DE2922532A1 - Steuerschaltung fuer synchronmotoren mit thyristor-stromrichtern - Google Patents

Steuerschaltung fuer synchronmotoren mit thyristor-stromrichtern

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DE2922532A1 DE19792922532 DE2922532A DE2922532A1 DE 2922532 A1 DE2922532 A1 DE 2922532A1 DE 19792922532 DE19792922532 DE 19792922532 DE 2922532 A DE2922532 A DE 2922532A DE 2922532 A1 DE2922532 A1 DE 2922532A1
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    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
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Description

SCHIFF V. FDNER STREHL SCHOBEL-HOPF EBBINGHAUS FINCK
^" 2S22532
Beschreibung
Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für einen Synchronmotor mit Ankerwicklungen und zueinander senkrecht angeordneten Feldwicklungen. Die Erfindung betrifft insbesondere einen Synchronmotor, der mit einem Thyristor-Um- bzw. Stromrichter gesteuert wird, sowie insbesondere auch eine Steuerschaltung mit einem Thyristor, mit der kollektorlose Motoren gesteuert werden.
In den vergangenen Jahren wurden Thyristor-Motoren oder sogenannte kollektorlose Motoren sehr häufig zum Betreiben von Maschinen mit hoher Last, beispielsweise von Walzwerken, eingesetzt. Beispielsweise bei Walzwerken müssen die Antriebsmotoren oft auch dann große Drehmomente erzeugen, wenn sie sich mit sehr geringer Drehzahl oder gar mit einer Drehzahl von nahezu Null drehen. Darüberhinaus müssen sie auch in diesem Betriebszustand kontinuierlich steuerbar sein. Da ein dem Anker zugeführter Wechselstrom unter diesen Bedingungen jedoch frequenzmäßig Null oder nahezu Null ist und über die Thyristoren hinweg kaum kommutiert wird, konzentriert sich der elektrische Strom auf einen der Thyristoren des Um- bzw. Stromrichters. Dieser Vorgang wird mit "Stromkonzentration" bezeichnet und ist in der US-PS 4 060 753, die denselben Anmelder wie die vorliegende Erfindung hat, im einzelnen beschrieben. Die Stromkonzentration führt zu einer Wärmeentwicklung im Halbleiter-übergangszonenbereich des Thyristors, so daß dieser Bereich schließlich zerstört wird. Um mit dieser Stromkonzentration fertig zu werden, müssen alle Transistorschal tungen das Vielfache der Kapazität aufweisen. Aufgrunddessen ist es erforderlich, einen Thyristor-Um- bzw. Stromrichter oder eine Zyklon-Strom- bzw. Umrichterschaltung mit großer Strom- bzw. Wärmekapazität zu verwenden.
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Um die zuvor beschriebenen Nachteile zu umgehen, wurde gemäß der besagten US-PS ein Steuersystem vorgeschlagen, bei dem zwei Feldwicklungen einander in einem rechten Winkel schneiden,und es werden nicht nur die Ankerwicklungen, sondern auch die Feldwicklungen mit einem Wechselstrom rotierend erregt. Wenn die Winkelgeschwindigkeit des Felderregungsstroms, der durch Ausgangssignale S- und S2 eines Oszillators erzeugt wird, mit O bezeichnet wird, weist die Klemmspannung und der Ankerstrom die Winkelfrequenz O +Q auf, wobei U die Winkelfrequenz der Drehzahl
S JC jO
des Motors ist. In einem solchen System weist der Ankerstrom die Frequenz D auf, wenn die Drehzahl Null ( 0) = 0)
S Jl
ist. Daher kann die Stromkonzentration vermieden werden.
Wenn das zuvor beschriebene System bei Motoren verwendet wird,die sich in beiden Drehrichtungen drehen sollen, weist es jedoch den nachfolgend beschriebenen Nachteil auf. Wenn der Motor sich nämlich mit einer Drehzahl -&„, d.h. mit einer Drehzahl Co in umgekehrter Drehrichtung drehen
soll, wird die Frequenz des Ankerstroms Null. Daher tritt in der Um- bzw. Stromrichterschaltung die Stromkonzentration auf. Die Stromkonzentration tritt auch auf, wenn sich der Motor mit einer Drehzahl O dreht, wobei der Ankerstrom mit der Winkelfrequenz Gi - CJ gesteuert wird.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Steuerschaltung zuiti Steuern eines Thyristor- oder kollektorlosen Motors zu schaffen, der sich in beiden Drehrichtungen drehen kann,, wobei verhindert werden soll, daß die zuvor beschriebene Stromkonzentration im Umrichter auftritt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit der im Anspruch 1 angegebenen Steuerschaltung gelöst.
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Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die vorliegende Erfindung schafft also eine Steuerschaltung für einen Synchronmotor, bei dem zwei Feldwicklungen rotierend durch einen Wechselstrom erregt werden, und bei dem Schaltungseinrichtungen vorgesehen sind, um die Drehrichtung des sich drehenden Magnetfeldes, das durch die Feldwicklungen erzeugt wird, in Abhängigkeit des Ausgangssignals eines Drehzahldetektors festzulegen, der die augenblickliche Drehzahl des Synchronmotors feststellt.
Es wird also eine Steuerschaltung für einen Synchronmotor mit Ankerwicklungen und senkrecht zueinander angeordneten Feldwicklungen geschaffen, die einen Frequenzumsetzer in Form eines Zyklo-Umsetzers aufweist, der die Frequenz eines Wechselstroms umsetzt und den umgesetzten Wechselstrom den Ankerwicklungen des Synchronmotors bereitstellt. Auf der Welle des Synchronmotors sind ein Drehzahldetektor, ein Lagedetektor und eine DrehzahlSteuer- bzw. Angabeschaltung vorgesehen. Der Frequenzumsetzer wird entsprechend den Ausgangssignalen des Drehzahldetektors, des Lagedetektors und der Drehzahlsteuer- bzw. Angabeschaltung gesteuert. Die Feldwicklungen werden durch einen Wechselstrom erregt, so daß ein Magnetkraftfeld erzeugt wird, das sich dreht. Die Drehrichtung des Magnetfeldes wird in Abhängigkeit voi Ausgangssignal des Drehzahldetektors festgelegt.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Schaltungsanordnung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
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ORIGINAL INSPECTED
_ *7 —·
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Fig. 2 eine schematische Schaltungsanordnung/ die Einzelheiten der Oszillatorschaltung und der Frequenzsteuerschaltung gemäß Fig. 1 wiedergibt,
Fig. 3(a) und (b) Schwingungsformen von beschriebenen Ausgangssignalen/ um die beiden Ausgangssignale der Oszillatorschaltung darzustellen, die im einzelnen in Fig. 2 dargestellt ist,
Fig. 4(a) bis (b) Schwingungsformen von Ausgangssignalen an verschiedenen Punkten der Schaltung, wobei diese Schwingungsformen beschrieben werden, um die Funktionsweise der in den Fig. 1 und 2 schematisch dargestellten Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung deutlich zu machen,
Fig. 5 eine graphische Darstellung, die die Steuerkennlinien der in den Fig. 1 und 2 dargestellten Steuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung wiedergibt,
Fig. 6 eine Schaltungsanordnung für eine abgewandelte Äusführungsform der in Fig. 1 dargestellten Oszillator schaltung ,
Fig. 7 Schwingungsformen von Ausgangssignalen eines Zweiphasenoszillators für variable Frequenzen, der die in Fig. 6 dargestellte Oszillatorschaltung . bildet,
Fig. 8(a) und (b) Schwingungsformen von Ausgangssignalen an verschiedenen Schaltungsstellen, um die Funktionsweise der in Fig. 6 dargestellten Oszillatorschaltung deutlich zu machen,
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Fig. 9 eine abgewandelte Ausführungsform der Frequenzsteuer schaltung gemäß Fig. 1,
Fig. 10 (a) bis (b) Schwingungsformen von Ausgangssignalen an verschiedenen Punkten der Schaltung, die der Erläuterung der Funktionsweise der in Fig. 9 dargestellten Frequenzsteuerschaltung dienen,
Fig. 11 Steuerkennlinien einer Steuerschaltung, bei der die in Fig. 6 dargestellte Frequenzsteuerschaltung verwendet wird,
Fig. 12 eine v/eitere abgewandelte Ausführungsform der Frequenzsteuerschaltung gemäß Fig. 1,
Fig. 13(a) bis (e) Schwingungsformen von Ausgangssignalen an verschiedenen Stellen der Schaltung, die der Erläuterung der Funktionsweise einer weiteren abgewandelten Ausführungsform der Frequenzsteuerschaltung gemäß Fig. 12 dienen, und
Fig. 14 Steuerkennlinien einer Steuerschaltung, bei der die Frequenzsteuerschaltung gemäß Fig. 12 verwendet wird.
