DE2704877C2 - Selbstschwingender Gleichspannungs-Durchflußwandler - Google Patents

Description

Bei der Erfindung wird ausgegangen von einem selbstschwingenden Gleichspannungs- Durchflußwandler mit einem Übertrager, dessen Primärwicklung über die Emitter-Kollektor-Strecke eines ersten Transistors mit einer Gleichspannungsquelle und dessen Sekundärwicklung über einen Gleichrichter mit einem Kondensator verbunden ist, wobei die Basis des ersten Transistors einen Stromrückkopplungs-Steuerstrotn von einem zweiten Transistor erhält, dessen Basis mit dem Fußpunkt der Sekundärwicklung des Übertragers verbunden ist und dessen Basis-Emitter-Strecke in dem ^w Verbindungsstromweg zwischen den Fußpurtkten der Sekundärwicklung und des Kondensators in gleicher Polung wie der Gleichrichter liegt.

Derartige Gleichspannungswandler sind bekannt (DE-PS 10 65 476, DE-PS 10 69 706) und dienen « vorzugsweise dazu, eine kleine Gleichspannung, z. B. die einer Batterie, in eine höhere Gleichspannung umzuwandeln, um damit Verbraucher zu speisen, die mit der Batteriespannung nicht auskommen. Die Anforderungen, die dabei an einen solchen Gleichspannungswand-Ier zu stellen sind, hängen von den Eigenarten des angeschlossenen Verbrauchers ab.

Soll der Wandler z. B. für Blitzlichtgeräte verwendet werden, so muß die Batteriespannung von einigen Volt in eine Spannung von etwa 360 V zum Aufladen des Blitzkondensators umgewandelt werden. Dabei soll der Wirkungsgrad möglichst hoch sein, damit die in der Batterie gespeicherte Energie eine hohe Anzahl von Blitzen ergibt. Ferner soll der Wandler eine große Leistung haben, um kurze Blitzfolgezeiten zu ermögli- w> chen. Im Leerlauf, also wenn der Blitzkondensator voll aufgeladen ist, soll die Stromentnahme des Wandlers aus der Batterie möglichst gering sein, damit im Wartebetrieb die Batterie nicht unnötig entladen wird. Auch soll das Gewicht des Wandlers gering sein, um ^h"> kleine, kompakte Blitzgeräte zu ermöglichen.

Die eingangs erwähnten bekannten Gleichspannungswandler kommen zwar den oben aufgezählten Forderungen schon weitgehend entgegen, jedoch ist der Stromverbrauch im Leerlauf oder bei geringer Belastung des Wandlers noch zu hoch. Das liegt insbesondere daran, daß der Stromverstärkungsfaktor der beiden Transistoren sich umgekehrt proportional zu deren Kollektorströmen verhält Vor allem bei Silizium-Leistungstransistoren ist dieses Verhalten stark ausgeprägt Während bei einem Kollektorstrom von 1OA die Stromverstärkung bei etwa 20 liegt, beträgt sie bei 0,1 A etwa 150. Dadurch wird gerade bei geringer Belastung des Wandlers oder im Leerlauf der Übertrager sehr stark in die Sättigung gesteuert was einen hohen Magnetisierungsstrom zur Folge hat, der der Batterie entnommen wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Gleichspannungswandler der eingangs erwähnten Art die Belastung der Stromquelle im Leerlauf oder bei geringer Belastung des Wandlers herabzusetzen.

Diese Aufgabe wird erfindungsmäßig dadurch gelöst, daß in die Zuleitung zum Emitter des zweiten Transistors ein erster Widerstand eingefügt und parallel zur Serienschaltung aus dem ersten Widerstand und der Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors eine Serienschaltung aus einem zweiten Widerstand und einer ersten Diode in gleicher Durchlaßrichtung wie die Emitter-ßasis-Strecke des zweiten Transistors angeordnet ist

Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Durch die Erfindung wird erreicht daß der Stromverstärkungsfaktor des zweiten Transistors unabhängig von dessen Kollektorstrom nahezu konstant ist. Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesondere darin, daß wegen des gleichbleibenden Stromverstärkungsfaktors des zweiten Transistors der Übertrager bei Leerlauf oder bei geringer Belastung des Wandlers nicht in die Sättigung gesteuert und kein erhöhter Magnetisierungsstrom der Stromquelle entnommen wird, so daß sie, wenn es sich um eine Batterie oder einen Akkumulator handelt, länger hält. Ferner können bei gleichen Vorteilen auch Siliziumtransistoren verwendet werden, so daß die Betrisbsfrequenz des Wandlers erhöht werden kann. Das hat den weiteren Vorteil, daß ein wesentlich kleinerer Übertrager eingesetzt werden kann, wodurch das Gewicht des Gerätes verringert wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 einen Gleichspannungswandler nach Anspruch 4, mit p-n-p-Transistoren,

Fig.2 einen Gleichspannungswandler nach Anspruch 5, mit p-n-p-Transistoren,

Fig.3 einen Gleichspannungswandler nach Anspruch 5, mit einem p-n-p- und einem n-p-n-Transistor.

