strecke. Die Source-Elektroden beider Transistoren
sind mit der Drain-Elektrode des Stromquelletransistors TD7 verbunden, dessen Source-Elektrode
auf Massepotential U s liegt.
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55 Die Kompensationsschaltung für fertigungsbedingte Streuungen der
Schwellspannung des Stromquelletransistors TD7 und seiner Kanalweite besteht aus
den Feldeffekttransistoren und TDll und TDl2 vom Verarmungstyp. Die Gate-Source-Strecke
des Transistors TD12 ist kurzgeschlossen und mit dem Potential Uss verbunden. Die
Drain-Gate-Strecke des Transistors TD12 liegt somit parallel zur Gate-Source-Strecke
des Transistors TDll, , dessen Drain-Elektrode über den Transistor bei bei dem die
Drain-Gate-Strecke kurzgeschlossen ist, mit dem positiven Pol UDD der Versorgungsgleichspannung
verbunden ist. Der zur Gate-Elektrode des Stromquelletransistors führende Spannungsabgriff
liegt zwischen den Transistoren TDlo und TDll Eine fertigungsbedingte Abweichung
der Schwellspannung des Stromquelletransistors TD7 wirkt sich infolge der Gleichartigkeit
der Herstellungsprozesse gleichermaßen bei den Transistoren TD12 und TDll aus. Wenn
somit beispielsweise die Ohmigkeit des Transistors TD7 aufgrund einer veränderten
Schwellspannung über dem Sollwert liegt, sind auch die Transistoren TD12 und TDll
höherohmig. Der Transistor TD12 reduziert die Aussteuerung von TDll und verstärkt
damit die Auswirkung des fertigungsbedingten Fehlers. Dadurch steigt der Spannungsabfall
am Spannungsabgriff des Spannungsteilers und damit an der Gate-Elektrode des Stromquelletransistors
TD7 an, so daß dieser Stromquelletransistor stärker ausgesteuert wird, und der Strom
durch diesen Transistor wieder seinen Sollwert erreicht. Die Teilerausgangsspannung
verhält
sich somit reziprok proportional zur Änderung der Schwellspannung
des Verarmungsfeldeffekttransistors TD7 Die Kompensation der Fertigungstoleranz
der Kanalweite des Transistors TD7 wird durch Aufteilung der Transistoren TDll und
TD12 in mehrere Teiltransistoren realisiert. Hierdurch steigt der Einfluß der Kanalweitetoleranz
auf das Spannungsteiler-Verhältnis an. Wenn beispielsweise die Kanalweite des Transistors
TD7 um 0,1 > fertigungsbedingt vom Sollwert abweicht, so tritt die gleiche Abweichung
bei jedem Teiltransistor der Transistoren TDll und TD12 auf, so daß durch diese
vervielfachte Fehlerauswirkung gleichfalls eine Kompensation durch eine entsprechende
Potentialänderung an der Gate-Elektrode des Transistors TD7 bewirkt wird.
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Die Aufteilung der Transistoten TDll und TD12 in Teiltransistoren
muß derart optimiert werden, daß sowohl Kanalweitenfehler als auch Fehler der Schwellspannung
des Stromquelletransistors optimal kompensiert werden. In einem speziellen Fall
wurde ein Stromquelletransistor TD7 verwendet, bei dem das Verhältnis Kanalweite/Kanallänge
20/600 ym betrug. In diesem Fall wurde der Transistor TDll in 21 Teiltransistoren
mit einer Kanalweite von 10 um und einer Kanal länge von 50 um und der Transistor
TD12 in 7 Transistoren mit einer Kanalweite von 10 um und einer Kanallänge von 50
um sowie einen Transistor mit einer Kanalweite von 7,5 ym und einer Kanallänge von
50 Um aufgeteilt. Der Transistor TDlO war identisch mit einem Teiltransistor des
Transistors TDll. Bei diesen Verhältnissen wurden fertigungsbedingte Toleranzen
in der Schwellspannung des Stromquelletransistors und in der Kanalweite, die zu
Frequenzänderungen der Kippstufe geführt hätten, optimal korrigiert, so daß der
Oszillator praktisch keine fertigungsbedingten Frequenzstreuungen mehr aufwies.
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Frequenzstreuungen, die durch Veränderungen der Schwellspannung der
Anreicherungsfeldeffekttransistoren TE2 und TE4 in der Kippstufe bedingt sind, werden
mit Hilfe der Spannungsteilerschaltung aus den Transistoren TD13 , TEl4, sowie den
Transistoren TES und TE8 kompensiert. Die Transistoren TE14 und TElS im Spannungsteiler
sind Anreicherungsfeldeffekttransistoren mit kurzgeschlossener Gate-Drain-Strecke,
so daß an der Reihenschaltung aus diesen beiden Transistoren die doppelte Transistorschwellspannung
2 UTE abfällt. Der Transistor TD13 vom Verarmungstyp, der mit den Transistoren Teil4
und TEIS in Reihe geschaltet ist, ist relativ hochohmig und sorgt dafür, daß durch
den Spannungsteiler ein möglichst geringer Strom fließt. Die Gate-Source-Strecke
des Transistors TD13 ist gleichfalls kurzgeschlossen und bildet den Spannungsabgriff
am Spannungsteiler, der zu den Gate-Elektroden der Transistoren TE5 und TE8 von
Anreicherungstyp führt. Die Source-Drain-Strecke der Transistoren TES und TE8 liegt
zwischen dem Potentialpunkt 2 bzw. P4 und dem positiven Pol UDD der Versorgungsgleich
spannung. Da an der Gate-Elektrode des Transistors TES bzw.