Wie Fig. 1 zeigt, gelangt ein Dreiphasen-Wechselstrom von einer Wechselstromversorgungsquelle 1 über einen Zyklo-Strom- bzw. Umrichter 2 an einen Synchronmotor 3. Bekanntermaßen weist der Zyklostromumrichter 2 drei Gruppen von Thyristor-Brückenschaltungen auf, die zueinander antiparallel geschaltet sind. Der Zyklostromrichter 2 setzt die Frequenz des von der Wechselstromversorgungsquelle 1 kommenden Dreiphasen-Wechselstrons in eine gewünschte Frequenz um.
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Der Synchronmotor 3, der vom Zyklostromrichter 2 mit Strom versorgt wird, besitzt dreiphasige Ankerwicklungen U, V und W sowie zwei Feldwicklungen S- und S„, die die magnetomotorischen Kräfte erzeugen und zueinander in einem rechten Winkel angeordnet sind. Auf einer Welle des Synchronmotors 3 sind ein Lagedetektor 4, der drei sinusförmige Signale Py, Pv und Pw, welche untereinander einen Phasenwinkel von 120° aufweisen, und deren Phasen den Drehwinkeln der Welle entsprechen, sowie ein Drehzahldetektor 5 vorhanden, der die Drehzahl des Synchronmotors 3 ermittelt. Der Drehzahldetektor 5 ist beispielsweise ein Tachometer-Generator und erzeugt Spannungssignale SS mit entweder positiver oder negativer Polarität je nach der Drehrichtung der Welle.
Eine aus einem Potentiometer bestehende Drehzahl-Angabe- bzw. Steuerschaltung 6 erzeugt Drehzahlsteuersignale SIS. Am positiven Eingang eines Vergleichers 7 liegt ein von der Drehzahlangabeschaltung 6 bereitgestelltes Drehzahlsteuersignal SIS und am negativen Eingang des vergleichers 7 liegt ein vom Drehzahldetektor 5 bereitgestelltes Drehzahlsignal SS an. Der Vergleicher 7 erzeugt ein Signal DS, das der Differenz zwischen den beiden zuvor genannten Signalen entspricht. Das Signal DS gelangt über einen Drehzahldifferenz-Verstärker 8 an eine Multiplizierstufe 9, die die Thyristorbrückenschaltung der Phase U des Zyklostromrichters 2 steuert. Die Addierstufe 7 und der Drehzahldifferenzverstärker 8 bilden eine Drehzahlsteuerschaltung.
Die Multiplizierstufe 9 multipliziert das zuvor genannte Differenzsignal DS mit einem Ausgangssignal D von drei AusgangsSignalen einer Frequenzaddierstufe 10, die noch
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im weiteren beschrieben werden wird, und erzeugt ein Stromangabesignal CIS , das sinusförmig ist und den Ausgangsstrom der Phase U des Zyklostromrichters 2 steuert. Das Stromangabesignal CISn der Multiplizierstufe 9 gelangt an einen positiven Eingang eines Vergleichers 12 und ein Ausgangssignal eines Stromdetektors 11 gelangt an den negativen Eingang des Vergleichers 12, der ein Signal entsprechend der Differenz zwischen den beiden Signalen am Ausgang bereitstellt. Dieses Ausgangssignal gelangt zu einem Stromangabeverstärker 13, der zusammen mit dem Vergleicher 12 eine Stromsteuerschaltung bildet. Bei Auftreten des Ausgangssignals von der Stromsteuerschaltung steuert eine automatische Impulsphasenschieberstufe 14 eine Thyristor-Zündphase der Thyristorbrückenschaltung der Phase U des Zyklostromrichters 2, so daß eine Torschaltung 15 abwechselnd Torsignale der Thyristorbrückenschaltung in positiver Richtung und der Impulsschaltung in negativer Richtung entsprechend der Richtung des Ausgangsstroms in der Phase U des Zyklostromrichters 2 bereitstellt. In der Fig. 1 ist nur die Steuerschaltung für die Phase U des Zyklostromrichters 2 dargestellt. Für die anderen Phasen V und W sind ebenfalls die gleichen Steuerschaltungen vorgesehen. Diese werden jedoch nicht nochmals beschrieben.
Eine Feldwicklungssteuerschaltung erregt die beiden über Kreuz angeordneten Feldwicklungen S1 und S- des Synchronmotors 3. Eine Oszillatorschaltung 16 erzeugt zwei Signale S1 und S2 mit einer Phasendifferenz zueinander von 90 ° bei einer Winkelgeschwindigkeit oder Frequenz Of. Diese Signale B- und S3 steuern die den Feldwicklungen F1 und F2 zugeführten Feldströme, und die Drehrichtung des mit den Feldwicklungen F1 und F- erzeugten, sich drehenden Magnetfeldes wird durch das Ausgangssignal einer Frequenzangabe-
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schaltung 17 festgelegt. Wenn sich der Synchronmotor in Vorwärtsrichtung dreht, erzeugt die Frequenzangabeschaltung 17 eine Frequenzangabe von + GJ f, und wenn sich der Synchronmotor in umgekehrter Richtung dreht, erzeugt die Frequenzangabeschaltung eine Frequenzangabe - Cj^. Dies soll im weiteren noch eingehender erläutert werden.