Die Primärwicklung 2 eines Übertragers 1 ist über die Emitter-Kollektor-Strecke eines ersten Transistors 6 mit zwei Eingangsklemmen 5 verbunden, an die eine Spannungsquelle, z. B. eine Batterie oder ein Akkumulator, mit der angegebenen Polarität anschließbar ist. Die Sekundärwicklung 3 des Übertragers 1 ist über einen Gleichrichter 15 mit einem Kondensator 16, der als Speicher- oder als Glättungskondensator dienen kann, und mit zwei Ausgangsklemmen 18 verbunden, an denen die umgewandelte Gleichspannung in der angegebenen Polarität abgreifbar ist.

Die Basis des ersten Transistors 6 erhält Steuerstrom von einem zweiten Transistor 7. Dieser Steuerstrom ist

je nach Leitfähigkeitstyp entweder vom Emitter (F i g. 1 und 2) oder vom Kollektor (F i g. 3) abnehmbar. Die Basis des zweiten Transistors 7 ist direkt mit dem Fußpunkt der Sekundärwicklung 3 des Übertragers 1 verbunden.

In die Zuleitung zum Emitter des zweiten Transistors 7 ist ein erster Widerstand 8 eingefügt Parallel zur Serienschahung aus dem ersten Widerstand 8 und der Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 7 sind eine Serienschahung aus einem zweiten Widerstand 9 und einer ersten Diode 10 in gleicher Durchlaßrichtung wie die Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 7, ferner ein dritter Widerstand 11 sowie eine zweite Diode 12, jedoch in entgegengesetzter Durchlaßrichtung zur Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 7, angeordnet Ein vierter, hochohmiger Widerstand 17 verbindet die Basis des zweiten Transistors 7 mit einer der Eingangsklemmen 5.

Bei der Ausführung nach F i g. 1 ist parallel zur Emitter-Basis-Strecke des ersten Transistors 6 die Serienschaltung aus einer Rückkopplungswicklung 4 des Übertragers 1 und einer dritten Diode 14 angeordnet, deren Durchlaßrichtung der der Emitter-Basis-Strecke des ersten Transistors 6 entgegengesetzt ist

Bei den Ausführungen nach F i g. 2 und F i g. 3 ist die Rückkopplungswicklung 4 des Übertragers 1 in die Zuleitung vom zweiten Transistor 7 zur Basis des ersten Transistors 6 eingefügt und das von der Basis abgewandle Ende dieser Wicklung 4 über einen «> Kondensator 13 mit dem Emitter des ersten Transistors 6 verbunden.

Über den hochohmigen Widerstand 17 erhält die Basis des zweiten Transistors 7 einen kleinen Steuerstrom, der, entsprechend dem Stromverstärkungsfaktor J^r> verstärkt, zur Basis des ersten Transistors 6 gelangt. Dadurch öffnet dieser etwas und schaltet Spannung aus der an den Eingangsklemmen 5 liegenden Spannungsquelle an die Primärwicklung 2 des Übertragers 1. Die gleichzeitig in dessen Sekundärwicklung 3 induzierte Spannung bewirkt bei den Ausführungen nach F i g. 1 und F i g. 2 einen Stromfluß von dem zu diesem Zeitpunkt positiven Wicklungsanfang über den Gleichrichter 15, den Kondensator 16, die Emitter-Basis-Strekke des ersten Transistors 6, den ersten Widerstand 8 und die Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 7 zum negativen Fußpunkl der Sekundärwicklung 3. Bei dem Beispiel nach F i g. 2 fließt dieser Strom auch über die Rückkopplungswicklung 4.

Bei der Ausführung nach Fig.3 bewirkt die in der Sekundärwicklung 3 induzierte Spannung einen Stromfluß von dem zu diesem Zeitpunkt positiven Fußpunkt über die Basis-Emitter-Strecke des zweiten Transistors 7, den ersten Widerstand 8, die an den Eingangsklemmen 5 liegende Spannungsquelle, den Kondenstor 16 w und den Gleichrichter 15 zum negativen Wicklungsanfang der Sekundärwicklung 3.

