DE2825432C2 - Quasioptisches Bandsperrfilter - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Bandsperrfilter nach dem Oberbegriff der Ansprüche 1 bzw. 4. Es handelt sich dabei um ein Filter, bei dem optische Prinzipien benutzt werden und das in einem Diplexer oder Filter bei der Millimeterwellen- und Submillimeterwellen-Übertragung verwendbar ist

Aus der DE-OS 21 08 687 ist eine Breitbandfrequenzweiche mit vier Hybridkopplern bekannt bei denen einer so ausgebildet ist, daß er eine Phasenverzögerung herbeiführt Zu diesem Zweck sind die Reflektoren der kurzgeschlossenen Nebenarme dieses Hybridkopplers mit dielektrischen Belägen versehen.

Bekanntlich kann eine Schaltung mit niedrigen Verlusten oder geringer Dämpfung erhalten werden, indem man für elektromagnetische Wellen kurzer Wellenlängen optische Prinzipien anwendet, und diese Methode ist bereits in Diplexern für die Millimeterwellenübertragung verwendet worden, beispielsweise in einem Bandaufteilungsfilter vom Michelson-Typ, einem Filter, bei dem dielektrische Scheiben zur Unterdrükkung der Streuung von Sendersignalen in Empfangswege verv/endet werden. Diese Schaltungen besitzen jedoch den Nachteil, daß sie voluminös sind und einen komplexen Aufbau haben. Das heißt, für den Zweck des Aufteilens von Frequenzbändern wird beim Bandaufteilungsfilter ein Sperrfilter verwendet, das elektromagnetische Wellen mit einer Frequenz oberhalb eines vorbestimmten Wertes durchläßt, so daß ein sich verjüngender Hohlleiter mit einer Länge von immerhin 200 bis 500 mm für die Verbindung des Sperrfilters mit einem übergroßen Hohlleiter erforderlich ist. Dieser herkömmliche Diplexer ist folglich sehr voluminös.

Ein Bandrückweisungsfilter (im folgenden Bandsperrfilter genannt) wird üblicherweise als Filter zur Unterdrückung der Streuung von Sendersignalen in Empfangswege benutzt. Da jedoch im Stand der Technik kein quasioptisches Bandsperrfilter erhältlich war, wurde statt dessen ein Tiefpaßfilter verwendet. Bei einem Millimeterwellen-Übertragungssystem wird jedoch ein Tiefpaßfilter des Typs verwendet, bei dem nicht das Frequenzband beispielsweise unterhalb 40 GHz benutzt wird, sondern bei dem das Frequenzband unter 70 GHz als Durchlaßband verwendet wird. Als Folge davon wird das Durchlaßband unnötig breit und gleichzeitig wird das Grenzverhalten der Frequenzkennlinie verschlechtert, so daß es erforderlich ist, die Anzahl der das Tiefpaßfilter bildenden Hohlraumresonatoren zu erhöhen. Dies vergrößert unvermeidlich die erforderliche Herstellungsgenauigkeit und die Kosten des Filters und macht das Filter voluminös.

Ferner ist ein Bandaufteilungsfilter vorgeschlagen worden, bei dem zwei 3-dB-Hybridkoppler und zwei quasioptische Tiefpaßfilter mit den gleichen Eigenschaften verwendet werden. Da die Frequenzkennlinie dieses Filters Wellen in den Durchlaßbändern aufweist und folglich das Grenzverhalten nicht so scharf ist, muß die Anzahl der jedes Tiefpaßfilter bildenden Hohlraumresonatoren erhöht werden, was das Filter groß macht und die erforderliche Herstellungsgenauigkeit und die Herstellungskosten erhöht.

Auch im Bereich der Radioastronomie und der Plasmadiagnose von Millimeterwellen- und Submillimeterwellenbändern zu anderen Zwecken als der

Miliimeterwellenübertragung sind ein Diplexer und ein Filter erforderlich. Die herkömmlichen Diplexer und Filter besitzen jedoch dieselben Mangel wie sie zuvor erwähnt worden sind.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Bandsperrfilter unter Benutzung optischer Prinzipien verfügbar zu machen. Es soll einen relativ einfachen Aufbau und ein scharfes Grenzfrequenzverhalten haben. Ferner soll es leicht herzustellen und zu justieren sein. Zudem soll es einen leichten Aufbau eines Diplexsrs oder eines Filters zur Unterdrückung der Streuung von Sendersignalen in Empfangswege ermöglichen.

Nebengeordnete Lösungen dieser Aufgabe sind in den Ansprüchen 1 bzw. 4 gekennzeichnet und in den Unteransprüchen vorteilhaft weitergebildet