Eine Feldstromangabeschaltung 18 besteht beispielsweise aus einem Potentiometer und erzeugt ein Feldstromangabesignal· FIS zur Steuerung der Stärke des Feldstroms. Eine Multiplizierstufe 19 multipliziert ein Feldstromangabesignal FIS mit einem von der Oszillatorschaltung 16 bereitgestellten Signal S- und erzeugt ein sinusförmiges Ausgangssignal. Dieses Ausgangssignal dient als Strommustersignal CPS- eines Feldstroms iFi. Ein Stromdetektor 20 stellt die augenblickliche Stärke des den Feldwicklungen bereitgestellten Stroms I1 fest. Ein Vergleicher 21, der zusammen mit einem Verstärker 22 die Stromsteuerschaltung bildet, erhält das Strommustersignal CPS1 und ein Ausgangssignal des Stromdetektors 20 zugeleitet und erzeugt ein Ausgangssignal, das der Differenz zwischen den beiden Signalen entspricht und zu einem automatischen Impulsphasenschieber 23 gelangt. Der automatische Impulsphasenschieber 23 steuert die Thyristorzündphasen der Thyristorbrückenschaltungen 25 und 26 über eine Torschaltung 24, die das Torsignal vom automatischen Impulsphasenschieber 23 an die Thyristorbrückenschaltung 25 oder an die Thyristorbrückenschaltung 26 je nach der Richtung des Feldstromes x„* führt. Diese Thyristorbrückenschaltungen 25 und 26 sind antiparallel zueinander geschaltet und setzen den von der Wechselstromversorgungsquelle 27 kommenden Dreiphasen-Wechselstrom in einen Wechselstrom um, der der Feldwicklung F- zugeführt werden soll. Die Thyristorbrückenschaltungen 28 und 29, die den Wech-
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selstrom der anderen Feldwicklung F2 bereitstellt, sind in der gleichen Weise aufgebaut wie die zuvor beschriebene Thyristorschaltung, lediglich mit dem Unterschied, daß sie von den von der Oszillatorschaltung 16 kommenden Signalen S2 gesteuert werden. Das heißt, die Thyristorbrückenschaltungen 28 und 29 erzeugen ein Strommustersignal CPS2 bei Auftreten eines von einer Multiplizierschaltung 30 bereitgestellten Feldstromsteuersignals SIS und des Ausgangssignals S_ der Oszillatorschaltung 16. Ein Vergleicher 31 gibt ein Ausgangssignal entsprechend der Differenz zwischen dem Stromitiustersignal CPS2 und einem Aasgangssignal ab, das von einem Stromdetektor 32 erzeugt wird, welcher einen Feldstrom i„2 feststellt; das auf diese Weise erzeugte Signal gelangt über einen Verstärker 33 an einen automatischen Impulsphasenschieber 34. Ein Torsignal· vom automatischen Impulsphasen-' schieber 34 gelangt über eine Torschaltung 35 zur Thyristorbrückenschaltung 28 oder 29. Die Thyristorbrückenschaltungen 28 und 29 sind zueinander antiparallel geschaltet und setzen den von der Wechselstromversorgungsquelle 27 kommenden Dreiphasen-Wechselstrom in einen Wechselstrom um, der der Feldwicklung F2 bereitgestellt wird.
Die beiden Signale S. und S2 der Oszillatorschaltung 16 gelangen auch an die Frequenzaddierstufe 10, der Dreiphasen-Lagesignale P,T, Pv und P voin Lagedetektor 4 bereitgestellt werden. Die Frequenzaddierstufe 10 erzeugt Ausgangssignaie D und D„ für (nicht dargestellte) Steuerschaltungen für die Phasen V und W des Zyklostromrichters 2, der den Wechselstrom an die Ankerwicklungen des Synchronmotors 13 abgibt.
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Wie in Fig. 2 dargestellt ist, umfaßt die Oszillatorschaltung 16 einen Zweiphasenoszillator 161, der zwei Ausgangssignale V1 und ν« erzeugt, die durch folgende Beziehung gegeben sind:
V1 = A sin (Oft) (1)
V2 = A sin ( 6/ft - Ύ/2) (2)
hierbei ist A die Amplitude der Sinunssignale und eine Frequenz der Feldströme iF1 und Ip2' ä.h. ei geschwindigkeit des sich drehenden Magnetfelds.
Aus den Gleichungen (1) und (2) ist zu ersehen, daß die Ausgangssignale V1 und v2 zueinander eine Phasendifferenz von Tf/2 aufweisen.
Ein Ausgangssignal V1 des Zweiphasenoszillators 161 gelangt an die Eingänge der zwei Analog-Torschaltungen 162 und 163, und das andere Ausgangssignal V2 gelangt als Signal S2 zu einer externen Einheit. Diese Analogtorschaltungen 132 und 133 werden in den leitenden Zustand versetzt, wenn das Steuersignal einen hohen Signalpegel aufweist, und sie werden in den nicht-leitenden Zustand versetzt, wenn das Steuersignal einen niederen Signalpegel besitzt. *Der Ausgang der analogen Torschaltung 132 ist über einen Widerstand 164 mit einem Eingang eines Operationsverstärkers (OP-Verstärkers) verbunden. Der Operationsverstärker 165 besitzt einen Rückkoppel-Widerstand 166. Der Ausgang des Operationsverstärkers 165 ist über einen Eingangswiderstand 167 mit einem Operationsverstärker 168 verbunden, der ebenfalls einen Rückkoppelwiderstand 169 aufweist, der zwischen einem Ausgang und einem Eingang des Operationsverstärkers 168 liegt. Der Eingang des Operationsverstärkers 168 ist über einen Eingangswider-
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stand 170 mit dem Ausgang der analogen Torschaltung 163 verbunden. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 168 wird als Signal S~ einer externen Einheit zugeleitet. Die beiden Operationsverstärker 165 und 168 arbeiten als Inverter.
Ein Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17 gelangt über einen Inverter, der aus einem Operationsverstärker 171, einem Eingangswiderstand 172 für diesen Operationsverstärker 171 und einen Rückkoppelwiderstand 173 besteht, an den Steuereingang der analogen Torschaltung 162, und das Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17 gelangt direkt an den Steuereingang der analogen Torschaltung 163.
Die Frequenzangabeschaltung 17 umfaßt einen einen Hysteresis-Vergleicher bildenden Operationsverstärker 175 und einen einen Inverter bildenden Operationsverstärker 176. Ein vom Drehzahldetektor 5 bereitgestelltes Drehzahlsignal SS gelangt über einen Eingangswiderstand 177 an den Eingang des Operationsverstärkers 175. Zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 175 liegen zwei Zener-Dioden 178 und 179, die in Reihe und zueinander gegensinnig geschaltet sind. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 175 gelangt über einen Eingangwiderstand 180 an den negativen Eingang des Operationsverstärkers 176 sowie an Widerstände 181 und 182, die in Reihe geschaltet sind und an Masse liegen. Der Verbindungpunkt zwischen den Widerständen 181 und 182 ist mit dein positiven Eingang des Operationsverstärkers 175 verbunden. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 176 liegt über einem Widerstand 183 an Masse. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 176 dient als Steuereingangssignal für die beiden analogen Torschaltungen 152 und
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der Oszillatorschaltungen 16 und wird auch über eine Zener-Diode 184 an den negativen Eingang des Operationsverstärkers 176 rückgekoppelt. Die Frequenzangabeschaltung 17 erzeugt daher ein Steuersignal mit niederem Signalpegel, d.h. eine Frequenzangabe + Of, wenn das Drehzahlsignal SS größer als ein negativer Schwellwert des Hysteresisvergleichers ist, und andererseits ein Steuersignal mit hohem Signalpegel, d.h. eine Frequenzangabe - 0> f, wenn das Drehzahlsignal SS kleiner als ein positiver Schwellwert ist.
Die Schwingungsform der Ausgangssignale der zuvor beschriebenen Oszillatorschaltung 16 werden nachfolgend anhand der Diagramme (a) und (b) von Fig. 3 beschrieben. Wenn die Drehzahl des Synchronmotors, d.h. das Ausgangssignal SS des Drehzahldetektors 5 einen positiven Wert aufweist, oder genauer gesagt, wenn das Ausgangssignal SS größer als der negative Schwellwert -Vth des Hysteresisvergleichers der Frequenzangabeschaltung 17 ist, wird die analoge Torschaltung 162 der Oszillatorschaltung in den leitenden und die analoge Torschaltung 163 in den nicht-leitenden Zustand versetzt, so daß zwei Signale S. und S2 erzeugt werden, die durch folgende Gleichungen gegeben sind:
51 = A sin ( aft) (3)
52 = A sin (GJft - T/2) (4)
Das heißt, das Signal S- eilt dem Signal S2 phasenmäßig um It/2 vor, so daS die Feldwicklungen F- und F„ mit einem Wechselstrom einer Frequenz + Wf erregt werden. Mit anderen Worten dreht sich das sich drehende Magnetfeld mit einer Winkelgeschwindigkeit CJ f in einer Drehrichtung, die der Drehrichtung des Ankers entgegengesetzt ist.
