DE2710794A1 - Schaltung zur bereitstellung einer geregelten, zur leistungsabgabe geeigneten spannung - Google Patents

Description

PATENTANWÄLTE

HELMUT SCHROETER KLAUS LEHMANN

DIPL.-PHYS. ■ DIPL.-ING.

Toko, Inc. yi-to-10

Se/Bi. I 11. März 1977

Schaltung zur Bereitstellung einer geregelten, zur Leistungsabgabe geeigneten Spannung

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Bereitstellung einer geregelten, zur Leistungsabgabe geeigneten Spannung gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Die Erfindung erzielt eine überragende Verbesserung des Verhältnisses der geregelten Ausgangsleistung, die von Ausgangsanschlüssen abgenommen wird, zur zugeführten Leistung aus einer Leistungsquelle, d.h. also im Wirkungsgrad. Die Erfindung betrifft auch einen neuen und verbesserten Spannungswandler, in dem die gewandelte Spannung von hoher Qualität ist und der eine stabile Ausgangsspannung liefern kann, selbst wenn Schwankungen in der Spannungsquelle und der Last vorkommen, und der rasch anspricht und frei von Störsignalen für andere Instrumente ist.

Es wurden bisher schon verschiedene Arten von Spannungsregelungssystemen vorgeschlagen. Tatsächlich sind aber die meisten von ihnen nachteilig, da der Wirkungsgrad gering, die Qualität der gewandelten Spannung niedrig und die Ausgangsspannung unstabil bei Veränderungen der Leistungsquelle und der Last ist u.s.w..

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D-7O7 SCHWABISCH CMOND GEMEINSAME KONTEN: D-β MÖNCHEN 7O Telefon: (07171) 56 90 DrotiJie Bank Mündtm 70/37169 (BLZ 700 700 10) Ttkhm: (0 H) 77 I» 56 H. SCHROfTER Ti-I<-_Kr.jiiimr: SJmwpat Sdiwähnji CimüncJ 02/CO 5J5 (BLZ 61) 700 »6) K.LEHMANN Trlrpamiiw: SJimrpit BnAiRaw 4·» Tel··«: 724IU18 p.i^d d Ι\«ηι1κΛΙι<·ηι·> Mun.hrn IA794I «34 I.po»ikynrjdr II Tt-l··»: 5 71J 74* ,-·""· ·'

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Dementsprechend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine neue und verbesserte Spannungsregelungs-Schaltung zu schaffen, die geeignet ist, die Nachteile des bekannten Standes der Technik zu überwinden.

Zur Lösung der gestellten Aufgabe geeignete Maßnahmen sind in Anspruch 1 angegeben.

Es ist ersichtlich, daß das System nach der Erfindung wirksam bei verschiedenen Leistungsverstärkern, Wechselrichtern, Gleichspannungsstabilisatoren und anderen verschiedenen Anwendungsgebieten verwendbar ist.

Weitere Merkmale der Erfindung sowie die dadurch erzielten Vorteile werden aus der nachfolgenden Beschreibung ersichtlich, in der verschiedene Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnungen erläutert sind. Es zeigen

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung des Grundprinzips vorliegender Erfindung,

Fig. 2A, 2B, 2C, 3A, 3B, Ί, 5, 6, 7A, 7B und 8 grafische Darstellungen zur Erläuterung der Wirkungsweise vorliegender Erfindung,

Fig. 9 ein Schaltungsdiagramm eines konkreten Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 10 ein Schaltungsdiagraram eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung,

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Fig. 12 eine grafische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels der Fig. 11,

Fig. 13 ein Schaltungsdiagramm eines weiteren Ausführungsbeispiels ,

Fig. 14 eine grafische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels der Fig. 13·

In Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm des Grundprinzips vorliegender Erfindung gezeigt. E., Ep, ...,Ec- sind in Reihe geschaltete Gleichspannungs-Leistungsquellen. Um die Beschreibung zu vereinfachen, ist angenommen, daß diese Gleichspannungs-Leistungsquellen gleiche Spannung haben. Auf der Leitung 1 liegt eine Bezugsspannung vor. Die Leitung 1 dient auch als Rückleitung für die Gleichspannungs-Leistungsquellen. Die Spannungen zwischen den positiven Elektroden der fünf Gleichspannungs-Leistungsquellen und dem Bezugspotential auf der Leitung 1, d.h. die Spannungen dieser Gleichspannungs-Leistungsquellen sind mit V₁, ..., Vj- in der Reihenfolge der entsprechenden Leistungsquellen E₁ u.s.w. bezeichnet. Mit den positiven Elektroden ebenfalls in der mit E₁ beginnenden Reihenfolge sind die Kollektoren von Stromregelungs-NPN-Transistoren Q₁, Qp,... Q,-,verbunden, die im wesentlichen die gleichen Kennlinien aufweisen und von denen die Emitter alle an einen Ausgangsanschluß 2a angeschlossen sind. Der andere Ausgangsanschluß 2b der Schaltung liegt auf dem Bezugspotential 1. Zwischen die Ausgangsanschlüsse 2a und 2b ist außerdem ein Lastwiderstand R_T eingeschaltet, so daß eine Ausgangsspannung V₀ am Widerstand R₁ anliegt. Außerdem sind die Basen der Stromregelungstransistoren Q₁, Qp . . ., Q,- mit Betriebsumschaltern S₁, Sp ...,S₁- verbunden, die einzeln umgeschaltet werden können.

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Mit einer Steuerspannungsquelle Ep ist ein veränderlicher Widerstand VR verbunden, der zum Einstellen der Steuerspannung V-. dient, die an die Basen der Stromregelungstransistoren Q.,,

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Q ..., Q_ angelegt wird. Mittels eines der oben genannten fünf Betriebsumschalter S., S₂, ..., S^, die wahlweise geschlossen werden können, kann ein Transistor unter den fünf Transistoren Q₁, Q₂* ···, Q₁- ausgewählt werden, an dessen Basis die Steuerspannung V„ angelegt werden soll. Die übrigen Transistoren können mit ihren Basen an die Bezugsspannung 1 mittels der zugehörigen Betriebsumschalter angelegt sein.

Fig. 1 zeigt einen Zustand, in dem der Betriebsumschalter S₁. geschlossen ist, während die übrigen Betriebsumschalter S₁, ..., Sj. offen sind. Der veränderliche Widerstand VR wird verändert, um hierbei den Wert der Steuerspannung V_c von Null bis zu seinem Maximalwert linear mit der Zeit t zu verändern, wobei die Steuerspannung ihren Maximalwert Vp in m Sekunden erreicht, worauf sie linear mit der Zeit t wieder zurückgeht und in s Sekunden nach Null gelangt. Dies bedeutet, daß der Wert der Kontrollspannung veranlaßt wird, den Verlauf O-M-S, wie er in Fig. 2A gezeigt ist, zu nehmen. Es wird jedoch angenommen, daß der maximale Wert Vp etwas größer als der Maximalwert V,-der Leistungsquelle ist. In diesem Fall nimmt die Veränderung der Ausgangsspannung V₀ in Bezug auf die Zeit t den Verlauf O-A-F-G-Q-S, wie er in Fig. 2B gezeigt ist. Insbesondere wird der Kollektorstrom I_pc des Transistors Q_c nicht sofort zu fließen beginnen, selbst dann, wenn die Steuerspannung V„ schon im Zeitpunkt Null zu steigen beginnt, weil der Transistor eine nicht-lineare Kennlinie hat. Jedoch beginnt der Kollektorstrom a Sekunden später zu fließen, weshalb auch die Ausgangsspannung Vq a Sekunden später zu steigen beginnt. In einer Zeit von s Sekunden ist der Strom gesättigt, womit die größtmögliche Ausgangsspannung Vp-O_x des Transistors Q,- erreicht ist, worauf die

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Spannung waagrecht verläuft und dann im Zeitpunkt g Sekunden wieder abzunehmen beginnt und Null bei q Sekunden erreicht.