Erfindungsgemäß wird eines der Tore eines 3-dB-Hybridkopplers, der einen halbdurchlässigen Spiegel wie eine dielektrische Platte oder ein Metallgitter aufweist und einfallende Wellen zur Hälfte durchläßt und zur anderen Hälfte reflektiert, als Eingangstor verwendet, und ein erster und ein zweiter Resonator sind elektromagnetisch mit den beiden Toren gekoppelt, denen die vom Eingangstor eintreffenden Wellen nach ihrer Aufteilung durch den halbdurchlässigen Spiegel zugeführt werden. Der erste und der zweite Resonator weisen je mehrere Kopplungsscheiben auf, die der Reihe nach in Richtung der Wellenlaufrichtung so angeordnet sind, daß sie rechtwinklig zu dieser Richtung stehen, sowie einen ersten bzw. zweiten Reflektor, die je gegenüber derjenigen äußersten Kupplungsscheibe angeordnet sind, weiche auf der dem Hybridkoppler entgegengesetzten Seite vorhanden ist. Diese Kopplungsscheiben sind dielektrische Scheiben oder Metallgitter, und der Abstand zwischen benachbarten Kopplungsscheiben ist zu einem ganzzahligen Vielfachen etwa der halben Wellenlänge der Mittenfrequenz des gewünschten Sperrbandes gewählt, und jedes Paar benachbarter Kopplungsscheiben bildet einen Hohlraumresonator. Die Anzahl der Kopplungsscheiben in den beiden Resonatoren unterscheidet sich um eins, und folglich ist auch die Anzahl der Hchlraumresonatoren um eins verschieden. Die Abstände zwischen dem Hybridkoppler und dem ersten bzw. zweiten Resonator sind im wesentlichen gleich gewählt. Das restliche Tor des Hybridkopplers wird als Ausgangstor benutzt. Die in das Eingangstor eintreffenden elektromagnetischen Wellen werden vom Hybridkoppler in zwei Wellen unterteilt und dann auf den ersten bzw. zweiten Resonator gegeben. Die elektromagnetischen Wellen werden von den Reflektoren der Resonatoren zurück zum Hybridkoppler reflektiert; da jedoch die Anzahl der Hohlraumresonatoren dieser Resonatoren um eins verschieden ist, besitzen die Frequenzkomponenten der reflektierten Wellen im Bereich der Resonanzfrequenz auf der Seite des Ausgangstores entgegengesetzte Phase und kehren zum Eingangstor zurück. Die anderen Frequenzkomponenten werden am Ausgangstor gleichphasig zueinander und werden von diesem ausgesendet. Somit erhält man ein Bandsperrverhalten. Sieht man einen 3-dB-Hybridkoppler in einem überdimensionierten Hohlleiter vor, werden der erste und der zweite Resonator beide mit übergroßen Hohlleitern der gleichen Größe gebildet, und diese Hohlleiter sind je mit den Hohlleitern des Hybridkopplers mechanisch und elektromagnetisch gekoppelt. Bei einer Übertragung mit einem Gaußschen Strahlenbündel ist der 3-dB-Hybridkoppler durch einen halbdurchlässigen Spiegel alleine gebildet und jeder Resonator ist alleine mit Kopplungsscheiben und dem Reflektor aufgebaut

Im folgenden wird die Erfindung anhand einer Erläuterung des Standes der Technik und anhand von erfindungsgemäßen Ausführungsformen näher erklärt In der Zeichnung zeigt

F i g. 1 eine Perspektivansicht, teilweise aufgeschnitten, eines quasioptischen Bandsperrfilters, das als aus dem Stand der Technik erhältlich betrachtet wird,
ίο Fig.2 eine Draufsicht auf einen herkömmlichen Diplexer, bei dem ein Sperrfilter verwendet wird,

Fig.3 eine Perspektivansicht teilweise aufgeschnitten, eines herkömmlichen quasioptischen verlustarmen Filters,

Fig.4 eine Darstellung des Frequenzverhaltens des in F i g. 3 gezeigten quasioptischen verlustarmen Filters,

Fig.5 eine Darstellung von dessen Tiefpaß-Kennlinienteil,

F i g. 6 eine schematische Darstellung der Prinzipien eines herkömmlichen Diplexers, bei dem ein Tiefpaßfilter verwendet wird,

F i g. 7 eine Perspektivansicht, teilweise aufgeschnitten, zur Erläuterung eines Beispiels eines erfindungsgemäßen quasioptischen Bandsperrfilters, das mit über-2"> großen Hohlleitern gebildet ist,

F i g. 8 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der Arbeitsweise des erfindungsgemäßen quasioptischen Bandsperrfilters in F i g. 7,

F i g. 9 eine grafische Darstellung der Reflexionsphaseneigenschaften der bei dem Beispiel in F i g. 7 benutzten Resonatoren,

Fig. 10 eine grafische Darstellung der Frequenz-Kennlinie des in F i g. 7 gezeigten Bandsperrfilters,

F i g. 11 eine Querschnittsansicht einer zu Testzwek-3) ken hergestellten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Bandsperrfilters,

Fig. 12 eine grafische Darstellung von gemessenen und theoretischen Werten der Frequenzkennlinie des in Fig. 11 gezeigten Filters,

F i g. 13 eine Perspektivansicht einer erfindungsgemäßen Ausführungsform, angewendet beim Betrieb mit einem Gaußschen Strahlenbündel, und

Fig. 14 ein Diagramm zur Erläuterung eines Diplexers, der mit dem erfindungsgemäßen Bandsperrfilter 4') aufgebaut ist.

Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung folgt zunächst eine Beschreibung des Standes der Technik. Wie bereits erwähnt worden ist, ist bisher ein quasioptisches Bandsperrfilter nicht verwendet worden. ίο Nimmt man an, daß ein herkömmliches Bandsperrfilter, für das Hohlleiter verwendet werden, auf quasioptische Schaltungen angewendet wird, werden übergroße Hohlleiter, nämlich Hohlleiter 11 und 12, deren Durchmesser ausreichend größer als die Betriebswel-V) lenlänge ist, an einem Ende mittels Modenwandlern 13 bzw. 14 in ihrem Durchmesser allmählich verringert und dadurch in einen Grundschwingungswellenleiter umgewandelt. Ein Bandsperrfilter 15, das mit dem Grundschwingungshohlleiter aufgebaut ist, ist zwischen die bo Modenwandler 13 und 14 gekoppelt, wie es F i g. 1 zeigt. Das Bandsperrfilter 15 besitzt mehrere Resonatoren 17, die auf einer Seite seines Hohlleiters 16 in dessen Längsrichtung angeordnet sind. Die Resonatoren 17 sind mit dem Hohlleiter 16 je über Kopplungslöcher 18 dt gekoppelt. Wenn diejenigen Frequenzkomponenten der vom Wellenleiter 11 zugeführten elektromagnetischen Wellen V/, welche gleich der Resonanzfrequenz des Resonators 17 sind, in den Hohlleiter 16 gelangt sind,

werden sie vom Hohlraumresonator 17 reflektiert und somit am Durchgang durch diesen gehindert. Die restlichen Frequenzkomponenten werden jedoch vom Wellenleiter 12 als elektromagnetische Wellen V₀ weitergegeben. Auf diese Weise ist ein Bandsperrfilter gebildet.

Bei einem Bandsperrfilter mit einem solchen Aufbau besitzen die Modenwandler 13 und 14 je eine Länge bis zu einem Bereich von 60 bis 100 cm, so daß der Gesamtaufbau sehr voluminös wird. Zudem bringt das den Grundschwingungshohlleiter 16 benutzende Filter 15 in den Millimeter- und Submillirneterwellenbändern Probleme mit sich, da dessen kleine Abmessungen nur ungenaue Herstellungsbearbeitungen zulassen und mit einer Frequenzerhöhung eine bemerkenswerte Erhöhung der Einfügungsdämpfung auftritt. Da ein solches Filter mit diesen Problemen behaftet ist, ist es bisher nicht in praktische Verwendung genommen worden.

Folglich hat der Diplexer, den man bisher bei der Millimeterwellenübertragung zu Bandteilungszwecken verwendet hat, den in F i g. 2 gezeigten Aufbau. Eine ausführliche Behandlung findet sich beispielsweise in International Conference on Millimetric Waveguide Systems, 9. bis 12. November 1976, Convention Records, Seiten 147 — 150, »Band Diplexing in Overmode Rectangular Waveguide Technique«, von U. Unrau et al. Elektromagnetische Wellen Vj, die in ein Eingangstor 21 eines mit einem übergroßen Hohlleiter gebildeten ersten Hybridkopplers J9 eindringen, werden vom Hybridkoppler 19 in zwei Teile unterteilt und an sich verjüngende Hohlleiter 23 und 24 übertragen, die mit dem Hybridkoppler 19 verbunden sind. An die anderen Enden der sich verjüngenden Hohlleiter 23 und 24 sind Grundschwingungssperrfilter 25 und 26 angeschlossen, die einen Durchgang von Frequenzen oberhalb /i erlauben. Folglich werden Frequenzkomponenten unterhalb f\ in den elektromagnetischen Wellen, welche die Sperrfilter 25 und 26 erreicht haben, reflektiert und vereint, und danach werden sie als elektromagnetische Wellen V_Oi an einem Ausgangstor 27 abgegeben. Andererseits werden die Frequenzkomponenten oberhalb /i, welche durch die Sperrfilter 25 und 26 hindurch gelangt sind, durch konische Hohlleiter 28 und 29 in Übermoden umgewandelt, gelangen je durch einen entsprechenden von übergroßen Hohlleitern 31 und 32 und werden dann von einem zweiten Hybridkoppler 33 vereint. Danach werden sie als elektromagnetische Wellen V02 an dessen Ausgangstor 34 abgegeben. Die konischen Hohlleiter 23, 24, 28 und 29 und die überdimensionierten Hohlleiter 31 und 32 sind miteinander als Ganzes in Form einer im wesentlichen quadratischen, einheitlichen Struktur aufgebaut

Da beim beschriebenen herkömmlichen Diplexer die konischen Hohlleiter 23, 24, 28 und 29 verwendet werden, liegt die Länge /1 einer Seite des Gesamtaufbaus bis im Bereich von 200 bis 500 mm, was den Diplexer unvermeidbar voluminös macht.

Ferner ist es übliche Praxis, als Filter zur Unterdrükkung des Streuens von Sendersignalen in Empfangsstrecken ein Bandsperrfilter zu verwenden, das die Frequenzkomponenten der Sendersignale sperrt Da jedoch bisher ein quasioptisches Bandsperrfilter nicht verwirklicht worden ist, ist ein Tiefpaßfilter verwendet worden, wie es F i g. 3 zeigt Bei dem gezeigten Tiefpaßfilter sind mehrere dielektrische Kopplungsscheiben 36 in einem überdimensionierten Hohlleiter 35 angeordnet, die senkrecht zu dessen Achse stehen und in dessen axialer Richtung hintereinander angeordnet sind.