Bei allen drei Ausführungen ist der Strom in der Emitter-Kollektor-Strecke des zweiten Transistors 7 im Vergleich zum Strom in der Sekundärwicklung 3 um den en Stromverstärkungsfaktor dieses Transistors verstärkt. Der Strom in der Emitter-Kollektor-Strecke des ersten Transistors 6, der auch über die Primärwicklung 2 des Übertragers 1 fließt, ist um einen Faktor, der gleich dem Produkt aus den Stromverstärkungsfaktoren der beiden »"> Transistoren 6, 7 ist, gegenüber dem Strom in der Sekundärwicklung 3 verstärkt. Dadurch wird der erste Transistor 6 voll durchgesteuert und schaltet die gesamte Spannung der Spannungsquelle an die Primärwicklung 2. In dieser fließt jetzt neben dem von der Sekundärseite herübertransformierten Ladestrom auch noch ein Magnetisierungsstrom, der etwa linear mit der Zeit ansteigt Sobald die Sättigungsmagnetisierung des Übertragers 1 erreicht ist, setzt ein Rückkopplungsvorgang ein, der die Transistoren 6, 7 schlagartig sperrt Der jetzt unbelastete Übertrager 1 bildet mit seiner Wicklungskapazität einen Schwingkreis, der mit der infolge des Magnetisierungsstromes gespeicherten magnetischen Energie durchschwingt Dabei sind die Spannungen zunächst umgepolt Der Fußpunkt der Sekundärwicklung 3 wird positiv (in Fig.3 negativ), so daß die Transistoren 6, 7 sicher gesperrt werden. Nach etwa einer halben Sinusperiode haben die Spannungen an den Wicklungen wieder ihre ursprüngliche Polarität erreicht

Sobald die Spannung der Sekundärwicklung 3 die Größe der bereits auf dem Kondensator 16 befindlichen Spannung erreicht hat, wird der Gleichrichter 15 leitend, und es fließt erneut ein Stromimpuls vom Wicklungsanfang über den Gleichrichter 15, den Kondensator 16, die Emitter-Basis-Strecke des ersten Transistors 6, den ersten Widerstand 8 und die Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 7 zum Fußpunkt der Sekundärwicklung 3. Dieser Stromimpuls schaltet die Transistoren 6,7 wieder in den leitenden Zustand, und es beginnt eine neue Stromfluöphase.

Diese Vorgänge wiederholen sich periodisch, sofern die Bedingung erfüllt ist, daß das Produkt aus den Stromverstärkungsfaktoren der beiden Transistoren 6, 7 größer ist als das Übersetzungsverhältnis der Primärwicklung 2 zur Sekundärwicklung 3 des Übertragers 1. Dabei wird der Kondensator 16 schrittweise aufgeladen. Der Ladestrom, der gleichzeitig als Steuerstrom über die Basis des zweiten Transistors 7 fließt, verringert sich dementsprechend schrittweise, bis er bei aufgeladenem Kondensator 16 ganz verschwindet, sofern an den Ausgangsklemmen 18 kein Verbraucher angeschlossen ist.

Nach völligem Entladen des Kondensators 16, z. B. nach Auslösen eines Lichtblitzes in einem angeschlossenem Blitzlichtgerät, ist der Lade- und Steuerstrom am größten. Der Spannungswandler ist also sehr großen Belastungsschwankungen ausgesetzt, so daß sich die eingangs bereits erwähnte umgekehrt proportionale Abhängigkeit der Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren 6,7 von deren Kollektorströmen sehr ungünstig auf den Wirkungsgrad des Wandlers auswirkt.

Durch das erfindungsmäßige Einfügen des ersten Widerstandes 8 in die Zuleitung zum Emitter des zweiten Transistors 7 und das Parallelschalten der Serienschahung aus dem zweiten Widerstand 9 und der ersten Diode 10 zur Serienschaltung aus dem ersten Widerstand 8 und der Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 7 wird erreicht, daß der Stromverstärkungsfaktor dieses Transistors 7 unabhängig von dessen Kollektorstrom nahezu konstant ist, und zwar etwa gleich dem Verhältnis der Größe des zweiten Widerstandes 9 zur Größe des ersten Widerstandes 8. Das ergibt sich daraus, daß jeder der beiden parallelen Zweige eine Diode enthält, nämlich der eine die erste Diode 10 und der andere die Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 7, die beide die gleiche Restspannung von etwa 0,6 V haben, so daß die Spannungen, die an den beiden Widerständen 8, 9 abfallen, ebenfalls einander gleich sind. Die Strör-.e, die durch diese beiden Zweige fließen, verhalten sich danach umgekehrt

