-
STAND DER TECHNIK.
-
Die Erfindung geht aus von einer Auswertungsschaltung zur Erzeugung
eines dem Hub eines beweglichen Teiles analogen Spannungsausgangssignals nach der
Gattung des Hauptanspruchs.
-
Eine solche Auswertungsschaltung ist in Verbinddng mit einem Kurzschluß-Ringgeber,bei
dem die Induktivität einer auf das Joch eines U-förmigen Kerns aufgewickelten Aufnehmerspule
durch eine dem Hub des beweglichen Teils entsprechende Verschlehung eines Kurzschlußringes
entlang der Schenkel des Kerns Weg-proportional veränderbar ist,durch die DT-OS
24 16 237 bekannt.
-
Das schaltungstechnisch auf mannigfache Weise realisierbare Funktionsprinzip
der bekannten Auswertungsschaltung ist das folgende: ein Komparator erzeugt ein
die Aufnehmerspule speisendes Rechteck-Wechselspannungs-Ausgaggssignal, dessen Amplitude
mit einer mittelbar durch die Induktivität der Aufnehmerspule bestimmten Frequenz
zwischen einem oberen Wert UO und einem unteren Wert -UO wechselt.Die in aufeinanderfol
-genden Halbperioden des KcnS§rator-Ausgangsslgnals in der Aufnehmerspule fließenden
Ströme sind entgegengesetzt gerichtet und steigen betragsmäßig mit dem durch die
Einschaltcharak -teristik der Aufnehmerspule bestimmten Zeitverlauf näherungsweise
zeitlinear an.Zur Steuerung der Periodendauer des Komparator-Ausgangssignals ist
ein Integrator vorgesehen,der eine zum Integral des durch die Aufnehmerspule fließendent(
Stromes proportionale Ausg2agsspannung erzeugt,die so lange ansteigt bzw. abfällt'so
lange das Plus-bzw.das Minus-Aus -gnagssignal des Komparators an der Aufnehmerspule
anliegt.
-
Der Komparator vergleicht das Ausgangssignal des Integrators mit seinen
Ausgangsspannungs-Grenzwerten UO und -UO,und sein Ausgangssignal springt von +UO
auf -Uo,sobald das Ausgangssignal
des Komparators den Wert +UO
erreicht und von -UO auf +UO,sobald das Integrator-Ausgangssignal den Wert -U0erreicht
Ist die Induktivität der Aufnehmerspule groß und dementspre -chend die zeitliche
Änderung des sie durchsetzenden Stromes klein so ist die Integrationszeit,die verstreichtgbis
das Integrator-Ausgangssignal die Spannungs-Grenzwerte UO und -UO erreicht groß
und die Frequenz des Komparator-Ausgangssignals klein und damit auch die Amplitude
der an der Aufnehmerspule abgreifbaren Induktionnsspannung ; durch deren Gleichrichtung
ein dem zu messenden hubanaloges Gleichspannungs-Signal erzeugt wird.
-
Nachteilig an der bekannten Auswertungsschaltung ist einmal, daß die
Genauigkeit,mit der ein bestimmter Hub erfaßhar ist, nicht nur von der Genauigkeit
abhängig ist,mit der die Amplitude des Wechselspannungs-Ausgangssignals bzw der
daraus abgeleiteten Gleichspannung erfaßbar ist,sondern auch von der Frequenz des
Komparator-Ausgangssignals abhängt. Je niedriger diese Frequenz ist 7 desto größer
muß das Meßzeit-Intervall sein'das für eine möglichst exakte Ermittelung der Signalamplitude
erfoderlich ist0 Dies bedeutet aber,daß der Meß -fehler bei solchen Hüben des beweglichen
Teils,die mit grossen Induktivitätswerten der Aufnehmerspule verknüpft sind,am größten
ist,weil dann sowohl die Amplitude des Meßsignals als auch die Komparatorfrequenz
am niedrigsten istOEin weiterer Nachteil der bekannten Auswertungsschaltung ist
darin zu sehen,daß sie für ein relativ hreites Frequenzband ausgelegt sein muß,
in dem die Frequenz um etwa eine Größenordnung variieren kann, sodaß auch Störspannungen
aus einem entspre -chend großen Frequenzbereich zum Meßfehler beitragen können VORTEILE
DER ERFINDUNG.
