DE2648150C2 - Anordnung zur Steuerung der Drehzahl eines über einen Zwischenkreisumrichter gespeisten Asynchronmotors - Google Patents
Anordnung zur Steuerung der Drehzahl eines über einen Zwischenkreisumrichter gespeisten AsynchronmotorsInfo
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Description
Vergleicher (46) entspricht, aber auf den höchstzulässigen
Stromwert (Im,x)iesl eingestellt ist.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung nach den Oberbegriffen der Ansprüche 1 und 2.
Bei eic r bekannten Anordnung dieser Art (CH-PS 4 98 517) wird der Arbeitspunkt mittels eines Potentiometers
eingestellt, dessen abgegriffene Spannung mit einem Wert verglichen wird, der annähernd der
Versorgungs-Gleichspannung proportional ist. Die Frequenz wird der Versorgungs-Gleichspannung etwa
proportional nachgeführt Da sich bei einem Asynchronmotor bei einer Änderung der Belastung der Schlupf
und damit die Drehzahl ändert, ist eine Schlupfkompensation vorgesehen, die mit steigendem Strom die dem
Wechselrichter zugeführte Gleichspannung und die Wechselrichterfrequenz anhebt. Hierbei wird zwar die
Drehzahl in einem gewissen Arbeitsbereich annähernd konstant gehalten, jedoch nicht die Wechselrichterfrequenz
und damit auch nicht die Schlupffrequenz. Wenn beispielsweise die Laufräderdrehzahl auf Grund einer
zunehmenden Belastung abnimmt wird die Wechselrichterfrequenz so weit angehoben, daß sich praktisch
wieder die alte Läuferdrehzahl einstellt
Sobald aber wegen der steigenden Wechselrichterfrequenz die Schlupffrequenz (= Wechselrichterfrequenz
minus der in Hertz gemessenen Läuferdrehzahl) zunimmt erhöht sich der induktive Widerstand der
Ständerwicklung und damit der Spannungsabfai. an dieser. Demzufolge müßte auch die Betriebsspannung
des Wechselrichters beziehungsweise Motors überproportional gegenüber der Zunahme des Stroms erhöht
werden, um bei höherer Belastung die Drehzahl konstant zu halten. Tatsächlich wird die Betriebsspannung
jedoch linear mit dem Belastungsstrom angehoben. Dies führt zu einem Fehler, der es schwierig macht,
die Drehzahl im gesamten Arbeitsbereich annähernd konstant zu halten.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Wechselrichterschaltung der eingangs beschriebenen
Art anzugeben, die es erlaubt die Motordrehzahl in einem größeren Arbeitsbereich und mit größerer
Genauigkeit konstant zu halten.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch den kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 oder des
Anspruchs 2 gelöst
Bei diesen Lösungen werden im Rechenkreis die drei Eingabesignale derart miteinander verknüpft, daß sich
neben einer kons'.anten Wechselrichterfrequenz auch eine konstante .Schlupffrequenz ergibt Damit ist nicht
nur die Läuferdrehzahl konstant, sondern auch der induktive Widerstand des Motors, so daß praktisch über
dem ^«samten Regelbereich lineare Verhältnisse herrschen und dementsprechend eine größere Regelgenauigkeit erzielt wird. Dies gilt auch dann, wenn die
Schlupffrequenz in Abhängigkeit vom iingestellten Arbeitspunkt geändert wird. Denn die dem Wechselrichter zugeführte Gleichspannung wird so geregelt,
daß die Konstanz der Schlupffrequenz unabhängig von der Belastung aufrechterhalten wird. Das hat zur Folge,
daß der für Nennlast geltende Nennschlupf auch bei Teillast auftritt. Dies führt zu der erstrebten Drehzahlkonstanz. Diese Schlupffrequenz läßt sich auch bei
Beringen Belastungen HaHurch konstant halten. HaB Hip Luftspaltmagnetisierung annähernd proportional zum
Läuferstrom geführt wird, also eine Untermagnetisierung auftritt. Dies hat den weiteren Vorteil, daß
Pendelungen vermieden werden, wie sie bei einer Schlupfkompensation auftreten, die unter weitgehender
Aufrechterhaltung der Magnetisierung die Frequenz des Wechselrichters korrigiert.
Auch beim Ausschalten tritt keine Oszillation zwischen dem Motor und dem Wechselrichter auf. Der
Wechselrichter kann sogar an einem bereits rotierenden Motor angeschlossen werden, worauf dieser seine
Dreh; >\hl auf den vom Wechselrichter vorgegebenen jo
Wert ändert, ohne erst zum Stillstand kommen zu müssen.
Vorteilhaft ist es ferner, daß sich für jeden Belastungszustand automatisch eine minimale Leistung
einstellt, bei der weder zu hohe magnetische Verluste infolge hoher Spannung noch zu hohe Kupferverluste
infolge zu hohen Stromes auftreten. Vielmehr ergibt sich jeweils ein Gleichgewichtspunkt, bei dem Strom
und Spannung einen optimalen Wert annehmen, weil sie sich diesem Gleichgewichtspunkt von verschiedenen
Seiten her nähern. Wenn beispielsweise ein Motor plötzlich stärker belastet wird, steigt der Strom wegen
der höheren Schlupffrequenz entsprechend an. Infolge-" dessen wird die Spannung höher geregelt, bis die
vorgegebene Schlupffrequenz wieder erreicht ist. Dabei nimmt aber der Strom ab, wodurch sich ein neuer
Gleichgewichtspunkt für Strom und Spannung einstellt.
Von Vorteil ist es darüber hinaus, daß am Motor selbst keine Messungen vorgenommen werden müssen,
sondern die Meßsignale direkt vor und/oder hinter dem Wechselrichter abgenommen werden können.
Nach Anspruch 3 ergibt sich eine entsprechend einfache Schaltung des Rechenkreises, da im Hauptarbeitsbereich des Motors stets der gleiche Wert k\
eingestellt werden kann.
Damit unabhängig von der Belastung bei einer eingestellten Frequenz die Schlupf- oder Läuferfrequenz konstant gehalten wird, gilt
const.
