DE3014153C2

DE3014153C2 -

Info

Publication number: DE3014153C2
Application number: DE3014153A
Authority: DE
Inventors: Masayuki Yokohama Kanagawa Jp Yasumura; Yoshio Tokio/Tokyo Jp Ishigaki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1979-04-12
Filing date: 1980-04-12
Publication date: 1989-03-30
Also published as: AU5727580A; CA1155174A; JPS55138215A; US4339792A; DE3014153A1; JPS6112364B2; GB2048528A; AU533522B2; GB2048528B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Spannungsregler entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Wenn bei einer aus der Praxis bekannten Schaltung gemäß Fig. 1 unter Ausnutzung einer parametrischen Schwingung eine Induktivität L mit einer Frequenz geändert wird, die zweimal so groß wie die Resonanzfrequenz der Schaltung ist, wird ein Strom mit einer Frequenz gleich der Resonanzfrequenz erzeugt. Die Induktivität L, die periodisch mit einem Faktor m geändert wird, kann dann wie folgt ausgedrückt werden:

L = L₀ (1 + m cos 2ω t) ,

wobei

m = L′/L _o (Erregungsfaktor),
Q = L _o/r, ω = 2π f ,
r = Innenwiderstand des Resonanzkreises, der mit einer Winkelfrequenz ω schwingt, wenn m<2/Q. Die Schwingungsenergie kann als Ausgangssignal erhalten werden.

Wenn dabei die Induktivität L einen gesättigten, nicht linearen Bereich wie in Fig. 2 hat, wird das Schwingungsausgangssignal durch die obige Nichtlinearität begrenzt und damit kann eine konstante Ausgangsspannung erzeugt werden. Die Ausgangsspannung E _o wird dabei wie folgt ausgedrückt:

wobei
N: Anzahl der Windungen einer Wicklung mit der Induktivität L;
K: Formfaktor;
ω : Erregungswinkelfrequenz;
S: effektive Querschnittsfläche eines mit der genannten Wicklung bewickelten Kerns;
B _s: effektive maximale Magnetflußdichte des genannten Kerns.

Wenn ein Sättigungstransformator zur Erzeugung einer parametrischen Schwingung verwendet wird, kann z. B. ein Gleichspannungswandler gebildet und eine konstante Ausgangsspannung erzeugt werden.

Wenn Siliziumstahl, Permalloy oder dergleichen als Kernmaterial des Transformators verwendet wird, muß die Erregungsfrequenz f auf z. B. 50 bis 400 Hz gesenkt werden, damit Wirbelströme vermieden weden. Um ein Ausgangssignal mit einer bestimmten Größe zu erzeugen, muß daher die Querschnittsfläche S des Transformatorkerns oder die Windungszahl N der Wicklung erhöht werden, wie aus der obigen Gleichung ersichtlich ist. Der Transformator und der Wandler werden daher groß und schwer.

Wenn ein Ferrit als Kernmaterial verwendet wird, kann die Erregungsfrequenz f 15 bis 100 kHz betragen. Der Transformator kann damit ebenso wie der Wandler klein und leicht gemacht werden. Ferritmaterial hat jedoch den Nachteil, daß, wenn ein Hystereseverlust die Erzeugung von Wärme verursacht, die maximale Magnetflußdichte B _s des Kerns stark geändert wird, wobei ihre Änderung Δ B _s z. B. etwa 30% für eine Temperaturänderung von 0° bis 100°C beträgt. Die Ausgangsspannung E _o ändert sich daher erheblich.

Man verwendet daher ein Ferritmaterial als Kern, und die Erregungsfrequenz f wird gesteuert, oder es wird eine weitere Konstantspannungsschaltung zugefügt, um die Ausgangsspannung E _o konstantzuhalten. Durch diese Methoden wird jedoch der Steuerungsbereich eng und die Konstruktion kompliziert.

