DE2945984C2 - Schaltungsanordnung zur Signalisierung des Ausfalls periodischer Impulssignale - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine solche Schaltungsanordnung ist z. B. aus der DE-OS 22 60 760 bekannt

Bei Schaltungen zur Erzeugung periodischer Impulssignale, insbesondere Taktsignale, ist es bereits bekannt, im Zeitpunkt des Einschaltens der Versorgungsspannung durch eine Anschwingbeschleunigung ein definiertes Einschaltverhalten zu erzeugen, wodurch ein praktisch augenblickliches Einsetzen der Impulssignale gewährleistet ist. Diese Forderung ist insbesondere bei Anwendung periodischer Impulssignale als Taktsignale zu stellen, die den Betrieb von Einrichtungen synchronisieren, die mit festem Zeitbezug arbeiten müssen. Ein Beispiel hierfür ist ein Uhrenschaltkreis, der durch die Impulssignale einer Oszillatorschaltung gesteuert wird. Hier ist dann eine zusätzliche Anschwingbeschleunigung z. B. in Form einer kurzzeitigen Betriebsspannungsüberhöhung vorgesehen, durch die bei jedem Einschalten nach einer Versorgungsspannungsunterbrechung oder auch beim Einsetzen einer die Versorgungsspannung liefernden Battei ie ein sicheres Anschwingen der Oszillatorschaltung erreicht wird. Nachteilig dabei ist jedoch, daß die Anschwingbeschleunigung abhängig von dem Einschaltevorgang der Versorgungsspannung arbeitet und deshalb nicht wirksam wird, wenn trotz anliegender Versorgungsspannung die von der Oszillatorschaltung gelieferten Impulssignale aussetzen. Besonders in integrierten Schaltkreisen, bei denen im Sinne eines möglichst geringen Stromverbrauchs im stationären Zustand nur die zur Aufrechterhaltung der Schwingungen der Oszillatorschaltung erforderliche, gegenüber der Versorgungsspannung verringerte Betriebsspannung verwendet wird, führt dieser Nachteil zu einer unsicheren Arbeitsweise, denn mit der verringerten Betriebsspannung schwingt die Oszilaltorschaltung nach einer vorübergehenden Schwingungsunterbrechung nicht mehr oder nur sehr langsam an, so daß Zeitfehler unvermeidbar sind.

Es ist auch bereits bekannt, das Vorhandensein oder Fehlen von Signalen in elektrischen Einrichtungen durch sogenannte Meldesignale anzuzeigen. Die zu überwachenden Signale haben jedoch meist Gleichpotential, das relativ einfach überwacht werden kann. Im Falle von Impulssignalen erfolgt meist eine Auskopplung der Impulsspannung aus dem zu überwachenden Stromkreis sowie deren Gleichrichtung, um ein stetiges Meldesignal abzuleiten.

Diese bekannten Prinzipien zur Erzeugung von Meldesignalen eignen sich aber nicht dazu, das

Vorhandensein oder Fehlen eines Impulssignals vorgegebener Frequenz unbeeinflußt durch Störimpulse und unter geringstmöglicher Belastung des zu überwachenden Stromkreises praktisch verzögerungsfrei und unter möglichst geringem zusätzlichem Au/wand und Leistungsbedarf festzustellen.

Bei einer Schaltungsanordnung eingangs genannter Art sind als gegensinnig arbeitende Schalterelemente Transistoren vorgesehen, von denen der eine den anderen steuert, so daß eine gegenseitige Funktionsabhängigkfiit besteht und der eine Transistor den Steuerstrom des anderen übernehmen muß.