Dieses Tiefpaßfilter besitzt eine Frequenz-Kennlinie, wie sie in F i g. 4 gezeigt ist, in der die Durchlaßbänder des Filters ein Gleichstromkomponenten umfassendes Niederfrequenzband, ein Frequenzband entsprechend dem Abstand zwischen benachbarten Kopplungsscheiben 36, der gleich '/2 der entsprechenden Wellenlänge ist, und die Frequenzbänder, die ganzzahlige Vielfache des genannten Bandes sind, umfaßt Das heißt, jene der Frequenzkomponenten der eindringenden elektromagnetischen Wellen Vi, die gleich der Resonanzfrequenz des aus den Kopplungsscheiben 36 gebildeten Resonators sind, werden als elektromagnetische Ausgangswellen Vo ausgesendet. In F i g. 4 bedeutet d den Abstand der Kopplungsscheiben 36. Die Frequenzcharakteristik des Niederfrequenzkennlinienteils der obenerwähnten Frequenzkennlinie ist im einzelnen in F i g. 5 dargestellt. Die die sperrende Reflexion darstellende Kurve 37 ist eine Kennlinie mit Welligkeit im Durchlaßband. Die die Durchlaßeigenschaften zeigende Kurve 38 ist eine Kennlinie, die in den Sperrbändern keine Wellen aufweist. Das Sperrverhalten im Durchlaß-Sperr-Übergang des Filters mit einer solchen Kennlinie, die eine Welligkeit nur in den Durchlaßbändern aufweist, ist nicht so scharf wie dasjenige eines Filters, das Welligkeit sowohl in den Durchlaß- als auch in den Sperrbändern aufweist

Demgemäß gilt wie es beispielsweise in IEEE Transaction on Microwave Theory and Technique, Vol.

MTT-22, Nr. 12, Dezember 1974, Seiten 1202-1209, »A class of waveguide filter for over-moded applications«, von Chung-Li Ren et al, beschrieben ist: wenn ein Tiefpaßfilter mit einem Durchlaßband unterhalb 75 GHz und einem Sperrband oberhalb dieser Frequenz verwendet wird und wenn die Störwellendämpfung zu beispielsweise 35 dB gewählt ist muß die Anzahl der mit den Kopplungsscheiben gebildeten Resonatoren immerhin 22 sein, so daß das Filter groß wird und dessen Herstellung und Einstellung schwierig werden. Gemäß

4n F i g. 4 bildet dieses Filter ein Bandsperrfilter zwischen benachbarten Durchlaßbändern. Da seine Frequenzkennlinie jedoch eine Welligkeit nur in den Durchlaßbändern autweist, ist das Frequenzverhalten nicht so scharf, und zudem ist es schwierig, die Sperrbandbreite schmaler zu machen. Aufgrund dieser Probleme wird dieses Filter nicht als Bandsperrfilter verwendet

Die Verwendung eines Tiefpaßfilters als herkömmlicher quasioptischer Diplexer ist vorgeschlagen worden in dem Aufsatz »Periodic Band Multiplexer for TEoi-Telecommunication System« von_ U. Unrau, erschienen in »Archiv für Elektronik und Übertragungstechnik«, Januar 1971, Band 25, Nr. 1, Seiten 56-57. Demgemäß werden, wie es F i g. 6 zeigt elektromagnetische Wellen V» die durch ein Eingangstor 21 eines mit einem übergroßen Hohlleiter gebildeten ersten Hybridkopplers 19 eindringen, in zwei Wellen aufgeteilt, die je in eines von Tiefpaßfiltern 39 und 41 eindringen, die gleiche Eigenschaften aufweisen und mit dem Hybridkoppler 19 verbunden sind Die Filter 39 und 41 sind

bo bezüglich ihres Aufbaus mit dem in Fig.3 gezeigten Filter identisch. Die Frequenzkomponenten oberhalb deren Grenzfrequenz f\ werden von den Filtern 39 bzw. 41 reflektiert und als elektromagnetische Wellen Voi von einem Ausgangstor 27 des Hybridkopplers 19

ausgesendet Andererseits gelangen die Frequenzkomponenten unterhalb der Grenzfrequenz f\, welche die Filter 39 bzw. 41 passiert haben, durch übergroße Hohlleiter 31 und 32 und werden von einem zweiten

Hybridkoppler 33 vereint. Danach werden sie als elektromagnetische Wellen V02 von einem Ausgangstor 34 des zweiten Hybridkopplers 33 ausgesendet.

Der Diplexer kann kleiner gemacht werden als der in Fig. 1 gezeigte. Die Frequenz-Kennlinien der Filter 39 und 41 haben jedoch eine Welligkeit nur in den Durchlaßbändern, und folglich ist deren Frequenzverhalten nicht so scharf. Um das Grenzfrequenzverhalten scharf zu machen, ist es erforderlich, die Anzahl der Resonanzstufen eines jeden der Filter 39 und 41 zu erhöhen, was deren Herstellung und Justierung schwierig macht und die Herstellungskosten erhöht.

F i g. 7 zeigt ein Beispiel eines erfindungsgemäßen quasioptischen Bandsperrfilters, bei dem übergroße. Hohlleiter verwendet werden. Zwei übergroße Hohlleiter 42 und 43 gleichen Aufbaus sind so miteinander verbunden, daß sie sich unter rechten Winkeln kreuzen, und ein halbdurchlässiger Spiegel 44, wie eine dielektrische Scheibe oder ein Metallgitter, ist im Schnittbereich der beiden Hohlleiter unter einem Winkel von 45° gegenüber deren Achsen angeordnet, so daß ein 3-dB-Hybridkoppler 19 gebildet ist Der 3-dB-Hybridkoppler 19 selbst kann den gleichen Aufbau wie die bekannten Hybridkoppler haben. Ein Tor des Hybridkopplers 19, im vorliegenden Beispiel ein Ende des Hohlleiters 43, wird als Eingangstor 21 verwendet. Es sind Resonatoren 45 und 46 in zwei Toren vorgesehen, von denen elektromagnetische Wellen, die durch das Eingangstor 21 eingedrungen sind, nach ihrer vom Hybridkoppler 19 bewirkten Aufteilung in zwei Wellen ausgesendet werden, d. h. in den anderen Endteil des Hohlleiters 43 und in einen Endteil des Hohlleiters 42. Der Resonator 45 ist gebildet, indem mehrere Kopplungsscheiben 47, wie dielektrische Scheiben oder Metallgitter, im Hohlleiter 43 unter einem rechten Winkel zu dessen Achse angeordnet sind und indem der dem Eingangstor 21 gegenüberliegende Endteil des Hohlleiters 43 mit einem Reflektor 48 kurzgeschlossen ist.