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Wenn das Drehzahlsignal SS dagegen einen negativen Wert aufweist/ oder genauer ausgedrückt, wenn das Drehzahlsignal SS kleiner als der positive Schwellwert +Vth des Hysteresisvergleichers ist, wird die analoge Torschaltung
162 in den nicht-leitenden und die analoge Torschaltung
163 in den leitenden Zustand versetzt, so daß zwei Signale S- und S2 erzeugt werden, die durch folgende Gleichungen gegeben sind:
51 = A sin (- (uft) = A sind ( CJft - Tf) (5)
52 = A sin (CJ ft - 7Γ/2) (6)
Wie das Diagramm (b) von Fig. 3 zeigt, eilt die Phase des Signals S1 mit 7Γ/2 der Phase des Signals S2 nach, so daß die Feldwicklungen F1 und F„ mit einem Wechselstrom einer Frequenz - Cjf erregt werden. Das heißt, das sich drehende Magnetfeld dreht sich in einer Drehrichtung, die der Drehrichtung beim zuvor beschriebenen Beispiel entgegengesetzt ist.
Die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Ausführungsform wird nachstehend anhand von Fig. 4 erläutert. Wie das Diagramm (a) von Fig. 4 zeigt, erzeugt der Drehzahldetektor 5 ein Drehzahlsignal SS, das proportional zur Drehzahl des Synchronmotor3 ist. Wenn das Drehzahlsignal SS, das mit abnehmender Drehzahl des Synchronmotors abnimmt, noch größer als der negative Schwellwert des Hysteresisvergleichers der Prequenzangabeschaltung 17 ist, weist das Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17 einen niederen Signalpegel auf. Wie die Diagramme (b) und (c) in Fig. 4 zeigen, wird daher die analoge Torschaltung 162 der Oszillatorschaltung 16 in den leitenden und die analoge Torschaltung 163 in den nicht-leitenden Zustand versetzt, so daß die Signale S1 und S2, die durch die zuvor angegebenen Gleichungen (3) und (4) gegeben sind, erzeugt
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werden. Die Feldströme i .. und ip2/ die an die Feldwicklungen F1 und F- gelangen/ werden in Abhängigkeit von diesen Signalen S^ und S2 gesteuert. Die Feldströme χρ1 und ip2 sind daher durch folgende Gleichungen gegeben:
iFi = IF sin (Oft) (7)
iF2 = IF sin (Wft - T/2) (8)
hierbei ist I„ ein größter Stromwert der Feldströme iF- und ip2/ und das Magnetfeld dreht sich mit einer Winkelgeschwindigkeit + Cj f.
In diesem Falle werden die ,Ausgangsströme in, i„ und iw des Zyklostromrichters 2 so gesteuert, daß sie sinusförmige Ströme werden, die durch die nachfolgenden drei Gleichungen gegeben sind und an die Phasen U, V und W des Ankers geführt werden.
iD = IM sin (Of + Df)t (9)
iv = IM sin (Of + CJf)t - 2/3 IT (10)
1W = 1M Sln {CJt +L}f)t - 4/31TT (11)
hierbei ist I die größte Amplitude der Ankerströme i,,, i„ und i„, und C^1 die Drehgeschwindigkeit oder Winkelgeschwindigkeit des Synchronmotors.
Aus den zuvor angegebenen Gleichungen ist ersichtlich, daß dann, wenn das Feld sich mit einer Winkelgeschwindigkeit von +CJf dreht, die Anker ströme irT, iTr, ir7 mit einer
UVW
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Winkelgeschwindigkeit {CO γ*+ Qf) gesteuert werden. Infolge-* dessen wird die Winkelgeschwindigkeit der Ankerwicklungen, d.h. die Ausgangsfrequenz Cue (=(a>^+ CJf) des Zyklostromrichters auch dann größer als die Winkelgeschwindigkeit Lj f der Feldströme !„.. und iF?/ wenn der Synchronmotor zum Stillstand kommt (UJA= 0). Dadurch kann verhindert werden, daß sich der elektrische Strom konzentriert.
Wenn das Drehzahlsignal SS weiter abnimmt und kleiner als der negative Schwellwert -Vth des Hysteresisvergleichers wird, erzeugt die Frequenzangabeschaltung 17 ein Ausgangssignal mit hohem Signalpegel, so daß die analoge Torschaltung 162 der Oszillatorschaltung 16 in den nicht-leitenden und die analoge Torschaltung 163 in den leitenden Zustand versetzt wird. Die Oszillatorschaltung 16 erzeugt daher Ausgangssignale S1 und S^, die durch die zuvor angegebenen Gleichungen (5) und (6) beschrieben sind, so daß die durch die Signale S- und S~ gesteuerten Feldströme iF1 und i_2 durch folgende Gleichungen gegeben sind:
ip1 = Ip sin (-<υ ft) = Ip sin (6/ft -Tf) (12) iF2 = IF sin (&ft - 1ΐ*/2) (13)
In diesem Falle werden die Ausgangsströme i„, iv, i„ des Zyklostromrichters 2 so gesteuert, daß sie sinusförmige Ströme werden, wie dies aus den nachfolgenden Gleichungen gegeben ist:
["(CuJf- Df) tj (14)
iv = IM sin [ (U>^ - Wf) t - 2/31Tr] (15)
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' ORIGINAL INSPECTED
TrJ
iw = IM sin [(Uf- CJf)t - 4/3TrJ (16)
Da die Winkelgeschwindigkeit CJ^ kleiner als Null ( ist, wird der Absolutwert der Winkelgeschwindigkeit oder die Frequenz CJ e C=CUi*- CJf) des Ausgangssignals des Zyklostromrichters 2 in diesem Moment größer als die Drehzahl Cjf des Feldes, wodurch es möglich ist, die Stromkonzentration zu verhindern.
Die Frequenzaddierstufe 10, die die Frequenz- oder Winkelgeschwindigkeit der Ausgangsströme i„, i„ und i„ des Zyklostromrichters bestimmt, die Ausgangssignale Dn, D„ und D„ der .Frequenzaddierstufe 10, sowie die Arbeitsweise der Schaltung zur Steuerung des Zyklostromrichters wurden bereits im
einzelnen in der US-PS 4 060 753 beschrieben, so daß eine Erläuterung hier nicht mehr erforderlich ist.
Fig. 5 zeigt den Zusammenhang zwischen der Winkelgeschwindigkeit Cu %*· des Synchronmotors und der Winkelgeschwindigkeit CJ e des Ausgangssignals des Zyklostromrichters gemäß der zuvor beschriebenen Ausführungsform der Erfindung.
Wie aus Fig. 5 zu ersehen ist, wird der Absolutwert der Winkelgeschwindigkeit des Ausgangssignals des Zyklostromrichters durch umsetzen der Winkelgeschwindigkeit <0 e des Ausgangssignals des Zyklostromrichters in die Summe oder Differenz der Winkelgeschwindigkeit O ©des Synchronmotors und der Winkelgeschwindigkeit OJ f des Drehfeldes in Abhängigkeit von der Winkelgeschwindigkeit Cordes Synchronmotors größer als der Absolutwert der Winkelgeschwin-, digkeit des Drehfeldes über dem gesamten Drehzahlbereich des Synchronmotors hinweg ( jcjej ^ j to fj) , so daß die Stromkonzentration verhindert werden kann.