Nun wird allein der Betriebsumschalter Sk geschlossen, während die übrigen Schalter S₁, Sp, S, und St- geöffnet sind. Die Steuerspannung V« wird wie in Fig. 2A gezeigt verändert. Dadurch nimmt die Ausgangsspannung V₀ den Verlauf O-A-E-H-Q-S, wie er in Fig. 2B gezeigt ist. Das bedeutet, daß der Kollektorstrom I„u des Transistors Qj, in a Sekunden zu fließen beginnt und in e Sekunden gesättigt ist, wonach die größtmögliche Ausgangsspannung ^v _oi»max ^{des Trans}i^stors Qü erreicht ist. Hiernach nimmt der Strom einen waagrechten Verlauf und beginnt dann bei h Sekunden wieder abzunehmen und kehrt nach q Sekunden zu Null zurück.

Wenn die Veränderung, wie sie in Fig. 2A gezeigt ist, in gleicher Weise der Steuerspannung V„ in den Fällen erteilt wird, in denen nur der Betriebsumschalter S, oder der Betriebsumschalter S- oder der Betriebsumschalter S. geschlossen ist, während sich immer die jeweils anderen Betriebsumschalter in Offenstellung befinden, nimmt die Ausgangsspannung V_Q den Verlauf O-A-D-J-Q-S, bzw. O-A-C-K-Q-S bzw. O-A-B-L-Q-S, wie es in Fig. 2B gezeigt ist. Das bedeutet in diesen Fällen, daß die Ausgangsspannung V₀ ebenso in a Sekunden zu steigen beginnt und in d bzw. c bzw. b Sekunden gesättigt ist, wobei dann die maximal mögliche Ausgangsspannung ^vo3max» ^bzw' ^V02max' ^bzw* ^V01max ^{der Transistoren} Q, bzw. Q₂ bzw. Q₁ erreicht ist. Sie beginnt jeweils in j bzw.

k bzw. 1 Sekunden wieder zu fallen und kehrt nach q Sekunden zu Null zurück.

Wenn nun der Betriebsumschalter S₁ geschlossen ist, während sich die übrigen Betriebsumschalter in Offenstellung befinden

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und dabei die Veränderung der Steuerspannung V„ erfolgt, wie sie in Fig. 2A gezeigt ist, beginnt die Ausgangsspannung V_Q in a Sekunden zu steigen, und nimmt den Verlauf 0-A und nähert sich dem Punkt B. Wenn jedoch unmittelbar, bevor der Zeitpunkt b Sekunden erreicht ist, der Betriebsumschalter S. von der eingeschalteten in die ausgeschaltete Lage überführt wird und der Betriebsumschalter Sp von der ausgeschalteten in die eingeschaltete Lage überführt wird, wobei beides ohne Verzögerung und gleichzeitig geschieht, wird der Kollektorstrom Iq₁, der bis dahin durch den Transistor Q₁ geflossen ist, zu Null und statt dessen fließt ein Kollektorstrom Ip₂ durch den Transistor Q₂, so daß die Ausgangsspannung V_Q nicht gesättigt ist, selbst wenn sie V_Q1 in b Sekunden erreicht. Ihr Verlauf setzt sich so fort, daß sie weiter gegen den Punkt C zu steigt, selbst wenn sie am Punkt B vorbeigegangen ist.

Wenn nun unmittelbar, bevor der Punkt c Sekunden erreicht ist, der Betriebsumschalter Sp von seiner eingeschalteten in seine ausgeschaltete Lage und der Betriebsumschalter S, von seiner ausgeschalteten in seine eingeschaltete Lage überführt wird, wobei beides ohne Verzögerung und gleichzeitig geschieht, wird der Kollektorstrom I_C2* ^der bis dahin durch den Transistor Qp geflossen ist, zu Null. Statt dessen fließt ein Kollektorstrom I,,, durch den Transistor Q,, so daß die Ausgangsspannung Vq nicht gesättigt ist, selbst wenn sie ^VQ2max *^{n c Sekunden} erreicht. Ihr Verlauf setzt sich so fort, daß sie gegen den Punkt D hin ansteigt. j

Wenn nun in gleicher Wei^e unmittelbar bevor die Punkte d und e

Sekunden erreicht sind, 4er Betriebsumschalter S, aus seiner eingeschalteten in seine ausgeschaltete Lage, der Betriebsumschalter Sjl von seiner ausgeschalteten in seine eingeschaltete

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Lage bzw. der Betriebsumschalter Sj. von seiner eingeschalteten Lage in seine ausgeschaltete Lage und der Betriebsumschalter S^ von seiner ausgeschalteten Lage in seine eingeschaltete Lage überführt werden, wobei diese Vorgänge jeweils paarweise gleichzeitig und ohne Verzögerung geschehen, geht der Betrieb vom Transistor Q, zum Transistor Qj. bzw. vom Transistor Q₁, zum Transistor Q über und die Kollektorströme ändern sich von I_n, nach Ipj, bzw. von I_cj. nach I_Ct-> ^so daß die Ausgangsspannung Vq weiterhin ansteigt, wobei sie dem Verlauf D-E-P bis zum Zeitpunkt f Sekunden folgt, worauf sie Vnc_max erreicht und hiernach einen waagrechten Verlauf annimmt. Auf diese Weise befindet sich der Transistor Q^. im eingeschalteten Zustand, so daß die Ausgangsspannung V₀ bei ^vosmax *^{n der Ze}i^fcsP^anne zwischen den Zeitpunkten f und g Sekunden gehalten wird. Im Punkt g Sekunden beginnt die Ausgangsspannung wieder abzunehmen und erreicht den Punkt H zum Zeitpunkt h Sekunden.

Wenn der Zeitpunkt h Sekunden um ein Geringes überschritten ist, wechselt der Betriebsumschalter S₁- von seiner eingeschalteten in seine ausgeschaltete Lage und der Betriebsumschalter S₁^ von seiner ausgeschalteten in seine eingeschaltete Lage, wobei beides ohne Verzögerung und gleichzeitig geschieht. Dadurch wird der Kollektorstrom Ι_η(-, der durch den Transistor Q₁- geflossen ist, zu Null. An Stelle dessen fließt ein Kollektorstrom L·,^ durch den Transistor Q₁. und der Verlauf der Ausgangsspannung V_Q erreicht einen Punkt J in j Sekunden.

Durch eine ähnliche Umschaltung der Betriebsumschalter kurz nach den Zeitpunkten j, k und 1 Sekunden wird der Betrieb vom Transistor Q₁, zum Transistor Q, bzw. vom Transistor Q, zum Transistor Q₂ bzw. vom Transistor Q„ zum Transistor Q. übergehen. Dementsprechend verändert sich der Kollektorstrom von

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Ip₁J nach Ip.. bzw. von Iq, nach Ip₂ bzw. von Ip₂ nach Ip₁. Infolgedessen nimmt die Ausgangsspannung V_Q weiter ab, wobei sie dem Verlauf K-L-Q bis zum Zeitpunkt q Sekunden folgt, worauf der Wert nach Null zurückgeht. Es ist auch ersichtlich , daß der Verlauf, den die Ausgangsspannung V_Q in der Zeit t von Null bis η Sekunden nimmt, gleich dem Verlauf ist, den sie in dem zuerst beschriebenen Fall genommen hat, wo nur der Betriebsumschalter S₁- geschlossen war, während die anderen Betriebsumschalter geöffnet waren, um nur den Transistor Q₁- von Null bis η Sekunden zu betreiben.

