DE1939447A1

DE1939447A1 - Optische Schaltungsbauelemente

Info

Publication number: DE1939447A1
Application number: DE19691939447
Authority: DE
Inventors: Marcatili Enrique Alfredo Jose
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1968-08-07
Filing date: 1969-08-02
Publication date: 1970-05-27
Also published as: US3589794A; FR2016881A1; JPS4632551B1; SE352202B; GB1288953A; DE1939447C3; BE737028A; DE1939447B2; SE369969B; SE369968B

Description

WESTERN ELECTRIC COMPANY INCORPORATED Marcatili NEW YORK, N. Y. 10007, USA

Optische Schaltungsbauelemente

Die Erfindung bezieht sich auf optische Schaltungsbauelemente.

Die elektrische Wellenleiter zum Führen von elektromagnetischer Wellenenergie im infraroten, sichtbaren und ultravioletten Teil des Frequenzspektrums, allgemein als "optische" Wellen bezeichnet, sind bekannt. Solche Wellenleiter sind von besonderem Interesse dahingehend, daß sie sehr klein sind und sehr billig unter Verwendung der gegenwärtig verfügbaren Festkörperherstellungsmethoden hergestellt werden können. Jedoch müssen für diesen Wellenleitertyp, damit er in einem Nachrichtenübertragungssystem brauchbar ist, Schaltungselemente entworfen werden, die sowohl in der Lage sind, Schaltungsfunktionen, wie Modulation, Leistungsaufteilung, Kanalabzweigung, Bandabweisung und -passierung und dergl., durchführen zu können, als auch gleichzeitig mit der Wellenleiterstruktur verträglich sind.

Entsprechend der Erfindung sind verschiedene Filtertypen vorgesehen, die aus einer Kombination einiger weniger grundsätzlicher optischer Schaltungs-

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komponenten, die Blindwiderstandsabschlüsse (Reaktive" Abschlüsse), Richtungskoppler, Resonanzkreise und Leistungsteiler umfassen, aufgebaut sind. Beispielsweise kann ein Richtungskoppler erzeugt werden durch entweder zwei Bandleiter bestimmter Länge und bestimmten Abstandes oder durch zwei einander schneidende Bandleiter. Bei der ersten Ausführungsform ändert sich das Leistungsunterteilungsverhältnis als eine Funktion der Länge des Kopplungsintervalles und des Abstandes zwischen den Bandleitern. Bei der zweiten AusfUhrungsform ändert sich das Leistungsunterteilungsverhältnis als eine Funktion des Schnittwinkels.

Jeder Koppler kann in ebnen reaktiven Anschluß durch Verbinden eines der beiden Paare der konjugierten Zweige des Kopplers umgewandelt werden. Alternativ erzeugt eine Längsunterteilung eines einzelnen Bandleiters in zwei Zweige, welche dann an ihren jeweiligen Enden zur Bildung einer geschlossenen Schleife verbunden werden, gleichfalls einen reaktiven Abschluß. Abschlüsse dieser Art werden an Stelle von Spiegeln benutzt und haben den Vorteil, daß sie viel einfacher sind, folglich viel billiger hergestellt werden können.

Verschiedene Filteranordnungen werden nachstehend beschrieben, bei denen Kombinationen von Resonanzschleifen, Richtungskopplern und reaktiven Abschlüssen

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verwendet werden. Variable Phasenschieber sind gleichfalls beschrieben, sie dienen zur Erzeugung einer Modulation, zum Absiinmen von Filtern und zum Einstellen des Leistüngsunterteilungsverhältnisses von Leistungsteilern·

In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 und 2 je eine Ausführungsform eines Richtungskopplers,

Fig· 3 und 4 Anordnungen zum reaktiven Abschließen eines dielektrischen Wellenleiters,

Fig. 5 eine Hohlraumresonatoranordnung,

Fig. 6 zu Vergleichszwecken ein bekanntes Mikrowellen-Bandabweisungsfilter,

Fig. 7 A, 7 B, 8 A, 8 B sowie 9 bis 13

verschiedene Ausführungsformen von Bandabweisungsfiltern,

Fig.14 zu Vergleichszwecken ein bekanntes Mikrowellen-Bandpaßfilter,

Fig. 15 A und 15 B Bandpaßfilter, ÖÖ9822/ 1336

Fig. 16 zu Vergleichszwecken ein bekanntes Mikrowellen-Kanalabzweigfilter,

Fig. 17 ein Kanalabzweigfilter,

Fig. 18 eine alternative Ausführungsform eines KanaÄzweigfilters unter Verwendung nur eines Resonatorhohlraums pro Kanal,

Fig. 19 eine mechanische Anordnung zur Abstimmung eines Resonatorhohlraums,

Fig. 20 eine alternative Abstimmanordnung,

Fig. 21 bis 23 drei Ausftlhrungsformen eines variablen Leistungsunterteilers und

Fig. 24 einen Wellenmesser.

Vor einer Erläuterung der verschiedenen Schaltungen seien die grundsätzlichen Schaltungselemente, die zur Erzeugung dieser Schaltungen verwendet werden, beschrieben. Von diesen ist das erste Element, das in Fig. 1 dargestellt ist, ein Richtungskoppler, der zwei transparente (Dämpftagsarme), dielektrische Bandleitungen 10 und 11 aufweist, welche in einem zweiten transparenten dielektrischen Material 12 eines niedrigeren Brechungsindexes eingebettet sind. Die

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Bandleitungen sind entweder vollständig in der Unterlage 12 eingebettet, in welchem Falle das zweite dielektrische Material mit sämtlichen Oberflächen der Bandleitungen 10 und 11 in Kontakt steht; oder alternativ hierzu sind die Bandleitungen nur teilweise in der Unterlage eingebettet, in welchem Falle das zweite dielektrische Material nur mit einem Teil der Oberfläche der Bandleitungen in Kontakt steht. Bei der dargestellten Ausführungsform in Fig. 1 sind die Bandleitungen teilweise eingebettet, wobei die Oberseite jeder Bandleitung zum Umgebungsmedium, typischerweise Luft, hin freiliegt. Ein drittes dielektrisches Material kann in Kontakt mit oder in der Nähe der freiliegenden Bandleitungsoberfläche angeordnet werden, um die elektrische Länge der Bandleitung zu modifizieren, wie nachstehend noch im einzelnen erläutert wird.