Außerdem ist nicht gewährleistet, daß die Schaltung bei einem Defekt im Zweig des einen Transistors mit dem Zweig des anderen Transistors weiterarbeitet Die gegensinnige Arbeitsweise der beiden Transistoren ist durch die gegenseitige Abhängigkeit also mit einem Nachteil behaftet, der im Hinblick auf die Verwendung zweier derartiger Schalterelemente vermeidbar sein sollte, um eine höhere Betriebssicherheit zu gewährleisten.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die ohne gegenseitige Funktionsabhängigkeit ihrer Schalterelemente eine sichere Meldesignalgabe bei Ausfall periodischer Impulssignale unter geringstmöglichem Aufwand gewährleistet und so aufgebaut ist, daß sie sich auch zur Herstellung in integrierter Technik eignet, um einen universellen Einsatz zu ermöglichen.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst

Im Gegensatz zur vorbekannten Schaltung, deren Transistoren voneinander abhängig arbeiten, da der eine Transistor den anderen steuert, handelt es sich bei der Erfindung um eine symmetrisch aufgebaute Schaltung, deren Transistoren unabhängig voneinander arbeiten. Dies führt zu dem wesentlichen Vorteil, daß der eine Transistor nicht auch den Steuerstrom für den zweiten Transistor übernehmen muß und die Schaltung im Sinne der vorstehenden Aufgabenstellung in integrierter Technik aufgebaut werden kann.

Durch die voneinander unabhängige Arbeitsweise der beiden Transistoren ist auch gewährleistet, daß ein Zweig der symmetrischen Schaltungsanordnung noch einwandfrei arbeitet, wenn der andere z. B. defekt ist. Außerdem ist es möglich, eine Verzerrung der Impulse und auch der Impulspausen in ein und derselben Schaltung abhängig von identischen Parametern festzustellen, so daß auch die Sicherung der Meldesignalabgabe im Sinne der gestellten Aufgabe gegenüber der vorbekannten Schaltung erhöht ist.

Die Einwirkung der Impulssignale auf die Ladestromkreise der Kondensatoren über die gegensinnig arbeitenden Schalterelemente kann gemäß einer Weiterbildung vorteilhaft derart erfolgen, daß die Impulssignale bzw. die invertierten Impulssignale einen Schalttransistor ansteuern, dessen Schaltätrecke einem Kondensator parallelgeschaltet ist. Auf diese Weise kann eine symmetrische Schaltung mit zwei Ladestromkreisen für zwei Kondensatoren aufgebaut werden, in der der eine Schalttransistor mit den Impulssignalen, der andere mit den invertierten Impulssignalen angesteuert wird, so daß die Überwachung des Impulssignalverlaufs zu jedem Zeitpunkt im vorstehend dargelegten Sinne gewährleistet ist

Es ist hierbei aber auch möglich, die Schaltungsanordnung so zu treffen, daß die Impulssignale einen Schalttransistor ansteuern, dessen Schaltstrecke den mit

einem Kondensator verbundenen jeweiligen Eingang der konjunktiven Verknüpfung mit einem Potential verbindet, das den gegenüber dem Ladepotential des Kondensators invertierten Signalpegel erzeugt Hierbei wird der jeweilige Kondensator nicht direkt kurzgeschlossen, sondern es wird ihm bei durchgeschalteter Schaltstrecke des Schalttransistors ein Potential aufgeprägt das gegenüber demjenigen seiner Ladespannung invertiert ist

Da die Schaltungsanordnung bezüglich der Ansteuerung der beiden Eingänge der konjunktiven Verknüpfung symmetrisch aufgebaut ist, können für den einen Schaltungsteil auch die Merkmale der vorstehend genannten ersten Weiterbildung und für den anderen Schaltungsteil die Merkmale der vorstehend genannten zweiten Weiterbildung vorgesehen sein.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung arbeitet mit Elementen, die sehr vorteilhaft in integrierter Technik, vorzugsweise in integrierter MOS-Technik verwirklicht werden können. Hierzu kann die Schaltungsanordnung derart aufgebaut werden, daß ein erster und ein zweiter Eingang der konjunktiven Verknüpfung jeweils mit dem Verbindungspunkt eines Kondensators und einer Ladestromquelle verbunden sind, daß die Reihenschaltung aus Kondensator und Ladestromquelle zwischen zwei logisch verschiedene Potentiale geschaltet ist und daß jeder Kondensator durch die Drain-Source-Strecke eines MOS-Feldeffekttransistors überbrückt ist, der durch die Impulssignale bzw. die invertierten Impulssignale angesteuert ist.

