DE2813917C2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung simulierter Radar-Echosignale - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Erzeugung simulierter Radar-EchosignaleInfo
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Description
Beschreibung
I. Schaltungsanordnung zur Erzeugung simulierter Fest- und 3ewegtziel-Echosignale für Kontrollmessungen
an Radaranlagen mittels einer Empfangs-Sendeeinrichtung, die Radar-Sendeimpulse aufnimmt
und unter Verwendung eines Phasenmodulators simulierte Echoimpulse erzeugt und abstrahlt,
dadurch gekennzeichnet, daß ein die Radarimpulse empfangender Hornstrahler (H) über
Entkopplungs- (Zx, Z2, Z3) und Schalteinrichtungen
(Si, Si, Sz) mit einer ein- oder mehrmalig einschaltbaren
akustischen Verzögerungsleitung (VL, VLl,
VL2) verbunden ist und daß die das verzögerte Radarsignal führende Leitung dem Phasenmodulator
(Ph) in Reihenschaltung mit einer Eichleitung (E) eingangs- und ausgangsseitig über je einen
Richtkoppler (RKl, RKS) angekoppelt ist
Z Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung verschieden
ianger Verzögerungszeiten eine oder mehrere akustische
Verzögerungszeiten (VL, VLi, VLX) zusammen
mit einem Verstärker (V) in einer durch die Schalteinrichtungen (Si, S2, S3) gesteuerten Schleife
angeordnet sind und daß die Schalteinrichtungen (Si, S2, S3) durch eine von? Radartakt getriggerte
Logikschaltung (Zugesteuert sind.
3. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß
die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung (VL, VLV, größer als die Pulsbreite der Radar-Impulse
bemessen ist
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, daüurcb gekennzeichnet, daß
die Entkopplungseinrichtungen (Z1...Z3) als Zirkulatorcn
ausgebildet Sind.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß
die Verzögerungsleitung (VL, VLi, VLT) als reflektierende
oder als durchgehende Leitung ausgebildet ist
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche 2—5, dadurch gekennzeichnet, daß das Triggersignal durch Auskopplung des ankommenden
Radarimpulses mittels eines RichtkopplersfWÖ)
erfolgt.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenmodulator (Ph) als
Phasenschrittmodulator mit vorzugsweise ungradzahliger Schrittzahl ausgebildet ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenmodulator aus einer
Stichleitung besteht, die durch eine Varaktor-Diode kapazitiv belastet ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung in
Schritten von 2 &pgr;/&eegr; jeweils in den Impulspausen erfolgt.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenmodulator
als digitaler Phasenschieber ausgebildet ist.
I1. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß über einen Zirkulator (Zi) eine Hilfsverzögerungsleitung
(VLT) angeschlossen ist, deren Verzögerungszeit mindestens gleich der Radarimpulsbreite
ist.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung simulierter Fest- und Bewegtziel-Echosignale
für Kontrollmessungen an Radaranlagen mittels einer Empfangs-Sendeeinrichtung, die Radar-Sendeimpulse
aufnimmt und unter Verwendung eines Phasenmodulators simulierte Echoimpulse e^eugt und
abstrahlt.
Zur Überprüfung der wichtigen Radarantennen wie Winkelanzeige, Entfernungsanzeige, Festzeichenunterdrückung
und Sub-Clutter-Visibility (SCV) ist die Simulation des Echosignals eines Festzeichens und des Echosignals
eines Bewegtzeichens sowie die Kenntnis des genauen Leistungsverhältnisses beider Signale erforderlich.
Dazu könnte von einzelnen Einrichtungen Gebrauch gemacht werden, die jede für sich die gewünschten Signale
liefern. Die Simulation eines Echosignals könnte
z. B. durch die verzögerte und mit dem Sendetakt synchronisierte
Tastung eines Oszillators erfolgen, wobei die Amplitude des Oszillators so gesteuert wird, daß sie
der Amplitude des einfallenden Radarsignals proportional ist Eine solche Anordnung ist jedoch nur zur Überprüfung
der Entfernungs- und Winkelanzeige geeignet.