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Fig. 6 zeigt eine weitere Ausführungsform der Oszillatorschaltung. In Fig. 6 umfaßt eine Oszillatorschaltung 16' eine Zweiphasenoszillatorschaltung 601 mit fester Frequenz, die zwei Signale mit festen bzw. konstanten Frequenzen erzeugt, sowie eine Zweiphasenoszillatorschaltung 602 mit veränderlicher Frequenz, die zwei Signale mit veränderlichen Frequenzen erzeugt. Die Ausgangssignale v.. bis v. von diesen Oszillatorschaltungen sind durch nachfolgend angegebene Gleichungen gegeben:
V.J = a sin (
= a sin (Cj^t- 1/72)
v_ = b sin (C-^21) V4 = b sin (CJ2t) - TT72)
Hierbei sind a und b Amplituden der Signale V1, V v., und CJ1 und CJ2 Winkelgeschwindigkeiten, wobei die Winkelgeschwindigkeit CJ1 konstant bzw. fest und die Winkelgeschwindigkeit Cj - veränderlich ist.
Von diesen vier Ausgangssignalen V1 bis V2, die von den beiden Oszillatorschaltungen 601 und 602 erzeugt werden, gelangen die Signale V1 und V4 an eine erste Multiplizierstufe 603, die Signale v~ und v_ an eine zweite Multiplizierstufe 604, die Signale V3 und V1 an eine dritte Multiplizierstufe 605 und die Signale V4 und v~ an eine dritte Multiplizierstufe 606. Das Ausgangssignal der ersten Multiplizierstufe 603 gelangt über einen Eingangswiderstand 607 an einen negativen Eingang eines Operationsverstärkers 608, und das Ausgangssignal der zweiten Multiplizierstufe
(1 7) und
(1 8)
(1 9)
(20)
V3
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604 wird über einen Eingangswiderstand 609 einem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 610 bereitgestellt. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 610 liegt über einem Widerstand 611 an Masse, ein Rückkoppelwiderstand 612 liegt zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 610, und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 610 gelangt über einen Eingangswiderstand 613 an den negativen Eingang des zuvor genannten Operationsverstärkers 608. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 608 liegt über einem Widerstand 614 an Masse, ein Rückkoppelwiderstand 615 liegt zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 608, und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 608 wird als Signal S1 einer externen Einheit zugeführt.
Die Ausgangssignale der dritten und vierten Multiplizierstufe 605 und 606 gelangen über Eingangswiderstände 616 und 617 an den negativen Eingang des Operationsverstärkers 618. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 618 liegt über einen Widerstand 619 an Masse, und ein Rückkoppelwiderstand 520 liegt zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 618. Der Operationsverstärker 618 erzeugt ein Signal S3.
In Abhängigkeit von den Steuer- bzw. Angabesignalen einer Angabeschaltung 63 für die variablen Frequenzen verändert der Zweiphasenosziilator 602 für variable Frequenzen die Frequenzen der Ausgangssignale V3 und V4. Die Angabeschaltung 63 für variable Frequenzen besitzt zwei Spannungseinstelleinrichtungen 631 und 632, die jeweils aus einem Potentiometer bestehen. Die Ausgangssignale der Spannungseinstelleinrichtungen 631 oder 632 gelangen an die Eingänge von analogen Torschaltungen 633 und 634. Die
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Ausgänge dieser analogen Torschaltungen 633 und 634 sind über Eingangswiderstände 635 und 636 mit einem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 637 verbunden, der einen Widerstand 638, über den der positive Eingang an Masse liegt, einen Rückkoppelwiderstand 639 aufweist, der zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 637 liegt und ein Ausgangssignal als Angabe- bzw. Steuersignal für den Zweiphasenoszillator 602 für variable Frequenzen erzeugt. Dem Steuereingang der analogen Torschaltung 633 wird ein Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17 zugeführt, die bereits im einzelnen erläutert wurde, und einem Steuereingang der anderen analogen Torschaltung 634 wird ein Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17 über einen Inverter 640 zugeleitet.
Fig. 7 zeigt Ausgangssignale des Zweiphasenoszillators für variable Frequenzen. Das Diagramm (a) zeigt ein von der Frequenzangabeschaltung 63 kommendes Angabe- bzw. Steuersignal und die Diagramme (b) und (c) zeigen zwei vom Zweiphasenoszillator 602 für variable Frequenzen bereitgestellte Ausgangssignale V3 und V4. Die beiden sinusförmigen Ausgangs signale v., und v. vom Zweiphasenoszillator 602 für variable Frequenzen ändern ihre Frequenzen sofort, wenn ein Angabe- bzw. Steuersignal zu einem vorgegebenen Zeitpunkt (t = t~) von einem niederen in einen hohen Signalwert übergehen, und behalten ihren Wert dann bei.
Die Arbeitsweise der Oszillatorschaltung 16' wird nachfolgend erläutert. Bei Auftreten des Ausgangssignals ν vom Zweiphasenoszillator 601 für feste Frequenzen und des Ausgangssignals V4 vom Zweiphasenoszillator 602 für variable Frequenzen führt die Multiplizierstufe 603 folgenden Rechen-
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Vorgang durch und erzeugt ein Ausgangssignal k-:
= a sin (C^t) χ b sin ( O2 t ~ 7Γ/2) (21)
Wenn dagegen die Ausgangssignale v„ und v^ auftreten,
führt die Multiplizierstufe 604 den folgenden Rechenvorgang durch und erzeugt ein Ausgangssignal k2:
k2 = a sin (O..,t - 7Γ/2) χ b sin ( CJ2t) (22)
Der Operationsverstärker 609 erzeugt daher ein Signal
S-, das durch folgende Gleichung gegeben ist:
S1 = -k-, + k2 = a-b sin {. ( &-| ~^2)t:J *23*
Das Ausgangssignal I1 der Multiplizierstufe 605, das Ausgangssignal lo der Multiplizierstufe 606, und das Ausgangssignal S_ des Operationsverstärkers 618 sind durch folgende Gleichungen gegeben:
11 = a sin ( Ü ^t) χ b sin { Cj 2t) (24)
12 = a sin (O-,t - ΤΤ/2) χ b sin (CJ2t - 1f/2) (25) S0 S-I1-I, = a-b sin T(O1 -09)t -T/2 (26)
Wenn in diesen Gleichungen die Werte Cj^, CJ2' a un^ ^ so gewählt sind, daß
1 ' (27)
a-b = A
so ergeben sich folgende Ausgangssignale S1 und S„:
51 = A sin (Oft) (28)
52 = A sin ( Oft - If/2) (29)
Um nämlich die Feldwicklungen F1 und F~ in einer Winkelgeschwindigkeit + Of zu erregen, sollte die Frequenz Cj~ der Ausgangssignale V3 und v. des Zweiphasenoszillators 602 für variable Frequenzen in folgender Weise gesteuert werden:
- Of (30)
Um das Drehfeld dagegen bei einer Winkelgeschwindigkeit - Of zu drehen, sollte die Frequenz O2 folgendermaßen gesteuert werden:
+ CJ f (31)
Die zuvor beschriebene Steuerung wird mit der Angabeschaltung 63 für variable Frequenzen durchgeführt. Das heißt, wenn das Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17 einen hohen Signalpegel aufweist, wird die analoge Torschaltung 633 in den leitenden und die analoge Torschaltung 634 in den nicht-leitenden Zustand versetzt (vgl. Diagramm (a) von Fig. 8). Das Ausgangssignal der Spannungseinstellvorrichtung 631 wird daher über den Produktionsverstärker 637 zum Zweiphasenoszillator 602 für variable Frequenzen geführt, und der Zweiphasenoszillator 602 erzeugt ein Ausgangssignal mit der Frequenz O2/ wie sie durch die Gleichung (30) gegeben ist.
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Infolgedessen eilt das Signal S1 phasenmäßig um ifT/2 dem Signal S„ voran, wie dies im Diagramm (b) von Fig. 8 dargestellt ist.
Wenn das Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17 dann einen niederen Signalpegel· einnimmt, wird die analoge Torschaltung 633 in den nicht-leitenden und die analoge Torschaltung 634 in den leitenden Zustand versetzt. Das Ausgangssignal der Spannungseinstelleinrichtuhg 632 gelangt daher über den Operationsverstärker 637 zum Zweiphasenoszillator 602 für variable Frequenzen. Infolgedessen eilt das Signal S- phasenmäßig um u/2, nämlich nahe S„, nach.
