DE3000291C2

DE3000291C2 - Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Widerstandsänderung in eine Frequenzänderung

Info

Publication number: DE3000291C2
Application number: DE3000291A
Authority: DE
Inventors: Dietrich Dr.-Ing. 2000 Hamburg Meyer-Ebrecht
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1980-01-05
Filing date: 1980-01-05
Publication date: 1982-06-09
Also published as: JPS56101563A; SE8100008L; US4794350A; FR2473183A1; GB2068130A; DE3000291A1; IT8119001A0; FR2473183B1; SE436937B; GB2068130B; IT1134935B

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Widerstandsänderung in eine Frequenzänderung eines Oszillators, enthaltend wenigstens einen von einer physikalischen Größe abhängigen Widerstand.

Es sind zahlreiche Schaltungen bekanntgeworden, so z.B. aus der DE-AS 22 14 114, mit deren Hilfe Widerstandsänderungen, z. B. von Dehnungsmeßstreifen, in Frequenzänderungen umgesetzt werden können. Insbesondere auf dem Gebiet der Wägetechnik werden derartige Schaltungsanordnungen in großem Umfang verwendet. Überall dort, wo es sich um eichfähige Waagen handelt, sind die Anforderungen an Auflösungsvermögen und Linearität sehr hoch, so daß ein entsprechend hoher Schaltungsaufwand getrieben werden muß.

Es gibt aber auch eine Reihe von Anwendungsmöglichkeiten, bei denen die Forderung nach möglichst geringem Aufwand und somit möglichst niedrigem Preis im Vordergrund steht, z. B. bei Haushaltswaagen oder Personenwaagen. Hier genügen geringere Genauigkeitsanforderungen, die im Promille-Bereich oder gar und einem Allpaßglied
1 —jt

sowie einem weiteren Zweig mit dem frequenzunabhängigen Verstärkungsfaktor F. Dieser Oszillator besitzt die außergewöhnliche Eigenschaft, daß seine Schwingfrequenz ωά durch die bloße Veränderung des Verstärkungsfaktors F gesteuert werden kann, und zwar weitgehend linear mit dem Verstärkungsfaktor F über einen für die Auswertung des Ausgangssignals genügend großen Frequenzbereich und ohne eine Veränderung der Kreisverstärkung des Oszillators bei einer Veränderung des Verstärkungsfaktors F.

Als Sinus-Oszillator enthält diese Schaltungsanordnung keinerlei Schwellwertschalter oder andere nichtlineare Elemente, die die Frequenz zusätzlich beeinflussen könnten.

Die Schwingfrequenz «Mo ist zwar eine nicht-lineare Funktion von F:

mit T = R₁ C₁=R

jedoch hat diese Funktion bei F = 0 einen Wendepunkt, so daß sich beispielsweise für eine Frequenzvariation von ±30% (coümax = 2cüomin) eine maximale Abweichung von einer linearen Kennlinie von nur etwa ± 0,3% ergibt

Fig.2 zeigt ein ausführlicheres Schaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lösung. Ein Hochpaß enthält einen Summierverstärker V2, einen ersten Widerstand R\ und einen ersten Kondensator Q, wobei der Summierverstärker Vi mittels eines Widerstandes R 3 gegengekoppelt ist Auf diesen Hochpaß folgt ein Allpaß (Verstärker mit einem betragsmäßig konstanten Verstärkungsgrad 1, aber frequenzabhängiger Phasendrehung), der aus einem Operationsverstärker Vj, einem weiteren Widerstand Ri und einem weiteren Kondensator Ci besteht. Der Verstärker V3 ist über Widerstände Ra und Rs gegengekoppelt.

Der modulierende Zweig mit dem Verstärkungsfaktor F ist wie folgt realisiert: In den Eingangskreis des Summierverstärkers V₂ ist eine aus vier Dehnungsmeßstreifen A, B, C, D bestehende Brückenanordnung aufgenommen, deren Eingangsklemmen einmal an einem vom Ausgang des Operationsverstärkers V3 zum ersten Kondensator G liegenden Rückführungszweig und zum anderen am Ausgang eines Inverterverstärkers Vj liegen. Die Ausgangsklemmen dieser Brückenschaltung sind mit dem invertierenden Eingang des Inverterverstärkers Vi bzw. mit dem Summenpunkt des Summierverstärkers V₂ verbunden.