Für eine Prüfung der Festzeichenunterdrückung hat die im allgemeinen frei laufende Oszillatorschwingung
nicht die erforderliche Konstanz. Mit einem entsprechenden Aufwand kann die Oszillatorschwingung z. B.
mittels Regelkreis auf die Frequenz des Radarsenders gezogen und mittels eines Eünseitenbandmischers oder
eines weiteren Regelkreises auf die Signa!frequenz eines Bewegtzeichens (Dopplerfrequenz) umgesetzt werden.
Trotzdem ist eine ausreichende Stabilität der Oszillatorschwingung
nur schwer zu erreichen. Eine Nachrcgeiung der ösziiiatorfrequenz ist zudem nur bei stehender
Radarantenne möglich. Eine zwischen Radargerät und Prüfanordnung verwendete kabelverbindung, die
zur Übermittlung des Radartaktes und der Regelkreisspannung erforderlich ist, ist zudem störanfällig.
Weitere Nachteile derartiger Einzelanordnungen bestehen darin, daß ein Leistungsverhältnis zwischen Bewegt-
und Festzeichen infolge der schwankenden Konversionsdämpfung und Trägerrestdämpfung eines Einseitenbandmischers
nicht mit der erforderlichen Konstanz angegeben werden kann.
Aus der DE-OS 26 16 770 ist bereits eine Schaltungsanordnung
zur Erzeugung eines simulierten Bewegtziel-Echosignals aus einem simulierten Festzielsignal für ein
Puls-Doppler-Radargerät bekannt, mittels welcher Radar-Sendeimpulse
über eine Verzögerungseinrichtung mit wählbarer Verzögerungszeit und über Kopplungsund
Schalteinrichtungen geleitet und in ein moduliertes Sendesignal als Bewegtzielsimulation umgesetzt werden.
Aus der GB-PS 13 37 245 ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von simulierten Fest- und Bewegtziel-Echosignalen
bekannt, bei der ein von den Radarimpulsen gesteuerter Phasenmodulator verwendet wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben,
mit der alle für die eingangs erwähnten Kontrollmessungen von Radaranlagen erforderlichen Signale
mittels einer gemeinsamen Schaltung simuliert werden können und bei der die genannten Nachteile nicht
mehr auftreten.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß ein die Radarimpulse empfangender Hornstrahler
über Entkopplungs- und Schakcinrichtungen
mit einer ein- oder mehrmalig einschaltbaren akustischen
Verzögerungsleitung verbunden ist und daß die das verzögerte Radarsignal führende Leitung dem Phasenmodulator
in Reihenschaltung mit einer Eichleitung eingangs- und ausgangsseitig über je einen Richtkoppler
angekoppelt ist
Durch die Verwendung der akustischen Verzögerungsleitung in Verbindung mit einem Hornstrahler entfällt
eine Steuerung der Echoamplitude, da die genannte Kombination den Rückstrahleigenschaften eines Punktzieles
genau entspricht
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung
sind zur Erzeugung verschieden langer Verzögerungszeiten eine oder mehrere akustische Verzögerungsleitungen
zusammen mit einem Verstärker in einer durch die Schalteinrichtung«! gesteuerten Schleife angeordnet
und die Schalteinrichtungen sind durch eine vom Radartakt getriggerte Logikschaltung gesteuert.
Die Erfindung sowie Weiterbildungen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher erläutert.
in Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispie! der Erfindung
mit einer reflektierenden akustischen Verzögerungsleitung dargestellt
Die Fig. 2 zeigt auszugsweise die Anwendung einer durchgehenden Verzögerungsleitung für das Ausführungsbeispiel
nach Fig. 1.