Die Fig. 2C zeigt den Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannungen * ""* ^ES ^der transistoren Q₁, ..., Qc- in Bezug auf die

Zeit t in den beiden oben beschriebenen Fällen. In Fig. 2C bezeichnen die voll ausgezogenen Linien die Spannungen, die sich ergeben, wenn der Kollektorstrom fließt, während die gestrichelten Linien die Spannungen zeigen, die sich ergeben, wenn kein Kollektorstrom fließt. Insbesondere ist der Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannung Vp,-,_c des Transistors Qr- , wenn dieser Transistor

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allein betrieben wird, A^-Fq-Gq-Qc- in dem Zeitabschnitt, in dem der Kollektorstrom I₁- fließt. Der Wert der Kollektor-Emitter-Spannung Vp_E,- beginnt im Zeitpunkt a Sekunden von Vj- zu fallen und erreicht die Kollektorsättigungsspannung ^vprr(SAT) ^des Transistors Qr- in f Sekunden. Darauf beginnt die Kollektor-Emitter-Spannung im Zeitpunkt g Sekunden wieder zu steigen und erreicht den Wert V₁. nach q Sekunden.

Im Gegensatz hierzu ergibt sich beim aufeinanderfolgenden Umschalten der Transistoren Q₁, ..., Qr- eine Veränderung gemäß dem Verlauf A₁-B₀-B₁-C₀-C₁-D₀-D₁-E₀-E₁-F₀-G₀-H₁-H₀-J₁-J₀-K₁-K₀-L₁-L₀-Q₁ für den Kollektorstrom. Insbesondere wird im Zeitpunkt a

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Sekunden der Transistor Q₁ als erster in Betrieb gesetzt und seine Kollektor-Emitter-Spannung V_CE1 beginnt von V₁ abzunehmen und wird im wesentlichen bei b Sekunden annähernd der Kollektorsättigungsspannung dieses Transistors Q₁, worauf der Betrieb auf den Transistor Q„ übergeht. Hiernach wird die Kollektor-Emitter-Spannung V_0n.., wie sie durch gestrichelte Linien angedeutet ist, während der Kollektorstrom Ip₁ zu fließen aufhört. Hiernach wird die Spannung negativ, d.h. der Emitter bekommt eine höhere Spannung als der Kollektor. Nach f Sekunden erreicht der Wert "(VqC-V₁) und beginnt bei g Sekunden zu steigen. Wenn der Wert durch das Nullpotential geht und ein klein wenig ^VCE1 (SAT) *^{m wesent}li-^{chen be}i 1 Sekunden übersteigt, übernimmt der Transistor Q₁ den Betrieb vom Transistor Q_?, worauf der Kollektorstrom I_ßl zu fließen beginnt und die Spannung bei q Sekunden nach V₁ zurückkehrt.

Als nächstes beginnt beim Transistor Q« der Wert der Emitter-Kollektor-Spannung V„_E2 bei a Sekunden abzunehmen, jedoch fließt der Kollektorstrom I_C2 nicht. Bei b Sekunden wird angenähert der Wert ^V2~^vi^+VCE1 (SAT) ^errei^cnt> worauf der Transistor Q₂ den Betrieb vom Transistor Q₁ übernimmt, so daß der Kollektorstrom I_C2 ^zu fließen beginnt und im wesentlichen bei c Sekunden angenähert ^QVp(SAT) ^errei^cht wird. Hierauf geht der Betrieb auf den Transistor Q, über. Hierauf wird der Wert der Kollektor-Emitter-Spannung V_n,,, des Transistors Q, nahezu den Wert

erreichen und im wesentlichen bei d Sekunden angenähert der Wert ^VCE3(SAT) erreicht werden, worauf der Betrieb auf den Transistor Q₁^ übergeht.

Hierauf geht der Betrieb in gleicher Weise vom Transistor Q₁. zum Transistor Q₁. und hierauf wieder zurück in der Reihenfolf vom Transistor Q,- zu den Transistoren Q₁., Q.,, Q_ und Q₁ über.

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Im Zusammenhang mit V_CE1 wurde beschrieben, daß deren Wert negativ wird, jedoch in manchen Fällen, wie in Fig. 2C ersichtlich ist, werden auch die Werte von v"_CE2, ^_CE-r und V_C£iJ negativ, obwohl in der angegebenen Reihenfolge das Ausmaß geringer ausfällt. In diesen Fällen können in unzweckmäßiger Weise Rückwärtsströme zu den Kollektoren und Basen fließen, was von den Beträgen dieser Spannungen abhängt, jedoch kann dies z.B. durch RUckwärtsstrom-Sperrdioden verhindert werden. Die praktische Ausführung einer Schaltung erfordert manchmal solche Maßnahmen, während diese jedoch keinen Teil der Erfindung bilden und im folgenden nicht immer mitbeschrieben sind.

Aus dem bisher Beschriebenen geht hervor, daß dann, wenn der Verlauf A-F-G-Q der Ausgangsspannung gemäß Fig. 2B erhalten wird, der Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannungen im großen Ausmaße voneinander verschieden sind, wie man aus den ausgezogenen Linien in Fig. 2C erkennen kann, je nachdem ob der Transistor Q₁- allein betrieben wird oder ob die Transistoren Q-ij ···> Qc nacheinander den Betrieb übernehmen. D.h. die Werte der Kollektor-Emitter-Spannungetsind im ersten Fall viel höher als im letztgenannten. Dementsprechend ist die Gesamtenergie, die von den Stromregelun^stransistoren verbraucht wird, im letzteren Fall viel geringer als im ersteren. Beim Vergleich der Energie zwischen diesen beiden Fällen ist es selbstverständlich, daß bei der tatsächlichen Ausführung einer Spannungsregelung eine Steuerspannung V« angewandt wird, die den nicht linearen Teil, der von t = O bis t = a und von t = q bis t = s geht und in dem die Ausgangsspannung Vq nicht erzeugt wird, ebenso vermieden wird wie eine übermäßige Eingangsspannung, die zur Folge hat, daß die Ausgangsspannung V_Q der Steuerspannung nicht folgt, sondern, wie dies in der Zeit t = f bis t = g der Fall ist, gesättigt wird, überdies ist der Verlauf der

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Kollektor-Emitter-Spannungen in den voll ausgezogenen Teilen der Fig. 2C symmetrisch um eine Achse durch den Punkt zur Zeit t = m. Das bedeutet, daß die Energie, die während des Anstiegs der Ausgangsspannung V_Q verbraucht wird, gleich der Energie ist, die während des Abnehmens der Ausgangsspannung V₀ verbraucht wird. Deshalb genügt es, die Auswirkung der Spannungsregelung nur während der Zeit zwischen t = a bis t = f in Betracht zu ziehen, in der die Ausgangsspannung V_Q zunimmt.

Fig. 3 zeigt den Verlauf der momentanen Leistung P_Q.(t), die durch die Transistoren Q₁, ..., Q₁- während der Zeit zwischen t = a bis t = f verbraucht wird, die in Fig. 2 angegeben ist. In Fig. 3 wird ein Vergleich mit den Fällen vorgenommen, in denen der Betrieb von der} Transistoren Q₁ , ..., Q,- nacheinander übernommen wird. Dabei wijrd als 100? der Maximalwert von P_QC-(t) abgenommen, der sich ergibt, wenn nur der Transistor Q^ in Betrieb ist. Fig. 3A bezieht sich auf den Fall, in dem Rq_· /Rt gleich 0,1 ist, während sich die Fig. 3B auf den Fall bezieht, in dem ^Κς^·_η/^Ητ gleich 0^01 ist. R_L ist der Widerstandswert des Lastwiderstands und Rn_1n^_n ist der Kollektor-Emitter-Widerstand, den jeder der Regelungstransistoren während des Umschaltens seines Betriebs hat, wenn dieser im wesentlichen bis auf die Kollektorsättigungsspannung heruntergegangen ist.

