DE2655023A1 - Fernsprech-rufzeichengenerator - Google Patents

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ZWiRNER - HIRSCH

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Western Electric Company, Incorporated. Stone 2

New York, N.Y., USA

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Fernsprech-Rufzeichengenerator

Die Erfindung bezieht sich auf einen Fernsprech-Rufzeichengenerator.

Bei einem Rufsignalgenerator mit einem Gleichspannungswandler muß der hohe Rufspannungswert, der an einem Ausgangskondensator erzeugt wird, mit einer Folgefrequenz von 20 Hs unterbrochen und zur Erregung eines Telefonweckers verwendet v/erden, Zu diesem Zweck ist ein Transistorschalter parallel zur Rufzeichenlast geschaltet, um einen Rücklaufweg für das Wechselstromsignal im Wecker während der jeweils zweiten Halbzyklen vorzusehen. Ein zweiter Transistor ist in Reihe zur Hochspannungs-Ruf Zeichenversorgung geschaltet, um einen Stromfluß vom Kondensator zur Last und zum Parallelschalter abzublocken. Eine geeignete Verbindung der beiden Schalter mit einer Diode er-

München: Kramer · Dr.Weser · Hirsch — Wiesbaden: Blumbach · Dr. Bergen · Zwirner

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laubt es, daß der direkte Betrieb des Parallelschalters den indirekten Betrieb des Serienschalters bewirkt. Der Serienschalter wird von einer direkten Last seitens der Hochspannungsversorgung vorgespannt und verbraucht beträchtliche Leistung. Der Parallelschalter kann von einer Versorgungsquelle niedrigerer Spannung vorgespannt werden und verbraucht weniger Leistung, obwohl jeder Schalter einen gleichen Stromwert führt. Ein Steuersignal wird auf den Parallelschalter geführt, um beide Schalter zur Lieferung eines Rufspannungsausgangssignals geeignet zu aktivieren. Beide Transistoren müssen beim AUS-Schalten die Spitzenrufspannung aushalten, und deshalb ist in beiden Fällen ein Hochspannungstransistor erforderlich.

Die sich aus diesem Problem ergebende Aufgabe wird mit einem Rufzeichengenerator gemäß Patentanspruch 1 gelöst.

Eine Ausgestaltung dieses erfindungsgemäßen Rufzeichengenerators gibt Anspruch 2 an.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsformen näher erläutert. In der zugehörigen Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein allgemeines Blockschaltbild eines Einkanalträgersystems, bei dem die vorliegende Erfindung Verwendung finden kann;

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Fig. 2 ein mehr ins einzelne gehendes Blockschaltbild der entfernt liegenden Trägerendstelle des Systems in Fig. 1;

Fig. 3 ein ausführliches Schaltbild einer Batterieladeschaltung, die in der entfernt liegenden Trägerendstelle der Fig. 2 verwendbar ist;

Fig. 4 ein ausführliches Schaltbild einer Oszillatorschaltung, die im Batterielader der Fig. 3 verwendbar ist;

Fig. 5 ein ausführliches Schaltbild einer Rufzeichenoszillatorschaltung, die in der entfernt liegenden Trägerendstelle der Fig. 2 verwendbar ist;

Fig. 6 ein ausführliches Schaltbild einer Rufzeichenumhüllenden-Detektorschaltung, die im Rufzeichenoszillator der Fig. 5 verwendbar ist;

Fig. 7 ein ausführliches Schaltbild eines Leistungsschalters, der in der entfernt liegenden Trägerendstelle der Fig. verwendbar ist;

Fig. 8 ein ausführliches Schaltbild einer Rufzeichenverstärkerschaltung, die für die Rufzeichenoszillatorschaltung der Fig. 5 in der entfernt liegenden Trägerendstelle der Fig. 2 verwendbar ist;

Fig. 9 ein ausführliches Schaltbild einer Rufzeichenausgangs-

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schaltung, die für die Rufzeichenverstärkerschaltung der Fig. 8 in der entfernt liegenden Trägerendstelle der Fig. 2 verwendbar ist; und

Fig. 10 ein ausführliches Schaltbild einer Fernsprechergabeldetektorschaltung, die in der entfernt liegenden Trägerendstelle der Fig. 2 verwendbar ist.

Entsprechend einer erfindungsgemäßen Ausführungsform wird die Vorspannungsversorgung für den Parallel'transistorschalter von einer Niederleistungsquelle abgeleitet. Eine geeignete Verbindung am Transistorparallelschalter und eine Diode erlauben eine kontinuierliche Vorspannung des Parallelschalters, wobei die Stromkennlinie der Last verwendet wird, um diesen Vorspannungsstrom zu absorbieren, wenn der Parallelschalter AUS-geschaltet ist. Macht man die Niederleistungsvorspannungsversorgung zu einer Konstantstromquelle, wirkt der Parallelschalter als ein "Miller-Integrator", der die Schaltübergänge herabsetzt.

Noch wichtiger ist, daß durch Vorspannen des Schalttransistors aus einer Niederleistungsquelle die Notwendigkeit für Vorspannungswiderstände in der Ausgangsschaltung mit höherer Leistung vermieden wird. Diese Anordnung spart deshalb auch große Energiemengen, die ansonsten im Vorspannungswiderstand verbraucht wurden. Diese Einsparung ist wichtig bei Anlagen, wie der beispielsweisen Ausführungsform, bei denen diese Energie von einer

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kleinen örtlichen Batterie geliefert werden muß. Außerdem wird nur ein teurer Hochspannungstransistorschalter benötigt.