Durch die US-PS 34 43 198 ist ferner ein Spannungsregler entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1 bekannt, bei dem der Sättigungstransformator einen Kern mit vier Schenkeln und zwei die vier Schenkel magnetisch verbindenden Verbindungsteilen aufweist. Die Primär- und Sekundärwicklung sind auf den beiden Verbindungsteilen des Kernes angeordnet. Die Steuerwicklung ist ferner parallel zu einer der beiden Wicklungen gleichfalls auf einem Verbindungsteil angeordnet. Der Steuerwicklung wird von einem Steuerkreis eine Steuergleichspannung zugeführt, wobei ein Transistor als Fehlerdetektor derart wirkt, daß die Abweichung der Ausgangsspannung von einer Sollspannung ermittelt wird.

Durch die US-PS 36 79 966 ist weiterhin ein parametrischer Spannungsregler bekannt, bei dem parallel zur Lastwicklung ein Kondensator geschaltet ist, wobei der hierdurch gebildete Resonanzkreis auf die Frequenz der Eingangsspannung abgestimmt ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Spannungsregler entsprechend dem Oberbegriff des Anspruches 1 derart auszubilden, daß mit einer raum- und gewichtssparenden Bauweise des Transformators eine Spannungsregelung hoher Konstanz erreicht wird.

Gelöst wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale. Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Fig. 1 bis 21 beispielsweise erläutert. Es zeigt

Fig. 1 einen Resonanzkreis zur Erläuterung der parametrischen Schwingung,

Fig. 2 ein Diagramm zur Erläuterung der parametrischen Schwingung,

Fig. 3, 4A und 4B perspektivische Darstellungen, aus denen der Aufbau eines bei der Erfindung verwendeten Transformators hervorgeht,

Fig. 5, 7 und 8 Diagramme, aus denen B/H-Kennlinien zur Erläuterung des bei der Erfindung verwendeten Transformators hervorgehen,

Fig. 6 ein Ersatzschaltbild des Transformators,

Fig. 9 ein Diagramm zur Erläuterung des Transformators,

Fig. 10 ein Schaltbild eines Beispiels eines Spannungsreglers,

Fig. 11A bis 11G, Fig. 12 und Fig. 13 Diagramme zur Erläuterung der Schaltung der Fig. 10,

Fig. 14 ein Schaltbild eines weiteren Beispiels der Erfindung,

Fig. 15 bis 18 perspektivische Darstellungen weiterer Beispiele des Transformators,

Fig. 19 ein Schaltbild eines weiteren Beispiels und

Fig. 20 und 21 Diagramme zur Erläuterung eines weiteren Beispiels.

Vor der Erläuterung des Spannungsreglers wird zunächst ein Beispiel eines für diesen verwendbaren Transformator beschrieben.

Fig. 3 zeigt einen Transformator 10 mit zwei Magnetkernen 11 und 12, von denen jeder z. B. eine quadratische Kernplatte 10 E und vier magnetische Schenkel 10 A bis 10 D hat, die senkrecht von den vier Ecken der Kernplatte 10 E ausgehen. Der Magnetkern 11 liegt dem Magnetkern 12 gegenüber, so daß die Enden der Schenkel 10 A bis 10 D des einen die des anderen berühren. Der Transformator 10 hat somit insgesamt die Form eines massiven Körpers bzw. eines Rechteckprismas. Die Kerne 11 und 12 bestehen z. B. aus Ferrit.

Eine Primär- bzw. Erregungswicklung N₁ ist auf die Schenkel 10 B und 10 D des Kerns 11 gewickelt, und eine Sekundärwicklung bzw. eine Wicklung N₂ für eine parametrische Schwingung (entsprechend der Induktivität L in Fig. 1) ist auf die Schenkel 10 A und 10 C des Kerns 11 gewickelt. Eine Steuerwicklung N _c ist auf die Schenkel 10 A und 10 B des Kerns 12 gewickelt. Zwischen den Wicklungen N₁ und N₂ besteht somit eine Transformatorkopplung und zwischen den Wicklungen N₁, N₂ und N _c eine orthogonale Kopplung. Der Kopplungsfaktor zwischen N₁ und N₂ beträgt etwa 0,5 bis 0,6. In Fig. 3 bezeichnet E _c eine Steuerspannungsquelle.