(D
wobei /2 der Wirkstrom im Läufer des Motors, B die
Luftspaltinduktion und h die Schlupf- oder Läuferfrequenz ist Es wurde gefunden, daß man mit ausreichend
großer Genauigkeit den Läuferwirkstrom /2 ersetzen kann durch den Ständerwirkstrom I1, der beispielsweise
an der Gleichstromseite vor dem Wechselrichter
gemessen werden kann. Die Luftspaltinduktion läßt sich mit ausreichend großer Genauigkeit darstellen durch
R1
const.
(2)
wobei Ui die dem Motor zugeführte Spannung, /1 der
dem Motor zugeführte Wirkstrom, Rt der ohmsche
Widerstand der Ständerwicklung und /i die Frequenz des Wechselrichters ist. Die Spannung U\ kann vor oder
hinter dem Wechselrichter abgegriffen werden. Aus (1) und (2) ergibt sich
ijr · const.
/1
/1
(3)
die erkennen läßt, daß — wenn die Schlupffrequenz /j
konstant ff?heUen wird — zwischen den drei Werten /·
Vt und /| ein relativ einfacher Zusammenhang besteht.
Führt man den primären Wirkstrom /1 als Strommeßsignal /, die primäre Spannung Vt als Spannungsmeßsignal £und die gewünschte Wechselrichterfrequenz /i als
Frequenzeingabesignal /ein, dann kann im Rechenkreis eine Rechengröße jeweils aus mindestens zweien der
genannten drei Ausgangswerte £, / und / berechnet werden.
Daher ergibt sich ein besonders einfacher Rechenkreis, wenn dieser die Rechengrofle nach Maßgabe der
Gleichung
(4)
oder einer Umformung davon berechnet.
Gemäß Anspruch 4 wird die Rechengröße /' etwa nach der Gleichung
(5)
berechnet.
Bei einer zweiten Ausfuhrungsform gemäß Artspruch 5 erfolgt die Berechnung der Rechengröße /'
etwa nach der Gleichung
E-I- k2
Ik,
(6)
Bei einer dritten Ausfuhrungsform gemäß Anspruch 6 erfolgt die Berechnung der Rechengröße /'
etwa nach der Gleichung
(7)
Bei einer vierten Ausfuhrungsform gemäß Anspruch 7 erfolgt die Berechnung der Rechengröße /'
etwa nach der Gleichung
60
E-I- k2
/•Ar,
(8)
Bei einer fünften Ausfuhrungsform gemäß Anspruch 8 erfolgt die Berechnung der Rechengröße E'
etwa nach der Gleichung
E' = (J-kt+k2)I
(9)
In all diesen Fällen sind die Konstanten nach Anspruch 9 einstellbar, beispielsweise um eine Anpassung
an einen bestimmten Motor vornehmen zu können.
Es ist aber auch die Ausbildung nach Anspruch 10 möglich, beispielsweise um den Arbeitsbereich auch auf
Frequenzen oberhalb der Nennfrequenz des Motors ausdehnen zu können.
Die Ausbildung nach Anspruch U stellt sicher, daß der Rechenkreis auch bei einem Null-Moment oder in
dessen Nähe sicher arbeitet ur.d nicht etwa deshalb Undefinierte Verhältnisse eintreten, weil ein nahe Null
liegender Spannunßsmeßwert und ein nahe Null liegender Strommeßwert miteinander dividiert werden
müssen.
Günstig ist ferner die Ausbildung nach Anspruch 12. Hierbei kann der maximale Leistungswert auf die
Nennleistung des angeschlossenen Motors eingestellt werden. Wenn bei vorgegebener Frequenz ein so
starkes Belastungsmoment auftritt, daß die maximale Leistung überschritten wird, sorgt der zweite Vergleieher
dafür, daß die Wechselrichterfrequenz gegenüber der eingegebenen Frequenz so weit abnimmt, daß das
Belastungsmoment mit der Nennleistung bewältigt werden kann. Dies ergibt im Drehmoment-Frequenz-Diagramm
eine Leistungshyperbel, die das Gebiet begrenzt, in welchem der Motor ohne Überlastung
betrieben werden kann.
Der dritte Vergleicher nach Anspruch 13 stellt sicher, daß ein vorgegebener maximaler Strom im Motor nicht
überschritten wird, wodurch, da das Moment annähernd dem Quadrat des Motorstroms proportional ist, auch
das maximale Moment festgelegt ist
Bei der Ausbildung nach'Anspruch 14 ist es möglich, die vorteilhaften Eigenschaften der Wechselrichterschaltung
in einem Arbeitsbereich, der über die Nennfrequenz des Motors hinausgeht, zu erweitern,
obwohl die Versorgungs-Gleichspannung auf einen bestimmten Maximalwert, in der Rege! die Nennspannung
des Motors, begrenzt ist Wenn die konstant zu haltende Schlupffre:quenz mit steigender Wechselrichterfrequenz
zunimmt gelingt es, ohne Erhöhung der zuzuführenden Spannung die Motordrehzahl unabhängig
vom Belastungsmoment weitgehend konstant zu halten.
Nach Anspruch 15 ist sichergestellt, daß Schlupffrequenz
und eingegebene Frequenz gleichzeitig verändert werden. Dabei ist die Ausbildung nach Anspruch 16
oder 17 möglich.
Zusätzlich kann die Maßnahme nach Anspruch 18 vorgesehen sein.
Bei dem Ausführungsbeispiel nach Anspruch 19 bleibt
im gesamten Arbeitsbereich des Motors, auch bei die Nennfrequenz übersteigenden Frequenzen, die Arbeitsweise
der Wechselrichterschaltung unverändert Lediglich im oberen Bereich der zur Verfügung stehenden
Spannung wird eine: Korrektur bezüglich des Schlupfes vorgenommen.
Die Ausbildung nach Anspruch 20 ermöglicht es, den Grenzwert der Spannung durch einen vorgegebenen
Prozentsatz der Magnetisierungsspannung zu bestim- eo
men.
Eine besonders einfache Ausführungsform ergibt sich nach Anspruch 21.
Bei der Ausbildung nach Anspruch 22 wird ein einwandfreier Betrieb sichergestellt, bei dem der &s
Kippunkt noch nicht unterschritten ist
In manchen Fällen ist es auch zweckmäßig, zusätzliche Beeinflussungen dadurch wirksam zu machen,
daß das eingegebene Frequenzsignal korrigiert wird.