In Fig. 1 ist ein allgemeines Blockschaltbild einer Einkanalträgeranlage gezeigt. Im Zentralamt der Anlage ist eine Teilnehmerleitung 10 vorgesehen für ein Paar metallischer Leiter 15, die sich zu einem Fernsprechteilnehmer an einer entfernten Stelle erstrecken, der an den Leitern 11 erscheint. Entsprechend der normalen Praxis erstreckt sich die Fernsprechverbindung vom Zentralamt zum entfernt liegenden Teilnehmer über ein verdrilltes Leiterpaar 15, das an den Zuleitungen 10 und 11 endet.

Durch Verwendung von Standard-Analogträgermethoden kann man zwei Teilnehmer auf dieses einzige Leiterpaar schalten. Es kann eine zweite Zuleitung 12 im Zentralamt vorgesehen werden, wozu eine Zentralamtsträgerendstelle 13 verwendet wird sowie eine entfernt liegende Trägerendstelle 14, die an die metallischen Leiter 15 angekoppelt ist. Der zweite Teilnehmer kann mit Leitern 16 verbunden v/erden. Die Endstellen 13 und 14 modulieren und demodulieren die Sprachsignale in Frequenzbänder bzw. aus Frequenzbändern, die außerhalb des Sprachfrequenzbereichs liegen. Tiefpaßfilter 17 und 18 blocken diese Trägersignale vom ersten Teilnehmersprachweg ab, der sich von der Zuleitung 10 über dasselbe Paar 15 zu den Leitern 11 erstreckt.

Um einen Fernsprechteilnehmer an den Leitern 16 aufzuschalten, ist es erforderlich, zwischen dem Zentralamt und dem zweiten Teilnehmer nicht nur Sprachsignale zu senden, sondern auch alle erforderlichen Übervachungssignale, die dem Fernsprechdienst normalerweise zugeordnet sind. So müssen die Hörergabelüberwachung, das Läuten oder Rufen, die Rufauslösung und die Wählimpulsgäbe alle über den Trägerkanal geführt werden. Dies geschieht durch Verwendung des Trägers selbst als Signalgebungswelle. Dieser Träger kann /nit Wählimpuls- oder Rufzeichenfrequenz unterbrochen werden, und er kann aus- und eingeschaltet werden, um Hörergabelüberwachungs- und Rufzeichenangaben zu übertragen.

In Fig. 2 ist in Blockform eine entfernt liegende Trägerendstelle entsprechend der erfindungsgemäßen Ausführungsform gezeigt. Die Endstelle der Fig. 2 umfaßt ein Hybrid 21, d. h., eine Gabelschaltung 21, zum Aufteilen von Sprachsignalen auf Leitung 16 auf zwei Wege entgegengesetzter Übertragungsrichtungen. Ein Trägersender 22 ist zwischen die Gabelschaltung 21 und die Schleife 15 geschaltet, um Sprachfrequenzen der einen Richtung auf einen Hochfrequenzträger (beispielsweise 28 kHz) aufzumodulieren. Ein Trägerempfänger 23 und ein Expander 24 sind ebenfalls zwischen die Schleife 15 und die Gabelschaltung 21 geschaltet und dienen dazu, Sprachsignale von einer anderen Trägerfrequenz (beispielsweise 76 kHz) in der anderen Richtung zu deinodulieren und expandieren. Die Gabelschaltung 21 ist mit

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metallischen Leitern 16 verbunden, die sich zu einem örtlichen Teilnehmerfernsprechgerät erstrecken.

Um einen Trägerkanal an die längstmöglichen Fernsprechteilnehmerschleifen anzupassen, ist es erforderlich, daß die entfernt liegende Elektronik Energie zusätzlich zu derjenigen verfügbar hat, welche sie vom Zentralamt über die metallische Schleife erhält. Längere Schleifen mit einem höheren Widerstandswert können keinen angemessenen Strom führer,, um die entfernt liegende Elektronik mit normalen Leitungsspannungen zu versorgen und noch eine ausreichend hohe Spannung zur Verfügung zu stellen, um eine gute Sprachqualität zu ermöglichen. Andererseits müssen im Zentralamt eingespeiste höhere Spannungen speziell erzeugt werden und stellen verschiedene Gefahren für das Personal dar, das die Gerätschaft an den Fernsprechleitungen benutzt und wartet. Eine Lösung dieses Problems besteht in der Verwendung einer wiederaufladbaren Batterie zur Energieversorgung der entfernt liegenden Elektronik, wobei die Wiederaufladung jedoch über die Fernsprechleitung geschieht, und zv/ar während Zeiträumen, in denen die Leitung nicht aktiv zur Erzeugung einer Fernsprechverbindung benutzt wird.

Zur Energieversorgung der entfernt liegenden Elektronik ist ein Batterielader 25 vorgesehen, der durch einen Laderoszillator 26 getrieben wird. Der Lader 25 und der Oszillator 26 weisen einen Gleichspannungswandler zum Laden einer Batterie

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auf, die zur Energievers oiging des restlichen Teils der Schaltung in Fig. 2 verwendet wird. Eine Leitungskoppelschaltung 33 schützt den Lader 25 vor Übergängen und Polaritätsinnkehrungen auf der Schleife 15 und präsentiert der Leitung 15 eine hohe Impedanz.