Der Transformator 10 hat, wie zuvor erwähnt, eine Magnetflußverteilung wie sie z. B. die Fig. 4A und 4B zeigen. Wenn der Erregungsstrom und die Windungszahl der Wicklung N₁ I₁ bzw. N₁ sind, der Schwingungsstrom und die Windungszahl der Wicklung N₂ I₂ bzw. N₂ sind und der Laststrom und der Gesamterregungsstrom der Wicklung N₂ I _L bzw. I₀ sind, ist die magnetomotorische Gesamterregungskraft N₁I₀ des Transformators 10 wie folgt gegeben:

N₁I₀ = N₁I₁ + N₂I₂ + N₂I _L .

Es sei angenommen, daß die magnetomotorische Kraft N₁I₀ einen Magnetfluß +Φ _s(Fig. 4A) während der Periode des positiven Halbzyklus der Ausgangsspannung E₀ und einen Magnetfluß -Φ _s (Fig. 4B) während der Periode des negativen Halbzyklus erzeugt, und die Steuerwicklung N _c und der durchfließende Steuerstrom I _c einen Magnetfluß Φ _c erzeugt. Während der Periode des positiven Halbzyklus (Fig. 4A) haben sich die Magnetflüsse Φ _s und Φ _c an den Schenkeln 10 A und 10 D auf, während sich die Magnetflüsse Φ _s und Φ _c an den Schenkeln 10 B und 10 C addieren. Während der Periode des negativen Halbzyklus (Fig. 4B) ist die obige Beziehung umgekehrt.

Die B/H-Kennlinie der Fig. 5 zeigt, daß beim Spitzenwertzeitpunkt während der Periode des positiven Halbzyklus der Arbeitspunkt der Schenkel 10 A und 10 D der Punkt 1 und der Arbeitspunkt der Schenkel 10 B und 10 C der Punkt 2 ist, während beim Spitzenwertzeitpunkt während der Periode des negativen Halbzyklus der Arbeitspunkt der Schenkel 10 B und 10 C der Arbeitspunkt 3 und der Arbeitspunkt der Schenkel 10 A und 10 D der Punkt 4 ist. Der Arbeitsbereich der Schenkel 10 A und 10 D entspricht somit einem durch den Pfeil 1 A gezeigten Abschnitt und der Arbeitsbereich der Schenkel 10 B und 10 C einem durch den Pfeil 1 B gezeigten Abschnitt. Die Ausgangsspannung E _o während der Periode des positiven Halbzyklus wird somit durch die Magnetflußdichte +B _s der Schenkel 10 A und 10 B des Punktes 1 und die Ausgangsspannung E _o während der Periode des negativen Halbzyklus durch die Magnetflußdichte -B _s der Schenkel 10 B und 10 C des Punktes 3 bestimmt.

Da die Punkte 1 und 3 entsprechend der Magnetflußdichte Φ _c geändert werden, die wiederum entsprechend dem Steuerstrom I _c geändert wird, kann die Ausgangsspannung E _o durch den Steuerstrom I _c gesteuert werden.

Fig. 6 zeigt das Ersatzschaltbild des Transformators 10. Die Ausgangsspannung E _o (t) wird wie folgt ausgedrückt:

in der L₂ · i(t)=N₂ · Φ und L₂ die Induktivität von N₂ ist.

In der obigen Gleichung ist das erste Glied eine Spannung, die durch die Transformatorkopplung M induziert wird, und das zweite Glied eine Spannung, die durch die parametrische Kopplung induziert wird. Die Ausgangsspannung E ₀ (t) enthält somit eine Spannung, die durch die Transformatorkopplung hervorgerufen wird, und eine Spannung, die durch die parametrische Schwingung hervorgerufen wird. Die Beziehung zwischen beiden Spannungen wird entsprechend dem Kopplungsfaktor zwischen den Wicklungen N₁ und N₂ bzw. entsprechend der Form der Kerne und der Wicklungsmethoden geändert.