Die Bandleitungen, die normalerweise großen Abstand voneinander haben, verlaufen längs eines Kopplungsintervalles L relativ dicht nebeneinander,-Die zwischen den Bandleitungen gekoppelte Leistung ist eine Funktion des Brechungsindexes n₉. des Kopplungsintervalles L, der Breite a und des Abstandes c der Bandleitungen sowie des Brechungsindexes der Unterlage. Ein vollständiger Leistungsübergang wird erhalten, wenn die

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folgende Gleichung erfüllt ist:

(D

mit A =

VS

λ gleich der Wellenlänge im freien Raum, der geführten Wellenenergie,

η(1-Δ) (1-5) gleich dem Brechungsindex des Bereiches der Unterlage zwischen den Bandleitungen und

η(ΐ-Δ) gleich dem Brechungsindex des Restes der Unterlage.

Für den speziellen FaIlA= 0.01, 6 = 0, η = 1.5 und a = β = A ist das Kopplungsintervall L für vollständigen LeistungsUbergang gleich 700λ. Für einen 3-db-Koppler ist L/2 = 350Ä oder ungeradzahlige Vielfache hiervon.

Die Länge des Kopplungsintervalles, das zum Koppeln eines gegebenen Leistungsbetrages zwischen Bandleitungen erforderlich ist, kann bequemerweise geändert werden durch Steuern des Brechungsindexes des Unterlagebereiches zwischen den Bandleitungen. Wenn beispielsweise 6 = 0,17 ist, so wird die Kopplungslänge auf die Hälfte des oben für 5=0 errechneten

Wertes reduziert,

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Fig· 2 zeigt eine zweite Ausführungsform eines Richtungskopplers entsprechend der Erfindung, der zwei eich überkreuzende Bandleitungen 20 und 21 aufweist, die in einer dielektrischen Unterlage eingebettet sind. Wenn der Winkel β zwischen den. Streifen gleich 90 Grad beträgt, so wird nichts von längs einer der beiden Bandleitungen fortschreitenden Leistung auf die andere übertragen. Hit abnehmendem Schnittwinkel nimmt die zwischen den Bandleitungen gekoppelte Leistung zu und erreicht einen Maximalwert von 1/2, wenn θ sich Null nähert. Unter Vernachlässigung von Verlusten ändert sich die gekoppelte Leistung annähernd mit dem Quadrat des Kosinus des Winkels zwischen den Bandleitungen· Daher, wird ein längs der Bandleitung 20 fortschreitendes Signal der Amplitude E, wie dieses durch den Pfeil 23 dargestellt ist, sich im Schnittpunkt der Bandleitungen 20 und 21 aufteilen. Unter Vernachlässigung von Verlusten wird

2 eine Signalkomponente proportional zu 0.707 E Cos Θ. Der Rest des Signals, dargestellt durch Pfeil 25, fährt fort, längs der Bandleitung 20 weiterzulaufen.

In der folgenden Beschreibung sollen die Schaltungskomponenten und Übertragungsleitungen bei allen Ausführungsformen dahingehend verstanden werden, daß sie, wie in Fig. 1, eine transparente Bandleitung aufweisen, die teilweise oder vollständig in eine

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transparente dielektrische Unterlage niedrigeren Brechungsindexes eingebettet ist. Um jedoch die Erläuterung zu vereinfachen, wird nur auf den Bandleitungsteil der Übertragungsleitung Bezug genommen,und es versteht sich in allen Fällen, daß der Bandleitungsteil in einer geeigneten Unterlage eingebettet ist·

Reaktive Abschlüsse

Fig. 3 zeigt eine erste Ausführungsform eines reaktiven Abschlusses zur Verwendung mit einem dielektrischen Wellenleiter. Der Abschluß wird durch Längsunterteilung der Bandleitung 30 in zwei Zweige 32 und 33 erzeugt, die zur Bildung einer geschlossenen Schleife an ihren jeweiligen Enden verbunden sind·

Beim Betrieb teilt sich die einfallende Wellenenergie, die durch den Pfeil 35 dargestellt ist, in zwei Komponenten 36 und 37 auf die Zweige bzw. 33 auf. Die Komponenten durchqueren, identische Wege längs der Schleife und rekombinierejjin der Bandleitung 30 zu einem einzigen Strahl 38, der in der entgegengesetzten Richtung läuft. Die Wirkung ist daher die, daß die gesamte einfallende Wellenenergie von der Schleife zurückgewiesen oder reflektiert wird. Vorteilhaft erfolgt die

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Verzweigung über ein längeres Intervall, wobei sich die Querdimension der Bandleitung 30 im Verzweigungsbereich allmählich erhöht.

Fig. 4 zeigt eine Alternative Ausführung eines reaktiven Abschlusses unter Verwendung eines 3-db-Kopplers, der in Fig. 1 dargestellten Art. Bei dieser Ausführungsform ist eine Bandleitung 40 an den Zweig 1 eines 3-db-Kopplers 45 angekoppelt, der durch ein Paar nebeneinander verlaufender dielektrischer Bandleitungen 41 und 44 gebildet ist. Der Zweig 2, der zum Zweig konjugiert ist, ist vorteilhaft ohmisch abgeschlossen, und zwar mit Hilfe eines Dämpfungsmaterials 42. Das zweite Paar der konjugierten Zweige 3 und 4 des Kopplers 45 ist mit Hilfe einer zweiten Bandleitung 43 untereinander gekoppelt.

