DE3025421C2

DE3025421C2 - Schaltungsanordnung zur Versorgung einer Gasentladungslampe aus einem Wechselstromnetz

Info

Publication number: DE3025421C2
Application number: DE19803025421
Authority: DE
Inventors: Walter 8000 München Hirschmann
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1980-07-04
Filing date: 1980-07-04
Publication date: 1985-03-21
Also published as: DE3025421A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schallungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs I. Eine solche w> Schaltung ist aus der DE-OS 29 18 314 bekannt.

Werden Gasentladungslampen, beispielsweise Leuchtstofflampen, zum Beispiel zum Vermeiden des Flackerverhaltens beim Einschalten der Lampe mit elektronischen Vorschaltgeräten betrieben, so arbeiten b5 diese Vorschaltgeräte mit Betriebsfrequenzen von meist kHz bis 100 kHz. Dabei arbeitet das Vorschaltgerät an einer gleichgerichteten Netzspannung oder einer Batteriespannung und zerhackt mitteis eines oder zweier Transistoren die Gleichspannung im Hochfrequenz-Rhythmus. Ein entsprechendes Vorschaltgerät ist zum Beispiel aus der GB-PS 8 54 206 bekannt Wird ein solches Vorschaltgerät mit gleichgerichteter Netzspannung betrieben, so nimmt das Gerät aus dem Netz impulsförmige Ströme auf, die Rückwirkungen auf das Netz haben und die Kurvenform der Netz-Wechselspannung verformen. Dies kann zum einen Störungen anderer Verbraucher bewirken und zu Fehlschaitungen elektrischer Leistungsverbraucher führen. Zum anderen lassen einige Anwender bzw. einige nationale Vorschriften nur bestimmte Maximalwerte für den Oberwellengehalt der Sinusstromaufnahme von elektronischen Geräten zu. Die Senkung des Oberwellengeha'tes kann zwar mit herkömmlichen passiven Bauelementen erreicht werden, diese Bauelemente sind jedoch voluminös und schwer, so daß ein entsprechendes Konzept in zahlreichen Anw?ndungsfeldem nicht durchfüht bar ist.

Aus der DE-OS 22 17 023 ist eine Anordnung zum Verringern von Oberwellen in Netz-Wechselstrom bei Gieichsiromverbrauchern, die aus dem Wechselstromnetz gespeist werden, wobei sich zwischen dem Netzanschluß und dem Verbraucher ein Gleichrichter und ein Ladekondensator befinden, bekannt. Bei dieser Anordnung ist jedem Gleichrichterventil eines Vollwellengleichrichters mindestens ein gesteuerte? Ventil antiparallel geschaltet und eine aufwendige Steueranordnung für diese Ventile vorgesehen.

Aus der DE-OS 28 25 708 ist ein Verfahren zum Verringern von Oberwellen im Netz-Wechselstrom bei Gleichstromverbrauchern, die aus dem Wechselstromnetz gespeist werden, bekannt, wobei sich zwischen dem Netzanschluß und dem Verbraucher ein Gleichrichter und ein Ladekondensator befinden. Bei diesem Verfahren befindet sich zum Erzwingen eines der Gleichrichterspannung im wesentlichen folgendem Gleichrichterstroms parallel zu der Reihenschaltung des Gleichrichters mit einer Drossel und parallel zu dem Ladekondensator ein mit wesentlich höherer Frequenz als die Netzfrequenz getasteter Schalter, der den über die Drossel fließenden Gleichrichterstrom schaltet, wobei die Ausgangsspannung des Gleichrichters das Tastverhältnis des Schalters bestimmt. Zu diesem Zwecke wird an den Eingang des das Tastverhältnis steuernden Pulsgenerators eine der Ausgangsspannung des Gleichrichters proportionale Spannung gelegt, wobei diese Spannung die Dauer der Ausgangsimpulse des Pulsgenerators bestimmt. Es wird also eine Spannung als Führungsgröße benötigt, um mittels eines Regeleingriffes die sinusförmige Stromaufnahme zu ermöglichen.

