DE3025421C2 - Circuit arrangement for supplying a gas discharge lamp from an alternating current network - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schallungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs I. Eine solche w> Schaltung ist aus der DE-OS 29 18 314 bekannt.The invention relates to a shuttering arrangement according to the preamble of claim I. Such a w> Circuit is known from DE-OS 29 18 314.

Werden Gasentladungslampen, beispielsweise Leuchtstofflampen, zum Beispiel zum Vermeiden des Flackerverhaltens beim Einschalten der Lampe mit elektronischen Vorschaltgeräten betrieben, so arbeiten b5 diese Vorschaltgeräte mit Betriebsfrequenzen von meist kHz bis 100 kHz. Dabei arbeitet das Vorschaltgerät an einer gleichgerichteten Netzspannung oder einer Batteriespannung und zerhackt mitteis eines oder zweier Transistoren die Gleichspannung im Hochfrequenz-Rhythmus. Ein entsprechendes Vorschaltgerät ist zum Beispiel aus der GB-PS 8 54 206 bekannt Wird ein solches Vorschaltgerät mit gleichgerichteter Netzspannung betrieben, so nimmt das Gerät aus dem Netz impulsförmige Ströme auf, die Rückwirkungen auf das Netz haben und die Kurvenform der Netz-Wechselspannung verformen. Dies kann zum einen Störungen anderer Verbraucher bewirken und zu Fehlschaitungen elektrischer Leistungsverbraucher führen. Zum anderen lassen einige Anwender bzw. einige nationale Vorschriften nur bestimmte Maximalwerte für den Oberwellengehalt der Sinusstromaufnahme von elektronischen Geräten zu. Die Senkung des Oberwellengeha'tes kann zwar mit herkömmlichen passiven Bauelementen erreicht werden, diese Bauelemente sind jedoch voluminös und schwer, so daß ein entsprechendes Konzept in zahlreichen Anw?ndungsfeldem nicht durchfüht bar ist.Are gas discharge lamps, for example fluorescent lamps, for example to avoid the Flicker behavior when switching on the lamp operated with electronic ballasts, so work b5 these ballasts with operating frequencies of mostly kHz to 100 kHz. The ballast works on a rectified mains voltage or a Battery voltage and chops the DC voltage in a high frequency rhythm with one or two transistors. A corresponding ballast is known, for example, from GB-PS 8 54 206 Ballast operated with rectified mains voltage, the device takes from the mains in a pulsed manner Currents that have repercussions on the network and the waveform of the network alternating voltage deform. On the one hand, this can cause disturbances to other consumers and lead to faulty switching lead electrical power consumers. On the other hand, some users or some national regulations leave this only certain maximum values for the harmonic content of the sinusoidal current consumption of electronic devices to. The lowering of the harmonic content can be achieved with conventional passive components are, however, these components are bulky and heavy, so that a corresponding concept in numerous fields of application is not feasible.

Aus der DE-OS 22 17 023 ist eine Anordnung zum Verringern von Oberwellen in Netz-Wechselstrom bei Gieichsiromverbrauchern, die aus dem Wechselstromnetz gespeist werden, wobei sich zwischen dem Netzanschluß und dem Verbraucher ein Gleichrichter und ein Ladekondensator befinden, bekannt. Bei dieser Anordnung ist jedem Gleichrichterventil eines Vollwellengleichrichters mindestens ein gesteuerte? Ventil antiparallel geschaltet und eine aufwendige Steueranordnung für diese Ventile vorgesehen.From DE-OS 22 17 023 an arrangement for reducing harmonics in mains alternating current is at Gieichsirom consumers who come from the alternating current network are fed, with a rectifier and a Charging capacitor are known. In this arrangement, each rectifier valve is a full wave rectifier at least one controlled? Valve connected in anti-parallel and a complex control arrangement intended for these valves.