Unter Verwendung der zuvor beschriebenen Oszillatorschaltung 161, die Ausgangssignale S1 und S2 erzeugt, welche sich ständig ändern, werden - wie aus Fig. 8 zu entnehmen ist, die Stromstärken der Erregerströme für die Feldwicklungen F1 und F2 kontinuierlich, jedoch niemals abrupt geändert, und zwar auch dann, wenn sich das Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17 ändert. Daher erzeugt der Synchronmotor ein kontinuierliches nicht sich plötzlich änderndes Drehmoment.
Fig. 9 zeigt eine weitere Ausführungsform der Frequenzangabeschaltung zum Festlegen der Phasen der Ausgangssignale S1 und S- der Oszillatorschaltung 16, d.h.zum Festlegen der Ströme i .. und iF2,die in Abhängigkeit von den vom Drehzahldetektor 5 bereitgestellten Drehzahlsignalen SS an die Feldwicklungen F.. und F2 gelangen. Das Drehzahlsignal· SS gel·angt über Widerstände 801 und 802 an die negativen Eingänge der Operationsverstärker 803 und 804. Der Operationsverstärker 803 besitzt zwei Zener-
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Dioden 605 und 606, die zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 803 in Reihe, jedoch gegensinnig geschaltet sind. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 803 gelangt über einen Innenwiderstand 809 an den negativen Eingang eines Operationsverstärkers 810. Darüberhinaus ist der Ausgang des Operationsverstärkers 803 über zwei in Reihe geschaltete Widerstände 807 und 808 an Masse gelegt. Der Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen 807 und 808, die in Reihe geschaltet sind, ist mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 803 verbunden, so daß dadurch ein Hysteresisvergleicher gebildet wird. Eine Zener-Diode 811 liegt zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 810, und der positive Eingang des Oparationsverstärkers 810 liegt über einen Widerstand 812 an Masse.
Der positive Eingang eines Operationsverstärkers 804 ist über einen Widerstand 813 mit Masse verbunden, und das Ausgangssignal dieses Operationsverstärkers 804 gelangt über eine Sperrdiode 814 und einen Widerstand 815 an den negativen Eingang eines Operationsverstärkers 816. Zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 804 liegt eine Diode 817 in Vorwärtsrichtung, sowie ein parallel zu den beiden Dioden 314 und 817 geschalteter Widerstand 818, wobei die beiden Dioden 814 und 817 in Reihe liegen. Das vorn Drehsahldetektor 5 bereitgestellte Drehzahlsignal SS gelangt über einen Widerstand 819 an den negativen Eingang des Operationsverstärkers 816, und der positive Eingang des Operationsverstärkers 816 ist über einen Widerstand 820 mit Masse verbunden. Zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 816 liegt ein Rückkoppelwider-
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stand 821. Diese beiden Operationsverstärker 804 und 816 bilden eine Absolutwertschaltung, die ein Ausgangssignal erzeugt, das proportional dem Äbsulutwert des Drehzahlsignals SS ist. Hierbei ist der Widerstandswert R.g des Widerstandes 815 so gewählt, daß er halb so groß ist wie der Widerstandswert der Widerstände 802, 818, 819 und 821 .
Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 816, der die Absolutwertschaltung bildet, gelangt über einen Widerstand 822 an den negativen Eingang des Operationsverstärkers 823. Dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 823 wird ein Ausgangssignal einer Spannungseinstelleiiirichtung 824 über einen Wider stand 825 zugeleitet. Zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 823 sind zwei Zenerdioden 826 und 827 gelegt, die in Reihe, jedoch zueinander gegensinnig geschaltet sind. Der Ausgang des Operationsverstärkers 823 liegt über Widerstände 828 und 829 an Masse, wobei diese beiden Widerstände in Reihe geschaltet sind. Der Verbindungspunkt dieser Widerstände 828 und 829 ist mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 823 verbunden, so daS dadurch ein Hysteresisvergleicher geschaffen wird. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 823 gelangt über einen Eingangswiderstand 830 an den negativen Eingang eines Operationsverstärkers 831. Eine Sperr-Zenerdiode 832 liegt zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 831, und der positive Eingang des Operationsverstärkers 831 liegt über einen Widerstand 833 an Masse. Mit der auf diese Weise ausgebildeten Frequenzangabeschaltung wurde die Spannungseinstelleinrichtung 824 so eingestellt, daß ein Ausgangssignal entsprechend der Drehzahl bzw. der Drehgeschwindigkeit Gj v\j erzeugt wird, und der Hysteresis-
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vergleicher, der aus dem Operationsverstärker 823 gebildet ist, stellt fest, ob das Drehzahlsignal SS größer als die Drehzahl bzw. die Drehgeschwindigkeit QP* ist oder nicht.
Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 810 wird einerseits direkt dem Eingang eines UND-Glieds 814 und andererseits dem Eingang eines weiteren UND-Glieds 842 über einen Inverter 842 zugeleitet. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 831 wird einerseits dem anderen Eingang des UND-Glieds 84 3 direkt und andererseits dem anderen Eingang des UND-Glieds 840 über einen Inverter 843 zugeleitet. Die Ausgangssignale dieser beiden UND-Glieder 840 und 842 gelangen über ein ODER-Glied an die Oszillatorschaltung
Die Funktionsweise der so aufgebauten Frequenzangabeschaltung 17' wird nachfolgend anhand von Fig. 10 erläutert. Wie die Diagramme (a) und (b) von Fig. 10 zeigen, nimmt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 810 einen hohen Signalpegel ein, wenn die Drehzahl des Synchronmotors, d.h. das Drehzahlsignal· SS größer als die Drehzahl Cj^1 (S3 > O^) ist. Zu diesem Zeitpunkt geht das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 831 in den hohen Signalpegel über, wie dies im Diagramm (c) von Fig. 10 gezaigc ist, und das Ausgangssignal des ODER-Glieds 814 nir.i.cnt der. hohen Signalpegel ein (vgl. das Diagramm {d) von Fig. 10), so daß das Ausgangssignal S1 der Oszillacorschaltung dem Signal S~ um "IT/2 voreilt. Das Feld dreht sich nämlich mit einer Winkelgeschwindigkeit Cj f in derselben Drehrichtung wie die Drehrichtung des Ankers, und die Frequenz, d.h. die Winkelgeschwindigkeit des Ankerstroms wird so gesteuert, daß sie gleich der Differenz iO^~ Wf) zwischen einer gewünschten Dreh-
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zahl CJ%K und den Winkelgeschwindigkeit CJf des Drehfeldes ist.
Wenn das Drehzahlsignal SS kleiner als die zuvor beschriebene Drehgeschwindigkeit bzw. Drehzahl Cj ^1 ( OJ^ ^>> SS > 0) wird, geht das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 831 vom hohen Signalpegel in den niederen Signalpegel· über. Daher geht das Ausgangssignal des ODER-Glieds 844 vom niederen in den hohen Signalpegel über, das Ausgangssignal S1 der Oszillatorschaltung 16 eilt dem Signal S2 um 7Γ/2 nach, und die Drehrichtung des Feldes ist entgegengesetzt der Drehrichtung des Ankers. Zu diesem Zeitpunkt wird die Frequenz, d.h. die Winkelgeschwindigkeit des AnkerStroms, der den Ankerstrom bereitgestellt wird, so kontrolliert, daß er gleich der Summe ( CJi^+ CJf) einer gewünschten Winkelgeschwindigkeit CJ ^ und der Winkelgeschwindigkeit O f des sich drehenden Feldes ist.