Fig. k zeigt ein Ausführungsbeispiel der Einstellung R(Wi_n' Wenn, wie dort gezeigt, eine Gerade von einem Punkt aus, in dem sowohl I_c als auch V_CE Null sind, zu einem Punkt gezogen wird, in dem der aktive Bereich etwas in den gesättigten Bereich der Charakteristik von V_C£-I_C übergeht, wobei die Basisströme I_ß der Transistoren Q₁, ..., Q^ als Parameter genommen werden, und wenn die Betriebsumschaltung der Transistoren Q₁, ..., Qjan dieser Linie bewirkt wird, wird der Wert von R- . für alle

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Transistoren Q₁, ..., Q,- gleich, unabhängig davon, welchen

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Köllektorstrom sie haben. Die Linie, die so den Betriebsumschalt punkt der Stromregelungstransistoren wiedergibt, wird im nachfolgenden als Betriebsumschaltungslinie bezeichnet.

Die Betriebsumschaltungslinie braucht, wenn sie in den aktiven Bereich hineingeht, nicht immer durch den Punkt I_n= O und ^VCE ⁼ ° 6^enen· Allerdings ist es in dem Fall, in dem diese Linie durch diesen Punkt geht, ohne weiteres möglich, den Betriebsumschaltzeitpunkt aller Transistoren durch Vergleich der geregelten Spannung V_Q und der einzelnen Gleichspannungen zu erhalten. Aus diesem Grund wird im folgenden angenommen, daß zwecks Erleichterung des Vergleichs der Wirkungsweise die Betriebsumschaltungslinie durch I_c = 0 und V_CE = 0 geht. D.h., es wird angenommen, daß die Transistoren Q₁, ..., Q_ alle in ihrem Wert R^„_in gleich sind.

Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, gibt es einen großen Unterschied im Verlauf von Pq₁(t) zwischen dem Fall, in dem nur der Transistor Q^ betrieben wird, und dem Fall, in dem die Transistoren Q₁, ..., Qc nacheinander den Betrieb übernehmen, wobei im letzteren Fall ein viel niedrigerer Wert erhalten wird. Das Verhältnis der Leistung, die vom Ausgangsanschluß abgenommen werden kann, zur Leistung, die von der Leistungsquelle zugeführt ist,d.h. also der Wirkungsgrad η, ist für den Fall der Fig. 3 in der unten stehenden Tabelle 1 angegeben.

Tabelle 1

RQmin/RL	n = 1 Q5 Alleinbetrieb	n = 5 Q1* ···» QsWechselbetrleb
0.1	60.6%	79.7%
0.01	78V8WO82	86.9% )

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Wie in Tabelle 1 angegeben, ist der Leistungswirkungsgrad t\ in dem Fall, in dem die Transistoren Q₁, ..., Q- abwechselnd den Betrieb übernehmen, stark verbessert. Der Wert ist der, der sich ergibt, wenn fünf Gleichspannungsquellen der gleichen Spannung in Reihe geschaltet sind oder wenn die Spannungsquelle V₁-, die notwendig ist, um die maximal mögliche Amplitude Boeder Ausgangsspannung V„ zu erreichen, in fünf Teile geteilt ist, Jedoch kann man ohne weiteres aus Fig. 3 ablesen, daß der Leistungswirkungsgrad T| durch Vermehrung der Anzahl n, in die die Spannungsquelle geteilt ist, weiter verbessert werden kann.

Es ist zu beachten, daß der Betrieb des Transistors Q^ allein dem herkömmlichen System entspricht, während die aufeinanderfolgende Umschaltung der Transistoren Q₁,..., Q₁. dem erfindungsgemäßen System entspricht. Insbesondere besteht ein erstes Merkmal der Erfindung darin, daß mehrere Gleichspannungs-Leistungsquellen vorgesehen sind, die nacheinander den Betrieb von mehreren Stromregelungstransistoren zu Zeitpunkten übernehmen, die den Sättigungspunkten derselben naheliegen.

Fig. 5 zeigt die Beziehung zwischen η und ?j , wenn der KQ_nH_nZR].= 0,01. Es sind zwei Fälle gezeigt, nämlich der, in dem die Spannungsquelle in gleiche Teile geteilt ist, und der, in dem die Spannungsquelle so geteilt ist, daß die Verluste der einzelnen Transistoren Q₁, Q₂, ..., Q einander angeglichen werden. In Fig. 5 ist η bis zu 15 aufgezeichnet, jedoch wird sich bei weiterer Zunahme von η der Leistungswirkungsgrad allmählich der theoretischen Grenze von 99^ im Falle von η = <*> annähern.

Wie aus Fig. 5 ersichtlich, ist der Wert des Leistungswirkungsgrades r\ besser in dem Fall, in dem die Spannung so geteilt ist, daß die Verluste der Transistoren Q₁, ..,Q einander ange-

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glichen sind (nachstehend als verlustgleiche Aufteilung bezeichnet), als in dem Fall, in dem die Spannungsquelle in gleiche Teile geteilt ist (nachstehend als spannungsgleiche Aufteilung bezeichnet). Die Tabelle 2 zeigt unten das Verhältnis der Quellenspannungen untereinander, die der Bedingung der verlustgleichen Aufteilung für η = 5 genügen.

Tabölle 2

RQmin/RL	V	1	V2	V	3	V«4	2	V5
0.1	Ul	.7	61. U	76	.6	89.	1	100
0.01	37	.2	56.7	72	.9	87.	100

Die obenstehende Tabelle 2 zeigt, daß in dem Maße, in dem die Spannung vom Wert V₁ aus zunimmt, der Unterschied zwischen aufeinanderfolgenden Spannungen zunehmend kleiner wird. Dies kann ohne weiteres aus dem allgemeinen Verlauf von P_Q1(t),...,

Q in Fig. 3 entnommen werden. Ebenso zeigt sich, daß der Wert des Leistungswirkungsgrades ?| viel besser im Falle der verlustgleichen Aufteilung als im Falle der spannungsgleichen Aufteilung ist. Jedoch könnte man auch an eine Spannungsaufteilung denken, die den Wert des Leistungswirkungsgrades tj maximiert (nachfolgende als verlustärmste Aufteilung bezeichnet)

Die Tabelle 3 unten zeigt das Verhältnis der einzelnen Quellenspannungen, wenn der Bedingung der verlustärmsten Aufteilung für η = 5 genügt wird.

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Tabelle 3

RQmin/RL	Vl	V2	V3	> 87.0	V5
unbestimmt	38.0	57.1	72.9	100

Wenn man Tabelle 3 mit Tabelle 2 vergleicht, erkennt man, daß die Werte in Tabelle 3 sehr stark den Werten der Tabelle 2 für den Pall RQj₁₁₁ZRL = 0,01 angenähert sind.

Tabelle 4 zeigt die Verluste W₁, ..., W₅ der Transistoren Q₁* ···» $5> wenn man eine Ausgangsleistung von lOOW bei η = 5 erreichen will und für die drei Fälle der spannungsglei chen Aufteilung, der verlustgleichen Aufteilung und der verlustärmsten Aufteilung.