Bä.n Betrieb wird ein Eingangssignal E/O, das durch den Pfeil 46 dargestellt ist, an den Koppler 45 gekoppelt, in welchem es in zwei gleiche Komponenten 0.707 E/0 und 0.707 E/gO aufgeteilt wird. Diese beiden Komponenten sind durch die Pfeile 47 bzw. 48 dargestellt. Die Komponente 47 läuft zum Zweig 4 des Kopplers 45 mit Hilfe der Bandleitung 43, wo sie weiter aufgeteilt wird, um eine Komponente 0.5 E/90+Q in Zweig 1 und eine Komponente 0,5 E/0+9 in Zweig 2 zu erzeugen, wobei θ die in dar Bandleitung

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43 erzeugte Phasenverschiebung ist. In ähnlicher Weise wird die Komponente 48 zum Zweig 3 des Kopplers 45 mit Hilfe der Bandleitung 43 geführt, wo sie sich gleichfalls aufteilt, um eine Komponente 0.5 E/90+Q im Zweig 1 und eine Komponente 0.5 E/180+Q im Zweig 2 zu erzeugen. Da die beiden Komponenten im Zweig 1 die gleiche Phase haben, addieren sie sich, um ein Ausgangssignal 49 gleich E/90+0 zu erzeugen. Die beiden Komponenten im Zweig 2 sind andererseits um 180 Grad außer Phase. Sie Ifcchen sich daher aus, um im Idealfall kein Signal im Zweig 2 zu erzeugen. Der ohmische Abschluß 42 absorbiert jegliches resultierendes Signal, das im Zweig 2 infolge irgendeines Ungleichgewichtes im System erzeugt werden könnte,

Resonanzhohlraum

Das letzte zu betrachtende Schaltungselement ist die Resonanzhohlraumanordnung der Fig. 5, die eine geschlossene Schleife aus einer in einer Unterlage 51 eingebetteten Bandleitung 50 aufweist. Die Schleife kann im allgemeinen jegliche Form haben, wie in den verschiedenen nachstehend noch zu beschreibenden Schaltungen im einzelnen erläutert wird.

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Bandsperrfilter

Grundsätzlich sind die im Nachstehenden beschriebenen FilterauaUhrungsformen das Äquivalent des in Fig. 6 dargestellten bekannten Mikrowellen-Bandsperrfilters. Im allgemeinen weist das letztere einen Rechteckhohlleiterabschnitt 60 auf sowie einen Resonanzhohlraum

61 für stehende Wellen, der auf die Mitte des abzuweisenden oder sperrenden Frequenzbandes abgestimmt ist· file Kopplung zwischen dem Hohlleiter 60 und dem Resonatorhohlraum 61 erfolgt mit Hilfe eines Paares im Abstand hintereinanderliegender Kopplungsöffnungen

62 und 63. Typischerweise ändert sich die Bandbreite des gesperrten Bandes als eine Funktion sowohl der GrUBe als auch des Abstandes der Öffnungen.

Mit gewissen Modifikationen, die durch die viel kürzeren Wellenlängen bei den optischen Frequenzen diktiert sind, ist jeder der nachstehend beschriebenen Filter dem Mikrowellenfilter dahingehend ähnlich, daß jeweils eine Übertragungsleitung vorgesehen ist, die mit Hilfe eines Paares voneinander im Abstand liegender Kopplungszonen an einen Resonanzhohlraum angekoppelt ist, der auf die Mitte des zu sperrenden oder abzuweisenden Frequenzbandes abgestimmt ist. Während ein Mikrowellen-Hohlraum mit einer Länge in der Größenordnung einer Wellenlänge hergestellt werden kann, ist dieses jedoch nicht bei optischen Frequenzen möglich.

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In ähnlicher Weise nehmen relativ kurze Kopplungsintervalle Wanderwelleneigenschaften bei optischen Frequenzen an und werden zu Richtungsgliedern, wodurch veranlaßt wird, daß die gekoppelte Wellenenergie in nur einer Richtung innerhalb des Hohlraums läuft. Wegen dieser Unterschiede kann ein Filter bei optischen Frequenzen nicht einfach dadurch hergestellt werden, daß man die Abmessungen eines Mikrowellenfilters entsprechend maßstäblich verkleinert.

Fig, 7 A zeigt nun ein erstes Ausführungsbeispiel eines Bandsperrfilters entsprechend der Erfindung. Das Filter weist eine übertragungsleitung auf, die durch eine dielektrische Bandleitung 70 gebildet ist, welche ihrerseits an einen achterförmigen Resonanzhohlraum 76 längs zweier im Längsabstand voneinander liegender Kopplungsintervalle 72 und 73 angekoppelt ist.

Der Hohlraum 76 kann auf zwei Wegen erzeugt werden. Bei einer ersten Ausführung sind die beiden Teile und 78 des Achters im Überkreuzungsbereich physikalisch voneinander mit Hilfe einer Schicht aus transparentem dielektrischem Material getrennt. Bei einer zweiten Ausführungsform, wie diese in Fig. 7 A dargestellt ist, schneiden sich die beiden Teile 77 und 78. In diesem letzteren Fall erfolgt die Überkreuzung der beiden Teile unter rechten Winkeln, um eine Quer-Kopplung zu vermeiden.

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¥16 in Verbindung mit Fig. 1 erläutert worden ist, erzeugt eine Kopplung zwischen Bandleitungen bei optischen Frequenzen, selbst über sehr kleine physikalische Intervalle, eine Richtungskopplung. Daher erzeugt die zwischen der Übertragungsbandleitung 70 und der Hohlraumbandleitung 75 gekoppelte Wellenenergie an jedem der beiden Kopplungsintervalle eine Wanderwelle, die von jedem der Kopplungsintervalle in nur einer Richtung weiterläuft. Um eine stehende Welle im Hohlraum 76 zu erzeugen, ist die Filteranordnung so ausgebildet, daß die beiden gekoppelten Wellen in entgegengesetzten Richtungen längs der Bandleitung 75 fortschreiten, um so eine stehende Welle zu erzeugen. In der Anordnung nach Fig. 7 A wird dieses bewerkstelligt durch die Achter-Form des Hohlraums 76.

Beim Betrieb läuft ein Signal mit Frequenzkomponenten, die sich über ein Frequenzband zwischen f^ und fg erstrecken, längs der Bandleitung 70. Ein kleiner Teil dieser Wellenenergie wird in den Resonatorhohlraum 76 an jedem der Kopplungsintervalle 72 und 73 eingekoppelt. Wie durch die Pfeile längs der Hohlraumbandleitung 75 angezeigt ist, ist die gekoppelte Energie . gerichtet und läuft aus den Kopplungsbereichen in den angegebenen Richtung heraus. Wegen der Achterform des Hohlraums 76 fließen jedoch die beiden fortschreitenden Wellen längs der Bandleitung 75 in entgegengesetzten

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Richtungen, um eine stehende Welle zu bilden, die sich bei der Hohlraumresonanzfrequenz f* aufbaut.