Wie Fig. 7 zeigt, wird, wenn die Magnetflußdichte bei I _c=0 Φ₁ ist, der Magnetfluß bei Addition Φ₁, der Magnetfluß bei Subtraktion Φ₃ ist und die Abweichungen des Magnetflusses Φ₁ von Φ₂ und Φ₃ Φ₂ und Φ₃ sind, kann die Ausgangsspannung e _o bei I _c=0 wie folgt ausgedrückt werden:

Wenn I _c=0 und der Magnetfluß Φ₃ im nichtlinearen Bereich ist, ist die Ausgangsspannung e _os wie folgt gegeben:

Da die B/H-Kennlinien nicht linear sind, gilt:

ΔΦ₃ < ΔΦ₂

und damit

Wenn der Arbeitspunkt 2 entsprechend Φ₂ und der Arbeitspunkt 5 entsprechend Φ₁ beide im Sättigungsbereich angenommen werden, ergibt sich

ΔΦ₂ ≅ o .

Man erhält daher die folgende Beziehung:

Die obige Gleichung zeigt, daß, wenn die Magnetflußabweichung ΔΦ₃ durch den Steuerstrom I _c gesteuert wird, die Ausgangsspannung E _o gesteuert werden kann.

Die Steuerempfindlichkeit (ΔΦ₃/ΔI _c) kann durch eine der folgenden Methoden erhöht werden:

I. Ein magnetisches Material mit rechteckiger Hysteresekennlinie wird für die Kerne 11 und 12 verwendet.
II. Der magnetische Widerstand der Kerne 11 und 12 wird verringert (z. B. wird ein Spalt zwischen den Kernen 11 und 12 beseitigt, ein magnetisches Material hoher Permeabilität verwendet, die Länge des magnetischen Pfades wird verkürzt, die Querschnittsfläche des Kerns vergrößert usw.).

Wie oben beschrieben, wird, wenn eine Steuerwicklung N _c mit orthogonaler Kopplung zu der Erregungs- und Schwingungswicklung N₁ und N₂ vorgesehen ist, und der durchfließende Steuerstrom geändert wird, die maximale Magnetflußdichte B _s des Transformators 10 gesteuert, und die Ausgangsspannung E _o kann damit gesteuert werden. Wenn der Steuerstrom I _c gesteuert wird, um den Einfluß der maximalen Magnetflußdichte B _s entsprechend der Temperatur, einer Änderung der Eingangsspannung, einer Laständerung und dergleichen auf die Ausgangsspannung E _o zu verhindern, kann diese Ausgangsspannung stabilisiert werden.

Es wird nun der Steuerbereich des Steuerstroms I _c betrachtet.

Wenn Ferritmaterial für die Kerne 11 und 12 verwendet wird, wird die maximale Magnetflußdichte B _s entsprechend der Wärmeerzeugung stark geändert, wie zuvor beschrieben wurde. Wenn sich z. B., wie Fig. 8 zeigt, die Temperatur von 0 bis 100°C ändert, wird die Magnetflußdichte B _s um ΔΦ₁ = etwa 30% geändert. Wenn der zusätzliche Temperaturbereich 0 bis 100°C beträgt, müssen die Arbeitspunkte 1 bis 5 auf der B/H-Kurve bei T=100°C eingestellt werden.

Für die Änderung der Eingangsspannung und der Last kann ebenfalls eine Konstantspannungskennlinie erhalten werden, wenn die folgende Beziehung am Arbeitspunkt 1 aufgestellt wird:

N₁I₀-N _c I _c=konstant (=NI wird angenommen).

Wenn nun angenommen wird:

N₁=N₂=N und N₁I₀=N₁I₁+N₂I₂+N₂I _L ,

kann aus der obigen Beziehung die folgende Gleichung erhalten werden:

wobei

und
L₁: Induktivität der Wicklung N₁,
L₂: Induktivität der Wicklung N₂,
E _i: Eingangsspannung,
R _L: Lastimpedanz,
I _L: Laststrom.

