DE2930216C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Speisespannungsverdopplungs­ schaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige Speisespannungsverdopplungsschaltung ist im Zusammenhang mit einem Abtastgenerator für eine Ablenk­ schaltung eines Fernsehempfängers bekannt aus einer Veröf­ fentlichung von A. Romano und L. Wenutti anläßlich der "1973 Chicago Fall Conference of Consumer Electronics", veröffentlicht im Februar 1975 durch TRANSACTIONS CE, Sei­ ten 85 bis 94. In dieser Druckschrift ist eine integrierte Schaltung für die Vertikalablenkung eines Fernsehempfängers gezeigt, bei welcher ein sogenannter Rücklauf-Generator die verfügbare Versorgungsspannung einer Gleichspannungsquelle zum Zweck der Verkürzung der Rücklaufdauer verdoppelt. Dies wird mit Hilfe eines Speicherkondensators erreicht, dessen Niedrigspannungsseite über einen Ladetransistor geerdet ist und dessen Hochspannungsseite über eine Isolierdiode mit dem Versorgungsspannungsanschluß verbunden ist. Der Beginn des Rücklaufintervalls führt zu einer entgegengesetzen Spannung von der Ablenkspule, die einige Schalttransistoren umschaltet, um den zuvor gesättigten Ladetransistor abzu­ schalten und die Niederspannungsseite des Speicherkondensa­ tors direkt mit dem Versorgungsspannungsanschluß zu verbin­ den. Da der Kondensator während der Abtastperiode eine Ladespannung angenommen hat, die praktisch gleich der Ver­ sorgungsspannung ist, bewirkt das Umschalten auf der Hoch­ spannungsseite des Kondensators ein Rücklaufpotential, das doppelt so hoch wie die Versorgungsspannung ist und das der Ablenkspule über einen gesättigten Ausgangstransistor eines von einem Oszillator gesteuerten Leistungsverstärkers zuge­ führt wird. Die Versorgungsspannung für einige der Transi­ storen dieser bekannten Schaltung wird mit Hilfe einer Zenerdiode stabilisiert.

Solange die Speisespannung ihren Sollwert nicht überschrei­ tet, gibt es mit dieser bekannten Speisespannungsverdopp­ lungsschaltung keine Probleme, da die von der Speisespan­ nungsverdoppelungsschaltung erzeugte Ausgangsspannung nicht höher werden kann als der erwünschte Wert, nämlich als das Doppelte der Speisespannung.

Bei manchen Anwendungen, beispielsweise wenn der bekannte Abtastgenerator Teil einer integrierten Schaltung ist, die für den Betrieb mit einer Speisespannung ausgelegt ist, die der maximal zulässigen Spannung für die Komponenten der integrierten Schaltung nahekommt, oder wenn große Schwan­ kungen der Speisespannung möglich sind, kann die auf den doppelten Wert der Speisespannung erhöhte Ausgangsspannung zu groß sein.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Speisespan­ nungsverdopplungsschaltung verfügbar zu machen, bei welcher die erhöhte Spannung auf einen sicher verträglichen Wert begrenzt wird, wenn die Speisespannung einen bestimmten Wert übersteigt.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale im Anspruch 1 gelöst und die Erfindung kann den Unteransprüchen gemäß vorteilhaft weitergebildet werden.

Bei der Speisespannungsverdopplungsschaltung mit den erfin­ dungsgemäßen Merkmalen kann die maximale Ausgangsspannung nie über den doppelten Wert eines vorbestimmten Schwellen­ wertes ansteigen, sei es, daß eine zu hohe Speisespannung angelegt wird oder daß die Speisespannung Schwankungen unterliegt und zu hohe Werte annimmt. Wenn der Schwellen­ wert so gewählt ist, daß er nicht höher ist als der halbe Wert der maximal verträglichen Spannung, können keinerlei Probleme auftreten, wenn die tatsächliche Speisespannung größer ist oder wird als die Nennspeisespannung.