Aus der DE-OS 28 25 708 ist ein Verfahren zum Verringern von Oberwellen im Netz-Wechselstrom bei Gleichstromverbrauchern, die aus dem Wechselstromnetz gespeist werden, bekannt, wobei sich zwischen dem Netzanschluß und dem Verbraucher ein Gleichrichter und ein Ladekondensator befinden. Bei diesem Verfahren befindet sich zum Erzwingen eines der Gleichrichterspannung im wesentlichen folgendem Gleichrichterstroms parallel zu der Reihenschaltung des Gleichrichters mit einer Drossel und parallel zu dem Ladekondensator ein mit wesentlich höherer Frequenz als die Netzfrequenz getasteter Schalter, der den über die Drossel fließenden Gleichrichterstrom schaltet, wobei die Ausgangsspannung des Gleichrichters das Tastverhältnis des Schalters bestimmt. Zu diesem Zwecke wird an den Eingang des das Tastverhältnis steuernden Pulsgenerators eine der Ausgangsspannung des Gleichrichters proportionale Spannung gelegt, wobei diese Spannung die Dauer der Ausgangsimpulse des Pulsgenerators bestimmt. Es wird also eine Spannung als Führungsgröße benötigt, um mittels eines Regeleingriffes die sinusförmige Stromaufnahme zu ermöglichen.From DE-OS 28 25 708 a method for reducing harmonics in the mains alternating current is at DC consumers who are fed from the AC network, known, with between the Mains connection and the consumer are a rectifier and a charging capacitor. In this procedure is located to force a rectifier voltage essentially following rectifier current parallel to the series connection of the rectifier with a choke and parallel to the charging capacitor one with a much higher frequency than the mains frequency Keyed switch that switches the rectifier current flowing through the choke, whereby the output voltage of the rectifier determines the duty cycle of the switch. For this purpose, the The input of the pulse generator controlling the pulse duty factor is one proportional to the output voltage of the rectifier Voltage is applied, this voltage determining the duration of the output pulses of the pulse generator. A voltage is therefore required as a reference variable in order to control the sinusoidal Allow current consumption.

Ohne Regeleingriff und somit mit geringerem appara-Ii^-. em Aufwand läßt sich eine sinusförmige Stromaufnahme eines über einen Gleichrichter aus einem Wechselspannungsnetz gespeisten Gleichstromverbrauchers mit parallel geschaltetem Ladekondensator ermöglichen, wenn der mit wesentlich höherer Frequenz als die Netzfrequenz getastete Schalter den über eine Induktivität fließenden gleichgerichteter Wechselstrom mittels eines Sperrwandlers, der über einen weiteren Gleichrichter den Ladekondensator beaufschlagt, schaltet und wenn der Sperrwandler in der Weise von einem Steuergenerator getastet wird, daß sich das Tastverhältnis über eine Halbperiode der Netzspannung nur unwesentlich ändert und daß die Induktivität vor jedem Einschaltvorgang des Schalters vollständig entmagnetisiert ist (DE-OS 26 52 275).Without control intervention and thus with less appara-Ii ^- . A sinusoidal current consumption of a direct current consumer fed via a rectifier from an alternating voltage network with a charging capacitor connected in parallel can be made possible with the effort, if the switch, which is keyed at a frequency that is significantly higher than the mains frequency, uses a flyback converter to control the rectified alternating current flowing via an inductor Charging capacitor is applied, switches and when the flyback converter is sampled in such a way by a control generator that the duty cycle changes only insignificantly over a half cycle of the mains voltage and that the inductance is completely demagnetized before each switch-on of the switch (DE-OS 26 52 275).

Eine weitere Möglichkeit, die Stromaufnahme desAnother way to measure the current consumption of the