Bei einem Mikrowellen-Bandsperrfilter der in Fig. dargestellten Art ändert sich die Bandbreite des abgewiesenen Bandes als Funktion sowohl des Abstandes zwischen den Kopplungsöffnungen als auch des Kopplungskoeffizienten der öffnungen. Bei der Ausführungsform nach Fig. 7 A ist jedoch die Bandbreite unabhängig vom Abstand zwischen den Kopplungsintervallen 72 und 73 und hängt nur vom Kopplungskoeffizienten ab.

Bezeichnet man die Filterbandbreite mit 2^f» so werden die abgewiesenen Frequenzen, f. + Af, längs der Bandleitung 70 zurückreflektiert. Der Rest der Signalfrequenzen fährt fort, längs der Bandleitung 70 zu laufen.

Um die Form des abgewiesenen Bandes zu steuern, können mehrere Hohlräume hintereinander geschaltet werden, wie dieses schematisch in Fig. 7B angedeutet ist. Bei dieser Ausführungsform sind drei Hohlräume 76', 76 ■ und 76-¹* an die Übertragungsleitung 70' angekoppelt. Die Hohlräume können entweder auf die gleiche Frequenz oder gegeneinander versetzt auf verschiedene Frequenzen abgewichen sein.

Da der Hohlraum 76 gegenüber der Wellenlänge der 009822/1336

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Signalenergie groß ist, ist er ein vielfrequenter Hohlraum, und folglich ist er bei einer Vielzahl von Frequenzen resonant, für welche die Resonatorlänge gleich einem ganzzahligen Vielfachen einer halben Wellenlänge ist. Vorzugsweise wird der Hohlraum 76 kurz genug gemacht, so daß die nächstbenachbarte Resonanz außerhalb des Bandes f>, ... f« fällt. Wenn jedoch die Krümmung der Schleife reduziert wird, um die Gesamtgröße des Hohlraums zu reduzieren, neigen die Strahlungsverluste dazu, größer zu werden.

Diese einander widersprechenden Beschränkungen sind teilweise durch die Anordnung nach Fig. 8A gelöst. Bei dieser Anordnung ist ein kreisförmiger Hohlraum 80 vorgesehen, der etwa die halbe Größe des Achterhohlraums der Fig. 7A besitzt. Um zwei Kopplungsintervalle zum Einkoppeln von Wellenenergie in den Hohlraum 80 unter entgegengesetzten Richtungen zu haben, verläuft die übertragungsbandleitung 81 in einer Schleifenform 84. Das eine Kopplungsintervall 82 zwischen dem Hohlraum 80 und der Bandleitung 81 befindet sich längs der Bandleitung 81 außerhalb der Schleife 84. Der zweite Kopplungsbereich 83 zwischen dem Hohlraum 80 und der Bandleitung 81 verläuft längs der Schleife. Um jede Kreuzkopplung zu vermeiden, kann man die überkreuzungsstelle der beiden Enden der Schleife 84 entweder so ausbilden, daß sich diese

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Enden unter einem rechten Winkel schneiden (dargestellter Fall) oder daß die beiden Enden physikalisch mit Hilfe einer Schicht aus dämpfungsarmem Material voneinander getrennt sind.

Ein zweiter Hohlraum kann an das System angekoppelt werden, wie dieses in Fig. 8 B dargestellt ist. Hier sind zwei Hohlräume 80' und 80" an die übertragungsleitung 81« und die Schleife 84· angekoppelt. Wie bei der vorigen Anadnung nach Fig. 7B können die Hohlräume entweder auf dieselbe oder auf verschiedene Frequenzen abgestimmt sein.

Fig. 9 bis 13 zeigen verschiedene weitere alternative Ausführungsformen eines Bandsperrfilters. Bei der ersten dieser Ausführungsformen (siehe Fig. 9) schneidet der Hohlraum 90 die übertragungsleitung 91 unter rechten Winkeln an zwei im Längsabstand auseinander liegenden Stellen 92 und 93. Zwischen diesen beiden Stellen ist die Übertragungsleitung an beide Seiten des durchschnittenen Hohlraums längs zweier Kopplungsintervalle 94 und 95 richtungsgekoppelt. Wie bei den Ausführungsformen nach Fig. 7 und 8 fließen die beiden in den Hohlraum 90 an den beiden Kopplungsintervallen eingekoppelten Signale in entgegengesetzten Richtungen.

Wie bei den Ausführungsformen nach Fig. 7A und 8A können alternativ der Hohlraum und die Übertragungs-

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leitung voneinander an den Überkreuzungsstellen 92 und 93 mit Hilfe einer zwischengeschalteten verlustarmen dielektrischen Schicht physikalisch und elektrisch gegeneinander isoliert werden. Bei dieser letzteren Anordnung kann der Winkel zwischen dem Hohlraum und der Übertragungsleitung an den beiden Überkreuzungsstellen auch von 90 Grad abweichen.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 10 hat der Hohlraum 100 die Form einer acht mit rechtwinkliger Überkreuzung, wobei jede der Schleifen der Achterform symmetrisch auf gegenüberliegenden Seiten einer durchschneidenden Übertragungsleitung 101 angeordfct ist. Um jegliche Kreuzkopplung zwischen den Bandleitungeteilen 102 und 103 des Hohlraums 100 im Überkreuzungsbereich zu vermeiden, schneiden sich die Bandleitungsteile 102 und 103 unter rechten Winkeln. Um gleiche Kopplung zwischen der Übertragungsleitung und jedem der Bandleitungsteile zu erhalten, durchsetzt die Übertragungsleitung 101 den Hohlraum im Überkreuzungsbereich so, daß der Winkel zwischen den Bandleitungsteilen 102 und 103 halbiert wird.