Zur Nullpunktverschiebung, d. h. zur Einstellung auf eine bestimmte Ausgangsfrequenz bei der Brückenverstimmung Null, kann ein Widerstand Ro vorgesehen sein, dessen einer Anschluß ebenfalls am Summenpunkt 5 liegt und dessen anderer Anschluß, je nach Verschiebungsrichtung, am Brückenpunkt Uo oder am Brückenpunkt U₀* liegt

Bei Belastung ändern die Brückenwiderstände A, B, C, D, ihren Widerstand z. B. in der in F i g. 2 dargestellten Weise. Dadurch gerät die Brücke aus dem Gleichgewicht, der Verstärkungsfaktor Fändert sich und mit ihm die vom Oszillator erzeugte Frequenz.

Die Wirkungsweise der vorgeschlagenen Schaltungsanordnung ist die folgende. Da die Brücke A, B, C, D über den Inverterverstärker Vi symmetrisch gespeist wird, bestirnt die Verstimmung der einen entsprechenden Halbbrücke B, D den Verstärkungsfaktor F. Die gegenläufige Verstimmung der zweiten Halbbrücke A, C addiert sich zum Verstärkungsfaktor F, indem diese selbst die Beschallung des Inverterverstärkers Vi bildet:

30	00	291	R	U₀	-Ι	Α	4	5 J.
				*+ AR*			*U₀ _**
						-ΛΑ
*2 -C₂*		^B

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(Die Näherung gilt für A R < R)

Diese Rechnung setzt voraus, daß die an den Eingang des Inverterverstärkers Vl angeschlossene Brückenausgangsklemme durch dessen Funktion Bezugspotential annimmt (»virtuelle Masse« des Summenpunktes eines Operationsverstärkers). Eine Abweichung wird kompensiert indem von dieser Brückenausgangsklemme das Bezugspotential des der Brücke folgenden Summierverstärkers V₂ abgeleitet wird.
Der Widerstand Ro ergibt eine zusätzliche Nullpunkt-Verstimmung der Frequenz in positiver oder negativer Richtung je nachdem, ob Ro an Uo* resp. LO angeschlossen ist so daß

AR R

R₀

U₀* = -U₀

R+AR R-AR

Kapazitive Einflüsse der Brückenzuieitungen können weitgehend vermieden werden, indem die Brückenausgänge gegen Bezugspotential abgeschirmt werden, so daß keine kapazitiven Ströme zwischen Eingangs- und Ausgangsklemmen möglich sind. Wegen der symmetrischen Speisung sind die Potentiale an den Ausgangsklemmen niedrig und kapazitive Ströme nach Bezugspotential somit gering.

Damit sich während des Betriebes des Oszillators eine stationäre Schwingamplitude einstellt, sind noch übliche Mittel zur Amplitudenstabilisierung durch Regelung oder Nichtlinearisierung einer Verstärkerkennlinie notwendig.

Die beschriebene Schaltungsanordnung hat verschiedene Vorteile. Zunächst benötigt sie nur eine geringe Anzahl von Verstärkern. Die Frequenz wird zudem durch eine geringe Anzahl passiver Bauelemente bestimmt, auch entfällt ein der Meßbrücke direkt nachgeschalteter Verstärker. Weiterhin ist der Einfluß der Meßbrückenkabel-Kapazitäten stark reduziert und, was besonders wichtig ist, die Schaltung läßt sich in konventioneller Technik integrieren.