Im Hinblick auf eine Anwendung gemäß der eingangs angegebe­ nen Druckschrift wird die erfindungsgemäße Speisespannungs­ verdoppelungsschaltung nachfolgend im Zusammenhang mit einer Abtastschaltung für eine Kathodenstrahlröhre betrachtet. Bekanntlich erzeugt ein Abtastgenerator einer solchen Ab­ lenkschaltung während einer Hinlaufzeit eine Rampen- oder Hinlaufspannung und während einer nachfolgenden Rücklauf­ zeit eine Rücklaufspannung entgegengesetzter Polarität. Während der Rücklaufzeit wird einem Blindwiderstandsele­ ment, im Fall der Abtastschaltung einer Ablenkspule, die Möglichkeit gegeben, die während der Hinlaufzeit gespei­ cherte Energie wieder abzugeben. Der Energieabbau während der Rücklaufzeit führt zu einem Entladungsstrom, dessen Entladezeitdauer um so kürzer ist, je höher die am Blind­ widerstandselement anliegende Rücklaufspannung ist. Je höher die dem Blindwiderstandselement von außen aufgeprägte Rücklaufspannung ist, um so kürzer ist die zum Energieabbau in dem Blindwiderstandselement benötigte Zeit.

Deshalb ist es für eine rasche Entladung der gespei­ cherten Energie von Vorteil, wenn die dem Blindwiderstands­ element von außen aufgeprägte Spannung möglichst hoch ge­ wählt wird. Legt man daher während der Rücklaufzeit an das Blindwiderstandselement nicht die einfache Speisespannung an, sondern einen der doppelten Speisespannung entsprechen­ den Spannungswert, kann man die Energieentladung und damit die Rücklaufzeit entsprechend verkürzen.

Dies erreicht mit erfindungsgemäßen Speisespan­ nungsverdopplungsschaltung, die zwar eine Erhöhung über den Speisespannungswert hinaus ermöglicht, jedoch mit sicherer Begrenzung auf einen vorbestimmten Maximalwert.

Die Abtastschaltung, die sich bei Verwendung der erfindungsgemäßen Rücklaufspannungs­ begrenzungsschaltung ergibt, verwendet die Speisespannung V _s eines Abtastgenerators S _g der im Oberbegriff des Patentanspruchs angegebenen Bauart und die zugehörige, von der Abtastschaltung erzeugte Rücklaufspannung V _f, eine Diode D und einen Kondensator C, die in bekannter Weise zur Spannungsverdoppelung verwendet werden sowie einen die erfindungsgemäße Rücklaufspannungsbegrenzungsschaltung aufweisenden Regler R. Die an den Punkten A und G der Fig. 1 anliegende Spannung V _s speist auch den Regler R. S _g und R gehören zu demselben intregrierten Halbleiterplättchen mit der Bezeichnung S; D und C befinden sich außerhalb dieses Plättchens. Die Kathode der Diode D, deren Anode mit dem Punkt A verbunden ist, wenn dieser bezüglich G positiv ist (im Fall der Gegen­ polung sind die Elektroden der Diode umgekehrt), ist mit der Spannung V _f beaufschlagt und mit einem Anschluß des Kondensators C verbunden. Der andere Anschluß des Kondensators C ist mit einem Punkt 0 des Reglers R verbunden. Der Regler R erhält außerdem von dem Abtastgenerator S _g die erforderliche Information zum Öffnen und Schließen von zwei Schaltern S₁ und S₂, die nur während des gesamten Rücklaufintervalls geschlossen werden. Der Regler R ist im wesentlichen ein Gleichstrom­ verstärker mit Schwellenwert, der von seiner eigenen Speise­ spannung V _f gesteuert wird und der am Punkt 0 einer Spannung V₁ erzeugt, die eine lineare Funktion des einen vorbestimmten Schwellenwert V _ss überschreitenden Teils der Speisespannung V _s ist. Die Spannung V₁ ist jedoch fast Null, wenn der Wert von V _s kleiner als der Schwellen­ wert V _ss ist. In diesem Zustand wird der Kondensator C durch die Diode D und einen gesättigten Transistor T 8 des Reglers R auf die Spannung V _s aufgeladen. Im Augenblick des Schließens des Schalters S₂, der den Punkt 0 mit dem Punkt A kurzschließt, d. h. am Anfang des Rücklaufs, ergibt sich am Punkt F eine Spannung entsprechend der Summe der Spannung V _s und der Spannung an den Anschlüssen von C, weil T 8 mit der Schließung von S₁ gesperrt wird. Weil auch an den Punkt F die Rücklaufspannung V _f angelegt ist, wird diese auf den Wert dieser Summe begrenzt, der gleich dem doppelten Wert von V _s ist, bis sich die Spannung V₁ infolge des Überschreitens des Schwellenwertes V _ss durch die Speisespannung V _s in der genannten Weise linear ändert. Oberhalb dieses Schwellenwertes verringert sich die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators C um den Wert V₁, so daß für die Spannung V _F am Punkt F gilt:

V _F=(2×V _s)-V 1,

wobei V _F der Maximalwert ist, auf den die Rücklaufspannung V _f begrenzt wird.

Erfindungsgemäß wird also nach dem Überschreiten eines vorbestimmten Schwellenwertes der Speisespannung eine Spannung wirksam, die proportional zum Ausmaß der Überschreitung ist und die die Rücklaufspannung auf den doppelten Wert dieser Schwel­ lenspannung begrenzt.

Es folgt eine detaillierte Beschreibung der Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels, das in den Fig. 1 bis 3 darge­ stellt ist.

Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäß ausgebildeten Schaltung, die einem herkömmlichen Abtastgenerator zugeordnet ist,

Fig. 2 eine Darstellung des Verlaufs der wesentlichsten der in Fig. 1 während der Rücklaufzeit auftretenden Spannungen als Funktion der Speisespannung der Abtast­ schaltung, und

Fig. 3 das Schaltbild einer Ausführungsform des erfindungsgemäß ausgebildeten Reglers.

In dem Blockschaltbild gemäß Fig. 1 sind die erforderlichen Komponenten und ihre Verbindungen zur Durchführung der Er­ findung dargestellt. Nicht gezeigt sind die möglichen Verbin­ dungen des Abtastgenerators S _g mit dessen äußeren Komponenten, die die Erfindung nicht betreffen. Der Abtastgenerator S _g be­ kannter Bauart erhält am Eingang ein geeignetes Steuersignal, um an der Ausgangslast eine sägezahnförmige Stromände­ rung zu erhalten. Der Abtastgenerator S _g erhält die Speise­ spannung V _s an den Punkten A und G und erzeugt die Rücklauf­ spannung V _f, die an den Punkt F angelegt wird, den die Kathode der Diode D und ein Anschluß des Kondensators C gemeinsam haben und die in bekannter Weise zur Verdopplung der Spannung V _s miteinander verbunden sind. Außerdem liefert der Abtastgenerator S _g die erforderlichen Befehle zum Öffnen und Schließen der Schalter S 1 und S 2, die in dem Regler R angeordnet sind. Der Reg­ ler R, der weiter unten anhand der Fig. 3 beschrieben wird, wird mit derselben Spannung V _s versorgt und erzeugt an dem Punkt 0, der mit dem zweiten Anschluß des Kondensators C ver­ bunden ist, die Spannung V 1 gemäß der Erfindung. Die aus S _g und R bestehende Einheit mit den gemeinsamen Anschlüssen ist auf der Fläche S vereinigt, die ein Halbleiterplättchen einer integrierten Schaltung darstellt.