-
Die erfindungsgemäße Auswertungsschaltung mit den kennzei -chn-enden
Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil,daß das den Hub des beweglichen
Teils,beispielsweise
eines Stellgliedes einer Kraftstoff-Einspritzanlage
oder dergleichen,charakterisierende Wechselspannungs-Ausgangs -signal,dessen Amplitude
wegen der auf konstantem Wert gehaltenen Änderung des die Aufnehmerspule durchsetzenden
Stromes exakt zu deren Induktivität proportional ist,stets eine feste, durch das
Taktgeber-Ausgangssignal vorgegebene Frequenz hat.
-
i)iese Frequenz kann nun aber so vorgegeben werden,daß der frequenzbedingte
Meßfehler minimal bleibt,indem man als Taktfrequenz die höchste bei der bekannten
Auswertungsschaltung auftretende Komparator-Ausgangssignalfrequenz wählt. Die feste
Ausgangssignalfrequenz hat auch den Vorteil,daß man beispielsweise mittels eines
Tiefpaßgliedes oder auch mittels eines phasengesteuerten Gleichrichters'dessen Referenzsignal
das Taktgeerausgangssignal ist'durch Einstreuungen bedingte Meßfehler auf einfache
Weise minimal halten kann.Auch die Eichung eines mit der erfindungsgemäßen Auswertungsschaltung
versehenen indtl]ctiven Weggebers ist sehr einfach,da ein für die an sich in weiten
Grenzen vorgebbare Taktfrequenz charakteristischer Freqllenzfaktor,der auch durch
Baueiementtoleranzen beeinflußt sein kann'durch eine einzige Kontrollmessung ermittelbar
ist, glas eine weitere,für die Betriebseinstellung günstige Eigenschaft der erfindungsgemäßen
Schaltung ist.
-
Durch die Merkmale des Anspruchs 2 ist eine mit Operationsverstärkern
realisierte Ausführungsform der erf indungsgemaßen Auswertungsschaltung angeaeben,die
sich durch eine sehr exakte Proportionalität zwischen Ausgangs-Signalamplitude und
Induk -tivität der Aufnehmerspule auszeichnet.
-
Durch die Merkmale des Anspruchs 3 ist eine dazu alterna -tive Ausführungsform
einer erfindungsgemäßen Auswertungsschaltung angegeben,bei der die Zeitlinearität
des Stromanstieges in der Aufnehmerspule mit hilfe einer atn der Art eines Miller-Integrators
mit einem kapazitiv gegengekoppelten Verstärker erzielt wird.Da bei einem Miller-Integrator
die Änderungsrate dI/dt des üblicherweise zur Erzeugäng einer Sägezahnspannung
ausgenutzten
Stromes im wesentlichen durch die Größe der Gegenkopplungskapazität und der mit
dieser gekoppelten, das Zeitverhalten bestimmenden Ohmschen Beschaltungswiderstände
sowie gegebenenfalls durch den Verstärkungsgrad des Verstärkers festgelegt ist,führt
diese somit konstante Änderung dI/dt des auch durch die Aufnehmerspule fließenden
Stromes gemäß U = LdI/dt an der Spule zu einer exakt zu deren Induktivität L proportionalen
Spannung,die als eine Rechteck-Wechselspannung mit der Frequenz des den-Vërstärker
steuernden Taktsignals abgreifbar ist.Die Frequenz des Taktsignals wird zweckmäßigerweise
so hoch gewähltqdaß die Aufnehmerspule stets im linearen Anfangsbereich ihrer effektiven
Einschaltkennlinie betrieben wird, Durch die Merkmale der Ansprüche 4 bis 10 sind
in der Praxis bewährte schaltungstechnische Einzelheiten der Integrator -schaltungseinheit
und der Schaltungselemente zur Taktsteuerung des Verstärkers,zur Festlegung des
Bezugspotentials für die Ausgangswechselspannung sowie zur Auskopplung und zur Weitererarbeitung
dieses Ausgangssignals angegeben,die insgesamt eine Auswertungsschaltung ergeben,die
mit einer günstig geringen Anzahl gängiger Bauelemente realisierbar ist.Sie ist
daher auch als eine aus diskreten Bauelementen zusammengesetzte Schaltung kostengünstig
in einer größeren Serie herstellbar, wobei die Schwelle,oberhalb welcher eine Fertigung
in integrierter Bauweise kostengünstiger ist,sehr hoch liegt.