Von einem Trägerempfänger 23 festgestellte Trägersignala v/erden auf einen Umhüllungsdetektor 28 gegeben, der nach einer Verzögerung intermittierend einen Rufzeichenoszillator 27 freigibt. Der Rufzeicherioszillator 27 liefert ein unterbrochenes Hochfrequenzsignal an einen Rufzeichenverstärker 29 (wobei mit einer Frequenz von 20 Hz unterbrochen wird). Nach der Verstärk kung wird das unterbrochene Signal von einer Rufzeichenausgangsschaltung 30 verwendet, um ein Rechteckrufzeichensignal hoher Spannung mit 20 Hz auf die Teilnehmerleitung 16 zu geben. Ein Hörergabeldetektor 31 stellt fest, wenn der Ortsteilnehmer den Hörer abnimmt und blockt zu diesem Zeitpunkt das Hochfrequenzsignal vom Rufzeichenverstärker 29 ab und gibt einen Energieschalter 32 frei, um Energie auf die Brücke aus dem Empfänger 23, dem Sender 22 und dem Expander 24 zu geben. Ein Teil des Trägerempfängers 23 muß ständig mit Energie versorgt werden, um das Erscheinen eines Trägersignals vom Zentralamt festzustellen. Der Demodulations- und der Audioteil des Trägerempfängers brauchen jedoch erst mit Energie versorgt zu werden, nachdem die Überwachungssignalgabe vollständig ist und eine Sprachübertragung benötigt wird.

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Die Kästchen 25 bis 33 in Fig. 2 enthalten je eine Ziffer in Klammern. Diese Ziffern entsprechen denjenigen Figurenzahlen, in denen ausführliche Schaltbilder der entprechenden Teile der entfernt liegenden Trägerendstelle zu finden sind. Diese ausführlichen Schaltungsdarstellungen v/erden nun der Reihe nach betrachtet.

In Fig. 3 ist ein Batterielader gezeigt, der sich als Lader 25 in Fig. 2 eignet. Der Batterielader der Fig. 3 wird von der Zentralamtsbatterie über Leiter 41 und 42 betrieben und umfaßt eine Koppelschaltung 40. Die Koppelschaltung 40 umfaßt ein Paar Widerstände R51 und R52,um über den Leitern 41 und eine Belastung hoher Impedanz sicherzustellen. Ein Kondensator C1 dient als Filter für hochfrequente Ladungskomponenten, um zu verhindern, daß diese Signale auf die Leiter 41 und 42 übertragen werden. Dioden D14, D15, D16 und D17 sind in einer Brückenschaltung verbunden und dienen als Pol ar itäts schutz, um sicherzustellen, daß die an die Brücke der Schaltung gelieferten Spannungen in einer solchen Richtung gepolt sind, daß der obere Leiter 43 bezüglich des unteren Leiters 44 auf einer positiven Spannung liegt.

Der Batterielader der Fig. 3 ist ein Schaltregler, dessen Antrieb .vom Oszillator 45 erhalten wird, der ausführlich in Verbindung mit Fig. 4 erläutert ist. Stromimpulse, die dem Oszillator 45 über Widerstände R4 und R5 entnommen werden, dienen

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dazu, einen Transistor Q9 abwechselnd auszuschalten und in Sättigungsbetrieb zu bringen. Wenn der Transistor Q9 eingeschaltet ist, fließt Strom vom Leiter 43 über den Transistor Q9 und eine Spule L1, um die Batterie 47 aufzuladen. Wenn der Transistor Q9 ausgeschaltet ist, hält die Spule L1 einen Stromfluß durch eine Diode D4 aufrecht, um das Aufladen der Batterie 47 fortzusetzen. Der Kondensator C1 filtert die Schaltübergänge aus, die durch den intermittierenden Betrieb des Transistors Q9 verursacht werden. Eine Zenerdiode D13 schützt den Transistor Q9, indem sie Übergangsspannungen, die von Blitzspannungsstoßen oder Rufzeichensignalen auf der Fernsprechleitung verursacht werden, auf einen Spannungswert begrenzt, den der Transistor Q9 aushalten kann. Sollte die Batterie 47 vollständig entladen sein, so daß der Laderoszillator 45 nicht arbeiten kann, dient die Diode D13 außerdem dazu, die Batterie 47 ständig von der Fernsprechleitung nachzuladen.

Die an Anschlüssen 46 vorliegende Spannung betreibt die Brükke der elektronischen Schaltungsanordnung an der entfernt liegenden Trägerendstelle, wie sie in Blockform in Fig. 2 gezeigt ist. Diese Spannung ist viel niedriger als die Zentralamtsspannung, und sie liegt normalerweise in einem Bereich zwischen 7 und 9 Volt.

Der Batterielader der Fig. 3 ist so ausgelegt, daß er der Fernsprechleitung etwa 3 Milliampere entzieht und 6 Milliampere zum

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Lader der Batterie 47 liefert. Das Oszillatortastverhältnis ist so gewählt, daß der Spannungsabfall über dem Lader etwa 24 Volt beträgt, die Hälfte der Leitungsspannung. Dies stellt eine maximale Energieübertragung auf den Batterielader sicher.

¥enn schnellere Aufladungszeiten erforderlich sind, können die Werte der Widerstände R51 und R52 vermindert werden. Unter diesen Bedingungen ist es erwünscht, den Lader nicht als Konstantspannungsvorrichtung auszubilden, sondern als Konstantstromvorrichtung. Deshalb ist ein Stromdetektor mit einem Transistor 51 und einem Widerstand 50 vorgesehen, um den Oszillator 45 zu steuern. Überdies kann es wünschenswert sein, den Batterielader vollständig abzutrennen, um Tests, wie Kriechverlusttests, durchführen zu können, während welcher der Ladestrom die wirklichen Kriechverlustströme überdecken würde. Für diese Anordnung ist eine komplexere Kopplungsschaltung erforderlich.