Beispielsweise kann dies durch die Ausführung nach Anspruch 23 erreicht werden. Durch diese Maßnahme
kann ebenfalls ein Überschreiten des maximalen Motorstroms verhindert werden. Der vierte Vergleicher
entspricht daher dem oben erwähnten dritten Vergleicher. Hierdurch verhindert man auch, daß der
Kippmoment des Motors bei Überlastung überschritten wird, denn die Frequenz wird zwangszweise herabgesetzt.
Bei der Ausführung nach Anspruch , 24 wird verhindert, daß am Motor eine vorgegebene maximale
Spannung überschritten wird, denn die Frequenz wird zwangsweise erhöht. Dies ist vorteilhaft bei starker
Verzögerung bei voller Drehzahl.
Bevorzugt wird eine Schaltung nach Anspruch 25 Hier tritt die Grenzwertschaltung erst bei einer
dynamischen Betriebssiiuation in Funktion, wenn beim
Anfahren oder bei Momentänderungen starke Beschleunigungen oder Verzögerungen auftreten. Bei
einer zu großen Beschleunigung kann sich der Schlupf des Motors so stark erhöhen, daß das Kippmoment
erreicht wird. Bei einer großen Verzögerung können vom Motor so hohe Spannungen erzeugt werden, daß
Zerstörungen am Wechselrichter auftreten können. Die Grenzwertschaltung sorgt dafür, daß durch Korrektur
der eingegebenen Frequenz die genannten Wirkungen nicht auftreten.
So kann nach Anspruch 26 eine Subtraktion der im ersten Vergleicher zu vergleichenden Größen bewirkt
werden. Das Subtraktionsergebnis ist ein Maß für den Unterschied, der zu Störungen führen kann.
Eine andere Möglichkeit besteht in der Maßnahme nach Anspruch 27.
Die Grenzwertschaltung ist im einfachsten Fall gemäß Anspruch 28 ausgebildet
Da; Frequenzsollwertsignal kann mittels eines einfachen Potentiometers eingestellt werden. Es kann
aber auch gemäß Anspruch 29 als Impulsreihe eingegeben und dem Rechenkreis über eic ;n Digital/
Analog-Umsetzer zugeführt werden. Dies ist häufig erwünscht, weil die Impulse entweder direkt oder durch
einfache Teilung als Steuerimpulse für den Wechselrichter verwendet werden können.
Das Frequenzsollwertsignal kann auch gemäß Anspruch 30 gebildet und verarbeitet werden. Da der
Impulsabstand umgekehrt proportional zur Frequenz ist, entspricht hier das Integrationsergebnis dem
gewünschten Quotienten. In vielen Fällen empfiehlt es sich, daß die Spannungs-Meßvorrichtung die Spannung
an der Ausgangsseite des Wechselrichters zwischen zwei Phasen mißt und die Impulse der Frequenz des
Wechselrichters entsprechen. Da über die Ausgangsseite Halbwellen zugeführt werden, spielt sich jede
Integration in einer Halbwelle ab. In der Zwischenzeit bis zum Auftreten der nächsten Halbwelle kann dann
das Integrationsergebnis in den Speicher überführt und der Inhalt des Integrators gelöscht werden.
Günstig ist ferner eine Ausbildung gemäß Anspruch 31. Auf diese Weise kann bei unveränderter Wechselrichterschaltung
eine Anpassung an Motoren unterschiedlich starker Leistung vorgenommen werden.
Damit das Kippmoment des Motors nicht unterschritten wird, ist die Ausbildung nach Anspruch 32
zweckmäßig. Die Begrenzung kann beispielsweise gemäß Anspruch 33 bewirkt werden. Wenn nämlich die
Frequenz des Wechselrichters und auch das zulässige
Moment nach oben hin begrenzt sind, ergibt sich indirekt ein» Begrenzung der Schlupffrequenz.
Durch die Ausbildung nach Anspruch 34 wird Schwankungen der Wechselrichterspannung, die zu
einem Pendeln des Betriebs führen könnten, entgegengewirkt.
Besonders vorteilhaft sind die Ausgestaltungen nach den Ansprüchen 35 und 36. Hierbei tritt immer dann,
wenn der Faktor 1/Ari und damit der Schlupf geändert
wird, die Schlupfkompensierung in Tätigkeit ι ο
Nach Anspruch 37 wird die wirksame Frequenz mit steigender Schlupffrequenz erhöht, so daß die Motordrehzahl
im wesentlichen konstant bleibt.
Eine andere Ausnutzungsmöglichkeit besteht in einer Ausbildung gemäß Anspruch 38. Auf diese Weise wird
immer dann, wenn die Schlupffrequenz bei höheren Frequenzen des Wechselrichters erhöht werden muß,
auch der effektive Momentwert vergrößert, was es erlaubt, das Drehmoment über einen noch größeren
Bereich der Drehzahl konstant zu halten.
In diesem Zusammenhang ist die Ausbildung nach Anspruch 39 zweckmäßig. Diese dient einer Anpassung
an die nicht linearen Kurven im Arbeitsdiagramm. Im Extremfall kann hierbei der Verstärkungsgrad kontinuierlich
verändert werden.
Bei der bevorzugten Ausführungsform nach Anspruch 40 wird eine Überlastung dss Wechselrichters
vermieden, wenn der dem dritten Vergleicher zugeführte maximale Momentwert durch veränderbare additive
Komponenten gegenüber dem eingestellten Wert erhöht ist.
Die Erfindung wird nachstehend an Hand in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele näher
erläutert. Es zeigt
Fig. 1 eine Wechselrichterschaltung gemäß der Erfindung im Blockschaltbild,
F i g. 2 bis 4 drei Ausführungsformen der Steuerschaltung im Blockschaltbild,
F i g. 5 bis 10 sechs Ausführungsbeispiele der Steuerschaltung in ausführlicher Darstellung,
Fig. 11 das Arbeitsdiagramm eines umschaltbaren Verstärkers,
F i g. 12 das Arbeitsdiagramm eines Mindeststromgebers,
Fig. 13 das Drehmoment-Frequenzdiagramm der Schaltung nach F i g. 6, das auch für F i g. 7 bis 9 gilt,
Fig. 14 dasselbe Diagramm für die Schaltung nach
F ig. 5 oder 10,
F i g. 15 ein der F i g. 6 entsprechendes Schaltbild, das zusätzliche Schaltungsteile aufweist und in Funktionsblöcken
dargestellt ist
F i g. 16 ein der F i g. 13 entsprechendes Diagramm.