Gleichermaßen ist auch der Resonator 46 dadurch gebildet daß mehrere Kopplungsscheiben 49, wie dielektrische Scheiben oder Metallgitter, im Hohlleiter 42 unter rechten Winkeln gegenüber dessen Achse angeordnet sind und daß der dem Hybridkoppler 19 gegenüberliegende Endteil des Hohlleiters 42 mit einem Reflektor 51 kurzgeschlossen ist Der Abstand zwischen benachbarten der Kopplungsscheiben 47 und 49 ist so gewählt, daß er im wesentlichen gleich einem ganzzahligen Vielfachen der halben Wellenlänge der Mittelfrequenz des erwünschten Sperrbandes ist und je ein Paar benachbarter Kopplungsscheiben bildet eine Resonanzstufe. Die Anzahl der Koppiungsscheiben im einen der Resonatoren 45 und 46 unterscheidet sich von derjenigen im anderen um eins, und daher ist die Anzahl der Resonanzstufen ebenfalls um eins verschieden. Im dargestellten Beispiel sind drei Kopplungsscheiben 37 im Resonator 45 und zwei Kopplungsscheiben 49 im Resonator 46 vorgesehen. Der restliche Teil des Hybridkopplers 19, d. Il, das Ende des Hohlleiters 42 auf der dem Resonator 46 gegenüberliegenden Seite, wird als Ausgangstor 27 verwendet Die Abstände vom Hybridkoppler 19 zu den Resonatoren 45 und 46 sind so gewählt daß sie im wesentlichen einander gleich sind. Die Resonatoren 45 und 46 selbst können den gleichen Aufbau wie der bisher bekannte Resonator haben.

Mit dem in F i g. 7 gezeigten Aufbau werden die am Eingangstor 21 eintretenden elektromagnetischen Wellen Vi vom 3-dB-Hybridkoppler 19 in zwei Wellen aufgeteilt und dann zu den Resonatoren 45 und 46 geschickt, wie es schematisch in F i g. 8 dargestellt ist. Bezeichnet man die Phasen der elektromagnetischen Wellen Vi und V* die von den Resonatoren 45 bzw. 46 zurück zum Hybridkoppler 19 reflektiert werden, mit Φι und Φ2, ist die Phase einer zum Eingangstor 21 zuriickreflektierten elektromagnetischen Welle V3 gleich

während die Phase der vom Ausgangstor 27 ausgesendeten elektromagnetischen Welle Vo gleich

e ~^]φχ + e '^J<"²

ist. Besitzen die von den beiden Resonatoren 45 und 46 reflektierten Wellen Vi und V₂ die gleiche Phase, ist deren Phase derart, daß

ist, und die einfallenden Wellen V, gelangen alle zum Ausgangstor 27. Besitzen die reflektierten Wellen Vi und V2 entgegengesetzte Phase, werden die einfallenden Wellen V,· alle reflektiert und am Ausgangstor 27 erscheint kein Ausgangssignal.

Die Resonatoren 45 und 46 arbeiten als Harmonischenresonator, und ihre Resonanz erscheint periodisch auf der Frequenzachse. Die Reflexionsphasen Φ\ und Φ2 der Resonatoren 45 bzw. 46 ändern sich bei jedem Durchgang durch den Resonanzpunkt auf der Frequenzachse um 2Mr (wobei Λ/die Anzahl der Resonanzstufen ist). Da die Differenz in der Resonanzstufenanzahl zwischen den Resonatoren 45 und 46 eins ist ändert sich die relative Phase Φι— Φζ der reflektierten Wellen Vi und V2 bei jedem Durchgang durch den Resonanzpunkt oder zwischen zwei benachbarten Antiresonanzpunkten (Parallelresonanzpunkten) auf der Frequenzachse um 2π. Da ferner die beiden Resonatoren 45 und 46 einen gleichen Abstand vom Hybridkoppler 19 aufweisen, ist die relative Phase Φ1-Φ2 der reflektierten Wellen Vi und V2 in der Nähe eines jeden Antiresonanzpunktes auf der Frequenzachse immer 0 oder ein ganzzahliges Vielfaches von 2π, und die relative Phase Φι —Φ2 in jedem Resonanzpunkt auf der Frequenzachse ist immer π oder ein ungeradzahliges Vielfaches von π, da die Frequenzkennlinie der Reflexionsphasen periodisch und zu jedem Rescnanzpunki üngerad-symrneinsch ist. Das heißt die elektromagnetische Welle der Frequenz in jedem Resonanzpunkt wird zur Eingangstorseite zurückreflektiert und die elektromagnetische Welle der Frequenz in der Nachbarschaft eines jeden Antiresonanzpunktes wird zur Ausgangstorseite durchgelassen. Besitzen die Resonatoren 45 und 46 beispielsweise drei bzw. zwei Hohlraumresonatoren, wie im dargestellten