Der Laderoszillator ist in Form einer ausführlichen Schaltung in Fig. 4 gezeigt. Diese Schaltung wird wie die restlichen Schaltungen der Zeichnung durch die Batterie 47 in Fig. 3 betrieben. Die Schaltung ist integriert, so daß Transistoren Q1 und Q2 aufeinander abgestimmt sein können. Der Kollektor und die Basis des Transistors Q2 sind miteinander verbunden, um eine Diode mit einem festen Spannungsabfall zwischen dem Emitteranschluß und dem gemeinsamen Anschluß zu bilden. Die Anpas-

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sung der Transistoren Q1 und Q2 aneinander erlaubt es, den Strom im Transistor Q1 durch denjenigen Strom einzustellen, der im Transistor Q2 durch einen Widerstand R6 erzeugt wird. Transistoren Q3 und Q4 leiten abwechselnd den vom Transistor Q1 erzeugten Strom, wodurch ein Transistor 0.5 geschaltet wird. Wenn der Transistor Q5 ausgeschaltet ist, ist ein Transistor Q7 eingeschaltet, was eine Aufladung des Kondensators C2 nach sich zieht. Wenn der Kondensator C2 die richtige Spannung erreicht, wird der Transistor Q4 ausgeschaltet, so daß der Transistor Q3 und folglich der Transistor Qö eingeschaltet werden. Durch das Einschalten des Transistors Q5 wird der Transistor Q7 ausgeschaltet, so daß sich der Kondensator C2 über einen Transistor QS entladen kann. Wenn der Kondensator C2 ausreichend entladen ist, wird der Transistor Q4 wieder eingeschaltet und ein neuer Zyklus begonnen. Bei der beispielsweisen Ausführungsform der Fig. 4 beträgt die Frequenz dieses Zyklus etwa 90 kHz.

Die Frequenz und das Tastverhältnis des Oszillators der Fig. stehen unter der Steuerung des Kondensators C2, eines Widerstandes R11 und der Vorspannung an der Basis des Transistors Q3. Eine Steuerung des Tastverhältnisses wird bewirkt durch einen Rückkopplungsstrom, der durch den Widerstand 50 und den Transistor 51 (Fig. 3), über die der Ausgangsstrom abgetastet wird, eingebracht wird. Der Transistor 51 stellt diesen Aus-

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gangsstrom fest und bewirkt eine Einstellung der Vorspannung an der Basis des Transistors Q3. Diese Vorspannungseinstellung verschiebt das Tastverhältnis gerade ausreichend, um den vom Batterielader der Fig. 3 gezogenen Strom konstant zu halten. Der Batterielader zieht deshalb einen konstanten Strom, der durch den Wert des Widerstands 50 bestimmt ist. Wenn der Wert des Widerstands 50 Null ist, ist die Schaltung spannungsgesteuert und geeignet für die Anordnung der Fig. 3.

Fig. 5 zeigt ein ausführliches Schaltbild eines Rufzeichenoszillators, der sich als Oszillator 27 in Fig. 2 eignet. Der Oszillator gemäß Fig. 5 weist ein differentielles Paar- Transistoren Q19 und Q20 auf, die als die aktiven Elemente des Oszillators dienen. Ihre Emitter sind miteinander über einen Widerstand R24 und Transistoren Q18 und Q11 mit -V verbunden. Die

Transistoren Q18 und Q11 dienen je als Schalter, der den Oszillatorbetrieb verhindert, bis diese beiden Transistoren eingeschaltet sind.

Der Rufzeichenoszillator gemäß Fig. 5 ist so ausgelegt, daß er in Abhängigkeit vom Vorhandensein und Nichtvorhandensein eines an der entfernten Endstelle empfangenen Trägersignals ein- und ausgeschaltet wird. Die Trägerunterbrechungen finden entsprechend, der üblichen RufZeichenpraxis mit einer Frequenz von 20 Hz statt. Diese unterbrochenen Trägersignale werden vom

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Trägerempfänger 23 (Fig. 2) verarbeitet und an einen Anschluß 60 der Fig. 5 geliefert. Diese verarbeiteten Trägersignale werden durch einen Kondensator CS gefiltert, und die" solchermaßen erzeugte Spannung wird über einen aus Widerständen RIO und R13 gebildeten Spannungsteiler auf die Basis des Transistors Q11 gegeben. Das Vorhandensein eines Trägersignals am Anschluß 60 schaltet deshalb den Transistor Q11 ein, um ein Signal an der Basis eines Transistors Q12 zu erzeugen. Wenn der Transistor Q12 auf diese Weise durchgeschaltet ist, gibt er die Vorspannschaltung für den Transistor Q20 frei, die Widerstände R26 und R28 aufweist. Gleichzeitig wird vom Kollektor des Transistors Q12 ein Signal an den ^mhüllenden-Detektor 61 gegeben, der ausführlich in Verbindung mit Fig. 6 beschrieben wird. Die UMiüllendendetektorschaltung 61 bringt eine Verzögerung ein, bevor ein Signal durch einen Widerstand 23 auf die Basis des Transistors Q18 gegeben wird. Diese Verzögerung stellt sicher, daß zufällige Rauschstöße am Anschluß 60 nicht unbeabsichtigt als Rufsignale interpretiert werden. Somit werden die Transistoren Q19 und Q20 nur durchgeschaltet, wenn ein Trägersignal vorhanden ist und über die Verzögerungszeitdauer der Verzögerungsschaltung 61 vorhanden bleibt, um gleichzeitig die Transistoren Q11 und Q18 freizugeben. Der Transistor Q12 sperrt die Vorspannschaltung für den Transistor Q20, wenn der Oszillator nicht in Gebrauch ist, so daß im freien, d. h., nicht besetzten, Zustand Energie gespart wird.

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Der Kollektor des Transistors Q20 ist mit der Basis eines Transistors Q21 verbunden, um letzteren Transistor einzuschalten. ¥enn er eingeschaltet ist, schaltet Transistor Q21 auch einen Transistor Q22 ein. Die Spannung auf einer Ausgangsader 62 ist über Widerstände R33 und R27 auf die Basis des Transistors Q19 bzw. des Transistors Q2O geführt. Ein Kondensator C5 und der Widerstand R33 bilden zusammen die zeitbestimmenden Elemente des Oszillators, und zwar derart, daß die Oszillatorfrequenz weit oberhalb des Hörbereichs liegt, beispielsweise bei 50 kHz.