Netzgeräts ohne Regelung oberwellenarm zu halten, wird in der eingangs zitierten OffenlegungsschriFt (F i g. 2a und 4b) beschrieben: Einem netzseitigen Brükkengleichrichter werden ein Schalttransistor in Reihe mit einer Spule und einem Ladekondensator nachgeschaltet. Parallel zum Z.C-Glied befindet sich eine Diode, und die gesamte Baugruppe wird durch einen kleinen HF-Filterkondensator überbrückt. Die Induktivität ist dabei so dimensioniert, daß sie groß gegen die Schaltfrequenz (30 kHz) ist und bei der Netzfrequenz (60 Hz) einen kleinen Wert hat; die Kapazität ist so groß gewählt, daß sie die mit doppelter Netzfrequenz auftretenden Spannungsschwankungen ausfiltert- Die so geglättete Kondensatorspannung wird auf einen aus zwei Transistoren bestehenden Wechselrichter gegeben, der eine 20 kHz-Rechteckspannung abgibt. Diese Wechselspannung wird einer Lampe über ein Resonanznetzwerk zugeführt; dieser Kreis besteht aus einem LC-Glied, zu dessen Widerstand eine aus einer Vorspule und der Lampe gebildete Reaktanz parallel liegt. Eine solche Ausführung hat den weiteren Vorteil, daß die Lampe eine sinusförmige Hochspannung mit einer konstanten Amplitude erhält und somit die Lichte;;sbeute besonders hoch ist. Die Schaltung ist allerdings noch relativ kompliziert; insbesondere ist außer den Wechselrichtertransistoren noch ein weiterer, mit einer eigenen Schaltfrequenz arbeitender Transistor erforderlich.Keeping the power supply unit low in harmonics without regulation is described in the OffenlegungsschriFt cited at the beginning (Figs. 2a and 4b): A bridge rectifier on the network side is followed by a switching transistor in series with a coil and a charging capacitor. There is a diode parallel to the ZC element, and the entire assembly is bridged by a small HF filter capacitor. The inductance is dimensioned so that it is large compared to the switching frequency (30 kHz) and has a low value at the mains frequency (60 Hz); the capacitance is chosen to be so large that it filters out the voltage fluctuations that occur at twice the line frequency. This alternating voltage is fed to a lamp via a resonance network; this circuit consists of an LC element whose resistance is paralleled by a reactance formed by a pre-coil and the lamp. Such an embodiment has the further advantage that the lamp receives a sinusoidal high voltage with a constant amplitude and thus the light output is particularly high. However, the circuit is still relatively complicated; In particular, in addition to the inverter transistors, another transistor operating with its own switching frequency is required.

Der zusätzliche Transistor kann entfallen, wenn man gemäß der DE-OS; 28 19 003 zwischen den Ausgang des Brückengleichrichters und den Eingang des Wechselrichters ein Querglied, bestehend aus einer Trenndiode in Reihe mit einem Ladekondensator, schaltet, aus dem Wechselrichteraus;gang ein Gleichspannungssignal ableitet und dieses !Signal zwischen die Trenndiode und den Ladekondensator führt. Eine solche Energierückkopplung stabilisiert die Amplitude der vom Wechselrichter gelieferten Spannung. Es verbleiben jedoch" ein Restbrumm an der Last sowie Netzspannungsverzerrungen, die häufig — wie der Seite 11, Abs. 2 der zitierten Offenlegungsschrift zu entnehmen — zusätzliche Maßnahmen verlangen.The additional transistor can be omitted if, according to DE-OS; 28 19 003 between the output of the Bridge rectifier and the input of the inverter a cross member, consisting of an isolating diode in series with a charging capacitor, switches from the Inverter output derives a DC voltage signal and this signal between the isolating diode and leads the charging capacitor. Such an energy feedback stabilizes the amplitude of the inverter supplied voltage. However, "a residual hum on the load as well as mains voltage distortion remain, which are often - as on page 11, para. 2 of the quoted Disclosure of disclosure - require additional measures.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so abzuwandeln, daß ihr Bauelementeaufwand geringer ist. dabei aber alle geschilderten Vorteile gewahrt bleiben. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmale;', des Patentanspruchs ! gelöst.The invention is based on the object of providing a circuit arrangement of the type mentioned at the beginning to modify that their component cost is lower. but all the advantages described are preserved. According to the invention, this object is achieved by a circuit arrangement having the features; ! solved.

Mittels der vorgeschlagenen Schaltung wird ermöglicht, daß die Schulter vom Netz her einen sinusförmigen Strom aufnehmen uiici gleichzeitig sich über die Schalter entsprechend den Netz-Sinus-Halbwellen ein variables Varwärts-Rückwärts-Stromverhältnis einstellt. Dadurch ergibt sich am Mittenpunkt der in Reihe geschalteten Schalter eine zeit- und halbwellengleiche Rechteckspannung konstanter Amplitude, und am Ladekondensator entsteht eine belastbare Gleichspannung, die größer ist als die Spitze-Werte der Netzspannung. The proposed circuit enables the shoulder to be sinusoidal from the network Power take uiici at the same time via the Switch sets a variable varward-reverse current ratio in accordance with the mains sine half-waves. This results in a time and half-wave coincident at the midpoint of the switches connected in series Square wave voltage of constant amplitude, and on the charging capacitor a loadable DC voltage is created that is greater than the peak values of the mains voltage.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand zusätzlicher Ansprüche.Advantageous refinements and developments of the invention are the subject of additional claims.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Figuren näher erläutert. DieThe invention is explained in more detail below with reference to the figures. the