bo Beispiel, weist das Bandsperrfilter Reflexionsphasenkennlinien auf, wie sie in F i g. 9 gezeigt sind. In F i g. 9 ist die Frequenz auf der Abszisse und die Reflexionsphase auf der Ordinate aufgetragen. Die Kurve 52 zeigt die Reflexionsphasenkennlinie des Resonators 45, und die Phase Φι ist Απ bei einer Resonanzfrequenz erster Ordnung f_r\ und π und Ί'π bei Antiresonanzfrequenzen erster bzw. zweiter Ordnung /·, 1 bzw. U2. Das heißt, die Phase Φι ändert sich zwischen den Antiresonanzfre-

quenzen /ä ι und f_a 2 um 2 χ 3π = 6ττ. Die Kurve 53 zeigt die Reflexionsphasenkennlinie des Resonators 46, und die Phase Φ7 ist 3π bei der Resonanzfrequenz erster Ordnung f,\ und π und 5π bei Antiresonanzfrequenzen erster bzw. zweiter Ordnung f_a\ bzw. f_ai- Das heißt, die Phase Φ2 ändert sich zwischen den Antiresonanzfrequenzen f_a 1 und f_a 2 um 2 χ 2π=Απ.

Die relative Phase der beiden reflektierten Wellen Vi und Vi der Resonatoren 45 und 46 ist derart, wie sie durch die Kurve 54 dargestellt ist, und sie ist π bei der Resonanzfrequenz erster Ordnung f_r\ und 0 und 2π bei den Antiresonanzfrequenzen erster bzw. zweiter Ordnung /ai bzw. /j,2· Zentriert man das Band um die Frequenz f_r\, erhält man somit ein Sperrband, da dessen Frequenzkomponenten nicht am Ausgangstor erscheinen. Zentriert man die Bänder um die Frequenzen f_a 1 bzw. /,2, erhält man Paßbänder, deren Frequenzkomponenten am Ausgangstor erscheinen.

Es wurde logisch gefunden, daß die effektive Anzahl Hohlraumresonatoren dieses Bandsperrfilters gleich der Summe der Anzahl Hohlraumresonatoren der beiden Resonatoren 45 und 46 ist. Demgemäß stellt das dargestellte Beispiel die Charakteristik eines elliptischen Filters der Ordnung 2 + 3 = 5 dar. Dieses Bandsperrfilter weist Reflexions- und Durchlaßeigenschaften auf, wie sie beispielsweise durch Kurven 55 bzw. 56 in Fig. 10 dargestellt sind, in welcher die Frequenz auf der Abszisse und die Verluste bzw. die Dämpfung auf der Ordinate aufgetragen sind, und beide Kennlinien besitzen eine Welligkeit in den Durchlaßbzw. Sperrbändern. Das heißt, das Bandsperrfilter zeigt eine Welligkeit sowohl im Durchlaß- als auch im Sperrband des Frequenzganges und weist steile Flanken auf. Fig. 10 entspricht Fig.5 und zeigt, durch logische Berechnungen, daß die Frequenzkennlinie erhalten wird bei der Verwendung der Resonatoren 45 und 46 mit drei und vier Hohlraumresonatoren, die insgesamt sieben Hohlraumresonatoren ergeben, für den Fall, daß die Störwellendämpfung 35 dB ist und der Abstand zwischen der Reflexionskennlinie 55 und der Durchlaßkennlinie 56 bei — 35 dB, d. h, das sogenannte Schutzband Δ Fist gleich dem in F i g. 5.

F i g. 11 zeigt ein spezielles Arbeitsbeispiel des Bandsperrfilters bei 100 GHz. In diesem Beispiel besitzen die Hohlleiter 42 und 43 beide einen Innendurchmesser R\ von 28 mm, und deren Längen h und h sind 115 mm bzw. 135 mm. Der Abstand d\ zwischen benachbarten Kopplungsscheiben ist etwa 18 mm, und ein den Hybridkoppler 19 bildender halbdurchlässiger Spiegel 44 ist aus Quarzglas hergestellt Der Resonator 45 umfaßt als Kopplungsscheiben eine Polyestersoheibe 47a, eine Aluminiumoxidscheibe 476 und eine Quarzglasscheibe 47c; die in dieser Reihenfolge von der Seite des Hybridkopplers 19 aus angeordnet sind. Der Resonator 46 umfaßt als Kopplungsscheiben eine Fluorharzscheibe 49a und eine Quarzglasscheibe 49ft, die in dieser Reihenfolge von der Seite des Hybridkopplers 19 aus angeordnet sind. Die Frequenzkennlinie dieses versuchshalber aufgebauten Filters ist in F i g. 12 gezeigt, in der die Frequenz auf der Abszisse und die Dämpfung auf der Ordinate aufgetragen ist Die Kurve 57 zeigt Meßwerte der Reflexionskennlinie, und die Kurve 58 zeigt deren theoretische Werte. Die Kurve 59 zeigt Meßwerte der Durchlaßkennlinie, und Kurve 61 zeigt deren theoretische Werte. Die Meßwerte und die theoretischen Werte stimmen gut miteinander fiberein, was zeigt, daß das erfindungsgemäße Filter die gewünschten Eigenschaften aufweist Bei diesem Versuch betrug die Einfügungsdämpfung etwa 1,5 dB. Man kann jedoch theoretisch erwarten, daß sich die Einfügungsdämpfung auf 0,2 dB oder einen ähnlichen Wert reduzieren läßt, wenn man übergroße TEio-Rechteckhohlleiter als Hohlleiter 42 und 43 verwendet, selbst für den Fall eines Filters mit den erwähnten Abmessungen.

