DE2729652A1 - ARRANGEMENTS FOR RECORDING AND REPLAYING TELEVISION SIGNALS - Google Patents

Description

Anordnungen zum Aufzeichnen und Wiedergeben von FernsehsignalenArrangements for recording and reproducing television signals

Die Erfindung bezieht sich auf die Aufzeichnung der in einem Fernsehsignalgemisch enthaltenen Parbinformation unter Verwendung eines phasenverschobenen Farbart-Hilfsträgers in solcher Weise, daß ein Übersprechen des Farbartsignals aus benachbarten Spuren beim Abspielen der Aufzeichnung praktisch ausgeschlossen ist.The invention relates to the recording of the in one Television signal composite contained parb information using a phase-shifted chrominance subcarrier in such Way that a crosstalk of the chrominance signal from adjacent tracks when playing back the recording is practical is excluded.

Es gibt ein Verfahren zum Aufzeichnen von Fernsehsignalen auf Magnetband, bei dem das Band normalerweise zum Teil um eine Aufzeichnungstrommel geschlungen wird, in der ein oder mehrere Aufzeichnungsköpfe untergebracht sind. Das Band windet sich dabei über ein Stück eines schraubenförmigen Weges, so daß die Köpfe Signale auf Spuren aufzeichnen, welche das Band in einem Winkel zur Längsrichtung seines Laufs kreuzen. Obwohl man bemüht ist, die entsprechenden Wiedergabegeräte so auszurichten, daß den Aufzeichnungsspuren präzise gefolgt wird, läßt sich eineThere is a method of recording television signals Magnetic tape in which the tape is normally partially wrapped around a recording drum in which one or more Recording heads are housed. The tape winds over a piece of a helical path so that the Heads record signals on tracks crossing the tape at an angle to the longitudinal direction of its travel. Although one tries is to align the corresponding playback devices so that the recording tracks are precisely followed, a

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solche Ausrichtung nicht immer erreichen. Um zu verhindern, daß derselbe Kopf Signale von benachbarten Spuren aufnimmt, ^x legt man die Spuren üblicherweise in einem gegenseitigen Abstand an, der ungefähr gleich ist der Breite jeder Spur oder zumindest der halben Breite. Hierdurch bleibt ein wesentlicher ^'eil des Bandes, ungefähr 30 bis 50# seiner Gesamtfläche, unausgenutzt.not always achieving such alignment. In order to prevent that the same head picks up signals from adjacent tracks, ^x is usually specifies the tracks at a mutual distance of which is approximately equal to the width of each track, or at least to half the width. This leaves a substantial part of the tape, about 30 to 50 # of its total area, unused.

Es besteht ein besonderes Bedürfnis, die zum Aufzeichnen einer Information gegebener zeitlicher Länge verwendete Bandmenge möglichst klein zu halten. Bei den kompakten Videobandgeräten, wie sie für den Hausgebrauch bestimmt sind, ist die Bandersparnis eines der wichtigsten Gebote, einmal um die Kosten für das benutzte Band zu vermindern und zum andern um das Gerät in einem möglichst kleinen Gehäuse unterbringen zu können. Es ist daher von zunehmender Wichtigkeit geworden, zur wirtschaftlicheren Ausnutzung der Bandfläche die schrägen Spuren enger nebeneinander zu schreiben.There is a particular need as to the amount of tape used to record information of a given length of time to keep it as small as possible. With the compact video tape recorders, as they are intended for domestic use, the tape saving is one of the most important commandments, on the one hand to reduce the cost of the used tape and on the other hand to the device in one to accommodate the smallest possible housing. It has therefore become of increasing importance, the more economical Utilizing the tape area to write the sloping tracks closer to one another.

Bei einer gebräuchlichen Methode zum Aufzeichnen von Farbfernsehsignalen werden die Leuchtdichte- und Parbartkomponenten voneinander getrennt, und die Leuchtdichtekomponenten werden dann als Frequenzmodulation einem Träger von z.B. ^;<-,2 MIIs aufgeprägt. Das Frequenzband der abgetrennten Farbartkomponenten wird dann umgesetzt, so daß der zugeordnete Träger (z.B. ungefähr 3,58 MHz bei dem in den USA gebräuchlichen NTSC-System) nach unten auf eine Frequenz von etwa 700 KHz verschoben wird. Der resultierende modulierte Hilfsträger wird dem frequenzmodulierten Träger hinzuaddiert, und das in dieser Weise kombinierte Signal wird dann auf das Magnetband aufgezeichnet.In a common method of recording color television signals, the luminance and Parbart components are separated from each other, and the luminance components are then frequency modulated to a carrier of, for example ^; <-, 2 MIIs imprinted. The frequency band of the separated chrominance components is then converted so that the assigned carrier (eg approximately 3.58 MHz in the NTSC system used in the USA) is shifted down to a frequency of approximately 700 KHz. The resulting modulated subcarrier is added to the frequency modulated carrier, and the signal thus combined is then recorded on the magnetic tape.

Bei dem vorstehend beschriebenen System kann ein übersprechen der ein relativ hochfrequentes Band belegenden Information des Leuchtdichte-Hilfsträgers von Spur zu Spur vermieden werden, selbst wenn zwischen benachbarten Aufzeichnun^sspuren kein Freiraum gelassen ist, ja sogar wenn sich die benachbarten Auf-In the system described above, a crosstalk can occur the information of the luminance subcarrier occupying a relatively high-frequency band is avoided from track to track, even if there is no between adjacent recording tracks Space is left, even if the neighboring buildings

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Zeichnungsspuren teilweise überlappen, vorausgesetzt die zelnen Spalte der Aufzeichnungsköpfe, welche die benachbartenDrawing tracks partially overlap, provided the individual columns of the recording heads which the neighboring

Spuren bilden, sind in unterschiedlichen Winkeln gegenüber den Spuren orientiert. Diese Winkel werden als "Azimutwinkel" bezeichnet. Die Wiedergabeköpfe müssen natürlich in denselben Azimutwinkeln wie die Aufzeichnungsköpfe angeordnet sein. Es lassen sich zwar geeignete Azimutwinkel wählen, um das Nachbarspur-Ubersprechen des kurzwelligen frequenzmodulierten Leuchtdichteträgers wirksam zu eliminieren, die größeren Wellenlangen der auf tiefere Frequenzen umgesetzten Farbartsignale (Träger von 700 KHz) jedoch würden zur Vermeidung des Übersprechens unpraktikable Azimutwinkel erfordern.Forming tracks are oriented at different angles to the tracks. These angles are called "azimuth angles". The reproducing heads must of course be arranged at the same azimuth angles as the recording heads. It it is possible to choose suitable azimuth angles in order to avoid the neighboring track crosstalk of the short-wave frequency-modulated luminance carrier to effectively eliminate the longer wavelengths of the chrominance signals converted to lower frequencies (700 KHz carrier) however, would require impractical azimuth angles to avoid crosstalk.

Gegenstand der Erfindung ist eine Einrichtung zum Aufzeichnen eines zusammengesetzten Farbfernsehsignals, das ein für Bildinformationen während wiederkehrender Zeilen- und Teilbildintervalle charakteristisches Farbartsignal enthält, auf eine Vielzahl von Spuren längs eines Aufzeichnungsmediums. Die Aufzeichnungseinrichtung enthält Mittel zur Erzeugung eines ersten und eines zweiten Bezugssignals. Das erste Bezugssignal rückt in seiner Phase mit einer dem Zeilenintervall entsprechenden Geschwindigkeit vor, und das zweite Bezugssignal rückt in seiner Phase mit einer dem Zeilenintervall entsprechenden Geschwindigkeit zurück. Die Einrichtung enthält ferner eine Anordnung, um das Farbartsignal während des Durchlaufens benachbarter Spuren abwechselnd mit dem ersten und dem zweiten Bezugssignal zu kombinieren. Schließlich ist noch eine Anordnung vorgesehen, um das kombinierte Signal auf dem Aufzeichnungsmedium aufzuzeichnen.The invention relates to a device for recording a composite color television signal which is used for image information contains characteristic chrominance signal during recurring line and field intervals, to a A plurality of tracks along a recording medium. The recording device includes means for generating first and second reference signals. The first reference signal advances advances in phase at a rate corresponding to the line interval and the second reference signal advances in its Phase back at a rate corresponding to the line interval. The device also includes an arrangement to to combine the chrominance signal alternately with the first and the second reference signal as it traverses adjacent tracks. Finally, an arrangement is provided for recording the combined signal on the recording medium.

Gegenstand der Erfindung ist auch eine Wiedergabeanordnung, um ein zeilenfrequentes Farbartsignal, das in einer Vielzahl dicht nebeneinanderliegender Spuren eines Aufzeichnungsmediums aufgezeichnet worden ist, von diesem Medium mittels eines über die Spuren fahrenden Signalabtasters wiederzugewinnen. Die Wiedergabeanordnung enthält eine Einrichtung zur Erzeugung von zwei Be-The invention also relates to a display device to display a line-frequency chrominance signal which is dense in a plurality adjacent tracks of a recording medium has been recorded, from this medium by means of a via the Recover traces of moving signal scanner. The display device contains a device for generating two

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zugssignalen, deren erstes in seiner Phase mit der Zeilenfrequenz vorschreitet und deren zweites in seiner Phase mit der Zeilenfrequenz zurückschreitet. Eine Vereinigungsschaltung kombiniert die Farbartsignale, die wahrend des Laufs über abwechselnde Spuren erhalten werden, mit dem ersten bzw. dem zweiten Bezugssignal. Eine Filtereinrichtung empfängt die kombinierten Signale, um die bei ganzzahligen Vielfachen der Zeilenfrequenz liegenden Frequenzkomponenten der kombinierten Signale zurückzuweisen und die bei ungeradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz liegenden Frequenzkomponenten der kombinierten Signale durchzulassen, so daß die gewünschten Farbartsignalkomponenten weitergegeben werden und die aus benachbarten Spuren übergesprochenen Farbartkomponenten unterdrückt werden.Zugssignalen, the first of which in its phase with the line frequency advances and the second of which steps back in phase at the line frequency. A union circuit combines the chrominance signals that alternate during the run over Tracks are obtained with the first and second reference signals, respectively. A filter device receives the combined Signals to the frequency components of the combined signals lying at integer multiples of the line frequency and reject the frequency components of the combined which are at odd multiples of half the line frequency Let signals pass so that the desired chrominance signal components are passed on and those from neighboring ones Traces of over-spoken chrominance components are suppressed.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.The invention is explained in more detail below using exemplary embodiments with reference to drawings.