Diese Gleichung ist in Fig. 9 gezeigt. Betrachtet man die Änderung der maximalen Magnetflußdichte B _s entsprechend der Temperatur kann der Steuerbereich entsprechend dem Steuerstrom I _c so eingestellt werden, daß die maximale Eingangsspannung und die minimale Last am Punkt a und die minimale Eingangsspannung und die maximale Last am Punkt b erhalten werden können.

Anhand der Fig. 10 wird nun ein Beispiel des Spannungsreglers beschrieben.

In Fig. 10 ist eine übliche Wechselspannungsquelle 21 für z. B. 100 V mit einem Gleichrichter 22 zur Gleichrichtung der Wechselspannung vorgesehen. Über den Gleichrichter 22 ist die Reihenschaltung eines Parallelresonanzkreises mit einer stabilisierenden Drosselspule L _s und einem Kondensator C _s, einer Erregerwicklung N₁ des Transformators 10 und der Kollektor-Emitter-Strecke eines Schalttransistors Q _d geschaltet. Über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q _d ist auch die Parallelschaltung einer Schaltdiode D _d und eines Resonanzkondensators C _d geschaltet.

Ein astabiler Multivibrator 23 ist aus Transistoren Q _a und Q _b gebildet, um einen Impuls mit einer Frequenz von etwa 15 bis 20 kHz zu erzeugen. Dieser Impuls wird über einen Treibertransistor Q _c der Basis des Transistors Q _d zugeführt.

Parallel zur Wicklung N₂ des Transformators 10 liegen ein Resonanzkondensator C und ein Gleichrichter 24, der wiederum am Ausgang mit einer Last R _L verbunden ist. Die Ausgangsspannung E _o der Wicklung N₂ wird somit über den Gleichrichter 24 der Last R _L zugeführt.

Mit 30 ist ein Steuerkreis bezeichnet, dessen Steuerstrom I _c durch Ermittlung der Größe der Ausgangsspannung E _o erzeugt wird. Eine Wicklung N₃ ist ähnlich der Wicklung N₂ auf den Transformator 10 gewickelt, und ein Gleichrichter 25 ist parallel zur Wicklung N₃ geschaltet. Die gleichgerichtete Ausgangsspannung des Gleichrichters 25 wird dem Steuerkreis 30 als Steuerspannung zugeführt. Die gleichgerichtete Ausgangsspannung des Gleichrichters 25 wird auch einem Einstellwiderstand R _a zugeführt, um eine geteilte Ausgangsspannung zu erzeugen, die der Basis eines Detektortransistors Q _e zugeführt wird. Eine Bezugsspannung, die an einer Konstantspannungsdiode D _z erhalten wird, wird dem Emitter des Transistors Q _e zum Vergleich mit der geteilten Ausgangsspannung des Einstellwiderstandes R _a zugeführt. Die Vergleichsausgangsspannung wird über einen Widerstand Q _f der Basis eines Transistors Q _g zugeführt, dessen Kollektor mit der Steuerwicklung N _c des Transformators 10 verbunden ist.

Die folgende Tabelle und Fig. 12 zeigen ein praktisches Zahlenbeispiel und den Aufbau des Transformators 10:

Kernmaterial
Ferrit FE-3
Windungszahl der Wicklung N₁:
22
Windungszahl der Wicklung N₂:	22
Windungszahl der Wicklung N _c:	1200
Erregungsfrequenz:	15,75 Hz
Kapazität von C:	0,049 µF

Bei diesem Aufbau wird der Ausgangsimpuls des Multivibrators 23 auf den Transistor Q _d gegeben, um diesen zu schalten, und die Kollektorspannung des Transistors Q _d ändert sich wie in Fig. 11A, während der Erregungsstrom I₁, wie Fig. 11B zeigt, durch die Erregungswicklung N₁ des Transformators 10 fließt. Die Drosselspule L _s steuert den Kollektorstrom durch den geöffneten Transistor Q _d, um dessen Schaltvorgang zu stabilisieren. Der Kondensator C _s bildet zusammen mit der Spule L _s einen Resonanzkreis, der bei der Erregungsfrequenz schwingt, so daß eine Komponente der Kollektorspannung des Transistors Q _d die Ausgangsposition E _o nicht beeinträchtigt.