In Fig. 3 ist ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung
für ein ganzzahliges Vielfaches einer Grund-Verzögerungszeit der Echosignale und in Fig. 4 das zugehörige
Impulsdiagramm wiedergegeben.
Anhand der Fig. 5 und 6 wird ausgehend vom Spektrum des Sendesignals eines Pulsdopplerradargerätes
die Funktion des Phasenschrittmoduiators erläutert.
Fig. 7 zeigt die Abhängigkeit der Schwankung der Amplitude des Videosignals in Abhängigkeit von der
Anzahl geradzahliger und ungeradzahliger Phasenschritte.
Im prinzipiellen Aufbau der Prüfanordnung (Fig. 1) ist das zu prüfende Radargerät mit R, die Funkstrecke
zwischen dem Radargerät und der Prüfanordnung mit F und die Antenne der Prüfanordnung mit H bezeichnet.
Die als Hornstrahler ausgebildete Antenne H ist über einen Zirkulator Zi, einen Schalter 5i und einen zweiten
Zirkulator Zi mit einer akustischen Verzögerungsleitung
VL verbunden. Ein zweiter Ausgang des Zirkulalors
Zi ist über einen weiteren Scnalter 52 und einen
Verstärker V mit einem zweiten Eingang des Zirkulators
Zi verbunden. An die Leitung zwischen dein Ausgang
des Verstärkers V und dem Eingang des Zirkulators Zi ist über zwei Richtkoppler RKi und RK3 eine
Anordnung zur Umwandlung des Festzeichensignals in ein Bewegtzeichensignal unter Verwendung eines Phasenmodulators
Ph angekoppelt. Zwischen dem Richtkoppler RKi zur Auskopplung des verzögerten Radarsignals
und dem Phasenmodulator bzw. dem zweiten Richtkoppler RK3 zur Wiedereinkopplung des Dopplerfrequenzsignals
sind eine Eichleitung £und ein Zirkulator Z) eingeschaltet. Zur Synchronsteuerung der
Schalter Si und Si ist eine Logikschaltung L vorgesehen,
deren Triggersignal über einen Richtkoppler RK\ am Antennenausgang über einen Gleichrichter G/vom ankommenden
Radarimpuls abgeleitet wird.
Über die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung wird folgendes ausgeführt. Das Sendesignal des zu prüfenden
Radargerätes R gelangt über die Funkstrecke F auf den Hornstrahler H, über den Zirkulator Zi, den
durchgeschalteten Schalter 5| und den Zirkulator Zz an
die in Form einer Stichleitung angeschlossene akusti
sche Verzögerungsleitung VL mit der Verzogerungszeit &Ggr;&igr;. Der Schalter So schließt jetzt und das verzögerte
Radarsignal gelangt über den Ausgang 3' des Zirkulators Zi an den Verstärker Vund über den Eingang 3 des
Zirkulators Zi über den Hornstrahler H und die Funkstrecke Fzurück in den Empfänger der Radaranlage R.
Die Schalter S\ und S? werden von der Logik L so
gesteuert daß sie zu keiner Zeit gleichzeitig geschlossen sind und eine Selbsterregung des Systems über die
Rückwärtsisolation der Zirkulatoren ausgeschlossen ist Der Schalter So dient zusätzlich zur Unterdrückung unerwünschter
Nebenechos der Verzögerungsleitung VL Im Richtkoppler RKi wird ein Teil der verzögerten
Festzeichenenergie ausgekoppelt und über die Eichleitung E und den Zirkulator Z» einem Phasenmodulator
Ph zugeleitet. Der ausgekoppelte Signalanteil wird in Bewegtzeichenenergie umgeformt und über den Richtkoppler
RK3 in den Signalweg wieder eingekoppelt. Die Dämpfung der Eichleitung E und eine evtl. einzureichende
Grunddämpfung des Phas«" ,modulators Ph be-
chenenergie.