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Tabelle

	apannungs- leiche Aufteilung	RQmin/RL	Wl	W2	W3	\	W5	η Σ Wi i=l	η
	Spannungs- t^Leiche	0.1	0.52W	2.32W	4.6Ow	7.36W	10.6Ow	25.tOw	79.7%
709	Aufteilung	0.01	0.Ul	1.67	2.98	4.34	5.74	15. 14	86.9
838/082	Verlust reiche Kufteilung	0.1		«♦.70	U.70	U.70
cn	verlust gleiche Aufteilung	0.01	U.70	2.6S	2.65	2.65	U.70	23.50	81.0
	verlust- ärnste Aufteilung	0.1	2.65	3.9S	14.60	5.27	2.65	13.25	88.3
	verluat- ärnste Aufteilung	0.01	3.S8	• 2.56	2.57	2.62	5.95	23.35	81.1
	2.83	2.67	13.25	88.3

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In Tabelle ¹J ist ersichtlich, daß im Falle der spannungsgleichen Aufteilung die Verluste VL, ..., WV unregelmäßig sind, daß diese Verluste jedoch beträchtlich regelmäßig im Falle der verlustärmsten Aufteilung sind. Insbesondere sind die Verluste im Fall Rq. /R_l = 0,01 sehr nahe denen für den Fall der verlustgleichen Aufteilung. Dies bedeutet umgekehrt, daß die verlustgleiche Aufteilung eine sehr gute Bedingung auch für den Leistungswirkungsgrad ist. Tabelle ¹I zeigt auch den Leistungswirkungsgrad η Wenn man ihn zwischen den Fällen der verlustgleichen Aufteilung und der verlustärmsten Aufteilung vergleicht, so liegt er im ersteren Fall nur um 0,1$ besser als im letzteren, wenn 0,1 ist. Die beiden Werte sind gleich, wenn RQ_nH_nZKT 0,01 ist. Obwohl eine Differenz in der dritten Dezimalstelle besteht, ist sie für die Praxis ohne Bedeutung.

Fig. 6 zeigt die Beziehung zwischen V₁ZV₂* welches der Quotient der geteilten Spannung V₁ zur Spannung V₂ für den Fall n = 2 ist, sowie den Leistungswirkungsgrad η . Es sind zwei Fälle dargestellt, nämlich der, in dem ^R^nj[_n/^RL gleich 0,1 und der, in dem RQ_nJi_nZRL gleich 0,01 ist. V₁ZV₂ = 0 und V₁ZV₂ = 1 entsprechen dem Wert n = 1. Dieser Fall entspricht einem herkömmlichen System. V₁AV₂ = 0,5 entspricht der spannungsgleichen Aufteilung. C^₁ entspricht der verlustärmsten Aufteilung, während ß_1A und ß_1B der verlustgleichen Aufteilung in den Fällen

^RQmin^/RL⁼ °»^{01 bzw}' ^RQmin^/RL ^{= 0}^ entsprechen.

Von Interesse ist hier, daß<x₁ sehr nahe und zwischen den Werten ß_1A und ß_lß liegt. Ferne^ ist ersichtlich, daß die höchsten Stellen der Kurven verhältnismäßig flach verlaufen und in ihrer Nachbarschaft ein mehr oder weniger großer Zuwachs oder eine mehr oder weniger große Abnahme des Werts von V₁ZV₂ nicht in sehr großem Maße den Wert des Leistungswirkungsgrades η be-

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einflußt. Dies ist eine sehr erwünschte Eigenschaft für die Praxis. Insbesondere ist aus dem bisher Beschriebenen ersichtlich, daß beim Entwurf einer tatsächlichen Schaltung die Gleichspannung vorzugsweise nach Art der verlustgleichen Aufteilung so guht es geht aufgeteilt werden sollte. Auch ist es in den Fällen, in denen die Gleichspannung von einer Netzspannung durch Aufteilung durch einen Netztransformator erhalten wird, möglich, die Aufteilung annähernd zur verlustgleichen Aufteilung vorzunehmen, indessen ist in dem Fall, in dem die Spannungsquelle eine Batterie ist, eine Schwierigkeit gegeben, die Spannung auf jeden gewünschten Wert zu bringen. Trotzdem kann, wenn eine Anzahl von Batterien in Reihe geschaltet werden, ein gutes Ergebnis erhalten werden, wenn man die Potentialdifferenzen zwischen den Spannungsquellen der zum Bezugspotiential niedrigeren Werte anhebt und die Potentialdifferenzen zwischen den Spannungsquellen der zum Bezugspotential höheren Werte herabsetzt, so daß die Verluste der entsprechenden Stromregelungstransistoren so weit wie möglich einander angeglichen werden.

Deshalb besteht ein weiteres Merkmal der Erfindung darin, daß Potentialdifferenzen zwischen mehreren Spannungsquellen nach einer solchen Richtung vorliegen, daß die Verluste der an diese Spannungsquellen angeschlossenen Stromregelungstransistoren einander angeglichen werden.

Fig. 7 zeigt eine weitere ausgezeichnete Eigenschaft vorliegender Erfindung. Es wurde bisher beschrieben, daß das vorliegende erfinderische System die herkömmlichen Systeme im Leistungswirkungsgrad übertrifft. Die bisher beschriebenen Werte wurden alle erhalten, wenn die Amplitude der Ausgangsspannung V_Q ein Wert nahe der Sättigung war. Das bedeutet, daß sie die Werte waren, die man erhält, wenn die Amplitude V_Q der Auegangs-

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spannung V_Q gleich V_QN ist. Dementsprechend wird der Leistungswirkungsgrad η geringer, wenn V_Q geringer als V_QN ist.

Fig. 7 zeigt die Beziehung zwischen V_{Q ax}/^V0Nma ^{und dem Le}i^stunß^s" wirkungsgrad η . Fig. 7A bezieht sich auf den Fall der spannungsgleichen Aufteilung und Rq_· /Rt = 0,01, während sich Fig. 7B auf den Fall der verlustärmsten Aufteilung und R(Wn^¹V ⁼ °>01 bezieht. Aus Fig. 7 ist ersichtlich, daß im herkömmlichen System, welches dem Fall n = 1 entspricht, eine Abnahme des Wertes ^0max^^V0Nmax ^{von e}^^ner linearen Abnahme des Leistungswirkungsgrades η in Richtung auf Null begleitet wird. Indessen ist die

vorliegende Erfindung, bei

ier n gleich 2 oder größer ist,

augenscheinlich wesentlich besser als der Fall n = 1. Darüber hinaus ergibt sich bei weiterer Zunahme von n eine weitere Verbesserung.

Die tatsächliche Spannungsregelungseinrichtung kann nicht immer bei der Maximalamplitude benützt werden, für die die Einrichtung ausgelegt sein muß, sondern die Benutzung muß immer so erfolgen, daß ein Spielraum für Spitzensignale verbleibt. Dementsprechend muß für die Bedingungen der praktischen Benutzung in Betracht gezogen werden, daß der Wert des Leistungswirkungsgrades η beachtlich gering für den Fall n gleich 1 ist, wenn man das herkömmliche System zugrundelegt. Dagegen wird entsprechend vorliegender Erfindung die Verbesserung im Leistungswirkungsgrad η bei Vq_n sehr groß, wie in Tabelle ¹J und Fig. 5 gezeigt.

Im Vorhergehenden wurde wegen der erleichterten Darstellung die Erfindung so beschrieben, als ob die Wellenform, in der die Signalspannung verläuft, linear mit der Zeit zu- und abnimmt, d.h. eine Dreieckswellenform annimmt. Dagegen ist es auch möglich hierfür eine Sinuswellenform zu benutzen. Die ausgezeichneten

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Eigenschaften vorliegender Erfindung sind, was ihre Grundtendenz betrifft, völlig unabhängig davon, ob die Wellenform einen geradlinigen oder sinusförmigen Verlauf nimmt. Jedoch ergeben sich zahlenmäßige Abweichungen. So ist z.B. der Wert des Leistungswirkungsgradsτ\ höher im Fall der sinusförmigen Wellenform als im Fall der in geraden Abschnitten verlaufenden Wellenform. Die Fig. 8 entspricht der Fig. 5, zeigt jedoch die Beziehung zwischen η und Tj im Falle der Sinuswelle. Man ersieht daraus, daß für die verlustgleiche Aufteilung der Leistungswirkungsgrad t\ 90% für η = 4 und 95? für η = 10 übersteigt. Man erkennt daraus, daß es sehr erwünscht ist, daß im Falle der praktischen Anwendung der Sinuswelle ein hoher Leistungswirkungsgrad bei kleinem η erzielbar ist.