Die Darstellung der Fig. 2 zeigt als Beispiel einen besonderen Fall, in dem die Speisespannung V _s für die Abtastung im Punkt X den Wert 50 V erreicht. Wenn der Begrenzer für die entspre­ chende Rücklaufspannung V _f von bekannter Bauart wäre, hätte diese Spannung den doppelten Wert, d. h. 100 V, wie durch die gestrichelte Linie dargestellt ist. Aufgrund der erfindungs­ gemäßen Maßnahmen erreicht man, daß die Rücklaufspannung V _f, die als durchgezogene Linie dargestellt ist, auf den Wert 60 V begrenzt ist, was dem Doppelten der Speisespannung beim Wert von 30 V entspricht. Dieser Wert, der durch den Punkt Y dar­ gestellt ist, ist durch die vorbestimmte Schwelle festgelegt. Oberhalb dieser Schwelle bildet sich in dem Regler R die Re­ gelspannung V 1, wie in Fig. 2 dargestellt ist. In die­ ser Darstellung ist auch die Spannung V _c an den Anschlüssen des Kondensators C dargestellt, die unterhalb des Schwellenwertes denselben Wert wie die Spannung V _s hat, während sie oberhalb des Schwellenwertes gegenüber V _s um eine Größe verringert ist, die gleich V 1 ist.

Fig. 3 zeigt die Schaltung einer möglichen Ausführungsform des Reglers R, der in integrierter Bauweise auf einem einzigen Plättchen aus Halbleitermaterial hergestellt sein kann, vor­ zugsweise in Verbindung mit dem Abtastgenerator S _g. Der Regler R weist einen Speisespannungsanschluß A und einen oder zwei Erdungsanschlüsse G auf. Zwischen den Anschluß­ punkten A und G liegt eine Reihenschaltung aus einem Schalter S 2 und der Emitter-Kollektor-Strecke eines pnp-Transistors T 8, dessen Kollektor mit dem Schalter S 2 und dessen Emitter mit dem Erdungs­ anschluß G verbunden ist. Der Verbindungspunkt zwischen dem Transistor T 8 und dem Schalter S 2 ist mit einem Anschlußpunkt 0 verbunden, an den der nicht mit der Diode D verbundene Anschluß des Kondensators C angeschlossen ist. Die Basis des Transistors T 8 ist einerseits über einen Widerstand R 5 mit dem Erdungsanschluß G und andererseits mit dem Kollektor eines pnp-Transistors T 7 verbunden, dessen Emitter an den Kollektor des Transistors T 8 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors T 7 ist einerseits mit dem Kollektor eines npn-Transistors T 6, dessen Emitter an den Erdungsanschluß G angeschlossen ist, und andererseits mit der Kathode einer Diode D 1 verbunden, deren Anode an den Emitter eines npn-Transistors T 5 angeschlossen ist, dessen Kollektor mit dem Speisespannungsanschluß A verbunden ist. Die Basis des Transistors T 5 ist über einen Widerstand R 4 an den Erdungs­ anschluß G und an den Kollektor eines pnp-Transistors T 4, dessen Emitter mit dem Speisespannungsanschluß A verbunden ist, angeschlossen. Die Basis der Transistors T 6 ist mit der Basis eines npn-Transistors T 1 verbunden, dessen Emitter mit dem Erdungsanschluß G und dessen Basis und Kollektor zusammen­ geschaltet und mit einem Schaltungsanschlußpunkt E verbunden sind. Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors T 1 liegt ein zweiter Schalter S 1, der gemeinsam mit dem Schalter S 2 betätigbar ist. Die Basis des Transistors T 4 ist mit der Basis eines pnp-Transistors T 3 verbunden, dessen Emitter an den Speisespannungsanschluß A angeschlossen ist und dessen Kollektor und Basis miteinander verbunden und an den Kollektor eines npn-Transistors T 2 angeschlossen sind. Die Basis des Transistors T 2 ist mit einem weiteren Schaltungsanschlußpunkt B und außerdem über einen Widerstand R 1 mit dem Speisespannungsanschluß A verbunden. Der Emitter des Transistors T 2 ist über eine Reihen­ schaltung aus einer Zenerdiode Z 1 und einem Widerstand R 3 mit dem Erdungsanschluß G verbunden. Zwischen die Basis des Transistors T 2 und den Kollektor des Transistors T 1 kann ein weiterer Wider­ stand R 2 geschaltet sein. Die Schal­ tung wird über die Speisespannungsanschlüsse A und G mit derselben Spannung V _s versorgt, die das Abtastsystem S _g speist, und ist so einge­ stellt, daß die Zener-Diode Z 1 nicht leitet, wenn die Spannung V _s kleiner als der Schwellenwert V _ss ist. In diesem Zustand ist maximales Leiten des Transistors T 8 (Sättigung) sichergestellt, da er von T 7 gesteuert wird, der an seiner Basis Strom aufgrund von T 6 erhält, welcher den Strom von T 1 wiederspiegelt, da S 1 und S 2 geöffnet sind, nämlich während des Hinlaufs. Die Darstellung von S 1 und S 2 als mechanische Schalter ist nur eine Vereinfachung des Schaltbildes, denn in der Praxis sind die Kontakte die Elektroden von Kollektor und Emitter von Transistoren, die an ihren Basen den Steuerbefehl von dem Abtastgenerator S _g erhalten. Wie be­ reits zuvor erwähnt wurde, sind die Schalter S 1 und S 2 ledig­ lich im Rücklaufintervall geschlossen. Der Strom in T 8 wird durch den Punkt 0, den Kondensator C und die Diode D, die in Fig. 1 dargestellt sind, sichergestellt. Man erkennt, daß bei nicht leitendem Zustand von Z 1 der Strom in T 3, T 4 und T 5 Null ist. Wenn die Spannung V _s den Schwellenwert V _ss erreicht und Z₁ zu leiten beginnt, ergibt sich ein entsprechendes Lei­ ten von T 2, T 3 und T 5 mit einer daraus folgenden Verringerung des Leitens von T 7 und T 8. Dadurch wird die Spannung V 1 zwischen 0 und G hervorgerufen.