Wenn das Drehzahlsignal SS unter Null fällt, oder genauer gesagt, wenn das Drehzahlsignal SS kleiner als der negative Schwellwert -Vth des Hysteresisvergleichers wird (SS <0), geht das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 810 vom hohen in den niederen Signalpegel über, und das Ausgangssignal des ODER-Glieds 844 nimmt dann den niederen Signalpegel ein. Das Signal S1 eilt dann dem Signal S2 um 7}"?'2 voraus. Da der Sn]:er sich in entgegengesetzter Richtung gedreht hat, stirbt die Drehrichtung des Ankers mit der Drehrichtung des Feldes überein. Hier wird die Winkelgeschwindigkeit des Ankerstromes so gesteuert, daß sie gleich der Differenz ( CJ^ - CJf) zwischen einer gewünschten Winkelgeschwindigkeit tu ^ und der Winkelgeschwindigkeit D f des sich drehenden Feldes ist. Dieser Zustand bleibt bestehen, bis sich das Drehzahlsignal SS weiter
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verkleinert und kleiner als eine vorgegebene Drehzahl -Oft wird, bei der das Ausgangssignal des ODER-Glieds 844 einen hohen Signalpegel einnimmt.
Fig. 11 zeigt den Zusammenhang zwischen der Drehzahl Cordes Synchronmotors, wenn das Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17' der Steuerschaltung bereitgestellt wird, und dem Ausgangssignal des Zyklostromwandlers, d.h. der Winkelgeschwindigkeit We des Ankerstroms. Wie aus Fig. 11 zu ersehen ist, kann dann, wenn eine Begrenzung (+_ CJ -i ) der Ausgangsfrequenz Cj e des Zyklostromrichters vorgesehen ist, der steuerbare Drehzahlbereich weiter vergrößert werden { ^y--] zu Osf>2> ' in<^em <3-ie Winkelgeschwindigkeit des Ankerstroms, d.h. die Ausgangsfrequenz C e des Zyklostromrichters so eingestellt wird, daß sie gleich der Summe oder der Differenz der Drehzahl des Synchronmotors und der Winkelgeschwindigkeit des Feldstromes ist.
Fig. 12 zeigt eine weitere Ausführungsform der Frequenzangabeschaltung. Das Drehzahlsignal SS gelangt über Eingangswiderstände 901 bzw. 902 an die negativen Eingänge der Operationsverstärker 903 und 904. Zwei Zener-Dioden 905 und 906, die in Reihe und zueinander gegensinnig geschaltet sind,- liegen zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 903. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 903 gelangt über einen Widerstand 907 an den negativen Eingang eines Operationsverstärkers 908. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 903 ist über zwei in Reihe geschaltete Widerstände 909 und 910 mit Masse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen ist mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 903 verbunden.
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Eine Zenerdiode 911 mit entgegengesetzter Durchlaßrichtung liegt zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 908, und der positive Eingang des Operationsverstärkers 908 liegt über einen Widerstand 912 an Masse.
Der positive Eingang des Operationsverstärkers 9 04 ist über einen Widerstand 913 mit Masse verbunden, und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 9 04 gelangt über eine Sperrdiode 914 und einen Widerstand 915 an den negativen Eingang eines Operationsverstärkers 916. Zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 904 liegt eine Diode 917, und parallel zu den beiden in Reihe geschaltete Dioden 914 und 917 liegt ein Widerstand 918. Das Drehzahlsignal SS vom Drehzahldetektor 5 gelangt über einen Widerstand 919 an den negativen Eingang des Operationsverstärkers 916. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 916 liegt über einen Widerstand 920 an Masse, und ein Rückkoppelwiderstand 921 liegt zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 916. Diese Operationsverstärker bilden eine Absolutwertschaltung in derselben Weise, wie dies bereits früher erläutert wurde.
Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 916, der Teil der Absolutwertschaltung ist, gelangt über Widerstände und 925 an die negativen Eingänge der Operationsverstärker 923 und 923, die Vergleicher bilden. Das Ausgangssignal einer Spannungseinstelleinrichtung 926 wird dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 922 über einen Widersand 927 zugeführt. Zwei Dioden 928 und 929, die in Reihe und zueinander gegensinnig geschaltet sind, liegen zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang
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des Operationsverstärkers 922. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 922 gelangt über einen Widerstand an den negativen Eingang eines Operationsverstärkers 931. Der Ausgang des Operationsverstärkers 922 liegt über zwei in Reihe geschaltete Widerstände 932 und 933 an Masse. Der Verbindungspunkt der in Reihe geschal beten Widerstände wird auf den positiven Eingang des Operationsverstärkers 922 rückgekoppelt. Eine Zener-Diode 934 liegt zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 931, und der positive Eingang des Operationsverstärkers 931 liegt über den Widerstand 935 an Masse. Die Spannungseinstelleinrichtung 926 ist so eingestellt, daß ein einer Drehzahl OwvQ1 entsprechendes Ausgangssignal erzeugt wird.
Dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 923 wird weiterhin ein Ausgangssignal einer Spannungseinstelleinrichtung 936 über einen Widerstand 937 zugeleitet, obwohl die beiden Zener-Dioden 938 und 939, die in Reihe jedoch zueinander gegensinnig geschaltet sind, liegen zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 923. Das Ausgangssignal des den Vergleicher bildenden Operationsverstärkers 923 liegt über einen Widerstand 940 am negativen Eingang eines Operationsverstärkers 941 an. Der Ausgang des Operationsverstärkers 923 ist über zwei in Reihe geschaltete Widerstände 942 und 943 mit Masse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den beiden Widerständen 942 und 943 steht in Verbindung mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 923. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 941 ist über einen Widerstand 944 mit Masse verbunden, und zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang des Operationsverstärkers 941 liegt eine Zener-Diode 94 5. Die
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Spannungseinstelleinrichtung 936 ist so eingestellt, daß sie ein der Drehzahl ^-IH)2 entsprechendes Ausgangssignal liefert.
Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 931 wird dem Eingang eines UND-Gliedes 936 direkt und dem Eingang eines UND-Glieds 948 über einen Inverter 947 zugeleitet. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 941 wird dem anderen Eingang des UND-Glieds 946 direkt und dem anderen Eingang des UND-Glieds 948 über einen Inverter 949 zugeleitet. Die Ausgangssignale dieser beiden UND-Glieder und 948 gelangen über ein ODER-Glied 950 an den Eingang eines UND-Glieds 951, und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 908 gelangt an den anderen Eingang des UND-Gliedes 951. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 908 gelangt über einen Inverter 952 an einen Eingang eines UND-Gliedes 953. Dem anderen Eingang des UND-Gliedes 943 wird auch das Ausgangssignal des ODER-Gliedes 950 über einen Inverter 954 zugeleitet. Die Ausgangssignale der UND-Glieder 951 und 953 werden der Oszillatorschaltung 16 über das ODER-Glied 954 zugeführt.
Die Funktionsweise der in dieser Weise aufgebauten Frequenzangabeschaltung 17' wird nachfolgend anhand von Fig. 13 erläutert. Wenn das Drehzahlsignal SS größer als eine voreingestallte Drehzahl ^0- (SS > ^1V1Q2) ist, weisen die Ausgangssignale der Operationsverstärker 908, 931 und 941 einen hohen Signalpegel auf (vgl. die Diagramme (a) bis (d) von Fig.13), so daß das Ausgangssignal des ODER-Glieds 954 einen hohen Signalpegel einnimmt (vgl. das Diagramm (e) von Fig. 13). Das Ausgangssignal S-der Oszillatorschaltung 16 eilt dann dem Signal S2 phasenmäßig um "TT/2 nach. Das bedeutet, daß sich das Feld mit einer Winkelgeschwindigkeit in entgegengesetzter Dreh-
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rich hung zur Dr ehr ich bung des Ankers rl rent, und die Winkelgeschwindigkeit des Ankerstroms wird durch die Summe ( CJj'-+ U)Z) einer gewünschten Drehzahl -C-J |Λ und der Winkelgeschwindigkeit C-j f des Feldes gesteuert.