Fig. 9 zeigt eine Schaltungsanordnung für ein Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. In diesem Ausführungsbeispiel sind fünf NPN Transistoren Q₁, ..., Q₁- mit ihren Kollektoren an positive Elektroden von z.B. fünf Gleichspannungs-Leistungsquellen E₁, ..., Ec angeschlossen, die in Reihe geschaltet sind und eine positive Gleichspannung bezüglich des Bezugspotentials der Leitung 1 liefern, so daß jede durch eine Steuerspannung veranlaßte positive Halbwelle eines Wechselstroms zur Last Ry fließen kann, die zwischen Ausgangsanschlüssen 2a und 2b liegt und der die Spannung V₀ zugeführt wird. Ebenso sind fünf PNP Transistoren Q₁₁, ...,Q₁₅ vorgesehen, die mit ihren' Kollektoren jeweils an die negativen Elektroden von z.B. fünf Gleichspannungs-Leistungsquellen E₁₁, ..., E₁C angeschlossen sind. Diese sind in Reihe geschaltet und ergeben eine negative Gleichspannung in Bezug auf das Bezugspotential der Leitung 1, so daß jede durch die Steuerspannung veranlaßte negative Halbwelle eines Wechselstroms zur Last R_L fließen kann. In diesem Beispiel sind alle Transistoren

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Q₁, ..., Q(- und Transistoren Q₁₁* ···, Q₁C ^mit ihren Emittern an einen einzigen Ausgangsanschluß 2a angeschlossen. Der andere Ausgangsanschluß 2b liegt über die Leitung 1 an der Bezugsspannung. Wie ersichtlich, sind die Transistoren Q₁, ..., Q,- komplementär zu den Transistoren Q₁₁J ...» Q-ic· Ein Vergleichsverstärker 3 hat zwei Eingangsanschlüsse 6 und 7. Eine von der Ausgangsspannung V₀ durch die Widerstände R₁ und Rp abgeleitete Spannung wird an den Eingangsanschluß 6, eine Steuerspannung V_c an den anderen Eingangsanschluß 7 angelegt.

Der Ausgang des Vergleichsverstärkers 3 wird über eine Torschaltung^der Basis eines Transistors zugeführt, der aus den Transistoren Q₁, ..., Q(- und Q₁₁* ...,Q₁,- ausgewählt ist. Eine Torsignalerzeugungsschaltung 5 erhält Spannungen V , ... V₁. und V₁₁, ..., V₁J, sowie die Ausgangsspannung V_Q. Die Torsignalerzeugungsschaltung 5 vergleicht die jeweiligen Gleichspannungen mit der Ausgangsspannung Vq und stellt den geeigneten Zeitpunkt für das Umschalten fest, um ein Torsignal zu erzeugen. Das Torsignal wird an die Torschaltung 4 angelegt, wodurch einer der Transistoren Q₁, ..., Qc und Q₁₁J ···» Q₁C ausgewählt wird. Dementsprechend erzeugt der TorsignalerzeUgungsschaltkreis 5 Torsignale nacheinander in Übereinstimmung mit der Veränderung der Ausgangsspannung Vq und veranlaßt: die Torschaltung 4, nacheinander den Betrieb der einzelnen Transistoren herbeizuführen.

Die Beziehung zwischen de spannung V_Q wird

r· Steuerspannung V_c und der Ausgangs-

2 . V,

Dabei ist vorausgesetzt, laß die Verstärkung des Vergleichsverstärkers 3 genügend hoch ist, wie dies im Fall eines gegen-

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gekoppelten Verstärkers der Fall ist. Dies ist auch notwendig, da der Betrieb jedes Stromregelungstransistors einfach durch das Niveau der Ausgangsspannung V_Q aufgeteilt ist. Jeder Transistor bewirkt eine lineare Verstärkung. Aus diesem Grund werden z.B. eine in der Rückkopplungsschleife vorhandene Nichtlinearität, einige Niveaudifferenzen der Ausgangsspannung V₀ während des Umschaltens der Stromregelungstransistoren od.dgl. sämtliche ausgeschaltet. Auch kann durch Aufrechterhalten von etwas Vorbelastungsstrom durch die Transistoren Q₁ und Q.. die beim Überwechseln in der Nähe des Nullpegels entstehende Verzerrung der Ausgangsspannung V_Q einfach ausgeschaltet werden, und zwar durch Maßnahmen, wie sie ähnlich in Gegentaktverstärkern üblich sind.

Fig. 9 zeigt den Fall, in dem η = 5 ist, jedoch ist die Zahl der Spannungsquellen und die Anzahl der Stromregelungstransistoren jeweils 10, d.h. 2n insgesamt. Aus dem bisher Beschriebenen geht hervor, daß die Zahl gleich η ist, wenn die Leistung des zu regelnden Signals nur in einer Richtung bezüglich des Bezugspotentials fließt, wie dies bei einem pulsierenden Strom der Fall ist, daß dagegen die Zahl gleich 2n ist, wenn die Leistung des zu regelnden Signals einem echten Wechselstrom entspricht. Allerdings ist es aus dem Grundgedanken der Erfindung heraus ersichtlich, daß die Werte von η auf der positiven und der negativen Seite nicht immer gleich sein müssen, insbesondere dann nicht, wenn an Stelle eines ausgewogenen Wechselstroms die Leistungen in der positiven und in der negativen Halbwelle stark voneinander abweichen, wenn man die Halbwellen auf das Bezugspotential bezieht.

Aus Vorstehendem ist ersichtlich, daß die Spannungsregelungsschaltung der Fig. 9 selbstverständlich als Leistungsverstärker verwendbar ist, der einen ausgezeichneten Wirkungsgrad hat. Eben-

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so ist sie aber auch als Wechselrichter mit bisher nicht dagewesenem Leistungswirkungsgrad verwendbar, da die Ausgangsspannung Vq auch mit einem ähnlichen Signal wie die Leistung erhalten werden kann, wenn man eine verzerrungsfreie Sinuswelle vorbestimmter Frequenz und Amplitude, z.B. ein Signal von 60 Hz als Steuerspannung V^ an den Anschluß 7 anlegt. Darüber hinaus ist die Verzerrung extrem gering und der Ausgangswiderstand ebenso extrem niedrig, so daß eine stabile Ausgangsspannung erhalten werden kann, selbst wenn der Lastwiderstand wechselt. Darüber hinaus ist die Ansprechgeschwindigkeit hoch. Zusätzlich kann eine stabile Ausgangsspannung erhalten werden, selbst wenn noch eine Veränderung der Spannung der Gleichspannungsquellen vorkommt. Darüber hinaus geschieht abweichend von der nicht linearen Wirkungsweise herkömmlicher Wandler mit einer Mehrzahl von harmonischen Oberwellen die Leistungsumschaltung im linearen Schaltkreis, der in der Rückkopplungsschleife enthalten ist. Es wird deshalb kein Störsignal erzeugt, das den äußeren Schaltkreis nachteilig beeinflussen könnte. Diese zahlreichen ausgezeichneten Eigenschaften könnten niemals durch irgendein herkömmliches System erreicht werden und vorliegende Erfindung kann eine ausgezeichnete Leistungsumschaltungseinrichtung ergeben.

Außerdem ist ohne weiteres ersichtlich, daß die Einrichtung gemäß vorliegender Erfindung als Wechselspannungs-Wechselspannungs-Wandler verwendet werden kann, wenn die Gleichspannungsquellen E₁, ..., Et- und E₁₁, ..., E_lt- durch mehrere Anzapfungen eines Leistungstransformators ersetzt werden, der an ein gewöhnliches Netz angeschlossen ist, sowie durch eine entsprechende Anzahl von Gleichrichtern und Glättungskondensatoren, die mit den Zwischenanzapfungen verbunden sind. Darüber hinaus könnten die Zwischenanzapfungen eine ziemliche Freiheit bezüglich der Aufteilung der Versorgungsspannung ergeben und dementsprechend zu einer noch besseren Kennlinie führen.