F i g. I zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, dieF i g. I shows an embodiment of an inventive Circuit arrangement that

F i g. 2 ein Ausfühningsbeispiel für einen Steuergenerator für die in der Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung, während in derF i g. 2 shows an exemplary embodiment for a control generator for the circuit arrangement shown in FIG. 1, while in the

Fig.3 die Kollektor-Nutzspannung Um und die Invers- Vorwärts-Stromverschiebung eines Schalttransistors graphisch dargestellt ist.3 the useful collector voltage Um and the inverse forward current shift of a switching transistor is shown graphically.

Das in der Fig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel zeigt einen Gegentaktwandler in Seriengegentaktschaltung. An eine Netzwechselstromquelle 1 ist über ein aus Drossel 3 und Kondensator 2 bestehendes Störschutzglied ein Brückengleichrichter 4 geschaltet, der eine Gleichspannung mit überlagerter doppelter Netz-Wechselfrequenz liefert. Parallel zum Gleichspannungsanschluß des Brückengleichrichters 4 liegt eine Reihenschaltung einer schnellen Diode 5, die verhindert, daß der niederfrequente Brückengleichrichter 4 durch HF-Strom beschädigt wird, und einem Stützkondensator 6. Die Schutzdiode 5 ist bei entsprechender Auslegung des Brückengleichrichters 4 entbehrlich. Die als Sperrwandlerdrossel wirkende Induktivität 7 ist einerseits mit dem Mittenpunkt der aus Stützkondensator 6 und Schutzdiode 5 gebildeten Reihenschaltung und andererseits mit dem Mittenpunkt Aider von den in Reihe geschalteten Transistoren "6 und 9 gebildeten Reihenschaltung, zu der der Ladekondensator 10 parallel gescheitet ist. verbunden. The embodiment shown in FIG. 1 shows a push-pull converter in a series push-pull circuit. A bridge rectifier 4 is connected to a mains alternating current source 1 via an interference suppression element consisting of a choke 3 and capacitor 2, which rectifier supplies a direct voltage with a superimposed double mains alternating frequency. Parallel to the DC voltage connection of the bridge rectifier 4 is a series connection of a fast diode 5, which prevents the low-frequency bridge rectifier 4 from being damaged by HF current, and a backup capacitor 6. The protective diode 5 is unnecessary if the bridge rectifier 4 is designed accordingly. The inductance 7 acting as a flyback converter choke is connected on the one hand to the center point of the series circuit formed by the backup capacitor 6 and protective diode 5 and on the other hand to the center point Aider of the series circuit formed by the series-connected transistors 6 and 9, to which the charging capacitor 10 is connected in parallel.

Die Transistoren 8 und 9 werden über einen Treibertransformator 11, der von einem Steuergenerator, beispielsweise dem in der Fig. 2 gezeigten Tastlückengenerator anernierend mit Impulsen, welche ein Tastverhältnis von <0,5 aufweisen, gesteuert. Zur Leitung der Inversströme ist antiparallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 8 die Diode 12 und antiparallel zur Kollelktor-Emitter-Strecke des Transistors 9 die Diode 13 geschaltet.The transistors 8 and 9 are connected via a driver transformer 11, which is generated by a control generator, for example the key gap generator shown in FIG alternately with pulses that have a duty cycle of <0.5. To manage the Inverse currents are anti-parallel to the collector-emitter path of the transistor 8, the diode 12 and anti-parallel to the collector-emitter path of the transistor 9 Diode 13 switched.

Parallel zum Ladekondensator 10 liegt eine aus zwei bezüglich des Ladekondensators in Sperrichtung gepolten Stützdioden 14 und 15 gebildete Reihenschaltung, deren Mittenpunkt mit dem von der gleichgerichteten Netzspannung beaufschlagten Anschluß der Induktivität 7 verbunden ist. Als Verbraucher wird eine Leuchtstofflampe 16, zu der ein Kondensator 17 parallel geschaltet ist, über eine Begrenzerdrossel 18 und einen Koppelungskondensator 19 an den Mittenpunkt Λ/der aus d~n beiden Transistoren 8 und 9 gebildeten Reihenschaltung angeschlossen.In parallel with the charging capacitor 10 there is one of two polarized in the reverse direction with respect to the charging capacitor Support diodes 14 and 15 formed series circuit, the center point with that of the rectified Mains voltage applied terminal of the inductance 7 is connected. A fluorescent lamp is used as a consumer 16, to which a capacitor 17 is connected in parallel, via a limiter choke 18 and a Coupling capacitor 19 to the midpoint Λ / the from the two transistors 8 and 9 formed in series connected.