Fig. 1 zeigt in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Anlage für magnetische Aufzeichnung;Fig. 1 shows in the form of a block diagram an embodiment of a system according to the invention for magnetic Recording;

Fig. 2 zeigt in Blockform ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Anlage zur Wiedergabe einer Magnetaufzeichnung; Fig. 2 shows in block form an embodiment of an inventive System for playing back a magnetic recording;

Fig. 3 ist das Schaltbild eines Teils einer Anordnung, die in den Anlagen nach den Figuren 1 und 2 verwendet werden kann.Fig. 3 is a circuit diagram of part of an arrangement shown in the systems according to Figures 1 and 2 can be used.

Die vorliegende Erfindung kann in Verbindung mit einer Vielzahl unterschiedlicher Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräte angewendet werden. Verschiedene Merkmale geeigneter Anordnungen sind in den USA-Patentschriften 3 739 669, 3 7*8 408 und 3 766 328 beschrieben, die alle auf denselben Urheber (Henry Ray Warren) zurückgehen und auf die Anmelderin der vorliegenden Anmeldung überschrieben sind. Zusätzliche Synchronisier- und Signalvererbei-The present invention can be used in conjunction with a variety of different recording and reproducing apparatus will. Various features of suitable arrangements are described in U.S. Patents 3,739,669, 3,7 * 8,408, and 3,766,328, all of which go back to the same author (Henry Ray Warren) and are assigned to the applicant of the present application are. Additional synchronization and signal transmission

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tungstechniken, die in Verbindung mit Mehrkopf-Videobandgeräten brauchbar sind, gehen z.B. aus den USA-Patentschriften 3 654 und 3 654 398 hervor, die auf den Namen Kenneth Louth lauten und beide auf die Anmelderin der vorliegenden Anmeldung überschrieben sind.techniques used in conjunction with multi-head video tape recorders U.S. Patents 3,654 and 3,654,398, issued in the name of Kenneth Louth, are useful and both are assigned to the assignee of the present application are.

^Gemäß Pig. 1 ist eine Quelle 10 für ein zusammengesetztes Fernsehsignal (Fernsehsignalgemisch) vorgesehen, um ein Eingangssignal zu liefern, das auf ein Magnetband 13 oder ein anderes geeignetes Medium aufgezeichnet werden soll. Obwohl die Erfindung auf verschiedenartige Eingangssignale anwendbar ist, sei hier als Beispiel der Spezialfall betrachtet, daß die dargestellte Ausführungsform ein NTSC-Farbfernsehsignalgemisch verarbeitet. Bekanntlich enthält ein solches Signalgemisch u.a. ein Leuchtdichtesignal und ein Farbartsignal in Form eines modulierten Parbhilfsträgers von 3,57954-5 MHz. In der Anordnung nach Fig. 1 ist ein Filternetzwerk 14 vorgesehen, um das Fernsehsignalgemisch in seinen Leuchtdichteanteil, seinen Farbartanteil und seine Synchronanteile zu trennen, so daß jeder dieser Teile unabhängig verarbeitet werden kann. Für das Leuchtdichtesignal enthält das Filternetzwerk 14 typischerweise ein Tiefpaßfilter ait einer oberen Grenzfrequenz von etwa 3 MHz, Nach der Trennung wird das Leuchdichtesignal auf einen Frequenzmodulator 5 gegeben, der eine Trägerwelle von ζ·Β. 4,2 MHz mit der Information des Leuchtdichtesignals moduliert. Das Farbartsignal kann aus dem Farbfemsehsignalgemisch mittels eines Bandfilters herausgezogen werden, das beispielsweise eine Bandbreite von 1 MHz mit einer Mittenfrequenz von etwa 3,58 MHz hat· Es sei noch erwähnt, daß das Farbfemsehsignalgemisch außerdem die mit 3»579545 MHz schwingenden Parbsynchronimpulse (die sogenannten "Bursts") enthält_f die im Austastintervall zwischen aufeinanderfolgenden Zeilen der Bildinformation erscheinen. Das besagte Bandfilter läßt auch diese Bursts durch. ^G emäß Pig. 1, a composite television signal source 10 is provided to provide an input signal to be recorded on magnetic tape 13 or other suitable medium. Although the invention can be applied to various types of input signals, the special case in which the illustrated embodiment processes a composite NTSC color television signal is considered here as an example. As is known, such a composite signal contains, inter alia, a luminance signal and a chrominance signal in the form of a modulated subcarrier of 3.57954-5 MHz. In the arrangement according to FIG. 1, a filter network 14 is provided in order to separate the television signal mixture into its luminance component, its chrominance component and its synchronous components, so that each of these parts can be processed independently. For the luminance signal, the filter network 14 typically contains a low-pass filter with an upper cut-off frequency of about 3 MHz. After the separation, the luminance signal is applied to a frequency modulator 5 which has a carrier wave of ζ · Β. 4.2 MHz modulated with the information of the luminance signal. The chrominance signal can be extracted from the composite color television signal by means of a band filter that has, for example, a bandwidth of 1 MHz with a center frequency of around 3.58 MHz "Bursts") contains _f that appear in the blanking interval between successive lines of the image information. The said band filter also lets these bursts through.

Das abgetrennte Farbartsignal wird einem Frequenzumsetzer 7 beispielsweise in Form eines Gegentaktmodulators zugeführt, umThe separated chrominance signal is fed to a frequency converter 7, for example in the form of a push-pull modulator

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die Information des Farbartsignals in einen tieferen Frequenzbereich (ungefähr zwischen O und 1,5 MHz) zu verlegen.the information of the chrominance signal in a lower frequency range (approximately between 0 and 1.5 MHz).

Der Frequenzumsetzer 7 empfängt außerdem ein Signal von einem Festfrequenzoszillator 20 umschaltbarer Phase. Die Phase des Ausgangssignals dieses Oszillators wird mittels einer Schaltsteuereinrichtung 15 gesteuert, die ihrerseits mittels einer Synchronsignal-Verarbeitungsschaltung 12 und einer Kopfrad-Logikschaltung 6 mit den Synchronkomponenten des von der Quelle 10 kommenden Farbfernsehsignalgemischs synchronisiert wird. Der mit 4,272 MHz arbeitende Oszillator 20 liefert an seiner Ausgangsseite vier Phasen (f^"^ ^des ^i²72 MHz-Oszillatorsignals (Nominalsignal). Diese vier Signalphasen stehen zueinander in einer Eeziehung gemäß folgender Gleichung: (J)^_{n +} ^)⁼Φ(_η) ⁺ 90°. Ein rein schematisch dargestellter Schalter S2 wird durch die Schaltsteuereinrichtung 15 in einer weiter unten noch näher erläuterten Weise derart gesteuert, daß er sich während der Aufzeichnung "ungeradzahliger" Spuren gegen den Uhrzeigersinn und während der Aufzeichnung "geradzahliger" Spuren im Uhrzeigersinn mit einer durch die Zeilenfrequenz bestimmten Geschwindigkeit "dreht". Das heißt, der Schalter S₂ wechselt seine Stellung jeweils zwischen dem Ende des Bildinhalts einer Horizontalzeile und dem nachfolgenden Burstsignal der nächsten Zeile. Auf diese Weise wird die Phase des in ein tieferes Frequenzband umgesetzten Ausgangssignals des Frequenzumsetzers 7 abwechselnd für ungeradzahlige und geradzahlige Spuren mit Zeilenfrequenz vor- und zurückverschoben, was im Ergebnis dazu führt, daß sich in jeder Spur eine Phasenfolge ergibt, deren Richtungssinn (vorwärts oder rückwärts) dem Richtungssinn der Phasenfolge beider benachbarter Spuren entgegengesetzt ist.The frequency converter 7 also receives a signal from a fixed frequency oscillator 20 with switchable phase. The phase of the output signal of this oscillator is controlled by means of a switching control device 15, which in turn is synchronized with the synchronous components of the composite color television signal coming from the source 10 by means of a synchronizing signal processing circuit 12 and a headwheel logic circuit 6. The oscillator 20 operating at 4.272 MHz supplies four phases (f ^ "^ of ^the ^ i ² 72 MHz oscillator signal (nominal signal) on its output side. These four signal phases are related to one another according to the following equation: (J) ^ _{n +} ^) ⁼ Φ ( _η ) ⁺ 90 °. A purely schematically illustrated switch S2 is controlled by the switching control device 15 in a manner to be explained in more detail below in such a way that it moves counterclockwise during the recording of "odd" tracks and during the recording "even-numbered "Tracks" clockwise "rotates" at a speed determined by the line frequency. This means that switch S ₂ changes its position between the end of the image content of a horizontal line and the subsequent burst signal of the next line Lower frequency band converted output signal of the frequency converter 7 alternately for odd-numbered and even-numbered tracks with line frequency enz shifted back and forth, which as a result leads to a phase sequence in each track whose sense of direction (forward or backward) is opposite to the sense of direction of the phase sequence of both adjacent tracks.

Diese Phasenfolgecodierung während der Aufzeichnung des Fernsehsignalgemischs wird nützlich bei der Wiedergabe, um zwischen dem Chromasignal auf einer bestimmten Spur und den Chromasignalen auf den beiden benachbarten Spuren zu unterscheiden, die als Farbart-Übersprechkomponenten erscheinen.This phase sequence coding during the recording of the composite television signal is useful when playing back to distinguish between the chroma signal on a given track and the chroma signals on the two adjacent tracks that appear as chrominance crosstalk components.

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Das in ein tieferes Frequenzband umgesetzte und mit einer Noninalfrequenz von 692 KHz erscheinende Farbartsignal vom Ausgang des Frequenzumsetzers 7 und das in Frequenzmodulation einer Nominalfrequenz von 4,2 MHz vorliegende Leuchtdichtesignal vom Ausgang des Modulators 5 werden auf einen Aufzeichnungsverstärker 9 gekoppelt. Die kombinierten Signale vom Aufzeichnungsverstärker 9 werden dann den Aufzeichnungs-Magnetköpfen 11 zugeführt, um sie auf ein magnetisches Medium wie etwa das Magnetband 13 aufzuzeichnen, wie es z.B. in den oben erwähnten Warren-Patentschriften beschrieben ist.The chrominance signal from the The output of the frequency converter 7 and the luminance signal present in frequency modulation at a nominal frequency of 4.2 MHz from the output of the modulator 5 are coupled to a recording amplifier 9. The combined signals from the recording amplifier 9 are then supplied to the recording magnetic heads 11 to record them on a magnetic medium such as record the magnetic tape 13 as described, for example, in the above-mentioned Warren patents.