Da der Transistor 10 durch den Strom I₁ erregt wird, werden die Ausgangsspannung E _o und der Resonanzstrom I₂ in den Fig. 11C und 11D an der Parallelschaltung der Schwingungsspule N₂ und des Kondensators C erhalten. Die Spannung E _o wird dem Gleichrichter 24 zugeführt, und damit wird eine Gleichspannung von z. B. 115 V der Last R _L zugeführt.

Die Fig. 11E und 11F zeigen die Spannungen der Schenkel 10 A, 10 D und 10 B, 10 C des Transformators 10, und Fig. 11G zeigt den Strom I _L, der durch den Mittelabgriff der Wicklung N₂ des Transformators 10 fließt. Der Strom I _L ist in positiven und negativen Halbzyklen nicht gleich, da auch der Strom I₁ in Fig. 11B nicht ausgeglichen ist.

Eine in der Wicklung N₃ induzierte Spannung wird vom Gleichrichter 25 gleichgerichtet, um eine Gleichspannung von z. B. 18 V zu erzeugen. Die Änderung dieser Gleichspannung wird vom Transistor Q _e ermittelt, und sein Ausgangssignal wird der Wicklung N _c des Transformators 10 zugeführt, um den ihn durchfließenden Strom I _c zu steuern. Wenn die Ausgangsspannung des Gleichrichters 25 ansteigt, steigt der Kollektorstrom des Transistors Q _e und der Kollektorstrom des Transistors Q _f an, so daß der Steuerstrom I _c der Wicklung N _c groß und die maximale Magnetflußdichte B _s klein wird, um die Ausgangsspannung E _o zu verringern. Wenn die Ausgangsspannung des Gleichrichters 25 gesenkt wird, wird der Strom I _c dagegen klein, und die Magnetflußdichte B _s wird groß; somit kann die Ausgangsspannung F _o erhöht werden. Die Ausgangsspannung E _o wird daher stets stabilisiert.

Wenn auf jeden Schenkel des Transformators 10 eine Steuerwicklung N _c gewickelt wird, kann die Magnetflußdichte B _s berechnet werden. Wenn die erfaßte Spannung e(t) ist, gilt:

und damit:

in der n die Windungszahl der Wicklung N _c ist. Fig. 13 zeigt z. B. Berechnungsergebnisse der Magnetflußdichte B, wenn die Ausgangsspannung E _o 115 V und der Leistungsverbrauch P _L der Last R _L 70 W ist (Werte für B in 10^-4 T).

Wenn bei dem obigen numerischen Beispiel der Steuerstrom I _c in einem Bereich von 15 bis 60 mA bei einer Änderung der Eingangsspannung E _i von 90 bis 120 V und einer Änderung des Leistungsverbrauchs P _L von 30 bis 70 W gewählt wird, bleibt die Ausgangsspannung E _o stabil auf 115 V. Wenn die Eingangsspannung E _i und der Leistungsverbrauch P _L auf 100 V und 70 W festgelegt sind, beträgt der Gleichspannungsumwandlungswirkungsgrad η ausschließlich des Gleichrichters 22 81% und der Stromquellen-Welligkeitsanteil an der Last R _L 50 mV (Welligkeitsunterdrückungsverhältnis 50 dB). Wenn der Steuerkreis 30 abgeschaltet wird, beträgt der Welligkeitsanteil 200 mV.

Es kann somit eine stabile Spannungsumwandlung durchgeführt werden, und wie aus dem numerischen Beispiel der Fig. 12 ersichtlich ist, kann der Transformator 10 sehr klein und leicht gemacht werden, so daß der Spannungsregler bei geringem Gewicht kompakt hergestellt werden kann.

Die Drosselspule L _s dient als Last des Transformators Q _d, selbst wenn die Last R _L z. B. kurzgeschlossen ist, so daß der Transistor Q _d automatisch gegen Überlastung geschützt ist. Zwischen den Magnetkernen 11 und 12 des Transformators 10 ist kein Spalt notwendig, so daß der Streufluß erheblich verringert wird und andere Kreise nicht gestört werden.