Für eine gleichzeitige Anwendung der vorstehend beschriebenen ersten und zweiten Weiterbildung ist die Schaltungsanordnung vorzugsweise in integrierter MOS-Technik zweckmäßig derart aufgebaut, daß ein erster und ein zweiter Eingang einer konjunktiven Verknüpfung jeweils mit dem Verbindungspunkt eines Kondensators und einer Ladestromquelle verbunden sind, daß die Reihenschaltung aus erstem Kondensator und erster Ladestromquelle zwischen die beiden logisch verschiedene Potentiale geschaltet ist, wobei der erste Kondensator durch die Drain-Source-Strecke eines mit den Impulssignalen angesteuerten MOS-Feldeffekttransistors überbrückt ist, und daß die Reihenschaltung aus dem Ladestromkreis des zweiten Kondensators und der Drain-Source-Strecke eines mit den Impulssignalen angesteuerten MOS-Feldeffekttransistors zwischen die genannten Potentiale geschaltet ist.

Die beiden vorstehend beschriebenen Formen einer vorzugsweise in integrierter MOS-Technik aufgebauten Schaltungsanordnung enthalten jeweils zueinander symmetrisch aufgebaute Schaltungsteile, die das Ansprechen in Impulspausen ermöglichen, und eignen sich besonders zum Einsatz in Verbindung mit integrierten Uhrenschaltkreisen, da sie bei äußerst geringem Stromverbrauch eine praktisch verzögerungsfreie Arbeitsweise zeigen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden anhand der Figuren beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine mit MOS-Feldeffekttransistoren als Schalterelemente arbeitende Schaltungsanordnung,

F i g. 2 eine andere Ausbildung des in F i g. 1 gezeigten Schaltungsprinzips unter Verwendung von MOS-FeIdeffekttransistoren einander entgegengesetzten Leitungstyps und

F i g. 3 ein Impulsdiagramm für die in F i g. 1 gezeigte Schaltungsanordnung.

In F i g. 1 ist eine Schaltungsanordnung zur Signalisierung des Ausfalls periodischer Impulssignale dargestellt,

die ihr über einen Eingang 10 zugeführt werden. Sie gelangen auf das Gate eines ersten MOS-Feldeffekttransistors 11 und über einen Inverter 12 unter Beibehaltung ihrer Amplitude auf das Gate eines zweiten MOS-Feldeffekttransistors 13. Die beiden MOS-Feldeffekttransistoren 11 und 13 werden während der Einzelimpulse (Transistor 11) bzw. während der Impulspausen (Transistor 13) leitend gesteuert. Dabei können die Impulssignale einen gegenüber der Versorgungsspannung mit den Potentialen VH (z. B. positiv) und VL (z. B. negativ) kleineren Hub haben, jedoch muß dieser mindestens die Schwellenspannung des Transistors 11 überschreiten, wobei VH das Bezugspotential ist.

Die beiden MOS-Feldeffekttransistoren 11 und 13 haben übereinstimmenden Leitungsiyp. Irn dargestellten Ausführungsbeispiel handelt es sich um p-Kanal-Transistoren. Jedem MOS-Feldeffekttransistor 11 bzw. 13 ist ein Kondensator 14 bzw. 15 parallelgeschaltet, der jeweils mit einer Ladestromquelle 16 bzw. 17 in Reihe an die Versorgungsspannung mit den beiden Potentialen VHund VL angeschaltet ist.

Ist einer der beiden MOS-Feldeffekttransistoren 11 und 13 infolge Ausfalls der Impulssignale mindestens für die Dauer der Ladezeitkonstante gesperrt, so wird der ihm zugeordnete Kondensator 14 bzw. 15 über die mit ihm in Reihe geschaltete Ladestromquelle 16 bzw. 17 aufgeladen, so daß an dem Schaltungspunkt 18 bzw. 19 praktisch das Potential VL entsteht, welches über einen mit dem Schaltungspunkt 18 bzw. 19 verbundenen Inverter 20 bzw. 21 ein OBEN-Signal am jeweils mit einem Inverter 20 bzw. 21 verbundenen Steuereingang eines NOR-Gliedes 22 erzeugt. Dadurch erscheint am Ausgang 23 des NOR-Gliedes 22 ein UNTEN-Signal, welches den Ausfall der zu überwachenden Impulssignale anzeigt.