Der Magnetkopf 11 ist in Fig· 1 schematisch als einzelner Aufzeichnungskopf dargestellt, in der Praxis werden jedoch mehrere (z.B. 2, 3 oder 4) typischerweise an einem rotierenden Kopfrad angeordnete Köpfe verwendet, um aufeinanderfolgende Spuren auf das Band zu schreiben, wie es in den USA-Patentschriften 3739 3 748 408 und 3 766 328 beschrieben ist. Wenn ein Kopf eine Kante des Bandes verläßt, berührt ein nachfolgender Kopf die gegenüberliegende Kante des Bandes, um somit in bekannter Weise eine kontinuierliche Aufzeichnung der Signale auf dem Band in aufeinanderfolgenden Spuren zu bewirken.The magnetic head 11 is shown schematically as a single recording head in Fig. 1, but in practice there are several (e.g. 2, 3 or 4) heads typically mounted on a rotating head wheel are used to record successive tracks to write the tape as described in U.S. Patent 3739 3,748,408 and 3,766,328. When a head leaves one edge of the tape, a subsequent head touches the opposite edge of the tape, thus in a known manner one to effect continuous recording of the signals on the tape in successive tracks.

Besonders vorteilhaft ist es, wenn jede einzelne Schrägspur ein Teilbild darstellt (was z.B. einer Dauer von ungefähr 1/60 Sekunden entspricht) und wenn die Umschaltung von einem Kopf auf den anderen während des Vertikalrücklaufintervalls geschieht. Die Merkmale der vorliegenden Erfindung sind jedoch ebenso gut in Fällen anwendbar, in denen jede Aufzeichnungsspur entweder für nur einen Teil eines Teilbildes oder für mehrere Teilbilder benutzt wird. Außerdem können, wenn vier rotierende Köpfe verwendet werden, die Azimutwinkel abwechselnder Köpfe entgegengesetzt angeordnet werden, um das Leuchtdichte-Ubersprechen zu vermindern, wie es oben angedeutet wurde.It is particularly advantageous if each individual helical track represents a partial image (which, for example, has a duration of about 1/60 Seconds) and when switching from one head to the other occurs during the vertical retrace interval. However, the features of the present invention are equally applicable in cases where each recording track is either is used for only a part of a partial image or for several partial images. In addition, when four rotating heads are used, the azimuths of alternate heads can be opposed to accommodate luminance crosstalk decrease as indicated above.

Die Kopfrad-Logikschaltung 6, die ähnlich der in den oben genannten US-Patentschriften 3 654 387 und 3 654 398 beschriebenen Aus-The head wheel logic circuit 6, which is similar to that described in the above-mentioned U.S. Patents 3,654,387 and 3,654,398.

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führungsformen ist, wird dazu herangezogen, die Umlaufrichtung des Schalters Sp über die Schaltsteuereinrichtung 15 so zu steuern, daß die erwähnte Abwechslung zwischen Vorwärts- und Rückwärts-Phasenfolge mit dem Abwechseln der geradzahligen und ungeradzahligen Spuren synchron gehalten wird. Ein sogenanntes Tonrad, das ähnlich dem in den erwähnten Louth-Patenten beschriebenen Exemplar ausgebildet sei, dreht sich synchron mit dem Kopfrad des Aufzeichnungsgeräts und erzeugt eine Reihe einzelner Sinuszyklen, die dadurch verursacht werden, daß ein Weicheiseneinsatz im Tonrad an einem festen magnetischen Tonradkopf vorbeiläuft, der einer Gleichvorspannung durch einen Magneten unterworfen ist. Diese sinusförmigen Impulse erscheinen mit einer Frequenz, die der Folgefrequenz der Teilbilder oder Spuren entspricht und z.B. ungefähr 60 Hz beträgt·is guide forms, is used to determine the direction of rotation of the switch Sp via the switch control device 15 so to control that the aforementioned alternation between forward and backward phase sequence with the alternation of the even and odd-numbered tracks is kept in sync. A so called tone wheel similar to that described in the aforementioned Louth patents Specimen is formed, rotates synchronously with the head wheel of the recording device and generates a series of individual Sine cycles caused by a soft iron insert in the tone wheel passing a fixed magnetic tone wheel head, which is subjected to DC bias by a magnet. These sinusoidal impulses appear with a Frequency that corresponds to the repetition frequency of the partial images or tracks and is, for example, approximately 60 Hz

Zusätzlich ist ein fester sogenannter Rückstellkopf vorgesehen, der Impulse mit einer Frequenz von 15 Hz liefert, um einen Index für das Kopfrad in Bezug auf die Spuren des Bandes zu geben (z.B. immer wenn ein erster von vier Wandlerköpfen auf eine Spur zeichnet). Diese Rückstellimpulse werden typischerweise zwei kaskadengeschalteten Binärzählern zugeführt, die mit jedem erfolgten Umlauf des Kopfrades auf 0 zurückgestellt werden. Die Ausgangsimpulse des Tonrades werden ebenfalls den Binärzählern zugeführt, um an deren Ausgängen Rechteckwellen für andere in Relation stehende Steuerfunktionen zu erzeugen. Das Ausgangssignal einer ersten solcher Binarzählerstufen hat die Form einer 30 Hz-Rechteckwelle, deren Übergänge in bestimmter zeitlicher Beziehung zum Lauf der Wandlerköpfe über das Band stehen. Ein solches Signal ist geeignet als ein die Richtung der Phasenfolge steuerndes Eingangssignal für die Schaltsteuereinrichtung 15 und mag auch in dieser Weise verwendet werden.In addition, a fixed so-called reset head is provided, which supplies pulses with a frequency of 15 Hz to an index for the head wheel in relation to the tracks of the tape (e.g. whenever a first of four transducer heads on a Trace). These reset pulses are typically fed to two cascaded binary counters associated with each be reset to 0 after the top wheel has been rotated. The output pulses of the tone wheel are also sent to the binary counters fed to generate square waves for other related control functions at their outputs. The output signal a first such binary counter stage has the form of a 30 Hz square wave, the transitions of which are in a certain temporal relationship with the movement of the transducer heads over the tape. A such a signal is suitable as an input signal for the switching control device which controls the direction of the phase sequence 15 and may be used in this way too.

Die Fig. 3 zeigt eine spezielle Anordnung von Schaltungskomponenten, die sich zur Erzeugung des in seiner Phasenfolge gesteuerten Bezugsfrequenzsignals für den Frequenzumsetzer 7 und zur BiI-Fig. 3 shows a special arrangement of circuit components, which is used to generate the reference frequency signal controlled in its phase sequence for the frequency converter 7 and for BiI-

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dung der Schaltsteuereinrichtung 15, des Schalters S~ und des Oszillators und Phasenselektors 20 nach Fig. 1 eignet. 1Ά der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 ist ein Festfrequenzoszillator 100 mit der Eingangsklemme eines Phasenselektors 200verbunden, die mit dem Basisanschluß eines Transistors 204 gekoppelt ist. Der Transistor 204 und die zu seiner Vorspannung dienenden Komponenten 202 und 203 und ein Emitterwiderstand 205 sind zwischen das Potential +V einer Spannungsquelle und ein Bezugspotential (Masse) geschaltet, um einen Trenn- und Treiberverstärker zu bilden, der einen Puffer für das Ausgangssignal des Oszillators 10 darstellt und die Primärwicklung eines trifilar gewickelten Transformators 206 ansteuert. Die Primärwicklung des Transformators 206 ist mit einem Ende an den Emitterausgang des Transistors 204 angeschlossen und mit ihrem anderen Ende über die Serienschaltung eines Widerstands 225 und einer Kondensatoranordnung 220/219 mit Masse verbunden. Ein Schalttransistor 221 kann mittels eines Eingangssignals, das seiner Basis über einen Widerstand 226 von der Klemme A zugeführt wird, in einen Zustand EIN (gesättigt) und einen Zustand AUS (ungesättigt) geschaltet werden, und seine Ausgangsanschlüsse sind über einen Kondensator 224 mit den Enden der aus dem Widerstand 225 und dem Kondensator 220 bestehenden Reihenschaltung verbunden. Wenn der Transistor 221 im Zustand AUS ist (z.B. kein Eingangssignal an der Klemme A), dann wird die Primärwicklung des Transformators 206 in Resonanz mit den Kondensatoren 219/220 gebracht, und die Ausgangsspannung V des Oszillators und der Strom I in der Primärwicklung des Transformators 206 sind phasengleich. Der dem Kondensator 220 parallel geschaltete verstellbare Kondensator 219 bildet ein bequemes Mittel zur Einstellung der Resonanz der Primärwicklung des Transformators 206. Wenn der Transistor 221 im Zustand EIN (gesättigt) ist, dann sind die Ausgangsspannung des Oszillators und der Strom in der Primärwicklung des Transformators 206 um 90° außer Phase (Phasenquadratur).Application of the switching control device 15, the switch S ~ and the oscillator and phase selector 20 according to FIG. 1 is suitable. 1Ά of the circuit arrangement according to FIG. 3, a fixed-frequency oscillator 100 is connected to the input terminal of a phase selector 200, which is coupled to the base terminal of a transistor 204. The transistor 204 and the components 202 and 203 serving for its bias voltage and an emitter resistor 205 are connected between the potential + V of a voltage source and a reference potential (ground) in order to form an isolating and driving amplifier which is a buffer for the output signal of the oscillator 10 and controls the primary winding of a trifilar wound transformer 206. The primary winding of the transformer 206 is connected at one end to the emitter output of the transistor 204 and at its other end connected to ground via the series circuit of a resistor 225 and a capacitor arrangement 220/219. A switching transistor 221 can be switched to an ON (saturated) state and an OFF (unsaturated) state by means of an input signal fed to its base via a resistor 226 from the terminal A, and its output terminals are terminated via a capacitor 224 connected to the series circuit consisting of the resistor 225 and the capacitor 220. When transistor 221 is OFF (e.g. no input signal at terminal A), then the primary winding of transformer 206 is brought into resonance with capacitors 219/220, and the output voltage V of the oscillator and the current I in the primary winding of the transformer 206 are in phase. The variable capacitor 219 in parallel with capacitor 220 provides a convenient means of adjusting the resonance of the primary winding of transformer 206. When transistor 221 is ON (saturated) then the oscillator output voltage and current in the primary winding of transformer 206 are 90 ° out of phase (phase quadrature).