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Mehrere ausgezeichnete Punkte der elektrischen Eigenschaft der Einrichtung gemäß vorliegender Erfindung wurden bisher im einzelnen beschrieben. Darüber hinaus ist die Einrichtung gemäß vorliegender Erfindung nicht nur hinsichtlich ihrer möglichen gedrungenen Bauform und ihrer Verläßlichkeit sondern auch wegen ihrer großen Wirtschaftlichkeit bezüglich der Kosten verbessert. Z.B. ist entsprechend der Tabelle ¹J zur Erzielung einer Ausgangsleistung von 100 W der Verlust jedes Stromreglungstransistors nur 2,65 W bei verlustgleicher Aufteilung, η = 5 und RQ_nH_nZKT = 0,01, während der Verlust nicht weniger als 51»5 W bei einem herkömmlichen System entspricht. So wird entsprechend der Erfindung wohl die Zahl der Transistoren vergrößert, jedoch ist ein Kostenvorteil gegeben und die Leistungsfähigkeit des Leistungstransformators kann klein sein und eine kleine Wärmemenge abgeben, was zu einer Vereinfachung der Wärmeabfuhr führt. Es ist deshalb anzuerkennen, daß das System gemäß vorliegender Erfindung sehr vorteilhaft im Hinblick auf die gedrungene Bauform und die verbesserte Verläßlichkeit wie auch im Hinblick auf Wirtschaftlichkeit ist.

In Fig. 10 ist eine Anwendung des Systems vorliegender Erfindung auf eine Gleichspannungsstabilisierungsschaltung gezeigt. In diesem Ausführungsbeispiel wird eine gleichbleibende Gleichspannung, entsprechend der Steuerspannung V_c, von einem Widerstand R, und einer Zenerdiode ZD erhalten und an einen Eingangsanschluß 7 angelegt. In diesem Fall wird die Ausgangsspannung Vq nicht von Null aus verändert, sondern bleibt bezüglich des Bezugspotentials der Leitung 1 konstant, weshalb die Regelungsschaltung nur in dem Bereich arbeiten muß, in dem eine Veränderung der Versorgungsspannung oder der Last erwartet wird. Deshalb ist die Aufteilung der Versorgungsspannung notwendigerweise so auszuwählen, daß der Bereich der Veränderung gedeckt wird.

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Die Fig. 11 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. In der Schaltung entsprechend diesem Ausführungsbeispiel ist ein Schaltkreis entsprechend dem oben beschriebenen Torschaltkreis ¹J und dem Torsignalerzeugungsschaltkreis 5 weggelassen. Aufgrund dieser Maßnahme ergibt sich der Vorteil, daß die Schaltung sehr vereinfacht ist. Dieses Ausführungsbeispiel ist für η = 3 ausgelegt, weshalb drei Gleichspannungsquellen E₁, Ep und E, bezüglich eines Bezugspotentials der Leitung 1 vorgesehen sind. Die Gleichspannungsquelle E, vom größten Potential ist mit ihrer positiven Elektrode direkt an den Kollektor eines Transistors Q angeschlossen, während die anderen Gleichspannungsquellen E₁ und Ep mit ihren positiven Elektroden an die Kollektoren der Transistoren Q₁ und Qp über Rückstromsperrdioden D . und D₁P angeschlossen sind. Die Emitter der Transistoren Q₁, Qp und Q, sind alle an einen Ausgangsanschluß 2a gelegt, während der andere Ausgangsanschluß 2b von der Leitung 1 für das Bezugspotential gebildet wird. Außerdem ist zwischen diese beiden Ausgangsanschlüsse der Lastwiderstand FL eingeschaltet.

Die Ausgangsspannung V_ wird durch die Widerstände R₁ und R» geteilt und an einen Eingangsanschluß 6 eines Vergleichsverstärkers 3 geführt. Die Steuerspannung V_c wird dem anderen Eingangsanschluß 7 des Vergleichsverstärkers 3 zugeführt. Der Ausgang des Vergleichsverstärkers 3 wird über eine Widerstands-Vorspannungsschaltung geleitet, die aus einer Vorspannungsquelle E_R und Widerständen R₁, bis Ro besteht. Der Ausgang des Vergleichsverstärkers 3 gelangt auf diesem Wege an die Basen der Transistoren Q₁, Qp und Q_. Die Widerstands-Vorspannungsschaltung dient dazu, um kleine Unterschiede in der an die Transistoren Q₁, Qp und Q, angelegten Vorspannung zu bewirken. Die Werte solcher Unterschiede sind durch die Werte der Vorspannungsquelle

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Eg und der Widerstände R₁₁, R^ und R^ gegeben. Widerstände R₇ und Rg begrenzen die Basisströme.

In Fig. 12 ist die Beziehung zwischen der Steuerspannung Vp und der Ausgangsspannung Vq dargestellt, wenn ein Eingangsanschluß 6 des Vergleichsverstärkers 3 in Fig. 11 mit dem Bezugspotential 1 kurzgeschlossen ist und die Rückkopplung ausgeschaltet ist. Allerdings hat der Vergleichsverstärker 3 eine beträchtliche Verstärkung, so daß der Unterschied in der Aufteilung zwischen V_c und Vq in Fig. 12 sehr groß ist. Die Steuerspannung ist in einem stark vergrößerten Verhältnis dargestellt. Die erwünschte Kennlinie in diesem Fall ist durch die gebrochene Linie in Fig. 12 dargestellt, jedoch ist sie in ihrer Linearität schlecht, wie durch die voll ausgezogene Linie erkennbar ist. Diese Beziehung unterliegt verschiedenerlei Veränderungen durch die Basisvorspannung der Transistoren Q₁, Q„ und Q,, und kann einen komplizierten Verlauf annehmen, z.B. einen solchen, wie er durch die voll ausgezogene Linie in Fig. 12 dargestellt ist. Wenn die Steuerspannung Vp zunächst ansteigt, beginnt die Ausgangsspannung V₀ an einer Stelle anzusteigen, an der die Steuerspannung V„ nur ein wenig angewandt wird. Zunächst ist der Transistor Q₁ allein in Betrieb, während die Transistoren Q₂ und Q, außer Betrieb bleiben, weil diese den Vorspannungen in höherem Maße unterworfen sind als der Transistor Q₁. Wenn der Transistor Q₁ allein in Betrieb ist, steigt die Ausgangsspannung V_Q mit guter Linearetät an. Steigt jedoch die Steuerspannung Vp oberhalb eines bestimmten Werts, beginnt der Transistor Q» ebenso zu arbeiten, so daß die Ströme der beiden Transistoren Q₁ und Qp wirksam werden, um den Gradienten ein wenig steiler zu machen. Wird dagegen die Ausgangsspannung V_Q weiter anwachsen, um sich der Kollektorspannung V₁ des Transistors Q₁ zu nähern, beginnt der Strom des Transistors Q₁ abzunehmen, so daß der Gradient nun wieder weniger steil wird.

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Andererseits wächst der Strom des Transistors Q„ mit anwachsender Steuerspannung V_c weiter an, während der Strom des Transistors Q₁ weiter absinkt. Sobald V₁ = V₀, wird der Kollektorstrom des Transistors Q₁ vollständig zu Null. Allerdings beginnt an diesem Punkt der Transistor Q, zu arbeiten, weshalb die Ströme der Transistoren Q„ und Q-, zusammen wirksam werden, so daß der Gradient wieder etwas steiler wird. Mit einer weiteren Zunahme der Steuerspannung Vp wächst die Ausgangsspannung V_Q ebenfalls. Wenn diese sich der Kollektorspannung V„ des Transistors Q₂ nähert, beginnt der Strom des Transistors Qp abzunehmen, so daß der Gradient wieder etwas weniger steil wird. Wenn V„ = V_Q, wird der Kollektorstrom des Transistors Q„ ebenso völlig zu Null und die Ausgangsspannung wächst weiter nur noch mit Hilfe des Stroms des Transistors Q, an, bis sie den Wert V, erreicht.