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TE8 die Spannung 2 UTE (UTE = Schwellspannung der Anreicherungsfeldeffekttransistoren)
abfällt, liegt an den Potentialpunkten P2 bzw. P4 eine Gleichspannung 1 UTE in der
Größe der Schwellspannung eines Anreicherungsfeldeffekttransistors an. Zu dieser
Gleichspannung addiert sich in den Schaltphasen die über die Kondensatoren C1 bzw.
C2 eingekoppelte Spannungsflanke, die im wesentlichen der Gleichspannung UDD entspricht.
Nur diese Flanke bestimmt dann in Verbindung mit der Zeitkonstanten der Auf- bzw.
Entladewege die Frequenz des Oszillators, während die fertigungsbedingt streuende
Schwellspannung der Anreicherunqsfeldeffekttransistoren keine Rolle spielt. Der
Spannungsverlauf an den Potentialpunkten P1 bis P4 ergibt sich aus der Figur 2,
Demnach springt das Potential am Punkt P1 zur Zeit tl, wenn der Stromfluß durch
den Transistor TE4 unterbrochen wird, auf die Spannung UDD und bleibt auf diesem
Wert bis zum Zeit-
punkt t2, wenn der Transistor TE2 in den sperrenden
und der Transistor TE4 in den leitenden Zustand übergeht.
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Dieser Spannungssprung wird ausgelöst durch den Potentialverlauf am
Punkt P4. Dort ist das Potential zum Zeitpunkt tl auf den Wert UTE abgefallen, so
daß der Transistor T4 in den sperrenden Zustand übergeht. Der dadurch ausgelöste
Spannungssprung um den Wert UDD bzw. um den Wert - UDD an den Potentialpunkten P1
und P3 überträgt sich auf die Potentialpunkte P2 und P4 in entsprechender Weise,
da die Spannung an den Kondensatoren C1 und C2 nicht springen kann. Somit springt
die Spannung am Punkt P2 zum Zeitpunkt tl auf den Wert UTE + UDD und fällt danach
wieder auf den Spannungswert UTE aufgrund der Entladung über den Stromquelletransistor
TD7 ab. Sobald dekor Wert UTE erreicht ist, ändert die Kippstufe ihren Schaltzustand
und der Transistor TE4 wird leitend, während der Transistor TE2 gesperrt wird.
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Die Aufladezeit der Kondensatoren über die Transistoren TES bzw. TE8
ist au grund der Dimensionierung der Transistoren TE5 und TE8 klein gegenüber der
Entladezeit t2 - t1.
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Dies ergibt sich aus dem Potentialverlauf an Pa. Zum Zeitpunkt tl
springt dort die Spannung aufgrund des Potentialsprungs an P3 auf den Wert - DD
+ UTE und steigt ann in der Zeit t3 - t1 wieder auf den Gleichspannungswert UTE
an.
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Die Zeitspanne t3 - t ist wesentlich kleiner als die Zeitspanne t2
- tl, so daß die Kippfrequenz durch diesen Aufladeprozeß nicht bestimmt wird. Da
eine Ent- bzw. Aufladung jeweils auf den Gleichspannungswert UTE, der der Schiellspannung
eines Anreicherungsfeldeffekttransistors entspricht, erfolgt, ist die Kippfrequenz
nicht mehr abhängig von dieser Schwellspannung, sondern ausschließlich von dem durch
den Stromquelletransistor TD7 fließenden Strom und von der Gleichspannung UDD, die
den Spannungswert an den Kondensatoren C1 und C2 bestimmt. Durch die ideale Kompensierung
der fertigungsbedingten Schwankungen der strombestimmenden Kennwerte des Stromquelletransistors
ist die Frequenzstabilität des Oszillators gewährleistet.
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Alle Transistoren der dargestellten integrierten Schaltung sind vorzugsweise
MOS-Feldeffekttransistoren, wobei der Kennbuchstabe Ein den Transistorbezeichnungen
für den Anreicherungstyp (Enhancement) und der Buchstabe D für den Verarmungstyp
(Depletion) steht. Bei einem ideal kompensierten Oszillator, der realisiert wurde,
hatten die Kapazitäten C1 und C2 den Wert C = 3,5 pF. Die einzelnen Transistoren
sind wie folgt dimensioniert, wobei W die Kanalweite und L die Kanallänge in um
bedeutet.
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Transistor Xi/L (µm) TD1, TD3 20/40 TE2, TE4 80/20 TEES, TE8 50/5
TE6, TE9 25/5 TD7 20/600 TD7 10/50 TDll 21 Transistoren à 10/50 TD12 7 Transistoren
à 10/50 + 1 Transistor 7,5/50 TD13 5/80 TE14, TE15 50/5
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