Stehen die zu überwachenden Impulssignale hingegen kontinuierlich am Schaltungseingang 10 an, so werden die beiden Kondensatoren 14 und 15 nicht auf das Potential VL aufgeladen, da sie mit der Frequenz der Impulssignale laufend kurzgeschlossen und auf das Potential VH entladen werden. Das Potential an den Schaltungspunkten 18 und 19 liegt dann geringfügig unter dem Potential VH, so daß an den Eingängen der beiden Inverter 20 und 21 jeweils ein OBEN-Signal anliegt und diese ein UNTEN-Signal an das NOR-Glied 22 abgeben. Dieses führt am Schaltungsausgang 23 zu einem OBEN-Signal, welches das Vorhandensein der Impulssignale anzeigt.

Als Ladestromquellen 16 und 17 sind vorteilhaft Konstantstromquellen vorgesehen, die den beiden Kondensatoren 14 und 15 im Falle ihrer Aufladung einen linear ansteigenden Strom einprägen. Dadurch kann der Zeitpunkt, an dem der Übergang zwischen einem UNTEN-Signal und einem OBEN-Signal am jeweiligen Schaltungspunkt 18 bzw. 19 erfolgt, in Verbindung mit dem erforderlichen Potential besonders genau festgelegt werden. Dabei erweisen sich die Inverter 20 und 21 als vorteilhaft, da sie durch geeignete Dimensionierung zu einem tiefliegenden Umschaltepunkt führen, wie im folgenden aus Fig.3 noch erkennbar wird. Dadurch wird die Zeitkonstante für die Kondensatoraufladung minimal.

In Fig.2 ist eine andere Ausführungsform der Schaltungsanordnung dargestellt, die sich von der in F i g. 1 gezeigten nur dadurch unterscheidet, daß der den Kondensator 15 beeinflussende Schalttransistor mit der zugeordneten Ladestromquelle vertauscht ist Somit ist

dem Kondensator 15 die Ladestromquelle 37 parallelgeschaltet, und der Schaltungspunkt 19 ist über die Schaltstrecke des MOS-Feldeffekttransistors 33 mit dem Speisespannungspotential VL verbunden. Demgemaß haben die beiden MOS-Feldeffekttransistoren II und 13 zueinander entgegengesetzten Leitungstyp, so daß der MOS-Feldeffekttransistor 33 ein n-Kanal-Transistor ist. Im übrigen stimmt die in Fig.2 gezeigte Schaltung mit der in F i g. 1 gezeigten überein, so daß für diese Teile mit F i g. 1 übereinstimmende Bezugszeichen verwendet sind.

Es ist leicht zu erkennen, daß in der in F i g. 2 gezeigten Schaltungsanordnung die beiden MOS-Feldeffekttransistoren 11 und 33 zueinander gegensinnig arbeiten, so daß dem MOS-Feldeffekttransistor 33 kein inverter vorgeschaltet sein muß. Wenn der MOS-Feldeffekttransistor 33 durch Ausfall der Impulse leitend gesteuert wird, so wird der Schaltungspunkt 19 mit dem Potential VL verbunden, welches am zugeordneten Steuereingang des NOR-Gliedes 22 als UNTEN-Signal auftritt. Ist der MOS-Feldeffekttransistor 33 bei anliegenden Impulssignalen gesperrt, so wird der Kondensator 15 aus der Ladestromquelle 37 aufgeladen, so daß am Schaltungspunkt 19 über den geringen Innenwiderstand der Ladestromquelle 37 dann praktisch das Potential VH vorherrscht, welches am zugeordneten Steuereingang des NOR-Gliedes 22 ein OBEN-Signal erzeugt.