Wie aus der vorhergehenden Beschreibung ersichtlich, ist der Schaltkreis der Fig. 11 in seiner Linearetät nicht besonders gut, jedoch überlappen sich mit dem Anwachsen der Steuerspannung V_c die Ströme der Transistoren Q₁, Q₂ und Q,, wodurch sie den Betrieb zwischen diesen Transistoren ohne Hilfe irgendeines besonderen Umschaltkreises bewerkstelligen. Dieses Ausführungsbeispiel ist so, wie es dargestellt ist, in seiner Linearetät schlecht und nicht praktisch, wenn jedoch der Kurzschluß zwischen dem einen Ausgangsanschluß 6 des Vergleichsverstärkers 3 und dem Bezugspotential aufgehoben wird, um die Anwendung einer Gegenkopplung zu ermöglichen, kann die Linearetät so weit verbessert werden, daß diese Schaltung ausreichend für den praktischer Gebrauch ist. In der Schaltung der Fig. 11 ist allerdings eine größere Amplitude für den Ausgang des Vergleichsverstärkers erforderlich als i.i der Schaltung der Fig. 9· Deshalb muß die Spannung der Versorgungsquelle für den Vergleichsverstärker in ausreichendem Maße größer als der Wert von V, sein.

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Im Vorhergehenden wurde eine Beschreibung des Falles gegeben, in dem nur ein Regelungstransistor für eine Teilungsstufe verwendet wurde. Dagegen ist es natürlich auch möglich, eine Kombination von zusammengeschalteten Transistoren, etwa nach Art der Darlington-Transistoren zu verwenden. Insbesondere würde es eine Kombination von PNP Transistoren und NPN Transistoren gemäß Fig. 13 ermöglichen, daß die Kollektoren der Transistoren Q₁, ..., Q , die einen großen Strom führen, alle an das gleiche Potential angelegt sind. Dies würde sehr praktisch sein, da die Transistoren direkt an eine Wärmesenke zur Abstrahlung angeschlossen sein könnten. Auch könnten in diesem Falle η Transistoren Q₁, ..., Q auf dem gleichen Halbleitermaterial integriert zusammengefaßt sein. Dies wäre insofern praktisch, als die η Transistoren in ihrer Kennlinie einheitlich werden.

Außerdem wurde in der bisherigen Beschreibung angenommen, daß das Leistungssteuersignal bis zur Höhe seines höchsten Werts hin fast den gesamten Leistungsanteil enthält, d.h. eine Rechteckwelle oder eine Sinuswelle ist. Dagegen enthält eine Wellenform, wie sie in Fig. I¹I dargestellt ist, in der die höchste Stelle einer Sinuswelle durch eine Impulsspitze überlagert ist, in der bis V reichende Amplitude in der Hauptsache den Leistungsanteil und nur eine mittlere Leistung in dem Teil V_p an der Stelle der hohen Spannung, die nur einen hohen Momentanwert der Spannung und der Leistung repräsentiert. In solch einem Fall wird der Teil, der bis V reicht, nach Art der verlustgleichen Aufteilung aufgeteilt, während der von V bis V_p reichende Teil, obwohl er vielleicht eine viel größere Potentialdifferenz hat, von einer einzigen Spannungsquelle und einem einzigen Transistor erfaßt wird, ohne daß der insgesamt erzielte Leistungswirkungsgrad i\ nennenswert herabgesetzt ist. In diesem Fall wird die Anzahl der Aufteilungen η + 1 zum Wert V_p und die letzte Teilungs-

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stufe wird hinsichtlich ihres Zweckes sich von den Aufteilungen bis η stark unterscheiden. Jedoch kann das System gemäß vorliegender Erfindung in verschiedener Weise abgewandelt werden, je nachdem für welchen Zweck es Verwendung finden soll. Es behält dabei seine hervorragenden Eigenschaften ebenso gut.

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Claims (3)

PATENTANWÄLTE HELMUT SCHROETER KlAUS LEHMANN DIPL.-PHYS. DIPL.-ING. Toko, Inc. yi-to-10 Se/Bi. 11. März 1977 PATENTANSPRÜCHE

1. !Schaltung zur Bereitstellung einer geregelten, zur Leistungs-V / abgabe geeigneten Spannung, dadurch gekennzeichnet, daß mehrere Regelungstransistoren (Q₁, Q₂, ..., Q) zwischen mehrere Gleichspannungsleistungsquellen (E₁, Ep, ..., E ) unterschiedlicher Potentialdifferenzen zu einem Bezugspotential (1) einerseits und einer gemeinsamen Last (R_T)

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andererseits geschaltet sind, daß einer der Regelungstransistoren mit einer größeren Potentialdifferenz als der zwischen Ausgangsanschlüssen (2a, 2b) zu erzeugenden Potentialdifferenz, der an die eine bezüglich ihrer Potentialdifferenz am besten für diesen Regelungstransistor geeignete Leistungsquelle angeschlossen ist, angesteuert ist, um eine gewünschte Potentialdifferenz zwischen den genannten Ausgangsanschlüssen zu erzeugen, wobei für den Fall, daß die Potentialdifferenz zwischen den Ausgangsanschlüssen im Sinne einer Zunahme relativ zur Potentialdifferenz der genannten einen Gleichspannungsleistungsquelle zu verändern ist, die Kollektor-Emitter-Potentialdifferenz des angesteuerten Regelungstransistors sich der Sättigungsspannung des genannten Transistors annähert, worauf der Betrieb auf einen der genannten Regelungstransistoren umgeschaltet wird, der an eine der Gleichspannungsquellen angeschlossen ist, welche die zweitgrößte Potentialdifferenz aufweist, und wobei für den Fall, daß die Potentialdifferenz

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ORIGINAL INSPECTED

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zwischen den Ausgangsanschlüssen im Sinne einer Abnahme relativ zur Potentialdifferenz der genannten Gleichspannungsquelle zu verändern ist, die Kollektor-Emitter-Potentialdifferenz eines der genannten Regelungstransistoren, der an eine der Gleichspannungsquellen angeschlossen ist, welche die drittgrößte Potentialdifferenz aufweist, die Sättigungsspannung des genannten Regelungstransistors übertrifft, worauf der Betrieb auf den genannten Transistor umgeschaltet wird, wodurch eine gewünschte Potentialdifferenz zwischen den genannten Ausgangsanschlüssen erzeugt wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit fortschreitend größer werdenden Werten der Potentialdifferenzen der Gleichspannungsleistungsquellen (Ε., Ε-, ..., E ) bezüglich des Bezugspotentials sich die Potentialdifferenzen zwischen den Gleichspannungsleistungsquellen ebenfalls, und zwar von größeren zu kleineren Werten hin, ändern, so daß die Verlustleistungen der Regelungstransistoren einander angeglichen werden.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für den Fall, daß das Leistungssteuersignal bis zu einer mittleren Amplitude einen leistungsstarken Anteil und darüber bis zu seinem Spitzenwert einen leistungsarmen Anteil hat, die Leistungsquelle bis hin zur Amplitude mit dem leistungsstarken Anteil so aufgeteilt ist, daß sich die Potentialdifferenzen zwischen den Gleichspannungsquellen umso mehr verringern, als die Potentialdifferenzen dieser Gleichspannungsquellen zum Bezugspotential zunehmen, und daß dabei die Anzahl der Unterteilungen bis hin zum Spitzenwert herabgesetzt wird.

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Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Vergleich zwischen der Potentialdifferenz an den Ausgangsanschlüssen mit den Potentialdifferenzen der jeweiligen Gleichspannungsleistungsquellen durchgeführt wird, womit der Betriebsumschaltzeitpunkt für die jeweiligen Regelungstransistoren bestimmt wird,

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