Der Phasenmodulator kann aus einer Stichleitung gebildet werden, die mit einer Varaktordiode kapazitiv
belastet ist.
Als Verzögerungsleitung kann eine Quecksilberleitung oder ein Saphirkristall verwendet werden. Am Eingang
der Leitung wird die elektrische Energie in Schallenergie umgesetzt und durch die Verzögerungsleitung
geschickt. Am Ende der Leitung erfolgt die Rückwandlung in elektrische Energie. Da die Fortpflanzungsgeschwindigkeit
für Schallwellen wesentlich geringer ist als für elektrische Energie, können auf diese Weise große
definierte Verrögerungszeiten mit kleinen Leitungslängen erzielt werden.
TIm PYnWf riip
/\/"Hpq Frhrtci-—
gnals simulieren zu können, müßte die Phase des Phasenmodulators
sich linear mit der Zeit ander:;, ist &ohgr;
(Bogenwinkel/Sekunde) die Phasengeschwindigkeit, dann berechnet sich die Dopplerverschiebung zu Af =
-j— . In der Praxis läßt sich die geforderte lineare Verschiebung
der Phase über einen Bereich von mindestens 2 &pgr; nur mit erheblichem Schaltungsaufwand realisieren.
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung wird die Phasenverschiebung mittels eines Phasenschrittmoduiators
erzeugt, der die Phase in Schritten
von jeweils — weiterschaltet, wobei die Umschaltung
in den Impulspausen erfolgt Die Dopplerverschiebung beträgt dann Af = /",, wobei /· die Pulsfolgefrequenz des
Radarsenders und &eegr; eine frei wählbare Zahl darstellt Vorx-ilhaft wird &eegr; ganzzahlig gewählt, wodurch zwar
die freie Wahl der Dopplerfrequenz eingeschränkt ist, der Phasenmodukior aber nur in &eegr; Punkten im Bereich
2 &eegr; eine definierte Phase aufzuweisen hat. Die Anwendung
der Phasenschrittmodulation ist dann besonders vorteilhaft, wenji die Verwendung eines digitalen Phasenmodulators
vorgesehen ist.
Die Eigenschaften der Phasenschrittmodulation werden anhand der Fig. 5 bis 7 näher erläutert. In Fig. 5 sind
übereinander das Spektrum des Sendesignals eines Pulsdopplerradargerätes, das dopplerverschobene
Echospektrum und das durch Phasenschrittmodulation simulierte Spektrum dargestellt. Am doppiervefschöbenen
Spektrum (Fig. 5 Mitte) ist erkennbar, daß jede Linie um den Betrag der Dopplerfrequenz Af gegenüber
der entsprechenden Linie des Sendesignals verschoben
ist. Die Amplitudenverhältnisse der Linien untereinander bleiben unverändert, da die Einhüllende von der
■sich ebenfalls um den Betrag Afverschoben
10
15
Form ■
Das in Fig. 5 unten dargestellte phasenschnttrnodulierlie
Echosignal zeigt ebenfalls die Verschiebung jeder Linie. Die Einhüllende wandert jedoch nicht mit, so daß
die Relation der Linien untereinander verändert ist. Die Abweichung vom dopplerverschobenen Echosignal ist
um so kleiner, je geringer die Dopplerverschiebung gegenüber der Bandbreite B des Sendeimpulses ist. Bei
Pulsdopplerradargeräten liegt das Verhältnis bei 1 :30 bis I : 100, so daß in der praktischen Anwendung des
Verfahrens ein Echosignal ausreichend genau simuliert werden kann.