Die in F i g. 2 gezeigte Schaltungsanordnung benötigt kein symmetrisches Puls-Pausen-Verhältnis der zu überwachenden Impulssignale, da beide MOS-Feldeffekttransistoren 11 und 33 nur durch die Einzelimpulse leitend gesteuert bzw. gesperrt werden. Im Unterschied zu der in F i g. 1 gezeigten Schaltungsanordnung wird für die Einzelimpulse jedoch der volle Potentialhub zwischen den Potentialwerten VL und VH benötigt, denn zur sicheren Sperrung des MOS-Feldeffekttransistors 33 muß an dessen Gate etwa das Potential VL erscheinen, damit seine Schwellenspannung mindestens unterschritten wird. Im Gegensatz dazu genügt bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 eine wesentlich kleinere Impuisamplitudc zur Lcitcndstcucrung der MOS-Feldeffekttransistoren U und 13, so daß diese Schaltung besonders vorteilhaft für die Erkennung von Taktsignalen eingesetzt werden kann, die im stationären Zustand mit einer unter der Versorgungsspannung liegenden Betriebsspannung erzeugt werden.

Bei der in Fig.2 gezeigten Schaltungsanordnung können auch der Transistor U und die Ladestromquelle 16 so angeordnet sein wie die ihnen entsprechenden Elemente 33 und 37. Die Lade- und Entladevorgänge bei dieser Schaltangsanordnung entsprechen im wesentlichen denen der in F i g. 1 gezeigten Schaltungsanordnung mit dem Unterschied, daß die Ladung und die Entladung des Kondensators 15 gegensinnig zu den entsprechenden Vorgängen beim Kondensator 14 erfolgt Das heißt, der Kondensator 15 wird durch den Transistor 33 auf VL geladen und durch die Stromquelle 37 nach VH entladen. Die Schaltungen 20, 22 werden hierbei sinnvoll ebenfalls so bemessen, daß die benötigten Ladezeitkonstanten auf ein Minimum reduziert werden.

Die in Fig. 1 gezeigte konjunktive Verknüpfung mit dem NOR-Glied 22 und den vorgeschalteten Invertern 20 und 21 kann auch mit anderen Elementen verwirklicht werden, z.B. mit einem UND-Glied. In F i g. 2 ist der Inverter 21 nicht erforderlich, da seine Funktion der MOS-Feldeffekttransistor 33 mit seinem

n-Leitungstyp übernimmt.

Anstelle der in Fig. 1 und 2 gezeigten Konstantstromquellen können auch ohmsche Widerstände vorgesehen sein.

In Fig. 3 ist ein Impulsdiagramm der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 dargestellt. Hierbei sind die an den einzelnen Punkten der Schaltungsanordnung auftretenden Signalverläufe jeweils entsprechend numeriert. Von oben nach unten handelt es sich also um eine Darstellung der Signale am Schaltungseingang 10, an den Schaltungspunkten 18 und 19, am Ausgang der Inverter 20 und 21 und am Ausgang des NOR-Gliedes 22.

Die am Schaltungseingang 10 zugeführten Impulssignale sind in F i g. 3 entsprechend dem Bezugspotential VH und mit einem gegenüber der Versorgungsspannung VH- VL kleineren Hub dargestellt. Dabei sind zwei mögliche Arten des Ausfalls der Impulssignale gezeigt, nämlich ein Dauerzustand mit dem Potential VH und ein danach folgender Dauerzustand mit einem Potential zwischen den Potentialen VH und VL Die in diesen beiden Fällen in der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 ablaufenden Schaltvorgänge sind den weiteren Signalverläufen in F i g. 3 zu entnehmen.