proportional zu den Widerständen. Wenn man den Basisstrom vernachlässigt, ist der Strom in dem einen Zweig gleich dem Kollektorstrom und der in dem anderen gleich dem Steuerstrom. Das Verhältnis dieser beiden Ströme ist der Stromverstärkungsfaktor, der also gleich ist dem Verhältnis der Größe des zweiten Widerstandes 9 zur Größe des ersten Widerstandes 8.

Da die Stromverstärkung des zweiten Transistors 7 durch die erfindungsmäßige Maßnahme nahezu konstant ist, also unabhängig von dessen Kollektorstrom, ändert sich die Gesamtstromverstärkung beider Transistoren 6, 7 entsprechend weniger. Das kommt der Forderung nach geringer Durchsteuerung des Übertragers 1 bei Leerlauf oder bei geringer Belastung schon sehr entgegen.

Bei den Ausführungsbeispielen nach Fig. 1 und 2 wird eine weitere Verbesserung des Wirkungsgrades des Wandlers durch den parallel zur Serienschaltung aus dem ersten Widerstand 8 und der Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 7 angeordneten dritten Widerstand 11 erreicht. Sinkt nämlich der Steuerstrom so weit ab. daß der an dem dritten Widerstand 11 erzeugte Spannungsahfall kleiner ist als 0,6 V, dann wird sowohl die erste Diode 10 als auch die Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors 7 gesperrt, weil deren Restspannung unterschritten wird. Dann fließt der Laststrom aus der Sekundärwicklung 3 nicht mehr übei den zweiten Transistor 7, sondern nur noch über der dritten Widerstand 11 und die Emitter-Basis-Strecke des ersten Transistors 6, dessen Stromverstärkung dabe ϊ ausreicht, um die Schwingbedingiing des Wandlers zi erfüllen. Durch diesen dritten Widerstand 11 wire insbesondere im Leerlauf des Spannungswandlers eine zu starke Durchsteuerung des Übertragers vermieden so daß die Stromentnahme aus der Spannungsquellt

ι <> entsprechend gering ist.

Die zweite Diode 12 parallel zum dritten Widerstanc 11 soll verhindern, daß die Basis des zweiten Transistor; 7 in der Sperrphase eine zu hohe Spannung erhält.
In Fig. 1 dient die Rückkopplungswicklung 4 de:

Übertragers 1 dazu, in der Sperrphase ein sichere; Sperren des ersten Transistors 6 zu erreichen.

In den Beispielen nach F i g. 2 und F i g. 3 erzeugt die Rückkopplungswicklung 4 sowohl in der Sperrphase al; auch in der Stromflußphase eine Ansteuerspannung füi den ersten Transistor 6, wobei das Potential arr Fußpunkt der Rückkopplungswicklung 4 und arr Kondensator 13 durch den sekundärseitigen, in derr zweiten Transistor 7 verstärkten Laststrom gesteuer wird und somit eine laststromabhängige Rückkopplung erfolgt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Selbstschwingender Gleichspannungs-Durchflußwandler mit einem Übertrager, dessen Primärwicklung über die Emitter-Kollektor-S trecke eines ersten Transistors mit einer Gleichspannungsquelle und dessen Sekundärwicklung über einen Gleichrichter mit einem Kondensator verbunden ist, wobei die Basis des ersten Transistors einen Stromrückkopplungs-Steuerstrom von einem zweiten Transistör erhält, dessen Basis mit dem Fußpunkt der Sekundärwicklung des Übertragers verbunden ist und dessen Basis-Emitter-Strecke in dem Verbindungsstromweg zwischen den Fußpunkten der Sekundärwicklung und des Kondensators in gleicher ' Polung wie der Gleichrichter liegt, dadurch gekennzeichnet, daß in die Zuleitung zum Emitter des zweiten Transistors (7) ein erster Widerstand (8) eingefügt und parallel zur Serienschaltung aus dem ersten Widerstand (8) und der Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors (7) eine Serienschaltung aus einem zweiten Widerstand (9) und einer ersten Diode (10) in gleicher Durchlaßrichtung wie die Emitter-Basis-Strecke des zweiten Transistors (7) angeordnet ist.