-
ZEICHNUNG In der Zeichnung sind zwei Ausführungsbeispiele der Erfin
-dung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung nä -her erläutert.Es zeigen:
Fig.1 eine erfindungsgemäße Auswertungsschaltung für einen induktiven Weggeber mit
im Laststromkreis eines Emitterverstärkers angeordneter Aufnehmerspule und
i,2
eine Auswertungsschaltung mit einer den Gegen -kopplungszweig eines Gperationsverstärkers
lrildenden,die Aufnehmerspule eines induktivrn vieggebers, einen Strom/Spannungswandler
mit Inverter und ein Differenzierglied umfassenden Serienschaltung.
-
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG Die Spulen 11 bzw. 12 der in den Figg.
1 und 2 dargestellten Auswertungsschaltungen sind jeweils Teil eines im übrigen
nicht dargestellten induktiven Weggebers,der ein relativ du der Aufnehmerspule 11
bzw. 12 bewegliches Geberteil umfaßt,das starr oder gelenkig mit einem beweglichen
Teil, beispielsweise dem Stellglied einer Regeleinrichtung verbunden ist und in
einer definierten Relation zum Hub des beweglichen Teils die Induktivität L der
Aufnehmerspule 11 bzw. 12 verandert*Der Indulctivgeber kann beispielsweise ein Kurzschlußring-Geber
sein,dessen Aufnehmerspule auf das Joch eines U-förmiqen Kerns aufgewickelt ist
und dessen beweg -liches Geberteil ein die parallelen Schenkel des Kerns umgreifender
und in Richtung derselben verschiebbarer Kurz -schlußring ist'es kann aber auch
ein Induktivgeber vorge -sehen sein, bei dem die Induktivität der Aufnehmerspule
durch Verschiebung eines Ferritkerns oder dgl.entlang der Achse der Aufnehmerspule
veränderbar ist.Für die folgende Erläu -terung sei angenommen, daß die Änderung
der Induktivität der Aufnehmerspule durch Verschiebung des beweglichen geberteil
exakt Hub-proportional sei.
-
Bei der in der Fig. 1 dargestellten Auswertungsschaltung liegt die
Aufnehmerspule 11 zwischen dem Emitter 13 eines ersten npn-Transistors T1 und dem
Kollektor 14 eines zweiten npn-Transistors T2,dessen Emitter 16 mit Masse und dessen
Basis
17 über einen ersten Metallfilmwiderstand R1 von 2,7kS mit dem Plus-Pol(+12V) der
Versorgungsspannungsquelle verbunden ist.Der Kollektor 18 des ersten npn-Transitors
T1 ist über einen zweiten Metallfilm-liclerstand R2 von 2203Q ebenfalls mit dem
Plus-Pol der Versorgungsspannunysquelle verbunden.Die Basis 19 des ersten npn-Tran
-sistors T1 liegt über die Mittelanzapfung 21 eines ersten, die zwischen dem Plus-Pol
der Versorgungsspannungsquelle und Masse in Reihe liegenden Widerstände R3 und R4
von je 680 # umfassenden 2/1-Spannungsteilers auf +6V.Die Mittels anzapfung 22 eines
zweiten 2/1-Spannungsteilers,der die beiden zwischen der Plus-Versorgungsspannungsleitung
und Masse in Reihe liegenden Widerstände R5 und R 6 von je 3k# umfaßt,ist über eine
erste Diode D1,deren Anode an die Mittelanzapfung 22 angeschlossen ist,mit dem Kollektor
14 des zweiten npn-Transistors T2 verizunden.Zwischen dem kollek -tor 18 des ersten
npn-Transistors T1 und der Basis 17 des zweiten npn-Transistors T2 liegt ein Gegenkoppltlngskondensator
C mit einer Kapazität von 33nF'.Weiter ist mit der Basis 17 des zweiten npn-Transistors
T2 der Kollektor 23 eines dritten npn-Transistors T3 verbunden,dessen Emitter 24
an Masse liegt. An der Basis 26 dieses npn-Transistors T2 ist als Taktsignal ein
Rechteck-Spannungs-Ausgangssignal 27 eines nicht dargestellten Rechteck-Generators,beispielsweise
eines astabilen Multivibrators anlegbar,das den dritten npn-Transistor T3 mit fest
vorgegebener Periodendauer abwechselnd in seinen leitenden und seinen gesperrten
Zustand steuert.Eine geeignete Frequenz des Taktsignals ist etwa 10 kHz;die Induktivität
der Aufnehmerspule variiert ZWischen ca. 2 und 10 mHy.