Die Sekundärwicklung des Transformators 206 besteht aus zweiThe secondary winding of transformer 206 consists of two

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hintereinandergeschalteten Teilen, deren gemeinsamer Anschluß mit Masse verbunden ist. Eines der Enden der Sekundärwicklung ist über Widerstände 207 und 208 mit einem gemeinsamen Ausgangsanschluß verbunden, während das andere Ende der Sekundärwicklung über Widerstände 209 und 210 mit diesem gemeinsamen Ausgangsanschluß verbunden ist. Am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 207 und 208 liegt der Ausgang eines Schalttransistors 222, und am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 209 und 210 liegt der Ausgang eines Schalttransistors 223. Jeder dieser beiden Schalttransistoren 222 und 223 kann durch ein zugeordnetes Steuersignal, das seiner Basis über eine zugeordnete Steuereingangsklemme B bzw. C und einen Widerstand 227 bzw. 228 zugeführt wird, in einen Zustand EIN (gesättigt) und einen Zustand AUS (ungesättigt) geschaltet werden. Der gemeinsame Ausgangsanschluß der Transformatorschaltung am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 208 und 210 ist über einen Kondensator 211 mit dem Eingang eines Signalausgangsverstärkers gekoppelt, der aus Transistoren 213 und 217 mit zugeordneten vorspannenden Komponenten 212, 214-, 215» 216 und 218 besteht. Der Emitter des Transistors 217 ist ein geeigneter Ausgangsanschluß zur Wiederentnahme des der Eingangsklemme des Phasenselektors 200zugeführten Oszillatorsignals. Die Phasenlage des vom Phasenselektor 200entnommenen Ausgangssignals wird durch Steuersignale in Form von Binärwerten 0 oder 1 (Logikwerte) bestimmt, die den Steuereingangsklemmen A, B und C der Schalttransistoren 221, 222 und 223 angelegt werden. Die nachstehende Tabelle gibt in der ersten Spalte die verschiedenen Phasen d> des Ausgangssignals an der Ausgangsklemme des Phasenselektors 20 an und jeweils daneben in den Spalten A, B und C die zu der jeweiligen Phase führenden Binärwerte der Steuersignale.parts connected in series, their common connection is connected to ground. One of the ends of the secondary winding is connected to a common output connection via resistors 207 and 208 connected, while the other end of the secondary winding is common to this via resistors 209 and 210 Output terminal is connected. The output of a switching transistor is located at the connection point between resistors 207 and 208 222, and at the connection point between resistors 209 and 210 is the output of a switching transistor 223. Each of these two switching transistors 222 and 223 can be controlled by an associated control signal, which is based on a assigned control input terminal B or C and a resistor 227 or 228 is supplied to a state ON (saturated) and a state OFF (unsaturated) can be switched. The common output terminal of the transformer circuit at the connection point between the resistors 208 and 210 is via a capacitor 211 to the input of a signal output amplifier which consists of transistors 213 and 217 with associated biasing components 212, 214-, 215 »216 and 218. The emitter of transistor 217 is a suitable output terminal for the removal of the input terminal of the phase selector 200 applied oscillator signal. The phase position of the The output signal extracted from the phase selector 200 is controlled by control signals in the form of binary values 0 or 1 (logic values) that are assigned to the control input terminals A, B and C of the switching transistors 221, 222 and 223 can be applied. The following table gives the different phases d> in the first column of the output signal at the output terminal of the phase selector 20 and respectively next to it in columns A, B and C the for the respective Phase leading binary values of the control signals.

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AA. 00 σσ -^ τ "J in
-'Qt -Qt ρ --
der Primär- - ^ τ "J in
-'Qt -Qt ρ -
the primary ^FjP ^Ä0 ^Fj P ^Ä 0 Y
Vn rh in dun ^Gtsunkt ζ ν;.
den i.'iderständen
PO'- Λ. ?ioY
Vn rh in dun ^ Gtsunkt ζ ν ;.
the resistance
PO'- Λ. ? io VV II. TT OO -ι-ι NN ^ »^ » II. -90°-90 ° 00 ii 00 11 ¹O ^E0 ¹ O ^E 0 ¹O ¹ O ¹O ¹ O >iP0°> iP0 ° 00 00 -270°-270 ° 00 11 11 ^EP ^E0
'¹O ^E P ^E 0
' ¹ O VT? ¹O "ΌVT? ¹ O "Ό II.

Der Transformator 206 und die Schalttransistoren 221, 222 und 223 nach Pig. 3 arbeiten in der nachfolgend beschriebenen Weise, um die Punktion des Schalters S₂, der in Fig. 1 schematisch als elektromechanischer rotierender Schalter dargestellt ist, zu erfüllen. Wenn den Steuereingängen A, B und C (für die Transistorschalter 221, 222 und 223) kein Signal (Binärwert 0) zu-The transformer 206 and the switching transistors 221, 222 and 223 according to Pig. 3 operate in the manner described below in order to meet the puncture of the switch S ₂ , which is shown schematically in FIG. 1 as an electromechanical rotating switch. If the control inputs A, B and C (for transistor switches 221, 222 and 223) do not receive a signal (binary value 0)

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geführt wird, liegt an der Primärwicklung des Transformators 206 eine Spannung Ep, und an den Teilen der doppelten Ausgangswicklung erscheinen Spannungen E, bzw· Ep. Wie bereits erwähnt, ist die Spannung E₀ infolge der durch den Kondensator 219 und den Kondensator 220 bewirkten Resonanz der Primärwicklung des Transformators 206 phasengleich mit dem Strom I_Q in der Primärwicklung. Bei dieser Beziehung zwischen Spannung und Strom in der Primärwicklung ist die Sekundärspannung E^ um 90° außer Phase gegenüber dem Primärstrom I₀, während die Spannung E₂ gegenphasig gegenüber der Sekundärspannung E^ ist, wie es mit den die Polung der Wicklungen andeutenden Punkten und den jeweiligen Phasenzeigern E_Q, E^, E^ und I₀ angezeigt ist. Mit dem Anlegen eines Steuersignals (Binärwert 1) an die Steuereingangsklemme B oder C werden die Transistorschalter 222 und 223 selektiv geschlossen, um entweder die Spannung E^, die in Phasenquadratur ist, oder die Spannung Ep, die gegenphasig zur Spannung E, ist, am Verbindungspunkt der Widerstände 208 und 210 erscheinen zu lassen, während die jeweils andere Spannung am Widerstand 207 bzw. 209 abfällt, wenn der jeweilige Transistor 222 bzw. 223 leitet. Mit dem Anlegen eines Steuersignals (Binärwert 1) an der Steuerklemme A, gerät der Transistor 221 in Sättigung, so daß er den Kondensator 224· parallel zur Reihenschaltung des Widerstands 225 und der Kondensatoren 219/220 legt. Die hiermit eingeführte zusätzliche Kapazität 224 läßt die Schaltung in einen Zustand der Nichtresonanz übergehen, so daß die Oszillatorspannung E nun in Phasenquadratur mit dem Strom I_Q der Primärwicklung des Transformators 206 erscheint. In diesem Pail hat das Vorhandensein eines Steuersignals am Steuereingang B oder C zur Folge, daß am Verbindungspunkt der Widerstände 208 und 210 Spannungen E^¹ oder E' erscheinen, die infolge der Transformatorwirkung nun auch in Phasenquadratur gegenüber dem Primärstrom I₀ sind. Die resultierende Phasenlage der Spannungen E_Q, E_x., Ep, E_x.¹ und Ep' gegenüber dem Primärstrom I₀ ist in den Spalten X und T der vorstehenden Tabelle als Punktion der Logik- und Binärwerte in den Spalten A, B und C dargestellt, wobei der die Phase der Spannung angebende Zeiger in der Spalte Y jeweils gleichbedeutend ist mitis guided, is located on the primary winding of the transformer 206, a voltage Ep, and the parts of the double output winding How appear voltages E, or · Ep. mentioned above, the voltage E ₀ is caused as a result of by the capacitor 219 and the capacitor 220 resonating of the primary winding of the transformer 206 in phase with the current I _Q in the primary winding. With this relationship between voltage and current in the primary winding, the secondary voltage E ^ is 90 ° out of phase with the primary current I ₀ , while the voltage E _{2 is out of} phase with the secondary voltage E ^, as is the case with the points and indicating the polarity of the windings the respective phase indicators E _Q , E ^, E ^ and I ₀ is displayed. With the application of a control signal (binary value 1) to the control input terminal B or C, the transistor switches 222 and 223 are selectively closed to either the voltage E ^, which is in phase quadrature, or the voltage Ep, which is in phase opposition to the voltage E, am To make the connection point of the resistors 208 and 210 appear, while the respective other voltage at the resistor 207 or 209 drops when the respective transistor 222 or 223 conducts. When a control signal (binary value 1) is applied to control terminal A, transistor 221 saturates so that it places capacitor 224 parallel to the series connection of resistor 225 and capacitors 219/220. The additional capacitance 224 introduced in this way causes the circuit to pass into a state of non-resonance, so that the oscillator voltage E now appears in phase quadrature with the current I _{Q of} the primary winding of the transformer 206. In this Pail, the presence of a control signal at control input B or C has the consequence that voltages E ^ ¹ or E ' appear at the connection point of resistors 208 and 210, which as a result of the transformer effect are now also in phase quadrature with respect to the primary current I ₀ . The resulting phase position of the voltages E _Q , E _x ., Ep, E _x . ¹ and Ep 'with respect to the primary current I ₀ is shown in columns X and T of the table above as a puncture of the logic and binary values in columns A, B and C, with the phasor indicating the phase of the voltage in column Y having the same meaning is with

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dem in der ersten Spalte zahlenmäßig angegebenen Phasenwinkel (J. Das Steuersignal an der Klemme A legt also fest, ob die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 208 und 210 eine Phasenverschiebung von 0° oder von 90° erfahren soll, und die Steuersignale an den Steuerklemmen B und C bestimmen, ob die O°-Verschiebung bzw· die 90°-VerSchiebung gegenüber der 0 -Phase oder der i80°-Phase der Oszillatorspannung erfolgen soll. Dies führt dazu, daß die Ausgangsspannung am Verbindungspunkt der Widerstände 208 und 210 gegenüber der Ausgangsspannung des Oszillators 100 eine Phasenlage von 0°, 90°, 270° oder 360° (= 0°) einnimmt, wenn die Steuereingangsklemmen A, B und C gemäß der obenstehenden Tabelle beaufschlagt werden.the phase angle specified numerically in the first column (J. The control signal at terminal A thus determines whether the voltage at the junction of resistors 208 and 210 is to experience a phase shift of 0 ° or 90 °, and the control signals at the control terminals B and C determine whether the 0 ° shift or the 90 ° shift compared to the 0 phase or the i80 ° phase of the oscillator voltage should take place. This leads to the output voltage at the connection point of the resistors 208 and 210 has a phase position of 0 °, 90 °, 270 ° or 360 ° (= 0 °) with respect to the output voltage of the oscillator 100, if the control input terminals A, B and C are applied according to the table above.