Wenn das Drehzahlsignal SS kleiner als die zuvor eingestellte Drehgeschwindigkeit (CJJ^7 > SS ^^j^n-i ) wird, geht das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 941 vom hohen in den niederen Signalpegel über, wie dies das Diagramm (d) von Fig. 13 zeigt. Infolgedessen nimmt das Ausgangssignal des ODER-Glieds 934 einen niederen Signalpegel ein (vgl. das Diagramm (e) von Fig. 13). Daher eilt das Ausgangssignal S- der Oszillatorschaltung 16 dem Signal S2 phasenmäßig um Tt/2 voran. Zu diesem Zeitpunkt wird die Winkelgeschwindigkeit des Ankerstroms so gesteuert, daß sich leicht die Differenz (Oo »■* - Cj f) zwischen der gewünschten Drehzahl CJ y\ und der Winkelgeschwindigkeit ίυ-fdes Feldes ergibt.
Wenn das Drehzahlsignal SS weiter abnimmt und kleiner als die voreingestellte Drehzahl ^^0I ^A1OI '^ ss>°) wird, geht das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 931 vom hohen in den niederen Signalpegel über, wie dies das Diagramm (c) von Fig. 13 zeigt, so daß das Ausgangssignal des ODER-Glieds 954 wieder den hohen Signalpegel aufweist (vgl. das Diagram {e) von Fig. 13). Das Signal S-, das von der Oszilla-crschaltung 16 bereitgestellt wird, eilt daher dem Signal S^ phaseninäßig um '~\f/2 nach, und in diesem Falle wird die Winkelgeschwindigkeit des Ankerstroms so gesteuert, daß sie gleich der Summe ( όν.}'+ L-jf.) der gewünschten Drehzahl Ci \K und der Winkelgeschwindigkeit Ojf des Feldes ist.
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Wenn das Drehzahlsignal SS weiter abnimmt und kleiner als Null wird, oder genauer ausgedrückt, wenn das Drehzahlsignal SS kleiner als der negative Schwellwert -Vth des Hysteresisvergleichers wird (OJ>SS >- OK, ) , nimmt das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 908 einen hohen und das Ausgangssigiial dos ODER-Glieds 954 einen niederen Signalpegel an. Infolgedessen eilt das Ausgangssignal· S1 der Oszillatorschaltung 16 dem Signal S2 phasenmäßig um Tr/2 voraus, und die Winkelgeschwindigkeit des Ankerstroms wird so gesteuert, daß sie gleich der Differenz ( Cy)£■- (jJf.) zwischen der gewünschten Drehzahl O ΪΛ und der Winkelgeschwindigkeit Cj f des Feldes ist.
Fig. 14 zeigt den Zusammenhang zwischen der Drehzahl Cj ja des Synchronmotor=, wenn das Ausgangssignal der Frequenzangabeschaltung 17' der Steuerschaltung bereitgestellt wird, und dem Ausgangssignal des Zyklostromumsetzers, d.h. der Winkelgeschwindigkeit D e des Ankerstroms. Um eine Wechselwirkung bzw. eine Störung zwischen der mechanischen Resonanzfrequenz ^tf-n des Synchronmotors und der Winkelgeschwindigkeit UJe des Ausgangs signals des Zyklostromrichters su vermeiden, wird die Winkelgeschwindigkeit Qe. des Ausgangssignals des Zyklastromrichters dadurch gesteuert, daß in. Abhängigkeit von der Lauf-Drehzahl des SynchroniTiOtors entweder die Summe oder die Differenz von der Drehzahl 1^a'' und der Winkelgeschwindigkeit CJf des Drehfeldes .-r-^.y.hit wird (vgl. Fig. 14). Daher ist es möglich, su verringern,, daß die Winkelgeschwindigkeit tje des Ausgangssignals des Zyklostromrichters mit der mechanischen Resonanzfrequenz CJ Vu in Übereinstimmung kommt.
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Claims (5)

  1. RAT rc N TA N W^. L Γ -i
    .SCHIFi- ν. FUNiR STREHL SCHOBbL-HOPr iZ '"-J 3ΓΝ ti H AU 5 FlNCK
    FPH-ATi: 2 ΐ ;l, MÖNCHEN OO
    POS I'APj-'.-.SSK: PÜ3 i FACH 90 O1 vif), D-B'iOi) MONCIHKf^ 95
    HITACHI, LTD. 1. Juni 19 79
    DEA-592 6
    Steuerschaltung für Synchronmotoren mit
    Thyristor-Stromrichtern
    Patentansprüche
    ( 1·!steuerschaltung für einen Synchronmotor mit Ankerwicklungen und zueinander senkrecht angeordneten Feldwicklungen, gekennzeichnet durch
    - einen Frequenzumrichter (2) mit Thyristoren, um die Frequenz eines Wechselstroms in einen den Ankerwicklungen des Synchronmotors (3) zuzuführenden umgesetzten Strom umzuwandeln,
    - einen die augenblickliche Drehzahl des Synchronmotors (3) feststellenden Detektor,
    - einen die Lage des Ankers bezüglich des Feldes feststellenden Detektor (4),
    SÖ9849/0921
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    - eine Schaltungsstufe (6), die ein Drehzahlsteuersignal (SIS) erzeugt,
    - eine Schaltungsstufe (9) , die den Frequenzumrichter (2) entsprechend den Ausgangssignalen des die augenblickliche Drehzahl des Synchronmotors (3) feststellenden Detektors (5) steuert, um den die Lage des Ankers feststellenden Detektor (4) und die Schaltungsstufe (6), die das Drehzahlsteuersignal (SIS) erzeugt, zu steuern,
    Einrichtungen, die die Feldwicklungen (F1, F ) raittels
    1 2 eines Wechselstroms rotierend erregen, und
    - eine Schaltungsanordnung (17), die die Drehrichtung des von den mit dem Wechselstrom beaufschlagten Feldwicklungen (F-, F2) erzeugten, rotierenden Magnetfeldes in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des die augenblickliche Drehzahl des Synchronmotors (3) feststellenden Detektors (5) festlegt.
  2. 2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die die Drehrichtung festlegende Schaltungsanordnung (15) Schaltungsstufen (19, 30), die Stremmustersignale (CPS1, CPS2) für den Feldstrom (ip-i / ip2^ erzeugen, sowie Schaltungsstufen (21, 31) umfaßt, die die Phasendifferenzen dieser Mustersignale (CPS-, CPS2) in Abhängigkeit von Ausgangssignalen des die augenblickliche Drehzahl des Synchronmotors (3) feststellenden Detektors (5) festlegen.
  3. 3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß von der Schaltungsstufe (19, 30), die die Strommustersignale (CPS., , CPS3)
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    erzeugen, zwei Strommustersignale (CPS-, CPS2) bereitgestellt werden, deren Phasendifferenz zueinander 90° beträgt.
  4. 4. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeich.net , daß die Schaltungsstufen (21, 31), die die Phasendifferenzen bestimmen, einen Vergleicher umfassen, der das Ausgangssignal des die augenblickliche Drehzahl des Synchronmotors (3) feststellenden Detektors (5) mit Null vergleicht.
  5. 5. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet , daß die die Phasendifferenzen feststellenden Schaltungsstufen (21, 31) einen zweiten Vergleicher umfassen, der das Ausgangssignal des die augenblickliche Drehzahl des Synchronmotors (3) feststellenden Detektors (5) mit einem vorgegebenen Wert vergleicht.
    909849/0921
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