Gemäß F i g. 1 spel-t ein Dreiphasennetz 1 einen
steuerbaren Gleichrichter 2. Dieser ist über zwei Gleichstromleitungen 3 und 4 mit einem Wechselrichter
5 verbunden, an dessen drei Ausgangsleitungen 6 ein Asynchronmotor 7 angeschlossen ist Die Ausgangsspannung
U\ des Gleichrichters 2 ist mit Hilfe eines Spannungsgebers 8 einstellbar, der mit Hilfe eines
Spannungssignals Su beispielsweise einen Zerhacker steuert Die Gleichspannung U\ wird mittels einer
Spannungs-Meßvorrichtung 9 gemessen, die ein Spannungsmeßsignal E abgibt. Der Gleichstrom /i wird
mittels einer Strom-Meßvorrichtung 10 gemessen, die ein Strommeßsignai /abgibt
Die Frequenz des Wechselrichters 5 ist mittels eines Frequenzgebers 11 einstellbar, der dem Wechselrichter
ein Frequenzsignal 5/ zuführt Außerdem ist eine Sollwert-Einstellvorrichtung 12 vorhanden, die ein
Frequenzeingabesignal / abgibt. In einer Steuerschaltung 13 werden die drei Ausgangswerte E, /und /derart
verarbeitet daß das Spannungssignal Su und das Frequenzsignal 5/die Schaltung derart beaeioen, daß
der Motor 7 eine konstante Schiupi- oder Läuferfrequenz
h hat.
In F i g. 2 ist zunächst dargestellt, daß die Steuerschaltung 13 einen Vergleicher 14 und einen Rechenkreis 15
aufweist Im Rechenkreis 15 wird nach Maßgabe der Gleichung (6) aus dem Strommeßsignal / und dem
Spannungsmeßsignal £ sowie zwei Konstanten k\ und ki
eine Rechengröße /' der Frequenz berechnet die im Vergleicher 14 mit der eingegebenen Frequenz /
verglichen wird. Das Spannungssignal Su und damit Hie Gleichspannung U\ wird so lange geändert, bis die
beiden Werte /und /'einander gleich sind. Dies führt, unabhängig von dem belastenden Moment zu einer
konstanten Schlupf- oder Läuferfrequenz /2 des Motors
7 und damit, zu einer konstanten Drehzahl. Hierbei ist die Konstante k\ umgekehrt proportional zur Schlupffrequenz
/2 und die Konstante fo proportional dem
Wicklungswiderstand des Ständers des Motors.
Bei der Ausführungsform der Fig.3 enthält die Steuerschaltung 13 einen Vergleicher 114 und einen
Rechenkreis 115. Dieser berechnet aus dem Spannungsmeßwert E und dem Frequenzeingabewert / nach
Maßgabe der Gleichung (7) eine Rechengröße /' des Stromes, die im Vergleicher 114 mit dem Strommeßwert
verglichen wird. Das Spannungssignal Su wird so lange verstellt, bis die Werte / und /' einander gleich sind.
Auch dies führt zur gewünschten konstanten Schlupffrequenz.
In F i g. 4 ist in der Steuerschaltung 13 ein Vergleicher 214 und ein Rechenkreis 215 vorgesehen. Dieser
berechnet aus dem Strommeßwert / und dem Frequenzeingabewert / nach Maßgabe der Gleichung
(9) einen Rechenwert E' der Spannung, der im Vergleicher 214 mit dem Spannungsmeßwert E
verglichen wird. Das Spannungssignal Su wird so lange verändert, bis die Werte £und feinander gleich sind.
Auch dieses führt zu der gewünschten konstanten Schlupffrequenz.
Fig.5 zeigt eine Steuerschaltung entsprechend Fig. 2. Die Sollwerteingabevorrichtung 12 weist ein
Potentiometer 16 auf, dessen Abgriff 17 über einen ersten Summierwiderstand 18 mit dem invertierenden
Eingang eines Verstärkers 19 verbunden ist. Außerdem wird dem invertierenden Eingang über einen Summierwiderstand
20 die Rechengröße /' zugeführt. Der Ausgang des Verstärkers 19 ist über eine Diode 21 mit
dem Spannungsgeber 8 verbunden.