In Fig. 6 ist ein ausführliches Schaltbild einer Rufsignalumhüllendendetektorschaltung gezeigt, die sich als Detektorschaltung 28 in Fig.. 2 und als Detektorschaltung 61 in Fig. eignet. Signale vom Kollektor des Transistors Q12 in Fig. 5 werden auf die Basis eines Transistors Q13 geführt. Wenn er mit einer Folgefrequenz von 20 Hz eingeschaltet wird, liefert der Transistor Q13 über Widerstände R16 und R18 eine Spannung, um einen Kondensator C3 aufzuladen. Ein Widerstand R17 bildet für den Kondensator C3 einen Weg für eine langsame Entladung, wenn der Transistor Q13 nicht mehr durchgeschaltet ist.

Eine Diode 72 erzeugt eine Schwellenwertspannung, die überschritten wird, wenn die Ladung auf dem Kondensator C3 den erforderlichen Schwellenwert erreicht. Wenn, die Diode 72 leitet, wird ein sehr großer Kondensator 71 parallel zum Konden-

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sator C3 geschaltet, um die Geschwindigkeit des Spannungsaufbaus zu reduzieren. Ein Widerstand 73 weist einen sehr hohen Widerstandswert auf, um im Entladupgsweg des Kondensators 71 eine große Zeitkonstante (beispielsweise 10 Sekunden) zu erzeugen. Die Diode 72 verhindert, daß der Kondensator 71 die Entladungsgeschwindigkeit (beispielsweise 100 bis 150 Millisekunden) des Kondensators C3 beeinflußt.

Als Folge des Vorhandenseins des Kondensators 71 wird die Geschwindigkeit, mit der die Ladung des Kondensators C3 aufgebaut werden kann, beträchtlich verlangsamt, jedoch nur für den Anfangsrufzeichenzyklus. Wenn der Kondensator 71 einmal voll aufgeladen ist, hält er diese Ladung während der laufenden R.u£~ Zeichenfolge. Aufgrund der Diode 72 ist der Kondensator 71 somit effektiv von der Schaltung abgeschnitten, nachdem er im ersten Rufzyklus aufgeladen worden ist. Dies gibt im ersten Zyklus einen sehr großen Spielraum gegenüber falschem Klingeln oder Rufen, ermöglicht es aber, daß nachfolgenden Rufzyklen relativ dicht gefolgt wird.

Wenn genügend Ladung im Kondensator C3 aufgebaut wird, wird Transistor Q16 durchgeschaltet, der einerseits die Transistoren Q15 und Q17 durchsteuert. So wird auf einer Ausgangsleitung 70 ein Ausgangssignal erzeugt, um den Rufsignaloszillator (Fig. 5) freizugeben und den Energieschalter (Fig. 7) eine Zeitverzögerungsdauer (beispielsweise 25 bis 150 Millisekunden)

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nach Anlegen der 20 Hz-Signale an die Basis des Transistors Q13 zu sperren. Dies erzeugt eine Reaktionsverzögerung aller Eingänge und deshalb eine Unempfindlichkeit gegenüber Übergangsrauscheingangssignalen. Ein zweites Ausgangssignal wird vom Emitter des Transistors Q17 abgenommen, um den Hörergabeldetektorvorgang (Fig. 9) zu sperren, während ein Rufzeichen vorhanden ist. Ein drittes Ausgangssignal vom Verbindungspunkt zwischen Widerständen R22 und R54 gibt die Rufzeichenausgangsschaltung frei, indem ein Basisvorspannungsstrom auf einen Transistor Q39 (Fig. 9) gegeben wird.

Der Emitter des Transistors Q16 ist über einen Widerstand R21 und einen Transistor Q6 mit dem negativen Spannungswert -V_ verbunden. Die Basis und der Kollektor des Transistors Q6 sind miteinander verbunden, um eine Diodenwirkung mit einem signifikanten Spannungsschwellenwert zu erzeugen. Dieser Spannungsschwellenwert muß überwunden werden, bevor der Transistor Q16 durch die Spannung über dem Kondensator C3 eingeschaltet werden kann. Wenn der Transistor Q16 jedoch einmal eingeschaltet ist, wird das Signal auf Ausgangsader 70 über einen Widerstand R14 auf die Basis eines Transistors Q10 geführt. Der Transistor Q10 arbeitet als Schalter, um das durch Transistor 0.6 gebildete Diodenelement zu überbrücken. Die zum Durchsteuern des Transistors Q16 erforderliche Spannung fällt deshalb wesentlich (durch die Schwellenwertspannung der Diode Q6) ab, und

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somit muß sich die Spannung am Kondensator C3 auf diesen niedrigeren Wert entD.aden, bevor der Transistor QI6 gesperrt wird. Mit Hilfe dieser Methode ist ein gewisser Hysteresebe- ' trag in die Verzögerungsfunktion hineingebracht, so daß sogar unmittelbar nach Freigabe des Rufzeichengenerators eine gewisse Unempfindlichkeit gegenüber unechten rufauslösenden Impulsen besteht. Diese Unenipfindlichkeit entspringt der ITotv/endigkeit, den Kondensator C3 auf die niedrigere Spannung zu entladen, bevor eine Poifzeichenauslösung den Rufzeichenoszillator sperren kann.