Die Anordnung arbeitet wie folgt:The arrangement works as follows:

Die am Stützkondensator 6 anliegenden 100 Hz-Halbsinus-Wellen dienen als Speisespannung eines aus Induktivität 7 und Schalttransistoren 8 und 9 gebildeten Drosselwandlers. Über den Treibertransformator 11 werden die beiden Transistoren 8 and 9 mit zeitgleichen alternierenden Impulsen angesteuert. Dabei ergibt sich eine der momentanen Netzspannung entsprechende Vorwärts-lnvers-Stro:nsteuerung der Transistoren 8 und 9, wobei sich netzseitig eine sinusförmige Stromaufnahme ergibt.The 100 Hz half-sine waves applied to the backup capacitor 6 serve as the supply voltage of one formed from inductance 7 and switching transistors 8 and 9 Buck converter. Via the driver transformer 11, the two transistors 8 and 9 are switched on at the same time alternating pulses controlled. This results in a voltage that corresponds to the current line voltage Forward-inverse current: control of the transistors 8 and 9, with a sinusoidal current consumption on the network side results.

L>ie am Kollektor des Transistors 9 anliegende KoI-lektor-Nutzspannunp Um ist ebenso wie die Invers-Vcrwärtsstrom-Vecschiebung des Stromes durch don Transistor 9 beziehungsweise durch die Diode 13 in der Fig. 3 dargestellt. Mit 20 ist eine Netzsinushalbwelle bezeichnet. Währen^J der Zeit a leitet der Transistor 9. die Induktivität 7 wird geladen. Während der Zeit b leitet der Transistor 8. während der Transistor 9 gesperrt ist. Während der Zeit b entlädt sich zunächst die Induktivität 7 über die Diode 12 auf den Ladekondensator 10 (unschraffierte Fläche des Rechtecks 21), während anschließend (schraffierter Teil des Rechtecks 21) eine Rücklieferung des Stromes vom Ladekondensator 10 über den Transistor 8 an die Induktivität 7 erfolgt. Ic The collector useful voltage Um present at the collector of the transistor 9 is shown in FIG. 3, as is the inverse Vcrwärtsstrom-Vecschrift of the current through the transistor 9 or through the diode 13. A mains sine half-wave is designated by 20. During ^J the time a , the transistor 9 conducts, the inductance 7 is charged. During the time b , the transistor 8 conducts while the transistor 9 is blocked. During the time b , the inductance 7 first discharges via the diode 12 to the charging capacitor 10 (unshaded area of the rectangle 21), while then (hatched part of the rectangle 21) the current is returned from the charging capacitor 10 via the transistor 8 to the inductance 7 he follows. Ic

höher die Spannung des Nctzsinus 20, desto geringer werden die Rücklieferungszeiten. Insgesamt ergibt sich am Punkt M eine zeitsymmetrische Rechteckspannung mit konstanter Amplitude.the higher the voltage of the sinus 20, the shorter the return delivery times. Overall, a time-symmetrical square-wave voltage with constant amplitude results at point M.