Im obigen Fall werden etwa 90% des Ausgangssignals durch die Transformatorkupplung und das restliche Ausgangssignal durch die parametrische Schwingung erhalten. Wenn die Form der Kerne 11 und 12 und die Wicklungsmethode der Wicklungen N₁ und N₂ geändert werden, kann jedoch das gesamte Ausgangssignal durch die Transformatorkopplung oder die parametrische Schwingung erhalten werden.

Fig. 14 zeigt ein weiteres Beispiel, bei dem Elemente entsprechend denen in Fig. 10 die gleichen Bezugszeichen haben. Bei diesem Beispiel wird der Horizontalablenkkreis eines Fernsehempfängers zum Teil ähnlich verwendet. In Fig. 14 bezeichnet 41 einen Horizontaloszillator, 42 einen Horizontaltreiberkreis, D _e eine Dämpfungsdiode, C _e einen Resonanzkondensator, L _h eine Horizontalablenkspule, T _f einen Rücklauftransformator und D _f und D _g Rückstromschutzdioden. Bei diesem Beispiel ist die Rücklaufimpulsspannung V _f gleich oder größer als die Umformerimpulsspannung V _c. Wenn V _f=V _c, können die Dioden D _d imd D _g weggelassen werden.

Die Fig. 15 bis 18 zeigen ein weiteres Beispiel des Transformators 10, bei dem die Wicklung N₁ mit der Wicklung N₂ transformatorgekoppelt ist, während die Wicklungen N₁, N₂ zur Wicklung N _c orthogonal gekoppelt sind. Beim Beispiel der Fig. 15 erstrecken sich beide Wicklungen N₁ und N₂ über die Schenkel 10 B und 10 D des Kerns 11, und der Kopplungsfaktor k zwischen den Wicklungen N₁ und N₂ ist zu 0,95 oder mehr gewählt.

Beim Beispiel der Fig. 16 haben die Kerne 11 und 12 einen C-förmigen Querschnitt und bilden zusammen einen massiven Körper bzw. ein rechteckiges Prisma, wobei die beiden Berührungsseiten um 90° gegeneinander versetzt sind. Die Schenkel 10 A und 10 B des Kerns 11 sind mit Wicklungen N₁ und N₂ versehen, während der Schenkel 10 A des Kerns 12 mit einer Wicklung N _c versehen ist, so daß der Kopplungsfaktor k 0,5 bis 0,6 beträgt.

Beim Beispiel der Fig. 17 ist ein dritter Kern 13 zwischen den Kernen 11 und 12 vorgesehen, und der Kopplungsfaktor k beträgt 0,1. Die Wicklung N₁ erstreckt sich über die Schenkel 10 A und 10 C der Kerne 11 und 13, und die Wicklung N₂ über die Schenkel 10 A und 10 C des Kerns 13, während die Wicklung N _c sich über die Schenkel 10 A und 10 B des Kerns 1 erstreckt. Bei diesem Beispiel können die Wicklungen N₂ und N _c entgegengesetzt gewickelt sein. Bei dem Beispiel der Fig. 18 ist der Tranformator 10 schalenförmig und hat einen Kopplungsfaktor k von 0,5 bis 0,6.

Fig. 19 zeigt ein weiteres Beispiel, bei dem die Erregungsfrequenz gleich der üblichen Frequenz von 50 bis 400 Hz gewählt ist. Das Kernmaterial des Tranformators 10 ist Siliziumstahl, Permalloy und dergleichen.

Bei dem oben beschriebenen Beispiel wurde die Arbeitsweise des Transformators 10 anhand der Fig. 5 erläutert, jedoch können die Arbeitspunkte in Fig. 5 geändert werden.