Wenn S 2 und mit diesem S 1 geschlossen sind, wird die Reihenschaltung der Speisespannung V _s mit der Spannung an C gleich V _s-V₁, und der resultierende Wert bewirkt eine Begrenzung der Rück­ laufspannung V _f. Die Schaltung wird in vorteilhafter Weise verbessert, indem der Wert des Widerstandes R 2 so bestimmt wird, daß nur von diesem der Wert der gewünschten Schwellen­ spannung abhängt, denn R 2 ist das einzige Element, das bequem verändert werden kann, wenn R 1 und Z 1 fest sind, wie man aus der folgenden Beziehung erkennt:
wenn man für den Beginn des Leitens von Z 1 setzt:

V _{BE 1} =V _{BE 2} ,

dann kann man schreiben:

Daraus ergibt sich:

Wie man am Beispiel der Fig. 3 erkennt, sind die Anschlüsse des zu regelnden Widerstandes R 2 von außen über die Kontakte B und E zugänglich, die weggelassen werden können, wenn bei der Herstellung der integrierten Schaltung bereits der erforderliche Wert für R 2 vorgesehen wird.

Der Verlauf von V 1 in Funktion von V _s ist durch die Werte von R 3 und R 4 bestimmt.

Die Diode D 1 hat die Funktion, den Basis-Emitter-Übergang von T 5 gegenüber dem Spitzenwert der Sperrspannung zu schützen, der in schädigender Weise auf den Übergang auftreffen würde, wenn beim Schließen von S 1 und S 2 T 8 im Sperrzustand und der Strom in R 4 noch Null ist.