Die Binär- oder Logikwerte und ihre in der obenstehenden Tabelle angegebene Folge werden mit Hilfe einer Logikschaltung erzeugt, deren Teile in Fig. 3 dargestellt und mit den Bezugszahlen 300 bis 305 bezeichnet sind. Diese Logikschaltung enthält ein JK-Flipflop 300, das über eine aus NAND-Gliedern 301, 302, 303, 304 bestehende Verknüpfungsschaltung mit einem zweiten JK-Flipflop 305 gekoppelt ist. Die mit den NAND-Gliedern 301, 302, 303, 304 gebildete Schaltung funktioniert wie ein einpoliger Umschalter, der auf ein von der Kopfrad-Logikschaltung kommendes Eingangssignal anspricht, das wie oben beschrieben eine mit den Aufzeichnungsspuren synchronisierte 30 Hz-Rechteckwelle istj d.h. bei einer gegebenen Spur ist es niedrig, und bei der benachbarten Spur ist es hoch. Daher werden die Einstelleingänge J und K des Flipflops 305 abwechselnd mit dem Q-Ausgang und dem φ-Ausgang des Flipflops 300 verbunden, und die Binärwerte der Signale A, B und C werden in der weiter unten beschriebenen Weise als Antwort auf das Phasenfolge-Steuersignal von der Kopfrad-Logikschaltung bei abwechselnden Spuren umgekehrt, um bei ungeradzahligen Spuren die Phasenfolge 0°, -90°, -180°, -270° (vorwärtsschreitende Phase) und bei geradzahligen Spuren die Phasenfolge -270° -180°, -90°, 0° (rückwärtsschreitende Phase) zu erzeugen. Ein weiteres Signal, das mit Logiktaktsignal bezeichnet ist, dient zur Taktsteuerung der Logikschaltung 3OO bis 3O5.The binary or logic values and their sequence specified in the table above are generated with the aid of a logic circuit, the parts of which are shown in FIG. 3 and denoted by the reference numerals 300 to 305. This logic circuit contains a JK flip-flop 300, which is made up of NAND gates 301, 302, 303, 304 existing logic circuit with a second JK flip-flop 305 is coupled. The ones with the NAND gates 301, 302, 303, 304 The circuit formed works like a single-pole changeover switch that responds to an input signal coming from the headwheel logic circuit which, as described above, is a 30 Hz square wave synchronized with the recording tracks j i.e. it is low on a given track and high on the adjacent track. Therefore the setting inputs J and K of the Flip-flops 305 alternating with the Q output and the φ output of flip-flop 300, and the binary values of signals A, B and C are used in the manner described below in response on the phase sequence control signal from the head wheel logic circuit for alternating tracks reversed to for odd tracks Traces the phase sequence 0 °, -90 °, -180 °, -270 ° (advancing phase) and for even-numbered traces the phase sequence -270 ° -180 °, -90 °, 0 ° (backward stepping phase). Another signal, which is designated with the logic clock signal, is used for clock control the logic circuit 3OO to 3O5.

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Im Betrieb ändern die Ausgangssignale an den Anschlüssen Q-φ des Flipflops 300, dessen beide Eingänge J und K durch ein Signal +V auf "hoch" gestellt sind, Jedesmal beim Anlegen eines Taktimpulses ihren Zustand, so daß an die Steuerklemme A des Phasenselektors 200ein Ausgangssignal der Binärfolge 1, 0, 1, usw. gelegt wird. Im angenommenen Fall, daß das dem einen Eingang des NAND-Gliedes 304 angelegte Phasenfolge-Steuersignal hoch ist und daß dem anderen Eingang des NAND-Gliedes 304 der Binärwert 1 (= +V) angelegt ist, hat das Ausgangssignal des NAND-Gliedes den Binärwert 0. Da das Q-Ausgangssignal des Flipflops 300 den Binärwert 1 und das φ-Ausgangssignal des Flipflops 300 den Binärwert 0 hat, empfängt jedes der NAND-Glieder 301 und 303 an einem Eingang den Binärwert 0 und am anderen Eingang den Binärwert 1. Unter diesen Bedingungen haben die Ausgangssignale der NAND-Glieder 301 und 303 beide den Binärwert 1 und bewirken, wenn sie den Eingängen des NAND-Gliedes 302 zugeführt werden, daß dieses Glied ein Ausgangssignal des Binärwerts 0 liefert. Somit sind die Eingänge J und K des Flipflops 305 niedrig (Binärwert 0), so daß sein dem Steuersignal B entsprechendes Q-Ausgangssignal den Binärwert 0 und sein dem Steuersignal C entsprechendes Q-Ausgangssignal den Binärwert 1 hat. Gemäß der obenstehenden Tabelle entspricht diese Bedingung einer Phasenverschiebung von 0 des Oszillatorsignals vom Ausgang des Phasenselektors 200. Wenn die Ausgangssignale Q-φ des JK-Flipflops 300 mit jedem den Flipflops 300 und 305 angelegten Logiktaktsignal wechseln, dann wird der Eingangs zustand des JK-Flipflops 305 hoch oder niedrig, so daß an den Ausgängen Q und Q des JK-Flipflops 305 Zustände auftreten, wie sie in der obenstehenden Tabelle angezeigt sind. Diese den Steuerklemmen B und C auferlegten Logikzustände schaffen gemeinsam mit den vom Flipflop 300 gelieferten Steuersignal A alle die in der Tabelle aufgeführten Bedingungen für die Phasenverschiebungsfolge -90°, -180°, -270°. Diese Phasenverschiebungsfolge des Oszillatorsignals setzt sich über die in der betreffenden SpTir aufgezeichnete gesamte Fernsehzeile fort. Am Ende der betreffenden Spur ändert das von der Kopfrad-Logikschaltung entwickelte Phasenfolge-Steuersignal seinen Zustand, d.h. es wirdDuring operation, the output signals at the terminals Q-φ change of the flip-flop 300, whose two inputs J and K are set to "high" by a signal + V, each time one is applied Clock pulse their state, so that an output signal of the binary sequence 1, 0, 1, etc. is placed. Assuming that the phase sequence control signal applied to one input of NAND gate 304 is high and that the other input of the NAND gate 304 has the binary value 1 (= + V) is applied, the output signal of the NAND gate has the binary value 0. Since the Q output signal of the flip-flop 300 den Binary value 1 and the φ output signal of the flip-flop 300 the binary value 0, each of the NAND gates 301 and 303 receives at one The input has the binary value 0 and the other input has the binary value 1. Under these conditions, the output signals of the NAND gates have 301 and 303 both have the binary value 1 and, if they are fed to the inputs of the NAND gate 302, cause this Element supplies an output signal of the binary value 0. Thus, inputs J and K of flip-flop 305 are low (binary value 0), so that its Q output signal corresponding to the control signal B. the binary value 0 and its Q output signal corresponding to the control signal C. has the binary value 1. According to the table above, this condition corresponds to a phase shift of 0 of the oscillator signal from the output of the phase selector 200. When the output signals Q-φ of the JK flip-flop 300 with each of the Flip-flops 300 and 305 switch applied logic clock signal, then the input state of the JK flip-flop 305 is high or low, so that at the outputs Q and Q of the JK flip-flop 305 states occur as shown in the table above. These create logic states imposed on control terminals B and C. together with the control signal A supplied by the flip-flop 300, all the conditions listed in the table for the phase shift sequence -90 °, -180 °, -270 °. This phase shift sequence of the oscillator signal is set over the in the relevant SpTir continued recorded entire television line. At the end of the track in question, this changes from the headwheel logic circuit phase sequence control signal developed its state, i.e. it becomes

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niedrig, wie oben beschrieben. Der Zustandswechsel des Phasenfolge-Steuersignals veranlaßt die als einpoliger Umschalter wirkende Verknüpfungsschaltung der NAND-Glieder 304, 301, 302, 303, für die Eingänge J und K des Flipflops 305 anstelle des vorherigen niedrigen Signalzustandes (Binärwert 0) einen hohen Signalzustand (Binärwert 1) auszuwählen und auf diese Eingänge zu koppeln, wodurch die Folge der Konditionierung der Eingänge J und K des Flipflops 305 umgekehrt wird, was zur Umkehrung der vorwärtsschreitenden Phasenverschiebungsfolge 0°, -90°, -180°, -270° des Phasenselektors 200führt, um für die Dauer der benachbarten Spur die Phasenverschiebung in der rückwärtsschreitenden Folge -27O⁰, -180°, -90°, 0° vorzunehmen.low as described above. The change in state of the phase sequence control signal causes the logic circuit of the NAND gates 304, 301, 302, 303, which acts as a single-pole changeover switch, for inputs J and K of flip-flop 305 to have a high signal state (binary value 1) instead of the previous low signal state (binary value 0). and to be coupled to these inputs, thereby reversing the conditioning sequence of inputs J and K of flip-flop 305, resulting in reversal of the advancing phase shift sequence 0 °, -90 °, -180 °, -270 ° of phase selector 200 in order for the duration of the adjacent track to carry out the phase shift in the backward-moving sequence -27O ⁰ , -180 °, -90 °, 0 °.