Das unterhalb des Bildes der Kollektor-Nutzspannung Um gezeigte zeitlich entsprechende Bild der In· vers-Vorwärtsstrom-Verschiebung zeigt oberhalb der Zeitachse den durch den Transistor 9 fließenden Strom /(4 und unterhalb der Zeitachse den durch die Diode 13 fließenden Strom Iv_n. Während der durch die Diode 13 fließende Strom vom Ladekondensator 10 geliefert wird, wird der Transistorstrom vom Netz geliefert. Die durch die abwechselnde Invers-Vorwarts-Stcucrung der beiden Transistoren 8 und 9 gewonnene konstante Generatorrechteckspannung Uu mit zeitgleichen Halbwellen dient zum Betrieb der Leuchtstofflampe 16. Die Lampe 16 wird am Mitienpunkt eines aus Begrenzcrdrosscl 18 und Kondensator 17 bestehenden LOReihenresonanzkreises, der über einen Koppelungskonflonsiiior 19 nnnillrl /iir Kollrlctrir-Fmittcr-.Strrrlcf» rl_t>s w Transistors 9 geschaltet ist, verbunden. Dies hat den Vorteil, daß über die Filterwirkung der Begrenzerdrossel 18 und des Kondensators 17 die Lampenspannung sinusförmig verschliffen wird und daß der Reihenresonanzkreis an seinem Mittenpunkt eine entsprechende Zündspannung liefert und nach Zündung der Lampe der Lampenstrom jedoch durch die Begrenzerdrossel 18 begrenzt ist.The temporally corresponding image of the inverse forward current shift shown below the image of the useful collector voltage Um shows the current / (4 flowing through the transistor 9 above the time axis and the current Iv _{n flowing through the diode 13 below the time axis} the current flowing through the diode 13 is supplied by the charging capacitor 10, the transistor current is supplied by the mains. The constant square-wave generator voltage Uu with simultaneous half-waves is used to operate the fluorescent lamp 16. The Lamp 16 is connected to the center point of a series resonant circuit consisting of limiting inductor 18 and capacitor 17, which is connected via a coupling conflonence 19 nnnillrl / iir Kollrlctrir-Fmittcr-.Strrrlcf »rl _t > s w transistor 9. This has the advantage that via the Filter effect of the limiter choke 18 and the capacitor 17, the lamp voltage sinusfö is smoothed and that the series resonance circuit supplies a corresponding ignition voltage at its center point and, after the lamp has been ignited, the lamp current is limited by the limiter choke 18.

Die Dioden 14 beziehungsweise 15 dienen als Stützdioden, für die Phasen der Halbsinusspannung, in denen jo Energie in die Induktivität 7 gepumpt wird. Der Treibertransformator 11 wird an seinen Eingangsklemmen 25 und 26 von einer alternierenden Rechteckspannung beaufschlagt, deren Tastverhältnis <0,5 ist. Ein Tastverhältnis, das kleiner als 0,5 ist, ist vorteilhaft, da dann j5 während der Steuerlücken sich die Speicherladungen der Transistoren 8 und 9 wechselweise so abbauen können, daß keine Querströme entstehen.The diodes 14 and 15 serve as backup diodes for the phases of the half-sine voltage in which jo Energy is pumped into the inductance 7. The driver transformer 11 is connected to its input terminals 25 and 26 acted upon by an alternating square-wave voltage, its duty cycle Is <0.5. A pulse duty factor that is less than 0.5 is advantageous, since then j5 During the tax gaps, the storage charges of the transistors 8 and 9 can alternately decrease in such a way that that no cross currents arise.

Ein Ausführungsbeispiel für einen Tastlücken-Steuergenerator für die in der F i g. 1 gezeigten Schaltungsan-Ordnung zeigt F i g. 2. Die notwendigen Tastlücken werden dadurch erhalten, daß der aus der Spule 30 und den Kondensatoren 31 und 32 gebildete Schwingkreis mit seinen positiven und negativen Spannungskuppen über einen Trimmer 35 und Basiskondensatoren 36 und 37 die Transistoren 33 und 34 abwechselnd mit Tastpausen während der Sinusschrägen steuert Die Kollektoren der Transistoren 33 und 34 sind mit den parallel zur Emitier-Kollektor-Strecke beider Transistoren geschalteten Widerständen 38 und 39 sowie mit den Basen der so Transistoren 40 und 41 verbunden, so daß die Transistoren 40 und 4t ?bwechselnd durchgesteuert werden. Während der Tastpausen der Transistoren 33 und 34 liegt an den Basen der Transistoren 40 und 41 die über die Widerstände 38 und 39 geteilte Versorgungsspannung Us mit UJl. Diese Spannung bewirkt, daß beim Umschwingen der magnetischen Energie im an den Klemmen 25 und 26 angeschlossenen Treibertransformator 11 die Transistoren 40 und 41 den Transformator 11 sehr stark bedampfen, so daß die Ausgangsspannung eine sehr gute Treppenspannung darstellt, also insbesondere keine steuernden Oberschwingungsanteile aufweist. An exemplary embodiment of a key gap control generator for the in FIG. FIG. 1 shows the circuit arrangement shown in FIG. 2. The necessary key gaps are obtained in that the resonant circuit formed by the coil 30 and the capacitors 31 and 32 with its positive and negative voltage peaks via a trimmer 35 and base capacitors 36 and 37 controls the transistors 33 and 34 alternately with pauses during the sinusoidal slopes The collectors of the transistors 33 and 34 are connected to the resistors 38 and 39 connected in parallel to the emitting collector path of both transistors and to the bases of the transistors 40 and 41 so that the transistors 40 and 4t are switched on alternately. During the pauses between the transistors 33 and 34, the supply voltage Us with UJ1, which is divided by the resistors 38 and 39, is applied to the bases of the transistors 40 and 41. This voltage causes the transistors 40 and 41 to vaporize the transformer 11 very strongly when the magnetic energy oscillates in the driver transformer 11 connected to the terminals 25 and 26, so that the output voltage represents a very good staircase voltage, i.e. in particular has no controlling harmonic components.