Ohne Regeleingriff und somit mit geringerem appara-Ii^-. em Aufwand läßt sich eine sinusförmige Stromaufnahme eines über einen Gleichrichter aus einem Wechselspannungsnetz gespeisten Gleichstromverbrauchers mit parallel geschaltetem Ladekondensator ermöglichen, wenn der mit wesentlich höherer Frequenz als die Netzfrequenz getastete Schalter den über eine Induktivität fließenden gleichgerichteter Wechselstrom mittels eines Sperrwandlers, der über einen weiteren Gleichrichter den Ladekondensator beaufschlagt, schaltet und wenn der Sperrwandler in der Weise von einem Steuergenerator getastet wird, daß sich das Tastverhältnis über eine Halbperiode der Netzspannung nur unwesentlich ändert und daß die Induktivität vor jedem Einschaltvorgang des Schalters vollständig entmagnetisiert ist (DE-OS 26 52 275).

Eine weitere Möglichkeit, die Stromaufnahme des

Netzgeräts ohne Regelung oberwellenarm zu halten, wird in der eingangs zitierten OffenlegungsschriFt (F i g. 2a und 4b) beschrieben: Einem netzseitigen Brükkengleichrichter werden ein Schalttransistor in Reihe mit einer Spule und einem Ladekondensator nachgeschaltet. Parallel zum Z.C-Glied befindet sich eine Diode, und die gesamte Baugruppe wird durch einen kleinen HF-Filterkondensator überbrückt. Die Induktivität ist dabei so dimensioniert, daß sie groß gegen die Schaltfrequenz (30 kHz) ist und bei der Netzfrequenz (60 Hz) einen kleinen Wert hat; die Kapazität ist so groß gewählt, daß sie die mit doppelter Netzfrequenz auftretenden Spannungsschwankungen ausfiltert- Die so geglättete Kondensatorspannung wird auf einen aus zwei Transistoren bestehenden Wechselrichter gegeben, der eine 20 kHz-Rechteckspannung abgibt. Diese Wechselspannung wird einer Lampe über ein Resonanznetzwerk zugeführt; dieser Kreis besteht aus einem LC-Glied, zu dessen Widerstand eine aus einer Vorspule und der Lampe gebildete Reaktanz parallel liegt. Eine solche Ausführung hat den weiteren Vorteil, daß die Lampe eine sinusförmige Hochspannung mit einer konstanten Amplitude erhält und somit die Lichte;;sbeute besonders hoch ist. Die Schaltung ist allerdings noch relativ kompliziert; insbesondere ist außer den Wechselrichtertransistoren noch ein weiterer, mit einer eigenen Schaltfrequenz arbeitender Transistor erforderlich.

Der zusätzliche Transistor kann entfallen, wenn man gemäß der DE-OS; 28 19 003 zwischen den Ausgang des Brückengleichrichters und den Eingang des Wechselrichters ein Querglied, bestehend aus einer Trenndiode in Reihe mit einem Ladekondensator, schaltet, aus dem Wechselrichteraus;gang ein Gleichspannungssignal ableitet und dieses !Signal zwischen die Trenndiode und den Ladekondensator führt. Eine solche Energierückkopplung stabilisiert die Amplitude der vom Wechselrichter gelieferten Spannung. Es verbleiben jedoch" ein Restbrumm an der Last sowie Netzspannungsverzerrungen, die häufig — wie der Seite 11, Abs. 2 der zitierten Offenlegungsschrift zu entnehmen — zusätzliche Maßnahmen verlangen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so abzuwandeln, daß ihr Bauelementeaufwand geringer ist. dabei aber alle geschilderten Vorteile gewahrt bleiben. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmale;', des Patentanspruchs ! gelöst.

Mittels der vorgeschlagenen Schaltung wird ermöglicht, daß die Schulter vom Netz her einen sinusförmigen Strom aufnehmen uiici gleichzeitig sich über die Schalter entsprechend den Netz-Sinus-Halbwellen ein variables Varwärts-Rückwärts-Stromverhältnis einstellt. Dadurch ergibt sich am Mittenpunkt der in Reihe geschalteten Schalter eine zeit- und halbwellengleiche Rechteckspannung konstanter Amplitude, und am Ladekondensator entsteht eine belastbare Gleichspannung, die größer ist als die Spitze-Werte der Netzspannung.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand zusätzlicher Ansprüche.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Figuren näher erläutert. Die

F i g. I zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, die

F i g. 2 ein Ausfühningsbeispiel für einen Steuergenerator für die in der Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung, während in der

Fig.3 die Kollektor-Nutzspannung Um und die Invers- Vorwärts-Stromverschiebung eines Schalttransistors graphisch dargestellt ist.