Der Rechenkreis 15 weist eine Subtraktionsschaltung 22 auf, der das Spannungsmeßsignal £im positiven Sinn
und über ein Multiplikationsglied 23, z. B. einen Verstärker, der Wert fo ■ /im negativen Sinn zugeführt
wird. Das Subtraktionsergebnis wird dem Dividend-Eingang 24 einer Divisionsschaltung 25 zugeführt Dem
Divisor-Eingang 26 wird das Strommeßsignal / über eine Diode 27 zugeleitet" Der Eingang ist aber
außerdem über eine zweite Diode 28 mit dem Abgriff eines Potentiometers 29 verbunden. Dieser bildet einen
Mindeststromgeber 30, der dafür sorgt daß bei kleinen
Strommeßsignalen / der Divisor in der Divisionsschaltung 25 nicht zu Null wird. Der Quotient wird über einen
Widerstand 31 an ein Rechenorgan 32, z. B. einen Verstärker, weitergeleitet in welchem der Quotient mit
dem Faktor \lk\ multipliziert wird. Dies ergibt die
Der Faktor 1/Jti ist mit yilfe einer Umschaltvorrichtung 33 änderbar. Diese besteht aus einem Spezialpotentiometer 34 im durch die Widerstände 35 und 36
gebildeten Rückko^plungskreis des Verstärkers 32 Der Abgriff 37 des Potentiometers 34 ist mit dem Abgriff 17
der Sollwert-Eingabevorrichtung 12 mechanisch gekoppelt Bei einer Änderung der eingegebenen Frequenz bis
zum Wert 1 (entsprechend der Nennfrequenz des angeschlossenen Motors) ändert sich die Schlupffrequenz nicht. Zwischen dem einfachen und dem
doppelten Wert der Nennfrequenz ändert sich die Schlupffrequenz von dem einfachen zum doppelten
Wert, und bei einer weiteren Erhöhung der eingegebenen Frequenz bleibt die Schlupffrequenz auf dem is
doppelten Wert
Bei der Ausführungsform nach F i g. 6 unterscheidet sich die Steuerschaltung 15 von derjenigen nach F i g. 5
im wesentlichen dadurch, daß das Rechenorgan 32 für den Faktor 1/Jfcj als Rechenorgan 38 dem Dividend-Eingang 24 vorgeschaltet ist Der Verstärkungsfaktor
dieses Rechenorgans ist über ein Umschaltorgan 38' in Abhängigkeit von seiner Eingangsspannung umschaltbar, so daß beim Oberschreiten eines Grenzwertes der
Magnetisierungsspannung die Schlupffrequenz /2 allmählich vom einfachen auf den doppelten Wert
zunimmt, wie es später in Verbindung mit F i g. 11
erläutert wird. Außerdem ist ein Vergleicher 39 vorgesehen. Dieser weist einen Verstärker 40 auf, dem
über einen Summierwiderstand 41 von einem einstellbaren Potentiometer 42 ein maximaler Leistungswert N1^,
und über einen Summierwiderstand 43 die augenblickliche Leistung zugeführt wird Letztere ergibt sich als
Ausgang einer Multiplikationsschaltung 44, der der
Sparnungsmeßwert E und der Strommeßwert / zugeführt werden. Der Ausgang des Verstärkers 40 ist
über eine Diode 45 an den Spannungsgeber 8 gelegt Sobald der eingestellte Wert Nmu erreicht wird,
übernimmt dieser Vergleicher die Spannungssteuerung der Wechselrichterschaltung.
Ein weiterer Vergleicher 46 weist einen Verstärker 47 auf, dem über einen Summierwiderstand 48 von einem
einstellbaren Potentiometer 49 ein maximaler Momentwert Mma und über einen zweiten Summierwiderstand
50 der Strommeßwert / zugeführt wird. Der Ausgang des Verstärkers 47 ist über eine Diode 51 an den
Spannungsgeber 8 angeschlossen. Sobald der Wert Mmtx überschritten wird, erfolgt die Spannungssteuerung der Wechselrichterschaltung über diesen Vergleicher 46.
Bei der Ausführungsform nach F i g. 7 ist lediglich der Rechenkreis 15 veranschaulicht Der Rest der Schaltung
kann gemäß F i g. 5 oder gemäß F i g. 6 ausgelegt sein. Hier wird der Divisionsschaltung 25 am Dividend-Eingang 24 über ein Rechenorgan 52 ein mit dem Faktor
1/Jt1 behafteter Spannungsmeßwert E zugeführt Der
Strommeßwert gelangt an den Divisor-Eingang 26 und kann mittels des Mindeststromgebers 30 korrigiert
werden. Der Quotient wird einer Subtraktionsschaltung
53 zugeführt in welcher ein Wert -p abgezogen wird, der Μ
an einem Potentiometer 54 einstellbar ist Bei diesem Rechenkreis wird die Rechengröße Λ nach der
Gleichung (5) berechnet
F i g. 8 zeigt eine Schaltung entsprechend F i g. 3. Die Sollwert-Eingabevorrichtung führt die eingegebene
Frequenz /'in Form einer Impulsreihe zu. Hiermit wird der Frequenzgeber 11 direkt beaufschlagt. Ein Digital/
Analog-Umwandler 116 setzt das Signal in eine analoge
Spannung um. Diese wird über ein Rechenorgan 117, in
welchem das Produkt k\ ■ f gebildet wird, einer
Summationsschaltung 118 zugeführt, in welchem dem Produkt der konstante Wert ki hinzugefügt wird,
welcher an einen Potentiometer 119 abgreifbar ist Das
Additionsergebnis wird dem Divisor-Eingang 120 einer
Divisionsschaltung 121 zugeleitet, deren Dividend-Eingang 123 mit dem Spannungsmeßwert £ versorgt wird.
Auf diese Weise ergibt sich die Rechengröße /'. Diese wird über einen Summierwiderstand 124 dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 123 des Vergleichers
114 zugeführt Diesem Eingang wird außerdem über einen Summierwiderstand 124' das Strommeßsignal J
zugeleitet, das mit Hilfe eines Mindeststromgebers 30 korrigiert werden kann. Diese Schaltung ergibt nach
Gleichung (7) eine konstante Schlupffrequenz.
Die beiden zu vergleichenden Werte / und /' werden außerdem einer Subtraktionsschaltung 125 zugeleitet
Die Differenz beeinflußt eine Grenzwertschaltung, die aus zwei antiparallel geschalteten Zenerdioden besteh!
und daher bei kleinen Differenzen kein Ausgangssignal, bei größeren Differenzen dagegen ein verhältnismäßig
großes Ausgangssignal über einen Widerstand 127 an eine Additionsschaltung 128 abgibt In ihr wird da«
Frequenzeingabesignal /in der Weise korrigiert, daß bei zu großer Beschleunigung oder zu großer Verzögerung
das dem Rechenkreis zugeführte Frequenzsignal iir Sinne einer kleineren Abweichung zu der aus der
Meßwerten berechneten Frequenz des Motors korrigiert wird.
Ein Vergleicher 129 weist einen Verstärker 130 auf
dessen invertierenden Eingang über einen Summierwiderstand 131 ein maximaler Stromwert /m« von einem
Potentiometer 132 und über einen Summierwiderstand 133 der Strommeßwert /zugeführt wird. Der Verstärkerausgang 130 ist über eine Diode 134 und einer
Widerstand 135 ebenfalls mit dem einen Eingang de: Additionsgliedes 128 verbunden. Wenn der eingestellte
Wert Inua überschritten wird, ergibt sich ein Korrektur
signal, mit welchem die dem Rechenkreis zugeführte Frequenz gegenüber dem eingestellten Sollwert .
verringert wird.
Ein weiterer Vergleicher 136 weist einen Verstärke!