In Fig.3 ist bei 18 gezeigt, daß das Potential am Schaltungspunkt 18 ausgehend von VH gemäß der während einer Impulsdauer erfolgenden kurzzeitigen Aufladung des Kondensators 14 in Richtung VL geändert wird. Mit Ende des jeweiligen Impulses wird der Kondensator 14 wieder nach VH entladen, und dieser Vorgang wiederholt sich mit jedem weiteren Impuls. Fallen die Impulssignale jedoch aus, so kann sich unter der Voraussetzung einer entsprechenden Länge des Ausfalls der Kondensator 14 weiter als zuvor aufladen, wodurch sich der entsprechend weitergehende Potentialabfall am Schaltungspunkt 18 ergibt, so daß schließlich das Potential VL erreicht wird, da der Kondensator 14 dann über die Konstantstromquelle 16 mit dem Potential VL verbunden ist. Treten die Impulssignale wieder auf, so erfolgt eine schnelle Entladung des Kondensators 14, und die zuvor durch die Impulse ausgelösten kurzzeitigen Aufladevorgänge wiederholen sich. Der darauf folgende Ausfall der Impulssignale mit einem Dauerpotential zwischen VH und VL hat zur Folge, daß der Transistor 11 dauernd leitend bleibt und ein Aufladen des Kondensators 14 nicht möglich ist.

In F i g. 3 sind bei 19 die entsprechenden Vorgänge für den Schaltungspunkt 19 der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung dargestellt. Diese Vorgänge sind ■> durch den Inverter 12 invertiert.

Die Signalverläufe 20 und 21 zeigen den Wechsel des Ausgangssignals der beiden Inverter 20 und 21 zwischen einem UNTEN-Signal und einem OBEN-Signal. Wenn das Potential am Schaltungspunkt 18 so weit abgefallen

id ist, daß die Schaltschwelle des Inverters 20 erreicht ist, so wechselt dessen Ausgangssignal von einem UNTEN-zu einem OBEN-Signal. Die zeitliche Relation zwischen dem Ausganssignal des Inverters 20 und dem Potentialabfall am Schaltungspunkl 18 ist in F i g. 3 durch eine

ι? gestrichelte Linie TH20 verdeutlicht.

Der Signalverlauf 21 in Fig. 3 gibt entsprechend die Auslösung einer Ausgangssignaländerung des Inverters 21 wieder, wobei der zeitliche Zusammenhang mit dem Potentialabfall am Schaltungspunkt 19 durch eine

2<> gestrichelte Linie 77/21 verdeutlicht ist.

Das jeweilige OBEN-Signal des Inverters 20 bzw. 21 hat eine Dauer, die der zeitlichen Länge zwischen dem Überschreiten der Schaltschwelle des jeweiligen Inverters 20 bzw. 21 und dem Ende des Impulssignalausfalls entspricht.

In F i g. 3 ist bei 22 schließlich das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung dargestellt, welches beim jeweiligen Impulssignalausfall von einem OBEN-Signal zu einem UNTEN-Signal wechselt. Das jeweilige UNTEN-

ii) Signal wird mit erneutem Auftreten der Impulssignale beendet

Im folgenden wird noch ein Dimensionierungsbeispiel für eine Schaltungsanordnung der in F i g. 1 gezeigten Art angegeben, um zu verdeutlichen, daß bei geeigneter

j3 Bemessung der Einzelelemente sehr kleine Kapazitätswerte für die Kondensatoren 14 und 15 ausreichen, so daß diese innerhalb einer integrierten Schaltungsanordnung gleichfalls integriert werden können.
Für eine Impulssignalfrequenz von 8 kHz ergibt sich

jo eine Taktperiode Γ=125μ5βα Die Schaltschwelle der Inverter 20 und 21 sei 0,5 V, bezogen auf das Potential VL Damit ergibt sich eine Ladespannung von 1,0 V für die Kondensatoren 14 und 15. Wenn die Konstantstromquellen einen Strom von jeweils 10 nA liefern, so führt dies zu dem folgenden Kapazitätswert für den Kondensator 14 bzw. 15:

/■ T

C = 1,25 pF

10"

1,25 - 1(T⁴ASeC _

= 1,25 ■ 10

- 12 ι

Um eine ausreichend hohe Sicherheit gegen Streuun- berechnete Kapazitätswert gewählt werden. Demnach

gen der Schaltkreisparameter zu erzielen, sollten die ergibt sich dann jeweils ein Kapazitätswert von 3,5 bis