Der Nachteil der Anordnung nach Fig. 10 liegt in dem Umstand, daß der Kopplungswinkel zwischen der Übertragungsleitung und dem Hohlraum 100 bei 45 Grad fixiert ist. Biese Kopplung kann jedoch durch Hinzufügen

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eines dielektrischen Abstandsgliedes zwischen dem Hohlraum und der Übertragungslinie an der Überkreuzungsstelle reduziert werden.

Alternative Ausftlhrungsformen, die die Aiarahl des Schnittwinkels zwischen dem Hohlraum und der übertragungsleitung freilassen, sind in Fig. 11 und 13 dargestellt.

Bei der Anordnung nach Fig. 11 kann der Hohlraum 110, der durch ein beiden Endes reaktiv abgeschlossenes Übertragungsleiterstück 111 gebildet ist, die Übertragungsleitung 112 unter jedem gewünschten Winkel schneiden. Die bei dieser Anordnung speziell gewählten Hohlraumabschlüsse 113 und 114 entsprechen denen der Fig. 3. Alternativ könnte auch die Abschlußanordnung nach Fig. 4 verwendet werden. Fig. 12 ist entsprechend denen der Fig. 3. Alternativ könnte auch die Abschlußanordnung nach Fig. 4 verwendet werden.

Fig. 12 ist eine Abwandlungsform des Filters nach Fig. 11, wobei der Hohlraum, der durch ein beiden Endes reaktiv abgeschlossenes übertragungsleitungsstück 125 gebildet ist, an den Signalwellenweg 121 über ein Kopplungsintervall 127 richtungsgekoppelt ist. Bei dieser Anordnung sind die reaktiven Abschlüsse 122 und 125 von der in Fig. 4 dargestellten Form.

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Bei der Anordnung nach Fig. 13 hat der Hohlraum 133 die Form eines Ovals, das die übertragungsleitung 124 an zwei im Längsabstand voneinander gelegenen Stellen schneidet. Um gleiche Kopplung an den beiden Schnittstellen sicherzustellen, sind die Schnittwinkel zwischen der übertragungsleitung und den Hohlraumsegmenten 132 und 131 gleich. Je kleiner der Winkel, desto größer ist die Kopplung und desto größer ist die Bandbreite des Filters.

Obgleich nicht dargestellt, versteht es sich für jedes der vorstehend beschriebenen Filter, daß auch eine Mehrzahl Hohlräume längs des Wellenweges hintereinander liegend angeordnet werden können, um die Filterform zu kontrollieren und daß die Hohlräume aüCi entweder die gleiche Frequenz oder auf jeweils gegeneinander versetzte Frequenzen abgestimmt werden können, je nach dem, wie dieses der Einzelfall erfordert,

Bandpaßfilter

In Flg. 14 ist zu Vergleichszwecken ein typisches Mikrowellenbandpaßfilter mit einem Rechteckhohlleiterabschnitt 140 dargestellt, in welchen ein Hohlraumresonator 141 untergebracht ist. Letzterer ist mit Hilfe eines Paares im Längsabstand voneinander liegender Reaktanzen gebildet, die aus metallischen Trennw-änden 142 und 143 mit KopplungslöcMarn 144 und 145

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bestehen.

Beim Betrieb fällt ein längs des Hohlleiters 140 fortschreitendes Signal mit Komponenten zwischen den Frequenzen f,j und f_g in den Hohlraum 141 ein. Letzterer ist auf eine Frequenz f_± innerhalb des Bandes abgestimmt und läßt nur Signalkomponenten innerhalb des Bandes f^ + Lf durch, wobei die Hohlraumbandbreite 2Δ£ eine Funktion des Koeffizienten der Kopplungsöffnungen 144 und 145 ist. Die restlichen Signalkomponenten f<| ... (f^äf), (^+Af)... ig werden vom Filter reflektiert.

Fig. 15 A zeigt ein Bandpaßfilter für optische Frequenzen. Wenn man die Elemente des letzteren mit dem Filter nach Fig. 14 vergleicht, so entspricht die Bandleitung 150 dem Hohlteiter 140 und der Hohlraum 1$1 dem Hohlraum 141, ferner entsprechen die Schleifen 152 und 153 den Trennwänden 142 und 143 und die Kopplungsintervalle 154 und 155 zwischen dem Hohlraum 151 und den Schleifen 152 bzw. 153 den Kopplungsöffnungen 144 und 145.

Der Bandpaß des in Fig. 15A dargestellten Filters bestimmt sich durch die Frequenz f^, bei welcher der Hohlraum 151 resonant ist und aus der Kopplung (Belastung), die durch die Kopplungsintervalle und 155 definiert ist. Der Betrieb dieses Filters

ist der gleiche wie beim Filter nach Fig. 14. 009822/13 36

Ersichtlich können die Schleifenabschlüsse 152 und 153 auch durch den Abschluß nach Art der Fig. 4 ersetzt werden. Außerdem kann die Form des Paßbandes gesteuert werden durch Verwenden mehrerer Hohlräume, wie dieses schematisch in Fig. 15 B angedeutet ist. Hier liegen drei Hohläume 151^f, 151" und 151^IW hinter einander geschaltet zwischen den Leitungsabschlußschleifen 152' und 153¹. Die Hohlräume können auf die gleiche Frequenz oder gegeneinander versetzt auf verschiedene Frequenzen abgestimmt sein.

Kanalabzweigfilter

Die dritte zu betrachtende FiIteranordnung ist das Kanalabzweigfilter, bei welchem ein Kanal einer Mehrzahl Kanäle von den übrigen abgetrennt wird. Fig. 16 zeigt ein typisches bekanntes Kanalabzweigfilter zur Verwendung bei Mikrowellenfrequenzenj es weist einen Rechteckhohlleiterabschnitt 16O sowie ein Paar im Längsabstand voneinander angeordneter Hohlräume 161 und 162 auf. Die letzteren sind auf die Frequenz f. des abzuzweigenden Kanals abgestimmt und sind um (2n+i) j~ auseinanderliegend, wobei η eine ganze Zahl ist und ^ die Hohlleiterwellenlänge bei der Frequenz f.,.