Das in der Fig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel zeigt einen Gegentaktwandler in Seriengegentaktschaltung. An eine Netzwechselstromquelle 1 ist über ein aus Drossel 3 und Kondensator 2 bestehendes Störschutzglied ein Brückengleichrichter 4 geschaltet, der eine Gleichspannung mit überlagerter doppelter Netz-Wechselfrequenz liefert. Parallel zum Gleichspannungsanschluß des Brückengleichrichters 4 liegt eine Reihenschaltung einer schnellen Diode 5, die verhindert, daß der niederfrequente Brückengleichrichter 4 durch HF-Strom beschädigt wird, und einem Stützkondensator 6. Die Schutzdiode 5 ist bei entsprechender Auslegung des Brückengleichrichters 4 entbehrlich. Die als Sperrwandlerdrossel wirkende Induktivität 7 ist einerseits mit dem Mittenpunkt der aus Stützkondensator 6 und Schutzdiode 5 gebildeten Reihenschaltung und andererseits mit dem Mittenpunkt Aider von den in Reihe geschalteten Transistoren "6 und 9 gebildeten Reihenschaltung, zu der der Ladekondensator 10 parallel gescheitet ist. verbunden.

Die Transistoren 8 und 9 werden über einen Treibertransformator 11, der von einem Steuergenerator, beispielsweise dem in der Fig. 2 gezeigten Tastlückengenerator anernierend mit Impulsen, welche ein Tastverhältnis von <0,5 aufweisen, gesteuert. Zur Leitung der Inversströme ist antiparallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 8 die Diode 12 und antiparallel zur Kollelktor-Emitter-Strecke des Transistors 9 die Diode 13 geschaltet.

Parallel zum Ladekondensator 10 liegt eine aus zwei bezüglich des Ladekondensators in Sperrichtung gepolten Stützdioden 14 und 15 gebildete Reihenschaltung, deren Mittenpunkt mit dem von der gleichgerichteten Netzspannung beaufschlagten Anschluß der Induktivität 7 verbunden ist. Als Verbraucher wird eine Leuchtstofflampe 16, zu der ein Kondensator 17 parallel geschaltet ist, über eine Begrenzerdrossel 18 und einen Koppelungskondensator 19 an den Mittenpunkt Λ/der aus d~n beiden Transistoren 8 und 9 gebildeten Reihenschaltung angeschlossen.

Die Anordnung arbeitet wie folgt:

Die am Stützkondensator 6 anliegenden 100 Hz-Halbsinus-Wellen dienen als Speisespannung eines aus Induktivität 7 und Schalttransistoren 8 und 9 gebildeten Drosselwandlers. Über den Treibertransformator 11 werden die beiden Transistoren 8 and 9 mit zeitgleichen alternierenden Impulsen angesteuert. Dabei ergibt sich eine der momentanen Netzspannung entsprechende Vorwärts-lnvers-Stro:nsteuerung der Transistoren 8 und 9, wobei sich netzseitig eine sinusförmige Stromaufnahme ergibt.

L>ie am Kollektor des Transistors 9 anliegende KoI-lektor-Nutzspannunp Um ist ebenso wie die Invers-Vcrwärtsstrom-Vecschiebung des Stromes durch don Transistor 9 beziehungsweise durch die Diode 13 in der Fig. 3 dargestellt. Mit 20 ist eine Netzsinushalbwelle bezeichnet. Währen^J der Zeit a leitet der Transistor 9. die Induktivität 7 wird geladen. Während der Zeit b leitet der Transistor 8. während der Transistor 9 gesperrt ist. Während der Zeit b entlädt sich zunächst die Induktivität 7 über die Diode 12 auf den Ladekondensator 10 (unschraffierte Fläche des Rechtecks 21), während anschließend (schraffierter Teil des Rechtecks 21) eine Rücklieferung des Stromes vom Ladekondensator 10 über den Transistor 8 an die Induktivität 7 erfolgt. Ic

höher die Spannung des Nctzsinus 20, desto geringer werden die Rücklieferungszeiten. Insgesamt ergibt sich am Punkt M eine zeitsymmetrische Rechteckspannung mit konstanter Amplitude.