137 auf, dessen invertierendem Eingang über einer Summierwiderstand 138 ein maximaler Spannungswer
Ummx von einem einstellbaren Potentiometer 139 unc
über einen zweiten Summierwiderstand 140 dei Spannungsmeßwert E zugeführt wird. Der Verstärker
ausgang ist Ober eine Diode 141, die gegenüber dei Diode 134 entgegengesetzt gepolt ist, und einei
Widerstand 142 ebenfalls an den einen Eingang dei Additionsschaltung 128 angeschlossen. Wenn ein«
maximale Spannung Umu überschritten wird, erfolg
eine Korrektur des Frequenzeingabesignals in de Weise, daß die dem Rechenkreis zugefUhrte Frequen;
sich erhöht
In F i g. 9 ist ein Rechenkreis 115 dargestellt, der nacl
der Gleichung (8) arbeitet in ihm wird das Strommeß signal / in einem Rechenorgan 1.43 mit dem Paktor k
versehen. Dieses Produkt wird dem Minus-Einganj einer Subtraktionsschaltung 144 zugeführt, derei
Plus-Eingang das Spannungsmeßsignal E zugefühn wird. Das Subtraktionsergebnis wird dem Dividend-Eingang 145 einer Divisionsschaltung 146 zugeleitet, derer
Divisoreingang 147 mit dem Frequenzeingabesignal , versorgt wird. Der Quotient wird in einem Rechenorgar
148 mit dem Faktor \lk\ behaftet. Dies ergibt die
Rechengröße /' die im Vergleicher 114 mit dem Strommeßwert /verglichen wird.
Wegen der Zufuhr des Frequenzeingabesignals /als Impulsreihe, ist die Divisionsschaltung 146 in der Weise
ausgelegt, daß ein Integrator 149 das am Eingang 145
anstehende Signal zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen, die über den Eingang 147 zugeführt werden,
integriert Das Integrationsergebnis wird jeweils an einen Speicher 150 übertragen, so daß es auch während
des Integrationsverlaufs zur Verfugung steht Gleichzeitig mit oder unmittelbar nach der Übertragung in den
Speicher wird der Integrator auf NuU zurückgeführt
Die Schaltung der Fig. 10 entspricht Fig.4 und
arbeitet nach der Gleichung (9). Der Rechenkreis 215 weist eine Multiplikationsschaltung 216 auf, deren is
einem Eingang 217 der Frequenzeingabewert von einem Potentiometer 218 über einen Widerstand 219
und deren anderen Eingang 220 der durch den Mindeststromgeber 30 korrigierte Strommeßwert /
über ein Rechenorgan 221, in welchem der Strommeßwert
mit dem Faktor kt behaftet wird, zugeführt werden.
Das Produkt wird einem Eingang einer Additionsschaltung 222 zugeführt, an dessen anderen Eingang der
Ausgang eines mit dem Strommeßwert / versorgten Rechenorgans 223 angeschlossen ist, so daß diesem
Eingang das Produkt / · k2 zugeführt wird. Das
Summationsergebnis entspricht der Rechengröße £'der Spannung. Diese wird über einen Summierwiderstand
224 dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 225 des Vergleichers 214 zugeleitet Dem gleichen Eingang
wird über einen Summierwiderstand 226 das Spannungsmeßsignal if zugeführt Der Ausgang des Verstärken,
steuert über eine Diode 227 den Spannungsregler 8.
Dem Rechenorgan 221 ist eine Divisionsschaltung 228 vorgeschaltet, deren Dividend-Eingang 229 dem
Strommeßwert / zugeleitet wird. Normalerweise herrscht am Divisoreingang 230 der Wert 1, der an
einem aus einem Festwiderstand 231 und einem Spezialpotentiometer 232 bestehenden Spannungsteiler
abgegriffen wird. Die Abgriffe 233 der Sollwerteinstellvorrichtung und 234 des Spezialpotentiometers 232 sind
mechanisch miteinander in folgender Weise verbunden: Wenn der Frequenzeingabewert zwischen Null und der
Nennfrequenz des Motors liegt, hat der Divisor den Wert 1. Zwischen der einfachen und der doppelten
Nennfrequenz nimmt der Divisor von 1 auf 2 zu. Oberhalb der doppelten Nennfrequenz bleibt der
Divisor auf dem Wert 2. Dies entspricht in der Wirkung
der Anordnung nach F i g. 5.
Außerdem ist ein zweiter Rechenkreis 235 vorgesehen.
In einer Subtraktionsschaltung 236 wird von dem Spannungsmeßwert E das Produkt / ■ ki abgezogen.
Das Subtraktionsergebnis wird dem Dividend-Eingang 237 einer Divisionsschaltung 238 zugeführt, dessen
Divisoreingang 239 mit dem Produkt / · k\ versorgt wird. Am Ausgang ergibt sich daher eine Rechengröße
/", die sich nach folgender Gleichung berechnet
E-I-k2
(10)
60
Diese Gleichung entspricht der Gleichung (6). Diese Rechengröße /"wird in einer Subtraktionsschaltung 240
mit dem Frequenzeingabewert / verglichen. Die Differenz dient als Eingangssignal für eine Grenzwertschaltung
241, die der Grenzwertschaltung 126 entspricht. Ihr Ausgangswert wird über einen Widerstand
242 einer Additionsschaltung 243 /'!geführt, so daß der Frequenzeingabewert / korrigiert werden kann, wenn
die aus den Meßwerten berechnete Frequenz f" einen
zu großen Unterschied von der tatsachlich eingegebenen Frequenz /hat
In F i g. 11 ist die Arbeitekennlinie des als Verstarker
ausgelegten Rechenorgans 38 (Fig.6) veranschaulicht
Sein Eingangswert E-I ■ ki entspricht der Magnetisierungsspannung.
Da bei höheren Motorfrequenzen und konstanter Schlupffrequenz diese Magnetisierungsspannung über die am Wechselrichtereingang zur
Verfugung stehende maximale Spannung hinausgeht,
wird diese konstante Schlupffrequenz nur bis kurz unter die Nennspannung (Grenzwert G), dargestellt durch
100% Emu, aufrechterhalten. Anschließend erfolgt eine
derartige Korrektur, daß dem Eingangswert 100% En^,
auch der Ausgangswert 100% En^x entspricht, wis eine
Änderung der Schlupffrequenz in diesem oberen Spannungsgebiet nach sich zieht
In Fig. 12 ist die Arbeitsweise des Mindeststromgebers
30 zu ersehen. Wenn der Stromnicßwert / und
damit auch der Motorwirkstrom /1 sich auf der Linie A
dem Wert Null nähert, übernimmt der Mindeststromgeber
30 längs der Linie B die Signalgabe. Der Wert horn
der im Rechenkreis wirksam ist, kann daher nie unter einen vorgegebenen Wert z- B. 22%, was annähernd
einem Mindestmoment von 5% entspricht sinken.