Geeignete Mittel, z. B. die öffnungen 163 und 164, sind zur Kopplung zwischen den Hohlräumen 161 und 162 und

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der Übertragungsleitung 160 vorgesehen. Der abzuzweigende Kanal wird vom einen der Hohlräume 161 zu einem Ausgangshohlleiter 165 mit Hilfe einer zweiten Kopplungsöffnung 166 im Hohlraum 161 ausgekoppelt. Die übrigen Kanäle f^ . ..f^, f_±+1 ... ^_n fahren fort, sich längs des Hohlleiters 160 auszubreiten.

Ein erfindungsgemäßes optisches Kanalabzweigfilter weist eine optische Übertragungsleitung, ein Paar im Längsabstand voneinander liegender Hohlräume der in Fig. 7 bis 13 dargestellten Art sowie eine zweite übertragungsleitung auf, die an den einen der Hohlräume angekoppelt ist. Eine spezielle Anordnung eines solchen Filters ist in Fig. 17 dargestellt, in welcher zwei im Längsabstand voneinander liegende Hohlräume 170 und 171 der in Fig. 11 dargestellten Art an eine Übertragungsleitung 172 angekoppelt sind. Der abgezweigte Kanal wird vom Hohlraum 170 über eine mit einer Schleife abgeschlossene Leitung 173 ausgekoppelt. Ee Kopplung zwischen dem Hohlraum 170 und der Leitung erfolgt durch den hierzwischen liegenden Bereich 174.

Wie vorstehend angegeben, kann jeder der anderen im vorsteheno&ifoeschriebenen Hohlräume_x oder Kombinationen hiervon statt der speziell dargestellten Hohlräume verwendet werden. In ähnlicher Weise kann der Abschluß mit offener Schleife nach Fig. 3 statt der Anordnung

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mit geschlossener Schleife nach Fig. 1 verwendet werden,

Die Verwendung zweier Hohlräume in jedem der Kanalabzweigfilter der Fig. 16 und 17 ist dann notwendig, wenn die ganze bei der Frequenz f^ vorhandene Energie aus der Schaltung abzuziehen ist. Würde beispielsweise der zweite Hohlraum 162 in Fig. 16 nicht vorgesehen sein, so würde die Energie, die in den Hohlleiter 160 vom Hohlraum 161 über die Öffnung 163 eingekoppelt wird, vom Hohlraum 161 aus sowohl in Vorwärts-als auch in Rückwärtsrichtung weiterlaufen. Die in Vorwärtsrichtung weiterlaufende gekoppelte Komponente würde teilweise durch einen Teil der einfallenden Welle gelöscht werden. Es würde jedoch kein Hohlleitersignal, das in der Rückwärtsrichtung läuft, vorhanden sein, um die rückwärts/Laufende Signalkomponente auszulöschen. Ein solches Signal zu erzeugen, ist die Funktion des zweiten Hohlraums 162. In ähnlicher Weise ist bei der Ausführungsform nach Fig. 17 der Hohlraum 171 vorgesehen, um die rückwärts laufende Signalkomponente, die auf die Leitung 172 vom Hohlraum 170 gekoppelt worden ist, auszulöschen.

Aus dem Vorstehenden ist ersichtlich, daB ein zweiter Hohlraum nur deshalb erforderlich ist, weil der erste Hohlraum die Wellenenergie in den Hauptübertragungsweg in der Rückwärtsrichtung einkoppelte. Wenn daher diese in zwei Richtungen wirksame Kopplung eliminiert werden

kösmte, könnte der zweite Hohlraum entfallen. 00982 2/1336

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Es sei von der Beschreibung des Richtungskoppler der Fig. 1 wiederholt, daß bei optischen Frequenzen eine Kopplung über sehr kleine physikalische Intervalle dazu neigt, gerichtet zu sein. Dieses Merkmal macht es in der Tat notwendig, zwei Kopplungszonen in den vorstehend beschriebenen Bandsperrfiltern vorzusehen. Dieses Merkmal kam ebenfalls mit guter Wirkung als ein Mittel zum Einsparen des zweiten Hohlraums bei einem Kanalabzweigfilter verwendet werden, wie dieses bei der Ausführungsform nach Fig. 18 erläutert wird.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 18 sind eine Mehrzahl im Längsabstand voneinander liegende Hohlräume 180, 181, 182 und 183 an eine übertragungsleitung 184 ttichtungsgekoppelt · Jeder Hohlraum ist auf eine verschiedene Frequenz der Kanalfrequenzen ^f1 ··' ^fn ⁸⁰¹S⁶^⁰PP⁶I** ^Der abgezwigte Kanal wird aus den entsprechenden Hohlräumen und in getrennte Ausgangskreise 185, 186, 187 und 188 gerichtet ausge koppelt.

Beim Betrieb wird ein kleiner Teil des einfallenden Signals in den ersten Hohlraum 180 eingekoppelt. Der Rest des Signals sucht längs der Leitung 184 weiterzulaufen, fliegen der Richtungsnatur der Kopplungläuft die gekoppelte Energie im Hohlraum 180 nur

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in einer Richtung herum. Zu Erläuterungs- und Identifizierungszwecken ist das ankommende Signal mit dem Pfeil 1· versehen, der gekoppelte Signalteil mit dem Pfeil 2¹ und der ungekoppelte Signalteil mit dem Pfeil 4«. Das Signal bei der Frequenz f.., bei weiche? der Hohlraum 180 resonant ist, baut sich auf und koppelt auf die Übertragungsleitung 184 zurück, wie dieses durch den Pfeil 3¹ dargestellt ist. Da jedoch die Kopplung eine Richtungskopplung ist, läuft das auf die Hauptübertragungsleitung zurückgekogelte Signal nur in der Vorwärtsrichtung, wo es den ungekoppelten Teil 4^f des f,. Signals auslöscht. So können unter Verwendung der Richtungseigenschaften kleiner Kupplungslängen bei optischen Frequenzen Kanalabzweigfilter mit nur einem Hohlraum realisiert werden.