In Fig. 6 sind ergänzend die unterschiedlichen Signalformen in der Videoiage dargesteiit, und zwar von oben
beginnend das Videosignal infolge einer Dopplerverschiebung, das Videosignal bei Phasenschrittmodulation
90°-Lage bei &eegr; = 4 (Fig. 6 Mitte) und das Videosignal bei Phasenschrittmodulation 45°-Lage. Das Impulsdach
des dopplerverschobenen Videosignals (Fig. 6 oben) folgt der sinusförmigen Einhüllenden. Das Impulsdach
des durch Phasenschrittmodulation simulierten Signals (Fig. 6 Mitte) ist eben. Die Signalformen sind um so
ähnlicher, je größer das Tastverhältnis ist.
Die bei der Wahl einer ganzzahligen Anzahl von &eegr; Phasenschritten durch Phasenschrittmodulation erzeugte
Dopplerfrequenzverschiebung ist gesetzmäßig ein ganzzahliger Bruchteil der Pulsfolgefrequenz. Das
Videosignal ist dann von der sog. Grundphasenlage abhängig, da Folgefrequenz und Dopplerfrequenz Harmonische
sind. Die Grundphasenlage sei diejenige Phasenlage, mit der das Echosignal des Phasenschrittes 0 mit
J i*IK»i*lo«Toi*it nrrec' I * "ff» I C C. \&Lgr;' t
te trifft ein Echosignal Phasenschritt 0 in 90-Grad-Phasenlage
auf das Überlagerungssignal. Die Amplitude hat daher ein Maximum. Die Fig. 6 unten zeigt das Zusammentreffen
in 45-Grad-Phasenlage; die Amplitude ist hier kleiner. Die Amplitude des Videosignals hat somit
eine gewisse Abhängigkeit von der Grundphasenlage. Die Abhängigkeit wird jedoch um so kleiner, je größer
die Zahl der Phasenschritte gewählt wird, und wenn die Zahl der Schritte ungeradzahlig ist. Bereits bei einer
Schrittzahl /7 = 7 sind die Schwankungen in fast allen praktischen Anwendungen des Verfahrens vernachlässigbar.
Die Fig. 2 zeigt nur den geänderten Schaltungsteil eines zweiten Ausführungsbeispiels unter Verwendung
einer durchgehenden Verzögerungsleitung VLU Die Trennungsstellen der Schaltung sind in Fig. 1 mit an
bezeichnet. Der erste Teil der Schaltungsanordnung bleibt dabei unverändert. Auch der funktionelle Ablauf
entspricht dem der Schaltung nach Fig. I. Der Radarimpuls
am Ausgang des Schalters 5, durchläuft die Verzögerungsleitung VLi und gelangt über den Zirkulator Z2,
den geschlossenen Schalter 5>, den Verstärker V und den Zirkuiator Z\ mit entsprechender Verzögerung an
den Hornstrahler H. Der Zirkulator Z2 hat die Aufgabe
bei geöffnetem Schalter 52 die aus der Verzögerungsleitung
VLl kommenden unerwünschten Echosignale zu unterdrücken. Er kann auch durch einen Isolator ersetzt
v/erden.
Für manche Prüfmethoden ist die Simulation eines Zieles in verschiedenen Entfernungen erforderlich. Dies
wird mit einer Schaltung gemäß dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 dadurch erreicht, daß das Echosignal
die Verzögerungsleitung VL und VL2 mehrfach durchläuft. Wie aus dem Prinzipschaltbild erkennbar unterscheidet
sich das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 von dem nach Fig. 1 durch die Verwendung eines zusätzlichen
Schalters 53 zwischen dem Ausgang des Hornstrahlers //und dem Eingang des Zirkulators Z\ sowie
durch eine zweite Verzögerungsleitung VL, die über einen Zirkulator Z3 zwischen dem Ausgang des Verstärkers
V und dem Eingang 3 des Zirkulators Z\ angeordnet ist.