-
Die Funktion der insoweit beschriebenen Auswertungsschaltung ist die
folgende: der erste npn-Transistor T1 ist wegen seiner positivenBesisvorspannung
stets leitend und bewirkt,daß das mit seinem Emitter 13 verbundene Ende der Aufnehmerspule
11 stets an demselben Bezugs-Potentialwert abgestützt ist,
der
gleich dem um den Spannungsabfall über die Basis-Emitter-Diode des ersten npn-Transistors
T1 verminderten Wert des Potentials an der Mittelanzapfung 21 des ersten Widerstand-Spannungsteilers
R3,R4 ist.
-
Der zweite npn-Transistor T2 wird mittels des als elektronischen Schalter
betriebenen dritten npn-Transistors T3 durch das an dessen Basis 26 angelegte Rechteck-Spannungssignal
27 mit dessen Frequenz periodisch in seinen aktiven bzw. gesperrten Zustand gesteuert.Er
ist im aktiven Zustand,wenn der dritt npn-Transistor T3 gesperrt ist.Der zweite
npn-Transistor T2 stellt in Verbindung mit dem Lastwiderstand R2,dem Gegenkop -plungskondensator
C und dem Basiswiderstand R1 eine in der Art eines Mille Integrators aufgebaute
SchaJtungseinheit dar,deren Wirkung im wesentlichen die folgende ist: sohald der
zweite npn-Transistor T2 aktiviert ist, tritt infolge des den Lastwiderstand R2
und die Aufnehmerspule 11 durchsetzenden, zeit -lich ansteigenden Stromes an der
Mittelanzapfung zwischen dem Lastwiderstand R2 und dem Gegenkopplungskondensator
C ein zeitlich veränderlicher Spannungsabfall U(t)auf.Die zeitbezogene Steilheit
dU/dt dieses Spannungsabfalls ist dabei wegen dU/dt = R2dL/dt auch der Änderung
dI/dt des Stromes proportional.Dadurch wird über das den Gegenkopplungskondensator
C und den Basiswiderstand R1 umfassende Differzierglied R1,C auf die Basis 17 des
zweiten npn - Transistors T2 ein der Spannungsänderung dU/d proportional er Gegenkopplungsstrom
übertraqen.Dieser nimmt mit größer werdender Spannungsänderung dU/dt ebenfalls zu
und bremst daher den die Spannungsäanderung hervorrufenden Stromanstieg dI/dt wieder
ah.Wird umgekehrt die Spannungsänderung kleiner,so wird auch der Gegenkopplungs
-strom und demgemäß seine bremsende Wirkung vermindert,sodaß der Stromanstieg wieder
größer wird.Das Ergebnis ist ein GleLchgewichtszustand mit zeitlich konstanter Änderung
dI/dt=const.