Jeder der abgezweigten Kanäle wird aus den ent sprechenden HohMumen gerichtet ausgekoppelt und die Ausgangskreise 185 bis 188 eingekoppelt. Jedes der so erhaltenen optischen Signale kann dann durch geeignete Mittel festgestellt werden, beispielsweise durch Fotodioden 189 bis 192, Alternativ kann ein Film, der senkrecht zur Papierebene läuft, gleichzeitig mit dem Ausgangssignal aller Schaltungen belichtet werden, der Film zeichnet daher eine kontinuierliche Spektralanalyse des Signals auf»

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Wie erläutert kann jeder der Hohlräume 180, 181, 182 und 183 durch eine Mehrzahl Hohlräume ersetzt werden, die zwischen der Übertragungsleitung 184 und jeder der jeweils zugeordneten Ausgangsschaltung hintereinanderliegend*als ein Kanalpaßband-Formungsmittel vorgesehen sind·

Abstimmung

Bei sittlichen vorstehend beschriebenen Ausführungsformen wurde angenommen, daß die Hohlräume bei der genauen, interessierenden Frequenz resonant sind. Vom praktischen Standpunkt aus gesehen, könnte dieses ohne einen außergewöhnlichen Genauigkeitsgrad bei der Herstellung nicht leicht erreicht werden. Es ist deshalb vorteilhaft, Abstimmittel für die Hohlräume vorzusehen. Außer daß dadurch die Herstellungstoleranzen nicht so eng zu sein brauchen und dadurch die Kosten reduziert werden können, ist es hierdurch auch möglich, die Frequenzkurve des Filters zu ändern und, wie gezeigt wird, eine Reihe variabler Schaltungselemente, wie variable Dämpfungsglieder, Modulatoren, variable Leistungsunterteiler und Schalter ermöglicht. Eine erste, mechanische Abstimmethode ist in Fig. 19 dargestellt, die zu Erläuterungszwecken das Bandsperrfilter der Fig. 7A mit einer übertragungsleitung 193 und einem achterförmigen Hohlraum 194 aus einem Material des Brechungsindexes η zeigt. Eine Abstimmung

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wird dadurch bewerkstelligt, daß ein transparentes (dämpfungsarmes) dielektrisches Glied 195 mit einem Brechungsindex n^ < η in dichte Nähe zu dem Hohlraum gebracht wird.

Je dichter das Abstimmglied am Hohlraum liegtfd. h. je kleiner der Abstand d ist) oder je größer das vom Abstimmglied bedeckte Gebiet des Hohlraums ist, desto niedriger ist die Frequenz· Daher kann eine Abstimmung entweder durch eine vertikale Bewegung des Abstimmgliedes, das den Abstand d ändert oder durch eine horizontale Verschiebung bewerkstelligt werden, die den vom Abstimmglied bedeckten Teil des Hohlraums ändert.

Eine alternative Anordnung betrifft eine elektrische Änderung der Brechungsindizes dar Bandleitung und/oder der Unterlage des abzustimmenden Schaltungsteils. Eine solche Anordnung ist in Fig. 20 dargestellt, die den Querschnitt eines dielektrischen Wellenleiters mit einer Unterlage 200 und einer Bandleitung 201 zeigt. Der Wellenleiter kann irgendein Teil eines jeden hier beschriebenen Schaltungsgliedes sein.

Wenn entweder die Bandleitung 201 oder die Unterlage 200 oder beide aus einem elektrooptischen Material hergestellt sind, dann kann die elektrische Länge des

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Wellenleiters geändert werden durch Anlegen eines variablen elektrischen Feldes an da* elektrooptische Material. Zweckmäßig erfolgt dies mit Hilfe eines Elektrodenpaares 202 und 203, die auf gegenüberliegenden Seiten des dielektrischen Wellenleiters angeordnet und mit einer tuelle variabler Gleichspannung 204 verbunden sind.

Grundsätzlich haben beide der vorstehend beschriebenen Abstimmanordnungen die Wirkung, daß die elektrische Länge des Wellenleiters geändert wird, d. h. die Phasenverschiebung durch den Wellenleiter. Dieses Phänomen kann auch für andere Zwecke als zum Abstimmen eines Hohlraums verwendet werden, wie dieses in Fig. 21 und 22 dargestellt ist.

Leistungsteiler. Modulatoren, Schalter

Die nunmehr zu beschreibenden Schaltungen können auf zahlreichen Wegen verwendet werden, beispielsweise als Leistungsteiler, Modulator oder Schalter. In allen Fällen wird die Signalleistung auf ein zugeführtes Signal hin geteilt.

Die Anordnung nach Fig. 21 weist ein Paar Übertragungsleitungen 210 und 211 auf, die an zwei im Längsabstand voneinander liegenden Zonen 212 und 213 zur Bildung zweier 3-db-Richtungskoppler aneinander gekoppelt sind,

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Einer (oder beide) der verbindenden Wellenwege 214 und 215 zwischen den Kopplungszonen enthält einen variablen Phasenschieber 216 entweder der mechanisch oder der elektrisch betriebenen Art, wie diese oben beschrieben wurde.

Beim Betrieb wird ein dem Anschluß a des Leistungsunterteilers zugeführtes Signal auf die Ausgangsanschlüsse b und c des Leistungsteilers aufgeteilt. Der Anteil des Eingangssignals, der diese beiden Ausgangsanschlüsse erreicht, hängt von der differenziellen Phasenverschiebung ab, welche die Signalkomponenten, die durch die Wellenwege 214 und 215 laufen, erfahren. SiriL die Phasenverschiebungen in den beiden Wegen gleich (differenzielle Phasenverschiebung gleich Null), so rekombiniert das ganze Eingangssignal am Anschluß b, während am Anschluß c keinerlei Signal auftritt. Wenn andererseits die relativen Phasenverschiebungen in den beiden Wegen sich um 180 Grad unterscheiden, so rekombiniert die ganze Energie am Anschluß c, während keinerlei Energie am Anschluß b erscheint. Für differentielle Phasenverschiebungen, die größer als Null und kleiner als 180 Grad sind, teilt sich die Leistung auf die Anschlüsse b und c auf. Daher teilt sich durch Änderung der Phasenverschiebung im Wellenweg 214 die Leistung in sich entsprechend ändernde Anteile auf die Anschlüsse b und c auf. Alternativ kann die ganze Leistung zwischen den