Ein Transistor Q14 dient als Schalter zum Entladen der zeitbestimmenden Schaltung. Wenn der Transistor Q14 über einen Widerstand R19 durch ein Signal vom Hörergabeldetektor der Fjg. freigegeben ist, überbrückt er den Aufladungsweg für den Kondensator C3 und verhindert, daß Transistor 0.16 ständig eingeschaltet ist. Wenn der Transistor Q16 bereits eingeschaltet ist, entlädt sich C3 über Widerstand R18 und Transistor Q14, bis Q16 ausgeschaltet ist. Das auf die Basis des Transistors Q14 gelangende Signal wird in Abhängigkeit von der Feststellung eines Hörer-abgehoben-Zustandes (Fig. 10) erzeugt und entfernt somit Rufsignale, wenn der Hörer des Teilnehmerapparates abgenommen ist. Die Rufauslösefunktion wird lokal an der entfernt liegenden Endstelle durch diese Schaltungsanordnung gebildet.

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Fig. 7 zeigt einen Energieschalterkreis, der deia Trägersender 22, dem Expander 24 und dem. Trägerempfänger 23 der Fig. 2 Batterieenergie zuführt. Der Trägerdetektorteil des Trägerempfängers 23 wird dauernd mit Energie versorgt, um die Feststellung des Trägersignals zu erlauben, die anzeigt, daß Rufsignale erzeugt v/erden müssen. Der Rest des Trägerempfängerp· 23j der Expander 24 und der Trägersender 22 brauchen jedoch nicht mit Energie versorgt zu werden, bis der Ortsteilnehmor seinen Hörer abhebt, um entweder ein Telefongespräch zu beginnen oder als Reaktion auf ein Rufsignal. Es kann beträchtliche Energie gespart werden, indem diese Schaltungen nur dann mit Energie versorgt werden, wenn sie für eine aktive Fernsprechverbindung benötigt v/erden.

Der Energieschalter der Fig. 7 umfaßt Transistoren Q33 und Q36 und Widerstände R4O, R41 und R42. Wenn der Hörergabeldetektor (Fig. 10) einen Abgehoben-Zustand feststellt, wird eine positive Spannung auf Ader 80 zum Energieschalter gesendet, welche die Basis des Transistors Q33 auf einen hohen ¥ert vorspannt, solange Transistor Q36 nicht leitet. Transistor Q33 verbindet dann über Ader 81 die negativen Energieversorgungsleitungen der geschalteten Teile der Trägerelektronik (22, 23 und 24 in Fig. 2) mit dem Anschluß -V₀. Sollte der Umhüllendendetektor gerade Trägersignale vom Zentralamt festgestellt haben, die ein Rufzeichen anzeigen, hält er Ader 82 auf hohem

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Potential und bewirkt, daß Transistor Q35 leitet. Diese Funktionsweise hindert den Transistor Q33 daran, aufgrund eines falschen Hörergabeldetektorvorgangs während des P.ufens oder Klingeins zu leiten. Ein berechtigter Hörergabelfeststcllvorgang zwingt nach einer Zeitverzögerung des Umhüllendendetektorausgangssignal auf Ader 82 auf niedriges Potential und ermöglicht, dai3 der Energieschalter arbeitet. Während von Teilnehmern begonnenen Anrufen liegt Ader 82 nie auf hohem Potential, und die Feststellung des Abhebens des Hörers schaltet die Elektronik über den Transistor Q33 unmittelbar ein.

Fig. 8 zeigt ein ausführliches Schaltbild des Rufzeichenverstärkers, der in Fig. 2 in Blockform als Rufzeichenverstärker 29 dargestellt ist. Der Rufzeichenverstärker umfaßt eine Hintereinanderschaltung von Transistorverstärkern Q3O, 0.31 und Q32. Der Verstärker wird verwendet, um den Leistungspegel der Signale vorn Rufzeichenoszillator der Fig. 5, die über eine Ader 92 und einen Widerstand R35 auf die Basis des Transistors Q30 geliefert worden sind, anzuheben.

Ein Transistor Q29 weist einen Spannungsregler auf. Die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Q29 ist parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q3O geschaltet. Eine hohe Spannung auf Ader 90 bringt den Transistor Q29 zum Leiten, was den Transistor Q30 am Leiten hindert. Dadurch wird

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verhindert, daß das Ausgangssignal des Rufzeichenoszillators (Fig. 5) auf Ader 92 verstärkt wird. Die Rufzeichenspannung fällt deshalb ab, bis sie wieder innerhalb der gewünschten Spannungsgrenze liegt. Die Basis des Transistors 0.29 geht da?'m auf niedriges Potential, um den Transistor Q30 durchzuschalten und eine Verstärkung des Oszillatorausgangcsignals zu erlauben. Diese Methode wird verwendet, um die Spannung des Rufsignals in Abhängigkeit von einem dynamischen Vergleich der Rufsignalspannung mit einer Bezugsspannung zu begrenzen, wie es in Verbindung mit Fig. 10 beschrieben v/erden wird.

Ein Signal vom Rufzeichenoszillator der Fig. 5 wird über eine Ader 91 auf die Basis eines Transistors Q41 gegeben. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 41 überbrückt deshalb einen Vorspannwiderstand R37 synchron mit dein Beseitigen der Rufzeichenoszillatorsignale auf Ader 92. Dies stellt eine schnelle Abschaltzeit für den PNP-Transistor Q31 sicher, so daß das Tastverhältnis der Impulsfolge gut gesteuert bleibt.