Wenn die vorgeschlagene Schaltungsanordnung aus MOS-Operationsverstärkern mit geringen Ruheströmen (ζ. B. in MOS-Technik) aufgebaut ist, dann wird ihr Betriebsstrom praktisch nur durch die Dehnungsmeßstreifen A, B, C, D bestimmt. Beim Betrieb der Brückenanordnung mit der Sinusspannung des Oszillators führt die Speiseleitung des Oszillators die gleichgerichteten Halbwellen der Oszillatorfrequenz, also die doppelte Frequenz. Koppelt man diese, z. B. mittels eines Opto-Kopplers am Ort der Stromversorgung aus, so läßt sich ohne zusätzliche Modulationsschaltungen sehr einfach ein Fernmeßsystem realisieren, bei dem der am Meßort installierte Oszillator mit dem am Auswerteort installierten Stromversorgungsgerät über eine einzige Zweidraht-Leitung verbunden ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Widerstandsänderung in eine Frequenzänderung eines Oszillators,-enthaltend wenigstens einen von einer physikalischen Größe abhängigen Widerstand, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator aus einem Hochpaß mit einem Summierverstärker (Vi und einem Allpaß mit einem Operationsverstärker (Vz) besteht, und daß zwischen den Ausgang des dem Allpaß folgenden Operationsverstärkers (V₃) und den Summenpunkt (S) des dem Hochpaß folgenden Summierverstärkers (V2) ein frequenzunabhängiges Element mit veränderlichem Verstärkungsfaktor (F) geschaltet ist

2. Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Widerstandsänderung in eine Frequenzänderung eines Oszillators, enthaltend wenigstens einen von einer physikalischen Größe abhängigen Widerstand, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator aus einem Hochpaß mit einem Summierverstärker (V2) und einem Allpaß mit einem Operationsverstärker (Vi) besteht, und daß wenigstens ein meßwertabhängiger Widerstand direkt zwischen den Summenpunkt (S) des dem Hochpaß folgenden Summierverstärkers (V₂) und den Ausgang des dem Allpaß folgenden Operationsverstärkers (Vi) oder den Ausgang eines diesem nachgeschalteten Inverterverstärkers (V\) geschaltet ist und/oder in den Eingangs- und/oder Rückführungszweig des Inverterverstärkers (V₁) aufgenommen ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das frequenzunabhängige Element mit veränderlichem Verstärkungsfaktor (F) eine Dehnungsmeßstreifenbrücke (A, B, C, D) enthält.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß in die Stromversorgungsleitung des Oszillators ein Opto-Koppler mit nachgeschaltetem Frequenzzähler aufgenommen ist.

im Prozent-Bereich liegen können.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine einfache Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art zu schaffen, die für die angegebenen Verwendungsfälle besonders geeignet ist, d.h. einen geringen Aufwand erfordert und aus weitgehend unkritischen, d. h. serienmäßigen Bauelementen aufgebaut ist
Eine erste Lösung dieser Aufgabe besteht darin, daß der Oszillator aus einem Hochpaß mit einem Summierverstärker und einem Allpaß mit einem Operationsverstärker besteht und daß zwischen den Ausgang des dem Allpaß folgenden Operationsverstärkers und den Summenpunkt des dem Hochpaß folgenden Summier-Verstärkers ein frequenzunabhängiges Element mit veränderlichem Verstärkungsfaktor geschaltet ist

Eine zweite Lösung dieser Aufgabe besteht darin, daß der Oszillator aus einem Hochpaß mit einem Summierverstärker und einem Allpaß mit einem Operationsverstärker besteht, und daß wenigstens ein meßwertabhängiger Widerstand direkt zwischen den Summenpunkt des dem Hochpaß folgenden Summierverstärkers und den Ausgang des dem Allpaß folgenden Operationsverstärkers oder den Ausgang eines diesem nachgeschalteten Inverterverstärkers geschaltet ist und/oder in den Eingangs- und/oder Rückführungszweig des Inverterverstärkers aufgenommen ist.

Es sei hier bemerkt, daß Allpaßschaltungen der genannten Art bereits mehrmals beschrieben wurden, so

z. B. in »Electronic Engineering«, Ausgust 1967, Seiten 498 bis 502; NASA Tech. Brief NR.70-10338; und »Philips Research Reports Supplements«, 1974, Nr. 6, Seiten 56 und 57.

An Hand der Zeichnung wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung näher beschrieben. Darin zeigt

F i g. 1 den prinzipiellen Aufbau einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und

F i g. 2 ein ausführliches Schaltbild dieser Schaltungsanordnung.

Der in F i g. 1 symbolisch dargestellte Sinus-Oszillator besteht aus einem Hochpaßglied mit der Übertragungsfunktion