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Anschlüssen b und c durch Umschalten der differenziellen Phasenverschiebung in den beiden Wellenwegen zwischen Null und 18o Grad umgeschaltet werden·

Fig. 22 ist eine alternative Ausführungsform eines variablen Leistungsteiler, bei welchem nur eine Richtungskopplungszone 220 verwendet ist. Bei dieser Ausführungsform sind benachbarte Abschnitte der Übertragungsleitungen 224 und 225 reaktiv mit Hilfe von Schleifen 221 und 222 abgeschlossen. Ein Phasenschieber 223 liegt in einer der Leitungen 225. Beim Betrieb teilt sich ein dem Anschluß a des Leistungsteiler zugeführtes Eingangssignal auf die Leitungen 224 und 225 auf. Die beiden Komponenten werden durch die Abschlüsse 221 und 222 zur Kopplungszone zurück reflektiert und rekombinieren an den Anschlüssen a und b. Die resultierende Leistungsaufteilung an den Anschlüssen a und b ist eine Funktion der relativen elektrischen Längen der Übertragungsleitungen 224 und 225. Demgemäß kann durch Steuern der Phasenverschiebung in der Leitung 225 das Verhältnis der Leistung an den Anschlüssen a und b leicht geändert werden.

Fig. 23 ist eine dritte Ausführungsform eines variablen Leistungsteilers, der einen Richtungskoppler 238 der in Fig. 1 dargestellten Art aufweist. Wie erläutert, ändert sich das Leistungsteilungs-

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teilungsverhältnis eines solchen Kopplers als eine Punktion der Brechungsindizes der Bandleitung und der Unterlage. Im einzelnen wurde angegeben, daß eine bequeme und wirksame Weise zur Änderung der Kopplung die ist, den Brechungsindex der Unterlage im Bereich des Kopplungsintervalles zu ändern. Demgemäß wird die Unterlage 230 aus elektrooptischen! Material hergestellt,und ein Paar Elektroden 231 und 232 werden auf gegenüberliegenden Seiten des zwischen den Bandleitungen 233 und 234 befindlichen Teufe der Unterlage angeordnet· Eine Quelle variabler Signale 233 ist an die Elektroden angeschlossen.

Beim Betrieb teilt sich ein dem Anschluß a des Richtungskopplers 238 zugeführtes Signal auf die Zweige b und c in einem Verhältnis auf, das eine Funktion der Parameter des Kopplers ist, wie dieses durch Gleichung (1) definiert ist. Um das Leistungsteilungsverhältnis zu ändern, wird das an die Unterlage angelegte elektrische Feld geändert. Abhängig von Größe und Natur dieser Änderung kann die Vorrichtung entweder als Schalter oder als Signalmodulator verwendet werden.

Bei einer alternativen Ausführung kann das Leistungsunterteilungsverhältnis geändert werden durch Modulieren des Brechungsindexes der Bandleitungen 232 und im Kopplungsintervall.

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Wellenmesser

Die vorstehend beschriebenen Methoden können auch in einem Wellenmesseraufbau zur überwachung der Signalfrequenz verwendet werden, wie dieses in Fig. 24 dargestellt ist. Der Wellenmesser weist einen abstimmbaren Hohlraum 240 auf, der lose an ein Paar Übertragungsleitungen 241 und 242 angekoppelt ist. Eine dieser Leitungen 241 ist die Signalleitung· Die andere Leitung 242 ist an einen nicht dargestellten Signaldetektor angeschlossen.

Beim Betrieb wird die Frequenz der längs der Leitung 241 laufenden Wellenenergie durch Abstimmen des Hohlraums 240, bis eine Anzeige am Detektor erhalten wird, bestimmt. Die Abstimmung kann elektrisch oder mechanisch erfolgen. In Fig. 24 ist eine mechanische Anordnung dargestellt, bei welcher ein dielektrisches Qlied 243 tber dem Hohlraum 240 bewegt wird· Durch Anordnen von Frequenzeichmarken 244 längs des Hohlraums kann die Frequenz des Signals direkt abgelesen werden.

Da der Zweck eines Wellenmessers nur der ist, das Signal abzutasten und nicht einen nennenswerten Teil des Signals aus der Leitung 241 abzuziehen, 1st die Kopplung zwischen dem Hohlraum 240 und der Ausgangsübertragungsleitung 242 viel kleiner als die 00 9 822/1336

Kopplung zwischen dem Hohlraum 240 und der Eingangsübertragungsleitung 241.

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Claims

Patentansprüche

Reaktiver Abschluß für einen Wellenleiter (40) mit einem Paar Übertragungsleitungen (41 und 44), die zur Bildung eines 3-db-Richtungskopplers (45) mit zwei Paaren konjugierter Zweige (1-2 und 3-4) längs eines Kopplungsintervalles nebeneinander verlaufen, wobei ein Zweig (1) eines Paares der konjugierten Zweige (1-2) der Eingangszweig des Abschlusses ist und der andere Zweig (2) dieses Paares (1-2) ohmisch abgeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine dritte Übertragungsleitung (43) die Zweige (3 und 4) des zweiten Paares konjugierter Zweige miteinander verbindet.

einem Übertragungsleiterstück (70) und zumind^ einem auf das abzuweisende Frequenzband abgestimmten Resonanz-hohlraum (26), dadurch gekennzeichnet, daß der Hohlraum (76) eine geschlossene übertragungsleitungsschleife ist, die Ladfwellen führt, und daß das Leitungsstück CTo) in Kopplungsbeziehung mit dem Hohlraum CTb) an zwei Stellen (72 und 73) derart steht^daß ein Paar entgegengesetzt gerichteter Lauf wellen in dem Hohlraum (76) induziert werden.

3v/<Sandsperrfilter für elektromagnetische Wellen mit

ι. 2o,S2.

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abzuweisende Frequenzband abgestimmt isfcfdadurch gekennzeichnet, daß der Hohlrausj^inen zweiten tfoertragungsleitungsabschnertt (125) aufweist, der an den ersten i<eritungsabschnitt (121) richtungsgejseföelt ist und daß Mittel (122 und 123^cUm reaktiven Abschließen beider Enden der >

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