Das unterhalb des Bildes der Kollektor-Nutzspannung Um gezeigte zeitlich entsprechende Bild der In· vers-Vorwärtsstrom-Verschiebung zeigt oberhalb der Zeitachse den durch den Transistor 9 fließenden Strom /(4 und unterhalb der Zeitachse den durch die Diode 13 fließenden Strom Iv_n. Während der durch die Diode 13 fließende Strom vom Ladekondensator 10 geliefert wird, wird der Transistorstrom vom Netz geliefert. Die durch die abwechselnde Invers-Vorwarts-Stcucrung der beiden Transistoren 8 und 9 gewonnene konstante Generatorrechteckspannung Uu mit zeitgleichen Halbwellen dient zum Betrieb der Leuchtstofflampe 16. Die Lampe 16 wird am Mitienpunkt eines aus Begrenzcrdrosscl 18 und Kondensator 17 bestehenden LOReihenresonanzkreises, der über einen Koppelungskonflonsiiior 19 nnnillrl /iir Kollrlctrir-Fmittcr-.Strrrlcf» rl_t>s w Transistors 9 geschaltet ist, verbunden. Dies hat den Vorteil, daß über die Filterwirkung der Begrenzerdrossel 18 und des Kondensators 17 die Lampenspannung sinusförmig verschliffen wird und daß der Reihenresonanzkreis an seinem Mittenpunkt eine entsprechende Zündspannung liefert und nach Zündung der Lampe der Lampenstrom jedoch durch die Begrenzerdrossel 18 begrenzt ist.

Die Dioden 14 beziehungsweise 15 dienen als Stützdioden, für die Phasen der Halbsinusspannung, in denen jo Energie in die Induktivität 7 gepumpt wird. Der Treibertransformator 11 wird an seinen Eingangsklemmen 25 und 26 von einer alternierenden Rechteckspannung beaufschlagt, deren Tastverhältnis <0,5 ist. Ein Tastverhältnis, das kleiner als 0,5 ist, ist vorteilhaft, da dann j5 während der Steuerlücken sich die Speicherladungen der Transistoren 8 und 9 wechselweise so abbauen können, daß keine Querströme entstehen.

Ein Ausführungsbeispiel für einen Tastlücken-Steuergenerator für die in der F i g. 1 gezeigten Schaltungsan-Ordnung zeigt F i g. 2. Die notwendigen Tastlücken werden dadurch erhalten, daß der aus der Spule 30 und den Kondensatoren 31 und 32 gebildete Schwingkreis mit seinen positiven und negativen Spannungskuppen über einen Trimmer 35 und Basiskondensatoren 36 und 37 die Transistoren 33 und 34 abwechselnd mit Tastpausen während der Sinusschrägen steuert Die Kollektoren der Transistoren 33 und 34 sind mit den parallel zur Emitier-Kollektor-Strecke beider Transistoren geschalteten Widerständen 38 und 39 sowie mit den Basen der so Transistoren 40 und 41 verbunden, so daß die Transistoren 40 und 4t ?bwechselnd durchgesteuert werden. Während der Tastpausen der Transistoren 33 und 34 liegt an den Basen der Transistoren 40 und 41 die über die Widerstände 38 und 39 geteilte Versorgungsspannung Us mit UJl. Diese Spannung bewirkt, daß beim Umschwingen der magnetischen Energie im an den Klemmen 25 und 26 angeschlossenen Treibertransformator 11 die Transistoren 40 und 41 den Transformator 11 sehr stark bedampfen, so daß die Ausgangsspannung eine sehr gute Treppenspannung darstellt, also insbesondere keine steuernden Oberschwingungsanteile aufweist.