Um sicherzustellen, daß das mit jeder Zeile stattfindende Vorbzw. Zurückverschieben der Phase des Oszillatorausgangssignals synchron mit dem aufgezeichneten Signal erfolgt, wird das zur Taktsteuerung der Flipflops 300 und 305 verwendete Logiktaktsignal mit dem ankommenden Fernsehsignalgemisch in folgender Weise synchronisiert: Die in Fig. 1 gezeigte Synchronsignal-Verarbeitungsschaltung 12, die in an sich bekannter Weise arbeitet, erzeugt für die Schaltsteuereinrichtung 15 ein Signal, das in Fig. 3 mit "HorizontalSynchronsignal" bezeichnet ist. Dieses Horizontalsynchronsignal, das einmal je Horizontalzeile unmittelbar vor dem Farbburst erscheint, wird auf einen Eingangsverstärker gegeben, der aus Transistoren 412 und 415 und zugeordneten Vorspannungselementen 410, 411, 413, 414 besteht, die eine zwischen dem Potential +V einer Spannungsquelle und Masse liegende Schaltung bilden. Der Ausgangsanschluß des Verstärkers 412, 415 ist mit einem Ausgangsverstärker gekoppelt, der aus einem Transistor 406 und zugeordneten Vorspannungselementen besteht, die gemeinsam eine zwischen der Spannungsquelle +V und Masse liegende Schaltung bilden. Das Vorspannungsnetzwerk des Ausgangsverstärkers besteht aus einem Widerstand 404 und einer Diode 407, die zwischen die Spannungsquelle und die Basis des Transistors 406 geschaltet sind. Das Ausgangssignal vom Kollektor des Transistors 406 ist das Logiktaktsignal, welches mit dem aus dem ankommenden Fernseh-To ensure that the Vorbzw. Shift back the phase of the oscillator output signal occurs synchronously with the recorded signal, the logic clock signal used to clock the flip-flops 300 and 305 becomes with the incoming composite television signal in the following Synchronized manner: The synchronizing signal processing circuit shown in FIG 12, which works in a manner known per se, generates a signal for the switching control device 15 which is shown in Fig. 3 is labeled "Horizontal Sync Signal". This Horizontal sync signal that is sent once per horizontal line immediately appears before the color burst is applied to an input amplifier made up of transistors 412 and 415 and associated biasing elements 410, 411, 413, 414 consists of a circuit lying between the potential + V of a voltage source and ground form. The output terminal of the amplifier 412, 415 is coupled to an output amplifier consisting of a transistor 406 and associated biasing elements, which together form a circuit located between the voltage source + V and ground form. The output amplifier bias network consists of a resistor 404 and a diode 407 connected between the voltage source and the base of transistor 406 are connected. The output from the collector of transistor 406 is the logic clock signal, which is linked to the incoming television

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signalgemisch abgeleiteten HorizontalSynchronsignal synchronisiert ist.mixed-signal derived horizontal synchronizing signal is.

Für den Fall, daß dieses Horizontalsynchronsignal verzerrt oder aus irgendwelchen Gründen für eine bestimmte Zeile verlorengegangen ist, wird in der nachstehend beschriebenen Weise ein Ersatzsignal bereitgestellt, um dem Synchronlauf der Phasenverschiebungsfolge aufrecht zu erhalten. Hierbei wird auf das HorizontalSynchronsignal zurückgegriffen, das in an sich bekannter Weise von dem für die Einhaltung der Zugspannung des Bandes vorgesehenen Servosystem (nicht dargestellt) abgeleitet wird. Ein in Relation zu diesem Bandzugservo-Synchronsignal stehendes Signal wird über einen Widerstand 401 auf einen in Darlingtonschaltung angeordneten Transistorverstärker 402, 409 gegeben, der über einen Widerstand 403 zwischen eine Spannungsquelle und Masse geschaltet ist. Zwischen den gemeinsamen Anschluß der Transistoren 402 und 409 und des Widerstands 403 einerseits und die mit der Basis des Transistors 406 verbundene Diode 407 andererseits ist ein Koppelkondensator 408 geschaltet. Im Betrieb treibt das vom Bandzug-Servosysten abteleitete HorizontalSynchronsignal, das in Jedem Fall erscheint, die in Darlingtonschaltung angeordneten Transistoren 402 und 409 in die Sättigung, und die daraufhin am Kondensator 408 entwickelte Spannung spannt den Transistor 406 in seinen Sperrzustand. Wenn ein die Wiederaufladung des Kondensators 408 bewirkendes Horizontalsynchronsignal ausbleibt, dann wird mit der Entladezeitkonstante des Kondensators 408 und des Widerstands 404 (ungefähr 10 Mikrosekunden) der Ausgangsverstärker 406 getriggert, falls dieser Verstärker nicht bereits zuvor durch das Horizontalsynchronsignal eingeschaltet worden ist. Somit führt das Ausbleiben eines Synchronimpulses nicht zum Fortfall einer gesamten Zeile, vielmehr wird nur ein kleiner Anfangsteil ausfallen, was sich in einer unrichtigen Farbe für die Dauer von ungefähr 10 Mikrosekunden äußert.In the event that this horizontal sync signal is distorted or lost for any reason for a particular line is, a substitute signal is provided in the manner described below in order to maintain the synchronous operation of the phase shift sequence. The horizontal synchronizing signal is used here resorted to, in a manner known per se, from the one provided for maintaining the tensile stress of the belt Servo system (not shown) is derived. A signal related to this tape tension servo synchronous signal is transmitted via a resistor 401 is applied to a transistor amplifier 402, 409 arranged in a Darlington circuit, which via a resistor 403 is connected between a voltage source and ground. Between the common connection of transistors 402 and 409 and of the resistor 403 on the one hand and the diode 407 connected to the base of the transistor 406 on the other hand is a coupling capacitor 408 switched. During operation, this is driven by the belt pull servo system derived horizontal synchronizing signal, which appears in every case, the Darlington-connected transistors 402 and 409 into saturation, and the then developed at the capacitor 408 Voltage biases transistor 406 into its blocking state. When a horizontal sync signal causing capacitor 408 to recharge fails, then the discharge time constant of capacitor 408 and resistor 404 (approximately 10 microseconds) the output amplifier 406 is triggered if this amplifier has not already been switched on by the horizontal synchronization signal has been. Thus, the absence of a sync pulse does not lead to the loss of an entire line, but rather only a small initial part fail, which manifests itself in an incorrect color for a period of about 10 microseconds.

In der Fig. 2 ist schematisch eine Anlage dargestellt, die das Farbfernsehsignalgemisch wiedergeben kann, welches mittels der Anlage nach Fig. 1 auf das Magnetband 13 aufgezeichnet worden ist.In Fig. 2, a system is shown schematically, which can reproduce the color television signal mixture, which by means of the system 1 has been recorded on the magnetic tape 13.

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Die Wiedergewinnung des Signals geschieht mit Hilfe einer Magnetkopfanordnung, die schematisch als einzelner Magnetkopf 11 dargestellt ist, der sich in Berührungskontakt mit dem Magnetband befindet. Das so vom Band abgenommene Signal wird einer dem betreffenden Magnetkopf zugeordneten Vorverstärker- und Summierverstärker-Schaltung 22 mit Hilfe von Kopfrad-Logikschaltungen 40 zugeführt. Die Signalkomponenten am Ausgang der Verstärkerschaltung 22 entsprechen im wesentlichen dem Signal an der Ausgangsschaltung 9 der Anlage nach Fig. 1, abgesehen von gewissen Instabilitäten der Zeitbasis, die durch die Aufzeichnungs- und Abfühlvorgänge eingebracht sein können. Außerdem wird in dem von der Verstärkerschaltung 22 kommenden wiedergewonnenen Signal infolge des dichten Abstandes der Spuren während des Aufseichnungsvorgangs eine Ubersprechkomponente vorhanden sein, die beim Abspielen wiedergegeben wird. Das Übersprechen im Leuchtdichteteil des Signals kann dadurch unterdrückt werden, daß man die Spalte an den Magnetköpfen während des Aufzeichnens in abwechselnden Azimutwinkeln ausrichtet. Wie bereits oben erwähnt, ist jedoch die Methode der Verwendung abwechselnder Azimutwinkel nicht zufriedenstellend für die Wiedergewinnung der mit niedrigerer Frequenz und daher mit größerer Wellenlänge erscheinenden Komponenten des Farbartsignals. Um die ^einheit der Phase der wiedergewonnenen Farbartsignalkomponenten aus jeder aufgezeichneten Spur wieder herzustellen und außerdem die Farbartkomponenten nach oben auf ihre ursprüngliche Frequenz umzusetzen, wird ein Aufwärts-Frequenzumsetzer mit vier auswählbaren Phasen (ähnlich wie in der Anlage nach Fig. 1) verwendet, und zwar in Verbindung mit einer phasensynchronisierten Schleife (Phasenregelkreis), um die durch die Aufzeichnungs- und Abfühlvorgänge eingeführte Instabilität der Zeitbasis zu korrigieren.The signal is recovered with the help of a magnetic head arrangement, which is shown schematically as a single magnetic head 11 which is in physical contact with the magnetic tape. The signal thus removed from the tape is fed to a preamplifier and summing amplifier circuit associated with the magnetic head in question 22 with the aid of head wheel logic circuits 40 supplied. The signal components at the output of the amplifier circuit 22 essentially correspond to the signal at the output circuit 9 of FIG Plant according to Fig. 1, apart from certain instabilities in the time base introduced by the recording and sensing operations could be. In addition, in the recovered signal coming from the amplifier circuit 22 due to the close spacing of the tracks during the recording process a crosstalk component that will be played back during playback. The crosstalk in the luminance part of the signal can thereby be suppressed be that one aligns the gaps on the magnetic heads during the recording in alternating azimuth angles. As already mentioned above, however, the method of using alternate azimuth angles is not satisfactory for the recovery the components of the chrominance signal that appear with a lower frequency and therefore with a longer wavelength. To the ^ unit the phase of the recovered chrominance signal components from each recorded track, and also the To convert chrominance components up to their original frequency, an up-frequency converter with four selectable ones becomes Phases (similar to the system according to Fig. 1) used in connection with a phase-locked loop (phase-locked loop), to correct for the time base instability introduced by the recording and sensing operations.

Gemäß Fig. 2 ist der Signalausgang der Verstärkerschaltungen 22 mit einer einen FM-Demodulator und eine Filterschaltung enthaltenden Einheit 38 gekoppelt, welche die Komponenten des Leuchtdichtesignals von den frequenzmäßig nach unten umgesetzten Komponenten des Farbartsignals trennt, indem sie das Leuchtdichtesignal, das zuvor durch den in Fig. 1 gezeigten Frequenzmodulator 5 einerReferring to Fig. 2, the signal output of the amplifier circuits 22 is provided with an FM demodulator and a filter circuit containing Unit 38 coupled, which the components of the luminance signal from the downwardly converted components of the chrominance signal by using the luminance signal, the previously by the frequency modulator 5 shown in Fig. 1

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Trägerfrequenz von 4,2 MHz aufmoduliert worden ist, demoduliert. Das Ausgangssignal der Verstärkerschaltung 22 wird außerdem einem Bandfilter 23 zugeführt, um die nach unten umgesetzten Farbartsignalkomponenten abzutrennen. Das abgetrennte Farbartsignal vom Ausgang des Bandfilter 23 wird dann auf einen Mischer 24 gegeben, um die Farbartkomponenten nach oben auf ihre ursprüngliche Freouenz umzusetzen. Die Aufwärts-Umsetzung im Mischer 24 geschieht durch Kombination des vom Bandfilter 23 kommenden 692 KHz Farbartsignals mit einem von einer Misch- und Phasenselektorschaltung 31 kommenden Bezugssignal von 4,272 MHz, um ein Farbartsignal mit einer Trägerfrequenz von 3»58 MHz zu erhalten.Carrier frequency of 4.2 MHz has been modulated on, demodulated. The output of the amplifier circuit 22 also becomes a Band filter 23 is supplied to the down-converted chrominance signal components to separate. The separated chrominance signal from the output of the band filter 23 is then fed to a mixer 24, around the chrominance components up to their original frequency to implement. The upward conversion in mixer 24 takes place by combining the 692 KHz chrominance signal coming from the bandpass filter 23 with one from a mixing and phase selector circuit 31 reference signal of 4.272 MHz to obtain a chrominance signal with a carrier frequency of 3 »58 MHz.