Wenn auch die vorliegende Erfindung anhand einer Schaltung mit übergroßen Hohlleitern beschrieben worden ist, kann sie auch auf eine Schaltung angewendet werden, die ein Gaußsches Strahlenbündel benutzt Ein Beispiel dieser Anwendung ist in Fig. 13 dargestellt, in der Teile, weiche jenen in F i g. 7 entsprechen, .nit den gleichen Bezugsziffern gekennzeichnet sind. In diesem Fall sind die übergroßen Hohlleiter 42 und 43 in F i g. 7 entfernt, und es werden lediglich deren Innenelemente benutzt. Da diese Schaltung genauso arbeitet wie die zuvor beschriebene, wird keine Beschreibung vorgenommen. Im Fall des Strahlenbündelbetriebes ist die Einfügungsdämpfung sehr niedrig.

In einem Diplexer, bei dem die quasioptischen Bandsperrfilter der vorliegenden Erfindung benutzt werden, werden von einem Eingangstor 21 eines ersten Hybridkopplers 19 einfallende elektromagnetische Wellen in zwei Wellen aufgeteilt und an quasioptische Bandsperrfilter 62 und 63 geliefert, welche das gleiche erfindungsgemäße Verhalten aufweisen, wie es beispielsweise F i g. 14 zeigt. Die Frequenzkomponenten in den Sperrbändern dieser Filter 62 und 63 werden von diesen zum Hybridkoppler 19 zurückreflektiert, miteinander vereint und als elektromagnetische Welle V01 vom Ausgangstor 27 ausgesendet Andererseits werden die elektromagnetischen Wellen, welche durch die Filter 62 bzw. 63 gelangt sind, vereint und dann als elektromagnetische Welle V₀₂ von einem Ausgangstor 34 ausgesendet. Wie im vorausgehenden beschrieben worden ist, ist es mit der Erfindung möglich, ein bisher nicht realisierbares Bandsperrfilter als eine optische Prinzipien benut-

zende Schaltung zu erhalten. Zudem besitzt seine Frequenzkennlinie eine Welligkeit in den Durchlaß- und den Sperrbändern, so daß das Übergangs- oder Grenzfrequenzverhalten scharf ist. Wenn bei der Übertragung im MiUimeterbereich ein Filter zur Unterdrückung von Streuung von Sendersignalen in die Empfangswege unter Verwendung eines solchen scharfen Grenzfrequenzverhaltens erzeugt wird, kann eine gegenseitige Störung von Sende- und Empfangsfrequenzen selbst dann auf einen ausreichend niedrigen

so Wert unterdrückt werden, wenn diese Sende- und Empfangsfrequenzen relativ dicht beieinander liegen. Wenn in jinem solchen Fall ein herkömmliches Tiefpaßfilter verwendet wird, beträgt die Anzahl der erforderlichen Hohlraumresonatoren immerhin 22, wie es zuvor im Zusammenhang mit Fig.5 beschrieben worden ist Wenn jedoch das erfindungsgemäße Filter verwendet wird, kann ein Filter mit den gleichen Eigenschaften wie den obigen mit sieben Hohlraumresonatoren erhalten werden. Folglich ist die Anzahl der

μ Hohlraumresonatoren klein und in zwei Resonatoren 45 bzw. 46 gebildet so daß die Herstellung und Justierung sehr leicht sind.

Bei der Anwendung des erfindungsgemäßen Filters für einen Diplexer kann die Anzahl der Hohlraumreso-

natoren in den Resonatoren etwa halb so groß wie die Anzahl der Hohlraumresonatoren sein, die bei einem Diplexer mit herkömmlichen Filtern (Fig.6) benötigt wird, wie es in Fig. 14 gezeigt ist Ferner sind die

Resonatoren 45 und 46 nicht im Mittelteil der Schaltung, sondern an Endteilen von dieser angeordnet, so daß das Frequenzverhalten und die Symmetrie zwischen diesen beiden Filtern 62 und 63 sehr leicht einzustellen sind. Das in F i g. 1 gezeigte Filter leidet an großen Leitungsverlusten aufgrund des Skineffektes, hervorgerufen durch die Verwendung des Grundschwingungshohlleiters. Das erfindungsgemäße Filter ist jedoch nahezu frei von solchen Leitungsverlusten, und zwar aufgrund der Verwendung der übergroßen Hohlleiter ι ο oder des Strahlenbündelmodus. Überdies werden erfindungsgemäß dielektrische Scheiben oder Metallgitter verwendet, deren Verluste jedoch klein sind, so daß die Einfügungsdämpfung des Filters niedrig ist.

Bei dem in Fig. 1 gezeigten Filter besitzt der Resonator 17 bei 100 GHz Abmessungen von nur etwa 1 bis 2 mm, und für dessen Herstellungsbearbeitung ist eine Genauigkeit bis auf einige μιη erforderlich, so daß dessen Herstellung schwierig ist und es nahezu unmöglich ist, den Kopplungsgrad und den Abstand der Hohlraumresonatoren einzustellen. Beim erfindungsgemäßen Filter, bei dem quasioptische Prinzipien benutzt werden, ist jedoch ein Übermodenbetrieb möglich. Die Flächen der Kopplungsscheiben können nämlich willkürlich erhöht werden, und der Kopplungsgrad steht in Beziehung zur Dicke und zum Material der Kopplungsscheibe, und es ist möglich, ein Material zu verwenden, das eine leicht zu bearbeitende Dicke haben kann, und der Kopplungsgrad kann mit der Dicke der Kopplungsscheibe frei geändert werden. Ferner kann der Abstand leicht eingestellt werden.