-
des in der Aktivphase des zweiten npn - Transistors T2 durch die Aufnehmerspule
11 fließenden Stromes.Dieser Anstieg ist
bei ausreichend großer
Stromverstärkung des zweiten npn-Transistors T2 im wesentlichen durch die Dimensionierung
des den Gegenkopplungskondensator C und den Basiswiderstand R umfassenden RC - Gliedes
bestimmt und damit fiir alle I-Werte der Aufnehmerspule derselbe.Daher ist die Amplitude
der am Kollelctor 14 des zweiten Transistors T2 im Takt der Rechteckspannung27 auftretenden
Negativ-Spannungsimpulse, die er die Ausgangsdiode D1 auskoppelbar sind,gemä.ß U
= LdI/dt = const-L der Induktivität L der Aufnehmerspule 11 proportional und damit
auch dem zu erfassenden Hub eines beweglichen Teils.Die whasenlage des am Ausgang
22 der Auswertungsschaltung abgreifbaren Wechselspannungs-Ausgangssignals ist hei
der dargestellten Schaltung dieselbe wie die des Rechteck-Spannungssignals 27 des
Taktgenerators.Die Diode D1 verhindert,daß beim Um -schalten des zweiten npn-Transistors
T2 auf tretende positive Spannungsspitzen ausgekoppelt werden und gewährleistet,daß
das Referenzpotential am Ausgang 22 der Auswertungsschaltung in guter Näherung dasselhe
ist,wie am Emitter 13 des ersten npn-Transistors T1.In einem zur Aufnehmerspule
11 parallelen Schaltungszweig,der eine zweite Diode D2 mit der aus der Fig.1 ersichtlichen
Polung und einen mit dieser in Reihe liegenden Widerstand R7 umfaßt,wird die in
der Aufnehmerspule 11 gespeichertemagnetische Energie verzehrt,während der Transistor
T2 gesperrt ist.Eine dritte Diode D3,die zwischen dem Emitter 13 und der Basis 19
des ersten npn-Transistors T1 liegt,verhindert, daß unzulässig hohe positive Schaltspitzen
an den Emitter 13 des Transistors T1 gelangen.Bezüglich der Einzelheiten der Schaltung
und insbesondere der einsetzbaren Bauelementtypen sei ausdrücklich auf die Zeichnung
verwiesen,wobei sich aus der Wahl an -derer Bauelemente und/oder Dimensionierungen
ergebende Änderungen als im Bereich des fachmännischen Könnens liegend angesehen
werden.
-
Auch bei der in der Fig.2 dargestellten Auswertungsschal tung wird
die Proportionalität der Amplitude ihres welch -selspannuncJs-Axlsgangssignals zur
Induktivität 1 der Auf -nehmerspule 12 dadurch erreicht,daß dem durch die Spule
fließenden Strom I eine zeitlich konstnate Ankerung dI/dt aufgeprägt wird.
-
Die Aufnehmerspule 12 eines wiederum nicht naher dargestell ten induktiven
Weggebers liegt zwischen dem Ausgang 28 eines ersten Operationsverstärkers 29 und
dem invertierenden Singang 31 eines zweiten Operationsverstärlcers,dessen Ausgang
39 über einen Rü.ckkopplungswiderstand 34 mit seinem inver -tierenden Eingang 31
verbunden ist.Der Ausgang 33 des zweiten Operationsverstärkers 32 ist über einen
Eingangswider -stand 36 mit dem invertierenden Eingang 37 eines dritten Operationsverstärkers
38 verbunden,dessen Ausgang 39 wie -derum über einen Rückkopplungswiderstand 41
mit dem invertierenden Eingang 37 verbunden ist.Die nicht invertierenden Eingänge
42,43 und 44 des ersten,zweiten und dritten Operationsverstärkers 29,32 und 38 liegen
auf gleichem positiven Potential,das am Mittelabgriff 46 eines die beiden Wider
-stände 47 und 48 umfassenden,zwischen den Plus-Pol der Versorgungsspannungsquelle
und Masse geschalteten Spannungs -tcilers abfreifbar ist.Zwischen den Ausgang 39
des zweiten Operationsverstärkers 38 und den invertierenden Eingang 49 des ersten
Operationsverstärkers ist in der aus der Fig.2 ersichtlichen Anordnung ein Differenzierglien
mit einem Ladekondensator C und einem Querwiderstand R geschaltet,dessen Hassenanschluß
durch einen elektronischen Schalter 51 vermittelt wird,der ebenso wie der Transistor
T3 gemäß Fig.1 im Takt der Rechteck-Steuerspannung 52 vorgebbar fester Frequenz
periodisch gesperrt bzw. leitend ist.