Die Schaltung arbeitet selbstschwingend, indem dem aus Spule 30 und den Kondensatoren 31 und 32 gebildeten Schwingkreis über einen Rückkoppelungswiderstand 42 vom Transformator 11 Schwingenergie eingekoppelt wird. Infolge der Ohmschen Koppelung über den Widerstand 42 schwingt der Schwingkreis in Phase mit der Ausgangstreppenspannung. Der Schwingkreis besitzt zwei Kondensatoren 31 und 32, damit die Rückkoppelungsspannung phasenrichtig eingekoppelt werden kann. Der Anlauf der Schaltung erfolgt dadurch, daß beim Hochgehen der Versorgungsspannung von 0 bis zur Spannung £Λ die Transistoren 33 und 34 über die Basiswiderstände 43 und 44 und über die Kondensatoren 36 und 37 Strom ziehen. Ebenso erhält der Transistor 40 Strom über den Widerstand 38. da der Ausgangskondensator 45 auch aufgeladen wird. Somit ist der Verstärkerweg während der Einschaltphase für eine Selbsterregung frei.

Mit Hilfe der Einstellung des Trimmers 35 sind die Tastzeiten einstellbar, während durch Veränderung des Widerstandes 44 die Tastlücken variiert werden können. Durch eine Veränderung der Halbwellen-Tastzeiten ist eine Konstanthaltung der Rechteckspannung am Punkt M beziehungsweise der am Ladekondensator 10 anlie grncli'n Cilrirhsnnnnung erreichbar.

Mittels der erfindiingsgemäßen Schaltungsanordnung gelingt es, mit geringem Aufwand ein elektronisches Vorschaltgerät für eine oder mehrere Gasentladungslampen, insbesondere Leuchtstofflampen herzustellen, mit dem für den Betrieb einer oder mehrerer Leuchtstofflampen eine konstante halbwellensynimetrisehe HF-Spannung gewonnen wird, wobei das Vorschaltgerät gleichzeitig sinusförmigen Strom aus dem Wechse'-urom-Netz aufnimmt. Bei Verwendung einer 45 W-Leuchtstofflampe läßt sich zum Beispiel der verbleibende 100 Hz-Brumm des Lampenstromes auf unter 5% reduzieren.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Versorgung einer Gasentladungslampe aus einem Wechselstromnetz, mit einem Brückengleichrichter und einem nachgeschalteten Kondensator,

mit einer nachgeschaiteten Anordnung, in der der über eine Induktivität fließende gleichgerichtete Wechselstrom mit einer wesentlich höheren Frequenz als die Netzfrequenz geschaltet und einem Ladekondensator zugeführt wird, mit einer parallel zum Ladekondensator angeordneten Reihenschaltung von zwei alternierend schaltenden Schaltmitteln und mit einem am Mittenpunkt der in Reihe geschalteten Schaitmittel angeschlossenen Z-C-Reihenkreis, zu dessen Kapazität die Gasentladungslampe parallel geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die nachgeschaltete Anordnung dadurch gebildet wird, riabdie Induktivität (7) zwischen dem Kondensator (6) und dem Mitienpunki (M) der in Reihe geschalteten Schaltmittel (8, 9) angeordnet ist, so daß diese Schaltmittel (8, 9) zugleich den durch die Induktivität (7) fließenden gleichgerichteten Wechselstrom schalten und dem Ladckondensator(10)zuführen, dessen Spannung auf diese Weise größer wird als der maximale Wert der gleichgerichteten Wechselspannung.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch I₁ da- jo durch gekennzeichnet, daß als Schaltmittel Transistoren (8,9) ν jrgesehen sind.

3. Schaltungsanordnung n=»ch Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß antiparallel zu den Kollektor-Emitter-Strecken beider transistoren (8,9) je eine Diode (12,13) geschaltet ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß paraliel zum Ladekondensator (TO) eine Reihenschaltung zweier, bezüglich des Ladekondensators (10) in Sperrichiung gepolter Stützdioden (14, 15) geschaltet ist und der Mittenpunkt dieser Reihenschaltung mit dem von der gleichgerichteten Wechselspar, nung beaufschlagten Anschluß der Induktivität (7) verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4. dadurch gekennzeichnet, daß der LC-Reihenkreis (17, 18) über einen Koppelkondensator (19) an den Mittenpunkt (M)der in Reihe geschalteten Schaltmittel (8,9) angeschlossen ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche I bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die in Reihe geschalteten Schaltmittel (8, 9) alternierend mit einem Tastverhältnis < 0,5 gesteuert werden.