Claims (3)

1. Speisespannungsverdopplungsschaltung,
mit einer Reihenschaltung, die zwischen die beiden Ver­ sorgungsspannungsanschlüsse (A, G) für eine Speise­ spannungsquelle geschaltet ist und einen Speicherkon­ densator (C), eine zwischen den Speicherkondensator (C) und den einen Versorgungsspannungsanschluß (A) geschal­ tete Diode (D) und einen mit seiner Emitter-Kollektor- Strecke zwischen den Speicherkondensator (C) und den anderen Versorgungsspannungsanschluß (G) geschalteten Transistor (T 8) aufweist,
und mit einer periodisch betätigbaren Schaltereinrich­ tung (S 1, S 2),
die in einem ersten Schaltzustand den Transistor (T 8) im Sättigungszustand leitend schaltet und eine Über­ brückung, die den mit dem Transistor (T 8) verbundenen Anschluß des Speicherkondensators (C) mit dem einen Versorgungsspannungsanschluß (A) kurzschließt, unter­ bricht,
und die in einem zweiten Schaltzustand den Transistor (T 8) sperrend und die Überbrückung leitend schaltet,
wobei im ersten Schaltzustand der Speicherkondensator (C) im wesentlichen auf die Versorgungsspannung (+Vs) aufgeladen wird und im zweiten Schaltzustand am Verbin­ dungspunkt (F) zwischen Speicherkondensator (C) und Diode (D) im wesentlichen die doppelte Versorgungsspan­ nung auftritt,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine auf den Transistor (T 8) steuernd einwirkende, bezüglich der Speisespannung (+Vs) schwellenwertabhän­ gige Begrenzungssteuerschaltung (Z 1, T 2-T 5, R 3, R 4) vorgesehen ist,
die im ersten Schaltzustand dann, wenn die Versorgungs­ spannung (+Vs) einen vorbestimmten Schwellenwert (Vss) nicht überschreitet, den Transistor (T 8) im Sättigungs­ zustand läßt,
jedoch dann, wenn die Sättigungsspannung (+Vs) den Schwellenwert (Vss) überschreitet, den Transistor (T 8) in den Bereich unterhalb der Sättigung steuert, derart, daß der Spannungsabfall über der Kollektor-Emitter- Strecke des Transistors (T 8) mit dem Anstieg des Betra­ ges, um welchen die Speisespannung (+Vs) den Schwellen­ wert (Vss) überschreitet, zunimmt und die während des zweiten Schaltzustandes am Speicherkondensator (C) auf­ tretende Spannung im wesentlichen nicht höher wird als das Zweifache des Schwellenwertes (Vss).

2. Speisespannungsverdopplungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzungssteuerschal­ tung (Z 1, T 2-T 5, R 3, R 4) als schwellenwertbestim­ mende Einrichtung einer Zenerdiode (Z 1) aufweist.

3. Speisespannungsverdopplungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelektrode des Transistors (T 8) mit den Ausgangszweigen zweier Stromspiegelschaltungen verbunden ist, daß der Eingangszweig (T 1) der einen Stromspiegelschal­ tung (T 1, T 6) von der Schaltereinrichtung (S 1) perio­ disch leitend und gesperrt geschaltet wird, was über den Ausgangszweig (T 6) dieser Stromspiegelschaltung das periodische Ein- und Ausschalten des Transistors (T 8) bewirkt, und daß der Eingangszweig (T 2, T 3) der anderen Strom­ spiegelschaltung (T 2-T 5) schwellenwertabhängig einge­ schaltet wird und der den Transistor (T 8) leitend hal­ tende Steuerstrom bei eingeschaltetem Eingangszweig (T 2, T 3) dieser Stromspiegelschaltung um den im Ausgangszweig (T 4, T 5) der anderen Stromspiegelschaltung (T 2-T 5) fließenden Strom verringert wird, so daß mit zunehmender Überschreitung des Schwellenwertes (Vss) durch die Spei­ sespannung (+Vs) der Transistor (T 8) in einen immer geringer leitenden Zustand gebracht wird.