Fig. 9 zeigt ein ausführliches Schaltbild einer Rufzeichenausgangsschaltung, die sich als Ausgangsschaltung 30 in Fig. 2 eignet. Sie umfaßt einen Transistorverstärker Q37, der durch die verstärkten Rufzeichenoszillatorsignale auf Ader 93 getrieben wird. Wenn Transistor Q37 durch ein Signal auf der Basisader 93 in Betrieb gesetzt wird, bringt er einen Leistungstransistor Q38 dazu, einen Stromimpuls durch die Primär-

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wicklung 100 eines Umformers T2 zu ziehen. Der Stromimpuls erzeugt sowohl einen Fluß im Umformer T2 als auch eine größere Spannung über der Sekundärwicklung 101 des Umformers T2. Diese Sekimdärspsiinung spannt eine Diode D7-11 in Sperrichtung vor, so daß kein Sekundärstron fließt. Wenn der Transistor 0.3 ausgeschaltet wird, spannt die induzierte Spannung in der Seiamdärwicklung 101 die Diode D7-11 in Durchlaßrichtung vor, und. der Kondensator C6 wird geladen. Diese Aktion vvird wiederholt durchgeführt, um den Kondensator C6 auf der Rufspannung aufgeladen zu halten, selbst während ein Rufstrom durch die Leitungsschleife 102 entnommen wird.

Da der Rufzeichenoszillator der Fig. 5 mit 20 Hz freigegeben und gesperrt wird, baut sich die Spannung am Kondensator C6 in kurzen Impulsen auf die höhere Spannung (beispielsweise 175 Volt) auf. Wenn sich diese Spannung über dem Kondensator C6 aufbaut, wird Strom über eine Diode D2 und die Adern 102 auf den Wecker des Ortsteilnehmerapparates geliefert. Der Rückweg für diesen Strom umfaßt eine Diode D12. Der Transistor Q39 wird deshalb aufgrund der Sperrvorspannung seines Basis-Emitter-Übergangs solange in einem Ausschaltzustand gehalten, wie der Rufstrom denjenigen StrDm übersteigt, welcher über Ader 103 vom Umhüllendendetektor der Fig. 6 geliefert wird.

Wenn der an die Leitungsschleife 102 gelieferte Strom unter den auf Ader 103 gelieferten Strom fällt, schaltet der Transis-

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tor Q39 ein, um einen Rückstromweg für Rufsignale zu erzeugen. Wenn die auf den Umformer T2 gelangenden hochfrequenten Impulse aufhören, (aufgrund der Sperrung des Rufzeichenoszillatorß in Fig. 5), entlädt sich der Kondensator C6 mit einer Geschv.äiidigkeit, die im wesentlichen gleich dem Verhältnis von C6 und dem durch Ader 103 zugeführten Strom ist. Der Transistor 0.39 und der Kondensator C6 bilden zusammen einen "Miller-Integrator", um die Entladegeschwindigkeit des Kondensators C6 während dieses Teils des Zyklus im wesentlichen linear zu machen. Wenn der Kondensator C6 vollständig entladen ist, fließt der von der Schaltung nach Fig. 6 kommende Strom auf Ader 103 weiter. Anstatt den Kondensator C6 zu entladen, fließt dieser Strom durch den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q39 und sättigt diesen. Der Transistor 0.39 bleibt deshalb durch den AUS-HaIbzyklus des 20 Hz-RufZeichenzyklus hindurch gesättigt und erzeugt einen Weg für einen negativen Laststrom.

Parallel zur Primärwindung 100 des Umformers T2 sind Dioden D1 und D5 geschaltet, um die Übergangsspannung über dieser Wicklung zu begrenzen und den Transistor Q38 vor übermäßigen Kollektor-Emitter-Spannungen zu schützen. Ein Widerstand 104 stellt einen Fühler für den der Primärwicklung 100 gelieferten Strom dar, und sollte dieser Strom einen vorbestimmten Schwellenwert überschreiten, wird der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q40 in Durchlaßrichtung vorgespannt, und sein

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Kollektor liefert einen Strom an den Rufzeichenoszillator der Fig. 5. Dieser Sti'om lädt den Kondensator Cp rasch auf und schaltet den Rufzeichenoszillator aus, um den Hochfrequenzzyklus zu syiTiiaetrieren. Diese Aktion "begrenzt dynamisch den Spitzenstrom des Rufsignals, verhindert eine Sättigung der, Umformers T2 und verhindert, daß der Stromnennwert des Transistors Q3Ö überschritten wird. Außerdem verhindert sie, daß übermäßige Ströme geliefert werden, wenn das Rufzeichen einem Teilnehrnerapparat mit abgenommenem Hörer zugeführt wird, oder wenn es während eines Fehlerz.ustands der Ortsleitungsschleife 102 zugeführt wird.

Das Ausgangsrufsignal ist also auf einer dynamischen Spitzenwertbasis sowohl spannungs- als auch strombegrenzt. Die Spannungsbegrenzung ist in Verbindung mit Fig. 7 beschrieben worden. Die Strombegrenzung findet über den "Widerstand 104 und den Transistor Q40 statt. Gemeinsam stellen diese beiden Anordnungen einen Schutz der Schaltungskomponenten und eine Vermeidung extremer Rufzeichenübergänge sicher.

Ein Spannungsteiler mit Widerständen R30 und R31 liefert eine Anzeige der momentanen Rufspannung auf eine Ader 151. Dieses Signal wird verwendet, um die Spannungsbegrenzung des Rufsignals zu steuern, wie in Verbindung mit Fig. 10 beschrieben werden wird. Eine Zenerdiode D2 verbindet das Rufsignal mit der Teilnehinerleitungsschleife 102. Da die Diode D2 nur beim

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Vorhandensein von Ruf spannungen durchbricht, "bewirkt sie beim Nichtvorhandensein von Rufzeichen eine Trennung der Rufzeichenquelle von der Sprechschaltung. Die Rufsignale sind unipolar und schwanken zwischen einer hohen positiven Spannung und einer niedrigen positiven Spannung.