-
Die Wirkungsweise der Auswertungsschaltung gemäß Fig.2 ist derjenigen
gemäß Fig.1 analog,wobei hier der erste Opera -tionsverstärker
29
die Funktion des Regelverstärkers hat, und wobei die Steilheit dI/dt des Stromanstiegs
des durch die Aufnehmerspule 12 fließenden Stromes durch die Dimensionierung des
RC-Gdiedes bestimmt ist. Mehr im einzelnen arbeitet diese Schaltung wie folgt: solange
der elol-.tronische Schalter 51 gesperrt ist,befindet sich der errte Operationsverstärker
29 in einem ersten stabilen Zustand, in dem an seinen Eingängen 42 und 49 keine
Spannungsdifferenz herrscht und sein Ausgangssignal ein O-V-Signal ist. Wird der
elektronische Schalter 51 leitend, so hat die Spannung am invertierenden Eingang
49 des Operationsveerstcirl'ers 29 die Tendenz negativer zu werden,was der verstärker
29 mit einem Positiv-Spannungsausgangssignal quittiert. Dadirch fließt durch die
Aufnehmerspule ein ansteigender Strom, der am Ausgang 33 des zweiten Operationsverstärkers
32 ti einer abnehmenden Spannung und am Ausgang 39 des dritten Opera tionsverstärkers
38 zu einer ansteigenden Spannung fahrt, Das als Gegenkopplungssignal am invertierenden
Eingang 49 des ersten Operationsverstärkers 29 anliegende Ausgangs -signal des RC-Differenziergliedes
ist dann eine durch den Spannungsanstieg und die Zeitkonstante des RC-Gliedes hestimmte
positive Spannung,deren Zu-bzw.Ahnahme jeweils die geqensinnige Änderung der Ausgangsspannung
des ersten Operationsverstärkers 29 bewirkt. Im stabilen Gleichgewichtszustand dieses
Regelvorganges hat die am invertierenden Kin -gang 49 des ersten Operationsverstärkers
29 anliegende Ausgangsspannung des RC-Differenziergliedes jeweils denselben Wert
wie die an seinem nicht invertierenden Eingang 42 an -stehende Referenzspannung,und
die den dafür erforderlichen, konstanten Wert des Stromanstieges erzeugende Ausgangsspannung
des ersten Operationsverstärkers 29 ist innerhalb eines im wesentlichen durch den
Reziprokwert des Verstärkungsgrades des Operationsverstärkers 29 bestimmten relativen
Feh -lers der Induktivität L der Aufnehmerspule 12 proportional.
-
Das am Ausgang 28 der Schaltung abgreifbare Nutzsignal ist daher wieder
ein mit der Frequenz des Taktsignals 52 alternierendes
Rechteck
- Spannungsausgangssignal 53,dessen Amplitude ein sehr genaues Maß für den zu überwachenden
Hub eines beweglichen Teils ist.
-
'ur Ableitung eines Hub-Analogen Spannungsausgangssignals kann aiich
eine der Auswertungsschaltung gemäß Fig. 1 oder 2 nachgeschaltete Tiefpaßstufe,
beispielsweise ein RC-Tiefpaß mit ausreichend hoher Zeitkonskanten, nachgeschaltet
sein, der den arithmetischen Spannungs--Mittelllert der Rechteck-Ausqangssiquale
bildet.Geeignet ist auch ein Spitzenwert-Gleichrichter, der ein dem Spitzenwert
der Ausgangssignalspannungen proportionales Gleichspannungsssignal liefert.
-
Eine Besonders wirksame Unterdrückung von Störsignaleinf @ rissen
l mißt sich mit einem phasengesteuerten Gleichrichter als Ausgzangsstufe erreichen,
dessen Referenz-Wechselspanbung die Steuerspannung ist.