F i g. 13 zeigt das Moment-Frequenz-Arbeitsdiagramm einer Wechselrichterschaltung entsprechend
Fig.6. Der Arbeitsbereich erstreckt sich über eine Frequenz von 0—300% der Nennfrequenz f\nenn des
Motors. Im gesamten Arbeitsbereich ist der Mindeststromgeber 30 wirksam. Aus diesem Grund entfällt der
Bereich C für die Regelung. Zwischen Null und etwa 100% der Nennfrequenz ist lediglich das Drehmoment
durch die Horizontale M - 100% begrenzt Dies erfolgt
durch die Einstellung des Potentiometers 49. Für jeden Arbeitspunkt der zwischen der Linie M - 100% und
dem Bereich C liegt ergibt sich für jedes beliebige Moment eine konstante Motordrehzahl, die durch die
eingegebene Frequenz /und die mittels des Faktors \lk\ gewählte Schlupffrequenz bestimmt ist Im Frequenzbereich
zwischen 100 und 200% lassen sich diese Verhältnisse bis zur Linie h - 100% aufrechterhalten.
Bei einem höheren Moment tritt eine höhere Magnetisierungsspannung auf, die zum Umschalten des Regelor
gans 38 entsprechend F i g. 11 führt Dies hat zur Folge, daß bei höheren Momenten die Schlupffrequenz
allmählich auf den doppelten Wert anwächst. Als obere
Begrenzung ist hier die Maximalleistung NmiX) die durch
den Potentiometer 42 eingestellt worden ist, wirksam, die zu einer Hyperbel N - 100% führt Der Motor läßt
sich sogar im Frequenzbereich von etwa 200—300% betreiben, wobei dieselben Verhältnisse wie zuvor
gelten. Lediglich die obere Begrenzung wird durch die Linie /j — 200% vorgegeben, weil bei einer weiteren
Erhöhung der Schlupf frequenz der Kippunkt unterschritten werden würde. Aus alledem ist ersichtlich, daß
mit Hilfe der Wechselrichterschaltung ein Motor über einen außerordentlich großen Frequenzbereich und
über einen außerordentlich großen Momentbereich, nämlich die weiße Fläche D unabhängig vom Moment
mit konstanter Drehzahl betrieben werden kann und daß auch bei höheren Frequenzen noch ein Betrieb im
Bereich £ möglich ist, wenn man eine SchlupffrequenzvergröOerung auf das Doppelte zuläßt.
Bei dem Diagramm nach Fig. 14, das beispielsweise der Ausführungsform nach Fig.5 entspricht, sind die
oberen Begrenzungen dieselben wie im Diagramm der
Fig. 13, Auf Grund des mit dem Frequenzeingabe-Potentiometer 16 mechanisch gekoppelten Potentiometers
34 ergeben sich hierbei aber unterhalb der oberen Grenzkurven unterschiedliche Verhältnisse. Bis zur
Nennfrequenz sind keine Unterschiede vorhanden. Im Frequenzbereich von etwa 100 bis 200% steigt die
Schlupffrequenz proportional mit dem Frequenzzuwachs. Zwischen 200 und 300% ist die doppelte
Schlupffrequenz konstant. Da hier jedem Frequenzeingabesignal /eine konstante Schlupffrequenz f2 zugeord-
net ist, ergeben sich für alle zulässigen Momente keine Abweichungen von der eingestellten Drehzahl.
Mit Hilfe des Prinzips der vorliegenden Wechselrichterschaltung lassen sich außerordentlich hohe
Genauigkeiten bei der Drehzahlkonstanz erreichen. Mit einem gewöhnlichen Asynchronmotor kann auf diese
Weise jede eingestellte Drehzahl bis auf 10% der maximalen Drehzahl innerhalb einer Toleranz von
±0,5% innerhalb des gesamten Belastungsbereichs von Null bis Vollast-Drehmoment konstant gehalten werden.
Noch höhere Ansprüche lassen sich mit der Schaltung nach Fig. 15 erfüllen, die weitgehend der Fig.6
entspricht, so daß diesbezüglich auch dieselben verwendet werden, aber noch weitere Schaltungsbestandteile
enthält Zur besseren Veranschz .llichung sind einige
Schaltungsteile als Funktionsblöcke veranschaulicht, bei denen jeweils in Koordinaten-Darstellung das Eingangssignal auf der Abszisse und das Ausgangssignal
auf der Ordinate aufgetragen ist
In den Pfad de" Strommeßsignals /ist ein Verstärker
55 mit veränderbarem Verstärkungsfaktor A geschaltet Dies erlaubt es, Motoren verschiedener Größe an
dieselbe Wechselrichterschaltung anzuschließen, obwohl die Wechselrichterschaltung selbst nur für eine
bestimmte Motorgröße ausgelegt ist
Wenn ein Motor angeschlossen wird, der eine kleinere Nennleistung hat als die Nennleistung der
Wechselrichterschaltung, würde der Vollaststrom des kleineren Motors einem Teillaststrom des größeren
Motors entsprechen. Infolgedessen wäre der kleinere Motor bei Vollast untermagnetisiert und hätte auch bei
jeder Teillast eine zu geringe Magnetisierung. Damit ergäbe sich eine unerwünschte größere Schlupffrequenz
und damit die Möglichkeit daß das Kippmoment des Motors überschritten wird. All diese Nachteile lassen
sich auf einfache Weise durch eine Erhöhung des Verstärkungsfaktors A im Verstärker 55 beheben.
Wenn beispielsweise ein Motor mit der halben Nennleistung angeschlossen wird, braucht lediglich der
Verstärkungsfaktor A verdoppelt zu werden. Alle Vorgänge in der Wechselrichterschaltung laufen dann
beim halben Motorstrom ab.