Kapazitätswerte für die Kondensatoren 14 und 15 um 55 5 pF. Kondensatoren mit derart kleinen Werten sind in

den Faktor 3 bis 4mal größer als der vorstehend integrierter Technik leicht zu verwirklichen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Signalisierung des Ausfalls periodischer Impulssignale, insbesondere eines Taktsignals, durch Pegeländerung eines Meldesignals, bei der die Impulssignale die durch die Ladespannung zweier jeweils mit einer gegenüber der Periode der Impulssignale längeren Zeitkonstanten kontinuierlich aufladbarer Kondensatoren an den beiden Eingängen einer Verknüpfung erzeugbaren Signalpegel mittels gegensinnig arbeitender Schalterelemente invertieren, dadurch gekennzeichnet, daß jedem Kondensator (14,15) eine eigene Ladestromquelle (16,17,37) zugeordnet ist und daß der jeweilige Ladestromkreis (14,16; 15, 17; 15, 37) zwischen zwei logisch verschiedenen Potentialen (VH, VL) durch eines der Schalterelemente (11,13,33) wirksam schaltbar ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulssignale bzw. die invertierten Impulssignale einen Schalttransistor (11, 13) ansteuern, dessen Schaltstrecke jeweils einem Kondensator (14,15) parallel geschaltet ist

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulssignale einen Schalttransistor (33) ansteuern, dessen Schaltstrecke den mit einem Kondensator (15) verbundenen jeweiligen Eingang (19) der konjunktiven Verknüpfung mit einem Potential verbindet, das den gegenüber dem so Ladepotential des Kondensators (15) invertierten Signalpegel erzeugt.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, in integrierter MOS-Technik aufgebaut, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster und ein zweiter Eingang (18, 19) der konjunktiven Verknüpfung (20, 21, 22) jeweils mit dem Verbindungspunkt eines Kondensators (14, 15) und einer Ladestromquelle (16, 17) verbunden sind, daß die Reihenschaltung aus Kondensator (14, 15) und Ladestromquelle (16,17) zwischen die beiden logisch verschiedenen Potentiale (VH, Vorgeschaltet ist und daß jeder Kondensator (14, 15) durch die Drain-Source-Strecke eines MOS-Feldeffekttransistors (11, 13) überbrückt ist, der durch die Impulssignale bzw. die invertierten Impulssignale angesteuert ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, in integrierter MOS-Technik aufgebaut, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster und ein zweiter Eingang (18,19) der konjunktiven Verknüpfung (20, 22) jeweils mit dem Verbindungspunkt eines Kondensators (14, 15) und einer Ladestromquelle (16, 37) verbunden sind, daß die Reihenschaltung aus erstem Kondensator (14) und erster Ladestromquelle (16) zwischen die beiden logisch verschiedenen Potentiale (VH, VL) geschaltet ist, wobei der erste Kondensator (14) durch die Drain-Source-Strecke eines mit den Impulssignalen angesteuerten MOS-Feldeffekttransistors (11) überbrückt ist, und daß die Reihenschaltung aus dem Ladestromkreis des zweiten Kondensators (15) und der Drain-Source-Strecke eines mit den Impulssignalen angesteuerten MOS-Feldeffekttransistors (33) zwischen die genannten Potentiale (VH, VL) geschaltet ist. b5

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die konjunktive Verknüpfung (20,21,22) ein NOR-Glied

(22) mit zwei über je einen Inverter (20, 21) ansteuerbaren Eingängen ist-

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die konjunktive Verknüpfung ein NOR-Glied (22) mii zwei Eingängen ist, deren einer über einen Inverter (20) ansteuerbar ist, und daß die mit den Impulssignalen angesteuerten MOS-Feldeffekttransistoren (11, 33) zueinander entgegengesetzten Leitungstyp haben.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Ladestromquelle für die Kondensatoren (14, 15) jeweils eine Konstantstromquelle (16, 17; 16, 37) vorgesehen ist.