Da das nach unten umgesetzte Farbartsignal mit aner von Zeile zu Zeile fortschreitenden Phasenverschiebung aufgezeichnet worden ist, die mit den Spuren abwechselnd in Vorwärtsrichtunigund Rückwärtsrichtung geht, muß die Phase des Mischer-Bezugssignals von 4,272MHz in der gleichen Weise geändert werden, damit die Phasenechtheit des nach oben umgesetzten 3,58 MHz-Ausgangssignals des Mischers 34 wieder hergestellt wird.Since the chrominance signal converted downwards with aner from line to Line progressive phase shift has been recorded, with the tracks alternating in the forward direction and reverse direction the phase of the mixer reference signal of 4.272MHz must be changed in the same way in order to ensure phase accuracy of the up-converted 3.58 MHz output signal of the Mixer 34 is restored.

Die 4,27? MHZ-Bezugsfrequenz für die Aufwärts- Umsetzung der Farbartkomponenten wird mittels eines automatischen Frequenzregelkreises erhalten, der einen 3»58 MHz-Bezugsoszillator 34, einen Mischer 31, einen spannungsgesteuerten Oszillator 33 für 692 KHz, einen getasteten Phasendetektor 32 und eine Burst-Torschaltung 36 enthält. Im Betrieb wird das Ausgangssignal des 3»58 MHz-Oszillators 34 gemeinsam mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 33 auf den Mischer 31 gegeben. Diese beiden Ausgangssignale werden im Mischer 31 kombiniert, um die 4,272 MHz-Bezugsfrequenz zu erzeugen. Der getastete Phasendetektor 32 wird mittels eines Ausgangssignals von der Burst-Torschaltung 36 aktiviert und vergleicht die Phase des 3,58 MHz-Ausgangssignals des Mischers 24 während des Burstintervalls mit der Phase des 3,58 MHz-Ausgangssignals des Bezugsoszillators 34, um Phasenfehler zwischen diesen beiden Signalen festzustellen. Eine entsprechende Fehlerspannung vom Ausgang des getasteten Phasendetektors 32 wird dem spannungs-The 4.27? MHZ reference frequency for the upward conversion of the Chroma components is obtained by means of an automatic frequency control loop that includes a 3 »58 MHz reference oscillator 34, a Mixer 31, a voltage controlled oscillator 33 for 692 KHz, a keyed phase detector 32 and a burst gate circuit 36 contains. In operation, the output signal of the 3 »58 MHz oscillator 34 together with the output signal of the voltage controlled Oscillator 33 is fed to mixer 31. These two output signals are combined in mixer 31 to produce the 4.272 MHz reference frequency to create. The gated phase detector 32 is by means of of an output signal from the burst gate circuit 36 and compares the phase of the 3.58 MHz output signal of the mixer 24 during the burst interval with the phase of the 3.58 MHz output signal of the reference oscillator 34 to eliminate phase errors therebetween detect both signals. A corresponding error voltage from the output of the gated phase detector 32 is the voltage

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gesteuerten Oszillator 33 zugeführt, um durch Steuerung seiner Frequenz und Phase die Frequenz und Phase des 4,272 MHz-Bezugssignals am Ausgang des Mischers 31 zu steuern, um eine übereinstimmende Aufwärts-Umsetzung des Farbart- und Burstsignals sicherzustellen. controlled oscillator 33, by controlling its frequency and phase, the frequency and phase of the 4.272 MHz reference signal at the output of the mixer 31 to control a matching Ensure upward conversion of the chrominance and burst signals.

Da das nach unten umgesetzte Farbartsignal mit der erwähnten von Zeile zu Zeile fortschreitenden Phasenverschiebung in einer mit den Spuren abwechselnden Richtung aufgezeichnet wurde, ist es notwendig, bei der Aufwärts-Umsetzung die Phase der Mischer-Ausgangsfrequenz von 4,272 MHz in der gleichen Weise zu ändern, damit die Phasenechtheit des aufwärts-umgesetzten 3*58 MHz-Ausgangssignals des Mischers 24 wieder hergestellt wird. Um dies zu erreichen, wird das 4,272 MHz-Bezugssignal einem (im Mischer 31 enthaltenen) Pbasenselektor zugeführt, der wie der in Fig. 3 gezeigte Phasenselektor 200 aufgebaut ist. Wie in der zur Aufzeichnung verwendeten Anlage nach den Figuren 1 und 3 ist ein Schalter S^ vorgesehen (rein schematisch dargestellt), der durch Steuersignale von der Kopfrad-Logikschaltung 40, Horizontalsynchronsignale von der Synchronsignal-Verarbeitungsschaltung 50 und durch die phasensynchronisierte Schleife 37 über die Schaltsteuereinrichtung 30 synchronisiert wird, so daß er sich jeweils zwischen dem Ende des Bildinhalts einer Zeile und dem Anfang des Burstsignals der nächsten Zeile "dreht". Wie beim Aufzeichnen dreht sich der Schalter Sp während der Wiedergabe aller ungeradzahligen Spuren gegen den Uhrzeigersinn und während der Wiedergabe alle_r geradzahligen Spuren im Uhrzeigersinn. Nach der Aufwärts-Umsetzung im Mischer 24 enthält das wiederhergestellte Farbartsignal nun den gewünschten Farbart-Hilfsträger, der durch die Wirkung des automatischen Frequenzregelkreises auf einer Frequenz von 3,58 MHz gehalten wird, wie es vorstehend beschrieben ist. Das Farbartsignal vom Ausgang des Mischers 24 enthält außerdem aber noch unerwünschte übersprechende Farbart-Hilfsträgersignale, die beim Abspielen infolge der während der Aufzeichnung vorgenommenen engen Beabstandung der Spuren wiedergegeben werden. Sowohl die gewünschten als auch die übersprechendenSince the down-converted chrominance signal was recorded with the mentioned phase shift progressing from line to line in a direction alternating with the tracks, it is necessary to change the phase of the mixer output frequency of 4.272 MHz in the same way during the up-conversion. so that the phase accuracy of the up-converted 3 * 58 MHz output signal of the mixer 24 is restored. In order to achieve this, the 4.272 MHz reference signal is fed to a P base selector (contained in mixer 31) which is constructed like the phase selector 200 shown in FIG. As in the system used for recording according to FIGS. 1 and 3, a switch S ^ is provided (shown purely schematically), which is controlled by control signals from the head wheel logic circuit 40, horizontal sync signals from the sync signal processing circuit 50 and through the phase-locked loop 37 via the Switching control device 30 is synchronized so that it "rotates" between the end of the picture content of a line and the beginning of the burst signal of the next line. As in the case of recording, the switch Sp rotates counterclockwise during reproduction of all odd-numbered tracks and rotates clockwise during reproduction of all _r even-numbered tracks. After up-conversion in mixer 24, the restored chrominance signal now contains the desired chrominance subcarrier which is maintained at a frequency of 3.58 MHz by the action of the automatic frequency control loop, as described above. However, the chrominance signal from the output of the mixer 24 also contains undesired crosstalking chrominance subcarrier signals which are reproduced during playback as a result of the narrow spacing of the tracks made during the recording. Both the desired and the overriding

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aufwärts-umgesetzten Farbartsignale vom Ausgang des Mischers 24 werden auf eine sogenannte 1H-Verzögerungsschaltung 26 und eine Signalvereinigungsschaltung (Subtraktionsschaltung) 28 gegeben. Die Verzögerungsschaltung 26 verzögert die ankommende Farbartinformation um eine Horizontalzeilenperiode (1H), und die Subtraktionsschaltung 28 subtrahiert die einer Zeile zugeordnete Farbartinformation von der um eine Zeile verzögerten Farbartinformation. Die Verzögerungsschaltung 26 und die Subtraktionsschaltung 28 bilden somit eine Anordnung, die gemeinhin als Kammfilter bekannt ist. Dieses aus den Schaltungen 26 und 28 bestehende Kammfilter unterdrückt das Farbart-Übersprechen durch folgende Wirkungsweise: Da die Frequenz des Farbhilfsträgers ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Zeilenfrequenz ist, führt die 1H-Verzögerung zu einer Phasenverschiebung des Hilfsträgers um 180°. Wenn das verzögerte Signal von dem unverzögerten Signal subtrahiert wird, dann führt die Subtraktion unter der Voraussetzung, daß der Bildinhalt irgend einer Zeile im wesentlichen gleich dem Bildinhalt der vorangehenden Zeile ist, zu einer Verdopplung oder Verstärkung der Signalamplitude für ein richtig wiederhergestelltes Farbartsignal. Die Übersprechkomponenten des Farbartsignals haben jedoch beim Aufzeichnen jeweils von einer Zeile zur nächsten eine Phasenverschiebung von 90 erfahren und eine weitere Phasenverschiebung von 90° beim Abspielen, die sich mit der beim Aufzeichnungsvorgang erfolgten 90°-Phasenverschiebung addiert, so daß nach dem Abspielen eine Phasenverschiebung von insgesamt 180° gegenüber dem eine Zeilenperiode früher abgespielten selben Signal besteht. Wenn der Bildinhalt einer übersprechenden Zeile im wesentlichen gleich ist dem Bildinhalt einer eine Zeilenperiode früher abgespielten ubersprechenden Zeile, dann werden im Ergebnis die Übersprechkomponenten in der Subtractionsschaltung praktisch vollständig ausgelöscht.up-converted chrominance signals from the output of mixer 24 are applied to a so-called 1H delay circuit 26 and a signal combining circuit (subtracting circuit) 28 is given. The delay circuit 26 delays the incoming Chrominance information by one horizontal line period (1H), and the subtracting circuit 28 subtracts that associated with one line Chrominance information from the chrominance information delayed by one line. The delay circuit 26 and the subtraction circuit 28 thus form an arrangement commonly known as a comb filter. This from the circuits 26 and 28 Existing comb filters suppress the chrominance crosstalk the following mode of operation: Since the frequency of the color subcarrier is an odd multiple of half the line frequency, leads the 1H delay to a phase shift of the subcarrier by 180 °. When the delayed signal from the instantaneous signal is subtracted, then the subtraction is carried out provided that the image content of any line is essentially the same the image content of the previous line leads to a doubling or amplification of the signal amplitude for a correctly restored Chrominance signal. However, the crosstalk components of the chrominance signal each have from one line to the other when recording next experience a phase shift of 90 and a further phase shift of 90 ° when playing, which is related to the During the recording process, the 90 ° phase shift was added, so that after playback a phase shift totaling 180 ° compared to the same signal played one line period earlier. If the picture content of a line that crosses over is essentially the same as the picture content of a line period played back one line period earlier, then the result the crosstalk components in the subtraction circuit practically completely wiped out.