Da bei dem in F i g. 1 gezeigten Filter der Kopplungsgrad der Kopplungslocher 18 nicht groB gemacht werden kann, erhöht sich der <?-Wert des Resonators 17, so daß das Sperrband auf etwa 1 % seiner Mittenfrequenz verringert wird. Beim erfindungsgemäßen Filter jedoch kann der Kopplungsgrad oder der Übertragungsfaktor der Kopplungsscheibe maximal 100% gemacht werden, und die Sperrbandbreite kann auch auf 100% seiner Mittenfrequenz ausgedehnt werden.

Da bei der vorliegenden Erfindung weder ein konischer Hohlleiter wie bei dem Diplexer nach F i g. 2 verwendet wird noch im Fall des Strahlenbündelbetriebs ein Modenanreger erforderlich ist, kann ein Diplexer klein gemacht werden.

Das Grenzverhalten des Filters kann durch eine geeignete Auswahl des Kopplungsgrades einer jeden Kopplungsscheibe scharf gemacht werden. Ferner kann das Grenzverhalten als ganzes scharf gemacht werden, indem die Anzahl der Hohlraumresonatoren wie beim Stand der Technik vergrößert wird. Die Anzahl der Hohlraumresonatoren in einem der beiden Resonatoren kann auch auf eins reduziert werden. Auch ist es möglich, daß der Unterschied zwischen den Abständen vom Hybridkoppler bis zu den beiden Resonatoren als ganzzahliges Vielfaches einer halben Wellenlänge der Mittenfrequenz des Sperrbandes gewählt wird.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Quasioptisches Bandspeicher, gebildet aus einem vierarmigen 3-dB-Hybrid-Koppler, dessen eines Tor als Eingangstor dient, an dessen zweitem und drittem Tor je ein auf die Mittenfrequenz des Sperrbandes abgestimmter Resonator angeschlossen ist und dessen viertes Tor als Ausgangstor dient, wobei die beiden Resonatoren aus je einem am Ende kurzgeschlossenen Hohlleiterstück bestehen, in dem zwischen der Kopplungsstelle und der Kurzschlußstelle mehrere Resonanzhohlräume bei der Mittenfrequenz gebildet sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzhohlräume durch Kopplungsscheiben (47, 49) gebildet sind, deren Abstand voneinander ein ganzzahliges Vielfaches der halben Wellenlänge bei der Mittenfrequenz beträgt, und daß die Anzahl der in den beiden Resonatoren (45, 46) vorhandenen Resonanzhohlräume sich um 1 unterscheidet

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der 3-dB-Hybridkoppler an der Schnittstelle übergroßer Hohlleiter gebildet ist, die so gekoppelt sind, daß sie sich unter rechten Winkeln schneiden, daß die Kopplungsscheiben in jedem dieser Hohlleiter auf einer Seite des Hybridkopplers eingesetzt und gehalten sind, und daß die Endflächen der Hohlleiter auf den Seiten, auf denen die Kopplungsscheiben eingefügt sind, mit einem ersten bzw. zweiten Reflektor kurzgeschlossen sind.

3. Filter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Hybridkoppler (19) durch einen halbdurchlässigen Spiegel (44) gebildet ist, der eine Hälfte der einfallenden Wellen reflektiert und die andere Hälfte passieren läßt

4. Quasioptisches Bandsperrfilter, gebildet aus einem vierarmigen 3-dB-Hybrid-Koppler, in dessen Eingangsarm für einfallende elektromagnetische Wellen Gaußscher Feldverteilung ein Halbspiegel angeordnet ist, in dessen zweitem Arm sich die durch den Halbspiegel hindurchgelaufenen elektromagnetischen Wellen ausbreiten, in dessen drittem Arm sich die von dem Halbspiegel reflektierten elektromagnetischen Wellen ausbreiten und dessen Ausgangsarm dem dritten Arm in dessen Verlängerung in bezug auf den Halbspiegel gegenüberliegt, wobei sich alle Arme im wesentlichen in derselben Ebene befinden und im zweiten und dritten Arm je ein auf die Mittenfrequenz eines Sperrbandes abgestimmter Resonator angeordnet sind und angrenzend an jeden Resonator auf der dem Halbspiegel entgegengesetzten Seite eine Kurzschlußplatte vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Resonator eine Vielzahl von Kopplungsscheiben (47, 49) aufweist, deren Abstand voneinander ein ganzzahliges Vielfaches de- halben Wellenlänge bei der Mittenfrequenz des Sperrbandes beträgt und die annähernd rechtwinklig im ersten bzw. zweiten Arm eo angeordnet sind, und daß die Anzahl der in beiden Resonatoren (45, 46) vorhandenen Kopplungsscheiben sich um eins unterscheidet.

5. Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplungsschei- _b5 ben dielektrische Scheiben sind.

6. Filter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstände zwischen dem Hybridkoppler und dem ersten bzw. zweiten Resonator annähernd gleich groß gewählt sind