Die Wirkungsweise der Schaltung wird in Verbindung mit dem in Fig. 4 dargestellten Impulsdiagramm
erläutert. Beim Eintreffen eines Radarimpulses sind die Schalter 53 und S\ geschlossen. Der um die Zeit ri verzögerte
Echoimpuls trifft auf den geschlossenen Schalter 52. Das verstärkte, verzögerte Signal erhält an der
reflektierenden Verzögerungsleitung VL2 eine zusätzliche Verzögerung &tgr;&igr; und gelangt über den Zirkuiator Z\
an den Zirkulator Z\. Der Schalter 53 zwischen dem
Antennenausgang bzw. -eingang und dem Eingang des Zirkulators Z\ befindet sich zu dieser Zeit in Stellung
Totalreflexion. An Stelle eines neuen Radar-Scndcimpulses gelangt nun der erste Echoimpuls an die Verzögerungsleitung
VL und wird dort erneut um &igr;&iacgr; und anschließend
in der Verzögerungsleitung VL2 um r> verzögert. Ist dafür gesorgt, daß die Verstärkung des Kreises
kleiiaer als 1 ist, dann erscheint am Zirkulator Z\ eine
abklingende Pulsfolge m mit einem Impulsabstand &Pgr; + r2. Bei einer Verstärkung größer 1 klingt die Pulsfolge
an. Wird dann der Schalter 53 beispielsweise beim Auftreten des zweiten Echoimpulses geschlossen, so erscheint
dieser am Hornstrahler Hund wird in den Empfänger
des Radargerätes R zurückgesendet. Der Schalter S\ bleibt offen, so daß die Erzeugung von weiteren
Echosignalen unterbunden ist. Beim Eintreffen des nüdkpian Rads rirn^iilses wird der Vcrzö^crun°skrcis
erneut gespeist. Der Einbau der Hilfsver/.ögcrungslcitung VL2 in den Kreis erlaubt es, die Schalter S, und S2
so zu steuern, daß sie zu keinem Zeitpunkt gleichzeitig geschlossen sind. Auf diese Weise wird die Selbsterregung
des Verstärkers über die Rückwärtsisolation der Zirkulatoren sicher vermieden. Die Verzögerungszeil &ogr;
der Hilfsverzögerungsleitung VL2 muß mindestens gleich der Radarimpulsbreite bemessen sein.
Im Schaltungsaufbau nach Fig. 3 kann jede der beiden
reflektierenden Verzögerungsleitungen Vl. und VL2 durch eine durchgehende Verzögerungsleitung
entsprechend Fig. 2 ersetzt werden. Die entsprechenden Schnittstellen in der Schaltung nach Fig. 3 sind mit
a—s und mit a'—b bezeichnet Wird die Verzögerungszeit
&Ggr;&igr; größer als die Pulsbreite des Radarpulses gewählt,
dann kann auf die Verzögerungsleitung VL2 (Fig. 3) verzichtet werden. In einem entsprechend angewandten
Ausführungsbeispiel kann ausgehend von Fig. 3 an der mit a—b bezeichneten Schnittstelle der
Schaltungsteil mit den Verzögerungsleitungen VL und VL2 durch die Schaltung nach Fig. 2 ersetzt werden.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (1)
- Patentansprüche
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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DE2813917A DE2813917C2 (de) | 1978-03-31 | 1978-03-31 | Schaltungsanordnung zur Erzeugung simulierter Radar-Echosignale |
Applications Claiming Priority (1)
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DE2813917A DE2813917C2 (de) | 1978-03-31 | 1978-03-31 | Schaltungsanordnung zur Erzeugung simulierter Radar-Echosignale |
Publications (2)
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DE2813917C2 true DE2813917C2 (de) | 1987-01-08 |
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ID=6035847
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE2813917A Expired DE2813917C2 (de) | 1978-03-31 | 1978-03-31 | Schaltungsanordnung zur Erzeugung simulierter Radar-Echosignale |
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DE102007002370A1 (de) * | 2007-01-17 | 2008-07-24 | Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh | Radartestvorrichtung mit aktiver Verzögerungsleitung ohne Zwischenfrequenz |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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DE2813917A1 (de) | 1979-10-11 |
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