Wie die Fig. 20 und 21 zeigen, liegen die Arbeitspunkte 1 und 3 im linearen Bereich, so daß sich die Magnetflüsse Φ _s und Φ _c subtrahieren, und die Arbeitspunkte 2 und 4 liegen im nichtlinearen Bereich, so daß sich die Magnetflüsse addieren; die Ausgangsspannung E _o bei I _c=0 kann damit wie folgt ausgedrückt werden:

während die Ausgangsspannungen e _os bei I _c=0 und Φ₂ im nichtlinearen Bereich wie folgt ausgedrückt wird:

Daher ist:

Nimmt man an, daß

Φ₃ » Φ₂ ,

kann die folgende Beziehung erhalten werden:

e _o - e _os = KN₂f ΔΦ₃ .

ΔΦ₃ wird somit entsprechend dem Steuerstrom I _c geändert, um die Ausgangsspannung E _o zu ändern, so daß eine konstante Ausgangsspannung erhalten werden kann.

Da die Magnetflußdichte B _s verringert wird, kann der Erregungsstrom I₁ verringert werden, und damit können der Eisenverlust der Kerne 11 und 12 und der Kupferverlust der Wicklung N₁ verringert werden. Die Hitzeerzeugung wird daher selbst bei einem billigen Ferritkern verringert, und es ist auch nicht notwendig, für den Transformator 10 einen Kühlkörper, einen Stabilisierungskondensator C _s oder einen Resonanzkondensator C zu verwenden, so daß sich die Kosten verringern. Wenn der Kondensator C nicht verwendet wird, gelangt nur die Transformatorkopplung zur Anwendung.

Experimentelle Ergebnisse zeigen unter den obigen Bedingungen, daß sich die Eingangsleistung um 5 W verringert und der Wirkungsgrad um 4% steigt. Der Anstieg der Temperatur beträgt nicht mehr als 30°C, was zu einer Temperaturverringerung von 7 Grad führt.

Die obige Arbeitsweise, die anhand der Fig. 20 und 21 erläutert wurde, kann auch auf alle zuvor beschriebenen Transformatoren angewandt werden.

Claims

1. Spannungsregler,

a) enthaltend einen Sättigungs-Transformator (10), dessen quaderförmiger Kern (11, 12) aus vier längs paralleler Kanten des Kernes angeordneten Schenkeln (10 A bis 10 D) und zwei die vier Schenkel an ihren beiden Enden magnetisch verbindenden Verbindungsteilen (10 E) besteht,
b) wobei der Transformator (10) eine an eine Wechselspannungsquelle angeschlossene Primärwicklung (N₁), eine mit einem Gleichrichter (24) verbundene Sekundärwicklung (N₂) sowie eine Steuerwicklung (N _C) aufweist, die an einen die Ausgangsgleichspannung überwachenden Steuerkreis (30) angeschlossen ist, der einen Fehlerdetektor (Q _e) zur Ermittlung einer Abweichung der Ausgangsspannung von einer Sollspannung hat,

gekennzeichnet durch folgende Anordnung der drei Wicklungen (N₁, N₂, N _C) auf dem Kern (11, 12):

c) die Primärwicklung (N₁) ist auf zwei benachbarten Schenkeln (10 B, 10D) angeordnet;
d) die Sekundärwicklung (N₂) ist auf den beiden anderen Schenkeln (10 A, 10C) angeordnet;
e) die Steuerwicklung (N _C) ist auf zwei der Schenkel (10 A, 10B) angeordnet, von denen der eine Schenkel (10 B) zugleich zur Primärwicklung (N₁) und der andere Schenkel (10 A) zugleich zur Sekundärwicklung (N₂) gehört.

2. Spannungsregler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselspannungsquelle durch eine Gleichspannungsquelle (22) zur Versorgung der Primärwicklung mit einer pulsierenden Gleichspannung ersetzt ist, welche einen Schalter (Q _d), der mit der Primärwicklung verbunden ist, und eine Steuereinrichtung (Q _c) mit einem Oszillator (23) hat, um den Schalter ein- und auszuschalten.

3. Spannungsregler nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Kondensator (C), der parallel zur Sekundärwicklung (N₂) geschaltet ist, derart, daß ein parametrischer Resonanzkreis gebildet ist.