Fig. 10 zeigt einen Hörer-abgenommen- und Rui"auslösedetektor_s der mit der Ortsfernsprechschleife 150 verbunden ist und einen Komparator 156 sowie einen Hörer-abgenoaimen-Signalpegeldetelitor 152 umfaßt. Der Komparator 156 erhält ein Eingangssignal auf einer Ader 151 von dem die Widerstände R30 und R31 (Fig. 9) enthaltenden Spannungsteiler. Ein Bezugssignal wird von Transistoren 0.26 und Q27 geliefert, wobei Transistor Q26 in normaler Diodenanordnung und Transistor Q27 als Zenerdiode geschaltet ist. Wenn die Spannung auf Ader 151 diejenige an der Basis des Transistors Q28 überschreitet, schaltet Transistor Q28 ein, und es wird über Ader 154 ein Signal an die Schaltung nach Fig. 8 geliefert, um den Transistor Q29 einzuschalten, wie zuvor beschrieben worden ist. Dies erzeugt eine Spannungsregulierung des Rufzeichenspeiseausgangs.

Der Rufauslösedetektor 160 umfaßt einen Transistor Q42 und eine Diode D18. Das Signal auf Ader 151 folgt dem 20 Hz-Rufsignal und ist deshalb während des größten Teils der positiven Hälfte des Rufsignalzyklus auf hohem Potential. Die Basis des

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Transistors 0.42 ist über die Diode D18 nit den Ausgang des Rufzeichenverstärkers in Fig. 8 verbunden. Die Basis geht deshalb mit dem Rufzeichenoszillatorsignal auf hohes Potential. Da sein Emitter hoch und seine Basis intermittierend hoch oder niedrig liegt, bleibt der Transistor Q42 ausgeschaltet. Wenn der Teilnehmer den Hörer abnimmt, verhindert die zusätzliche Belastung der Leitungsschleife 102 (Fig. 9), daß die Ausgangsschaltung die Ader 151 auf hohem Potential hält. 0.42 leitet dann bei jedem positiven Impuls, den der Hochfrequenzoszillator über die Diode D18 auf seine Basis gibt. Dadurch bewirkt er, daß Q35 während dieser Intervalle leitet. Ein Kondensator C7 filter diese Stromimpulse, so daß Q34 kontinuierlich eingeschaltet gehalten wird und deshalb ein Hörer-abgenommen-Feststeilsignal auf Ader 158 an den Energieschalter der Fig. 7 liefert.

Der Hörer-abgenommen-Pegeldetektor v/eist ein Widerstands-Dioden-Netzwerk 152 auf, das Widerstände R47 und 159 und eine Diode D3 enthält, um eine gewünschte Spannungs-Strom-Kennlinie zu ergeben. Außerdem umfaßt er Transistoren Q35 und Q34 sowie einen Widerstand R39. Werden klsine Leitungsschleifenströme (beispielsweise kleiner als 5 mA) über das Netzwerk 152 gezogen, ist die Spannung über dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q35 zu klein, um den Transistor Q35 einzuschalten. Somit ist eine Unempfindlichkeit gegenüber falschen Hörer-

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abgenommen-Anzeigen aufgrund von Rauschen usw. geschaffen. Bei einem vorgeschriebenen Strom werden der Transistor 0.35 und dann der Transistor 0.34 eingeschaltet, um eine Körei'-o.ü.v nominell-Anzeige an den Energieschalter der Fig. 7 zu liefern.

Der Hörer-abgenommen-Detektor liefert ein Signal über Ader 150 an den Umhüllendendetektor der Fig. 6, um die Ruf spannt Überzeugung (Transistor Q14) zu blockieren. Sr liefert auch ein Signal an den Energieschalter (Ader 80)_s urn die Elektronik einzuschalten, wenn der Umhüllendendetektor nicht ein hohes Ausgangssignal erzeugt.

Wie in Verbindung mit den Fig. 2 und 3 erläutert worden ist, kann der Batterielader als Konstantspannungsvorrichtung oder als Konstantstromvorrichtung angeordnet \?erden, was vom Wert des Widerstandes 50 in Fig« k abhängt. Wird er als Konstantspannungsvorrichtung verwendet, wird der Wert des Widerstandes 50 zu Null gemacht, und für feste Werte der Widerstände R51 und R52 in Fig. 3 findet eine maximale Leistungsübertragung statt. Die Widerstände R51 und R52 sind so gewählt, daß sie eine wesentliche Überbrückungsimpedanz erzeugen und die Verwendung der einfachen Nahtstellen- oder Kopplungsschaltung in Fig. 3 erlauben.

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Claims (2)

BLUMBACH · WESER · BERGEN . KRAMER ZWiRNER ♦ HIRSCH PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN 26550 2 3 Postadresse München: Patentconsult 8 München 60 Radeckestraße 43 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Postadresse Wiesbaden: Patentconsuit 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186237 Western Electric Company, Incorporated Stone 2 Paten t ansprüche

1. Rufzeichengenerator, gekennz e ichnet durch

eine RufSpannungsquelle (T2, D7-11, Fig. 9), einen durch die Rufspannungsquelle aufladbaren Kondensator (C6),

einen Transistor (Q39), der einen Rücklaufweg für negative Halbzyklen der Rufspannung bildet und zwischen dessen Basis und Kollektor der Kondensator geschaltet ist, eine Diode (D12), die parallel zum Basis-Emitter-Übergang des Transistors geschaltet und entgegengesetzt zu diesem Übergang gepolt ist,

und eine Konstantstromquelle (Q17, R22, R54, Fig. 6), die (über 103) mit der Basis des Transistors verbunden ist.

2. Rufzeichengenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die RufSpannungsquelle

München: Kramer · Dr.Weser · Hirsch — Wiesbaden: Blumbach · Dr. Bergen · Zwirner

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einen Gleichspannungswandler (47, Fig. 3; 27, Fig. 5, 29, Fig. 8; Q37, Q33, Q4O, T2, D7-11, Fig. 9) aufweist, der mit einer Rufsignalfolgefrequenz freigegeben wird.

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