Die Schaltung arbeitet selbstschwingend, indem dem aus Spule 30 und den Kondensatoren 31 und 32 gebildeten Schwingkreis über einen Rückkoppelungswiderstand 42 vom Transformator 11 Schwingenergie eingekoppelt wird. Infolge der Ohmschen Koppelung über den Widerstand 42 schwingt der Schwingkreis in Phase mit der Ausgangstreppenspannung. Der Schwingkreis besitzt zwei Kondensatoren 31 und 32, damit die Rückkoppelungsspannung phasenrichtig eingekoppelt werden kann. Der Anlauf der Schaltung erfolgt dadurch, daß beim Hochgehen der Versorgungsspannung von 0 bis zur Spannung £Λ die Transistoren 33 und 34 über die Basiswiderstände 43 und 44 und über die Kondensatoren 36 und 37 Strom ziehen. Ebenso erhält der Transistor 40 Strom über den Widerstand 38. da der Ausgangskondensator 45 auch aufgeladen wird. Somit ist der Verstärkerweg während der Einschaltphase für eine Selbsterregung frei.The circuit works in a self-oscillating manner in that it is formed from coil 30 and capacitors 31 and 32 Resonant circuit coupled in from the transformer 11 via a feedback resistor 42 will. As a result of the ohmic coupling via the resistor 42, the resonant circuit oscillates in phase with the exit staircase voltage. The resonant circuit has two capacitors 31 and 32, so that the feedback voltage can be coupled in phase. The circuit is started by that when the supply voltage goes up from 0 to the voltage £ Λ the transistors 33 and 34 on the Base resistors 43 and 44 and draw current through capacitors 36 and 37. Likewise, the transistor receives 40 current through the resistor 38. since the output capacitor 45 is also charged. So is the amplifier path is free for self-excitation during the switch-on phase.

Mit Hilfe der Einstellung des Trimmers 35 sind die Tastzeiten einstellbar, während durch Veränderung des Widerstandes 44 die Tastlücken variiert werden können. Durch eine Veränderung der Halbwellen-Tastzeiten ist eine Konstanthaltung der Rechteckspannung am Punkt M beziehungsweise der am Ladekondensator 10 anlie grncli'n Cilrirhsnnnnung erreichbar.With the help of the setting of the trimmer 35, the scanning times can be set, while the scanning gaps can be varied by changing the resistor 44. By changing the half-wave sampling times, it is possible to keep the square-wave voltage constant at point M or the current green voltage on charging capacitor 10.

Mittels der erfindiingsgemäßen Schaltungsanordnung gelingt es, mit geringem Aufwand ein elektronisches Vorschaltgerät für eine oder mehrere Gasentladungslampen, insbesondere Leuchtstofflampen herzustellen, mit dem für den Betrieb einer oder mehrerer Leuchtstofflampen eine konstante halbwellensynimetrisehe HF-Spannung gewonnen wird, wobei das Vorschaltgerät gleichzeitig sinusförmigen Strom aus dem Wechse'-urom-Netz aufnimmt. Bei Verwendung einer 45 W-Leuchtstofflampe läßt sich zum Beispiel der verbleibende 100 Hz-Brumm des Lampenstromes auf unter 5% reduzieren.By means of the circuit arrangement according to the invention it is possible to create an electronic ballast for one or more gas discharge lamps with little effort, in particular to produce fluorescent lamps with which to operate one or more Fluorescent lamps produce a constant half-wave synchronous HF voltage, with the ballast simultaneously absorbs sinusoidal current from the Wechse'-urom network. When using a 45 W fluorescent lamp, for example, can reduce the remaining 100 Hz hum of the lamp current Reduce 5%.

Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings

Claims (6)

Patentansprüche:Patent claims: 1. Schaltungsanordnung zur Versorgung einer Gasentladungslampe aus einem Wechselstromnetz, mit einem Brückengleichrichter und einem nachgeschalteten Kondensator,1. Circuit arrangement for supplying a gas discharge lamp from an alternating current network, with a bridge rectifier and a downstream capacitor, mit einer nachgeschaiteten Anordnung, in der der über eine Induktivität fließende gleichgerichtete Wechselstrom mit einer wesentlich höheren Frequenz als die Netzfrequenz geschaltet und einem Ladekondensator zugeführt wird, mit einer parallel zum Ladekondensator angeordneten Reihenschaltung von zwei alternierend schaltenden Schaltmitteln und mit einem am Mittenpunkt der in Reihe geschalteten Schaitmittel angeschlossenen Z-C-Reihenkreis, zu dessen Kapazität die Gasentladungslampe parallel geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die nachgeschaltete Anordnung dadurch gebildet wird, riabdie Induktivität (7) zwischen dem Kondensator (6) und dem Mitienpunki (M) der in Reihe geschalteten Schaltmittel (8, 9) angeordnet ist, so daß diese Schaltmittel (8, 9) zugleich den durch die Induktivität (7) fließenden gleichgerichteten Wechselstrom schalten und dem Ladckondensator(10)zuführen, dessen Spannung auf diese Weise größer wird als der maximale Wert der gleichgerichteten Wechselspannung.with a downstream arrangement in which the rectified alternating current flowing through an inductance is switched at a frequency significantly higher than the mains frequency and fed to a charging capacitor, with a series connection of two alternating switching means arranged in parallel to the charging capacitor and with one connected in series at the center point ZC series circuit connected to the switching means, to whose capacitance the gas discharge lamp is connected in parallel, characterized in that the downstream arrangement is formed by the inductance (7) between the capacitor (6) and the central point (M) of the switching means (8) connected in series , 9) is arranged so that these switching means (8, 9) at the same time switch the rectified alternating current flowing through the inductance (7) and feed it to the charging capacitor (10), the voltage of which is greater than the maximum value of the rectified alternating voltage. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch I₁ da- jo durch gekennzeichnet, daß als Schaltmittel Transistoren (8,9) ν jrgesehen sind.2. Circuit arrangement according to claim I ₁ da- jo characterized in that transistors (8, 9) ν are seen as switching means. 3. Schaltungsanordnung n=»ch Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß antiparallel zu den Kollektor-Emitter-Strecken beider transistoren (8,9) je eine Diode (12,13) geschaltet ist.3. Circuit arrangement n = »ch claim 2, characterized characterized in that antiparallel to the collector-emitter paths of both transistors (8,9) each a diode (12,13) is connected. 4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß paraliel zum Ladekondensator (TO) eine Reihenschaltung zweier, bezüglich des Ladekondensators (10) in Sperrichiung gepolter Stützdioden (14, 15) geschaltet ist und der Mittenpunkt dieser Reihenschaltung mit dem von der gleichgerichteten Wechselspar, nung beaufschlagten Anschluß der Induktivität (7) verbunden ist.4. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 3, characterized in that paraliel to the charging capacitor (TO) a series connection of two, with respect to the charging capacitor (10) in Blocking polarized support diodes (14, 15) switched and the midpoint of this series connection with the rectified alternating savings, voltage acted upon terminal of the inductance (7) is connected. 5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4. dadurch gekennzeichnet, daß der LC-Reihenkreis (17, 18) über einen Koppelkondensator (19) an den Mittenpunkt (M)der in Reihe geschalteten Schaltmittel (8,9) angeschlossen ist.5. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 4, characterized in that the LC series circuit (17, 18) is connected via a coupling capacitor (19) to the midpoint (M) of the series-connected switching means (8, 9). 6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche I bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die in Reihe geschalteten Schaltmittel (8, 9) alternierend mit einem Tastverhältnis < 0,5 gesteuert werden.6. Circuit arrangement according to one of claims I to 5, characterized in that the in series switched switching means (8, 9) alternating with a duty cycle <0.5 can be controlled.