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Claims (10)

PatentansprücheClaims 1,- Anlage zum Aufzeichnen eines Farbfernsehsignalgemischs, das für eine Bildinfonnation charakteristische Farbartsignalkomponenten wahrend sich wiederholender Zeilen- und Teilbildintervalle enthält, auf einer Vielzahl von Spuren längs eines Aufzeichnungsmediums, gekennzeichnet durch:1, - system for recording a composite color television signal, the chrominance signal components characteristic of image information while repeating line and field intervals, on a plurality of tracks along one Recording medium, characterized by: einen Bezugssignalgeber (20) zur Erzeugung eines ersten Bezugssignals, dessen Phase mit einer dem besagten Zeilenintervall entsprechenden Geschwindigkeit fortlaufend vorwärts springt, und eines zweiten Bezugssignals, dessen Phase mit einer dem besagten Zeilenintervall entsprechenden Geschwindigkeit fortlaufend rückwärts springt; eine Vereinigungsschaltung (7), welche die Farbartsignalkomponenten mit dem Durchlaufen benachbarter Spuren abwechselnd mit dem ersten und dem zweiten Bezugssignal kombiniert;a reference signal generator (20) for generating a first reference signal, the phase of which is continuously forwarded at a speed corresponding to said line interval jumps, and a second reference signal whose Phase jumps continuously backwards at a speed corresponding to said line interval; a combining circuit (7) which alternates the chrominance signal components as they pass through adjacent tracks combined with the first and second reference signals; eine Anordnung (11) zum Aufzeichnen des kombinierten Signals auf das Aufzeichnungsmedium (13).an arrangement (11) for recording the combined signal on the recording medium (13). 2. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignalgeber (20) einen mit einer Phasenumschalteinrichtung (206, 221) gekoppelten Oszillator (100) enthält und daß die Phasenumschalteinrichtung mit einer dem besagten Zeilenintervall entsprechenden Geschwindigkeit arbeitet, um die Phase des ersten Bezugssignals in einer vorwärtsschreitenden Folge und die Phase des zweiten Bezugssignals in einer rückwärtsschreitenden Folge zu ändern.2. Installation according to claim 1, characterized in that the reference signal generator (20) has a phase switching device (206, 221) coupled oscillator (100) and that the phase switching device with one of the said line interval corresponding speed operates to adjust the phase of the first reference signal in an advancing sequence and change the phase of the second reference signal in a reverse sequence. 3. Anlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Bezugssignal gleiche Frequenz haben und daß das mit der Zeilenfrequenz erfolgende Vorwärtsschreiten bzw. Bückwärtsschreiben der Phase des ersten bzw. des zweiten Bezugs-3. Installation according to claim 2, characterized in that the first and the second reference signal have the same frequency and that the stepping forward or writing backward at the line frequency the phase of the first or the second reference - 22 709881/119t - 22 709881 / 119t signals gemäß der Beziehungsignals according to the relationship Φ/ „ν=Φ/ \ + 90°
V(n + 1) ^v(n) - Φ / "ν = Φ / \ + 90 °
V (n + 1) ^v (n) - erfolgt, wobei η eine beliebige ganze Zahl einschließlich 0 ist.occurs, where η is any whole number including 0. 4-, Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vereinigungsschaltung (7) ein die FarbartSignalkomponenten empfangender und auf das erste und das zweite Bezugssignal ansprechender Frequenzumsetzer ist, um die Farbsignalkomponenten frequenzmäßig umzusetzen und die frequenzumgesetzten Farbartkomponenten abwechselnd während des Durchlaufens einer ersten Aufzeichnungsspur mit vorwärtsschreitender Phasenverschiebung und während des Durchlaufens einer zweiten Aufzeichnungsspur, die der ersten Spur benachbart ist, mit rückwärtsschreitender Phasenverschiebung aufzuzeichnen.4-, plant according to claim 1, characterized in that the combining circuit (7) a chrominance signal component receiving and responsive to the first and second reference signals Frequency converter is to convert the color signal components in terms of frequency and the frequency-converted chrominance components alternately while traversing a first recording track with advancing phase shift and while traversing a second recording track, which is adjacent to the first track, stepping backwards Record phase shift. 5. Anlage zur Wiedergabe von Signalen mit einer Anordnung, die ein in einer Vielzahl eng beabstanderer Spuren eines Aufzeichnungsmediums aufgezeichnetes zeilenfrequentes Farbartsignal mit einem über diese Spuren laufenden Signalabtaster vom Aufzeichnungsmedium wiedergewinnen kann, gekennzeichnet durch: 5. System for reproducing signals having an arrangement comprising a plurality of closely spaced tracks of a recording medium recorded line-frequency chrominance signal with a signal scanner running over these tracks from the recording medium characterized by: einen BezugsSignalgeber (31) zur Erzeugung eines ersten Bezugssignals, dessen Phase mit der Zeilenfrequenz vorwärtsschreitet, und eines zweiten Bezugssignals, dessen Phase mit der Zeilenfrequenz rückwärts schreitet;a reference signal generator (31) for generating a first Reference signal whose phase advances at the line frequency, and a second reference signal whose Phase steps backwards at the line frequency; eine Vereinigungsschaltung (24-), welche die während des Durchlaufens abwechselnder Spuren gewonnenen Farbartsignale in entsprechender Abwechslung mit dem ersten und dem zweiten Bezugssignal kombiniert;a merging circuit (24-), which the during the Through alternating tracks obtained chrominance signals in corresponding alternation with the first and the second Reference signal combined; eine auf die kombinierten Signale ansprechende Filteranordnung (26, 28), welche die bei ganzzahligen Vielfachen dera filter arrangement (26, 28) which is responsive to the combined signals and which, in the case of integer multiples of the - 23 709881/119t - 23 709881 / 119t Zeilenfrequenz liegenden Frequenzkomponenten der kombinierten Signale zurückweist und die bei ungeradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz liegenden Prequenzkomponenten der kombinierten Signale durchläßt, um die gewünschten Farbartsignalkomponenten weiterzugeben und die aus den jeweils benachbarten Spuren übersprechenden Farbartkomponenten zu unterdrücken.Line frequency rejects lying frequency components of the combined signals and those at odd multiples the half line frequency lying frequency components of the combined signals through to the desired To pass on chrominance signal components and the chrominance components which cross over from the respective adjacent tracks to suppress. 6. Anlage nach Anspruch 5» gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Frequenzumsetzung des wiedergewonnenen Farbartsignals, die folgendes enthält: einen steuerbaren Oszillator (33); einen Bezugsoszillator (3^)» dessen Schwingfrequenz der den Farbartkomponenten des Fernsehsignalgemischs zugeordneten Hilfsträgerfrequenz entspricht j eine Anordnung (32, 36), welche den steuerbaren Oszillator mit dem Bezugsfrequenzoszillator synchronisiert, um das wiedergewonnene Farbartsignal wieder in sein ursprüngliches Frequenzband rückumzusetzen.6. Plant according to claim 5 »characterized by a device for frequency converting the recovered chrominance signal, comprising: a controllable oscillator (33); a Reference oscillator (3 ^) »whose oscillation frequency is the subcarrier frequency assigned to the chrominance components of the television signal mixture j corresponds to an arrangement (32, 36) which synchronizes the controllable oscillator with the reference frequency oscillator, to convert the recovered chrominance signal back into its original frequency band. 7· Anlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die synchronisierende Anordnung (32, 36) auf die Farbsynchronimpulse des ruckumgesetzten Farbartsignals anspricht.7 · Plant according to claim 6, characterized in that the synchronizing Arrangement (32, 36) responds to the color sync pulses of the jerk-converted chrominance signal. 8. Anlage nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignalgeber (31) eine mit dem steuerbaren Oszillator (33) gekoppelte Phasenverschiebungseinrichtung enthält, die synchron mit der Folgefrequenz der Zeilenintervalle des Farbfemsehsignalgemischs betätigt wird, um die Phase des Ausgangssignals des steuerbaren Oszillators während des Durchlaufens jeder Aufzeichnungsspur schrittweise umzuschalten, wobei die Schrittfolge abwechselnd mit benachbarten Aufzeichnungsspuren in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung geht.8. Plant according to claim 7 »characterized in that the reference signal generator (31) is coupled to a controllable oscillator (33) Contains phase shifting device synchronous with the repetition frequency of the line intervals of the composite color television signal is operated to adjust the phase of the output signal of the controllable oscillator as it traverses each recording track to switch step by step, the sequence of steps alternating with adjacent recording tracks in forward and backwards direction. 9. Anlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung (26, 28) ein Kammfilter bildet, das eine Signalverzögerungsschaltung mit einer Verzögerungszeit entsprechend einer Horizontalzeilenperiode sowie eine Subtrahierschaltung (28)9. Plant according to claim 8, characterized in that the filter arrangement (26, 28) forms a comb filter which is a signal delay circuit with a delay time corresponding to one horizontal line period and a subtracting circuit (28) 70988 1 / 1 1 9t -24-70988 1/1 1 9t -24- aufweist, um die einer Abtastzeile entsprechende Information von der einer benachbarten Abtastzeile entsprechenden Information zu subtrahieren.to the information corresponding to a scanning line from the information corresponding to an adjacent scan line. 10. Anlage nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Bezugssignal gleiche Frequenz haben und daß ihre mit der Zeilenfrequenz erfolgende vorwärtsschreitende bzw. rückwärtsschreitende Phasenverschiebung entsprechend der Beziehung 10. Plant according to claim 9 »characterized in that the first and the second reference signal have the same frequency and that their advancing or receding phase shift occurring at the line frequency in accordance with the relationship V ₊ -O - Φ_(η) ± 90°V ₊ -O - Φ _(η) ± 90 ° erfolgt, wobei η irgend eine ganze Zahl einschließlich O ist.occurs, where η is any integer including O. 709881/119t709881 / 119t