Das Strommeßsignal wird der Rechenschaltung 15 über ein Zeitglied 56, insbesondere ein ÄC-Glied,
zugeführt Die Zeitkonstante dieses Gliedes, die beispielsweise 0,2 s betragen kann, sorgt dafür, daß sich
eine gewisse Welligkeit des Wechselrichterstromes nicht im Rechenkreis 15 auswirkt
Insbesondere ändert sich nicht die Frequenz des Wechselrichters unter dem Einfluß dieser Strom-Welligkeit. Diese Zeitkonstante beeinflußt zwar auch die
Geschwindigkeit, mit der die Wechselrichterschaltung auf einen neuen Arbeitspunkt übergeht Die Zeitkonstante läßt sich aber ohne weiteres so wählen, daß der
Einfluß der Strom-Welligkeit zwar unterdrückt wird, die Annäherung an einen neuen Arbeitspunkt aber
ausreichend rasch vor sich geht.
Der Spannungsmeßwert E wird nicht nur der Rechenschaltung 15, sondern auch einem Bandpaßfilter
57 zugeführt, das für Gleichspannung undurchlässig ist,
aber eine Wechselspannungskomponente in Abhängigkeit von ihrer Frequenz mehr oder weniger stark
hindurchläßt Diese Wechselspannungskomponente bildet das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 57 und wird
in einer Mischstufe 58 dem Vergleicher 46 gleichsinnig mit dem Strommeßsigna! /zugeführt Der Bandpaßfilter
ist zweckmäßigerweise auf die Resonanzfrequenz des Filterkreises, der bei einem regelbaren Gleichrichter 2
üblich ist, abgestimmt Auf diese Weise können Pendelungen des nachgeschalteten Motors vermieden
werden, wie sie bei einer plötzlichen Laständerung bei Drehmomentsteuerung auftreten. Denn diese Pendelung macht sich durch die Spannungsänderungen
bemerkbar. Die Wechselspannungskomponente wirkt als Gegenkopplung.
Da bei dieser Regelung der Maximalstrom des Motors nicht überschritten werden darf, ist ein weiterer
Vergieicher 53 vorgesehen, dessen Ausgang über είπε
Diode 60 mit den Ausgängen der übrigen Vergleicher 14,39 und 46 verbunden ist Dieser Vergleicher besitzt
eine Subtraktionsschaltung 61, der einerseits das Strommeßsignal / und andererseits von einem Spannungsteiler 62 ein festes Referenzsignal ils höchstzulässiger Stromwert Τ™, zugeführt wird. Dieser Vergleicher
59 übernimmt daher die Steuerung des Spannungsregelsignals Su, sobald der Maximalstrom überschritten wird.
Die Schlupffrequenz des Motors darf-auch unter extremen Verhältnissen nicht so groß werden, daß das
Kippmoment unterschritten wird. Dies tritt in der Regel dann ein, wenn die tatsächliche Schlupffrequenz größer
als das Dreifache der Nennschlupffrequenz, ist Da zwischen Schlupffrequenz und Drehmoment nicht-lineare Verhältnisse vorherrschen, die im Rechenkreis
nur mit sehr großem Aufwand berücksichtigt werden können, empfiehlt es sich, die Schlupffrequenz auf etwa
die doppelte Nennschlupffrequenz »,u begrenzen. Dies
kann beispielsweise durch eine entsprechende Ausgestaltung des umschaltbaren Verstärkers 38,38' gescher
hen.
In vorliegender Schaltung ist jedoch eine indirekte Begrenzung durch die Begrenzungsschaltung 63 vorgesehen, die verhindert, daß das Frequenzeingabesignal /
einen vorgegebenen Grenzwert überschreitet Wenn einerseits eine maximale Frequenz durch die Schaltung
63 und andererseits die maximale Belastung durch den Vergieicher 59 festgelegt ist, kann umgekehrt auch die
Schlupffrequenz einen vorgegebenen Grenzwert nicht überschreiten.
Dies gilt auch dann, wenn noch eine zusätzliche Schlupfkompensation vorgesehen ist Ein Schlupfkompensationssignalgeber 64 wird von der gleichen
Eingangsgröße wie der umschaltbare Verstärker 38 beeinflußt, nämlich vom Wert E-I-Ic2. Unter Bezugnahme auf F i g. 11 sei in Erinnerung gerufen, daß bei
einem Grenzwert G im umschsltbaren Verstärker 38
der Faktor \lk\ geändert wird. Bis zu diesem Grenzwert
G tpbt der Schlupfkompensationsgeber 64 ein Schlupfkornpensationssignal 5Ar - 0 ab. Beim Überschreiten
dieses Grenzwertes G nimmt das Signal Sk kontinuierlich zu. Das Signal Sk ist daher nur wirksam, wenn der
für die Schlupffrequenz verantwortliche Faktor \/k\ vergrößert, z. B. verdoppelt worden ist
An einem Potentiometer 65 wird ein erstes Schlupfkompensationssignal 5A-1 abgegriffen und in
einer eine Additionsschaltung aufweisenden Mischstufe
66 dem Frequenzeingabesignal /Oberlagert Dies hat zur
Folge, daß die Frequenz des Wechselrichters kontinuierlich erhöht wird, wenn die Schlupffrequenz mittels
des Verstärkers 38 kontinuierlich herabgesetzt wird Infolgedessen ergibt sich eine hohe Drehzahlkonstanz.
Ein zweites Schlupfkompensationssignal 5*2, das mit
dem Schlupfkompensationssignal 5Ar identisch sein kann, wird einem Verstärker 67 zugeführt, der zwei
VerstärkerkeiUiünien I und II hat Bei niedrigen Weiten
des am Potentiometer 49 eingestellten maximalen Momentwerts Mao. gilt die Verstirkerkennlinie 1, bei
höheren Momentwerten die Verstarkerkennlinie II. Der Ausgangswert wird in einer Additionsschaltung 68 dem
maximalen Momentwert hinzugefügt Dies hat zur Folge, daß immer dann, wenn ein maximaler Moment- is
wert eingestellt war, der nicht gleich der höchstzulässigen Belastung war, das eingestellte maximale Moment
über einen größeren Drehzahlbereich hinweg konstant gehalten werden kann, wie es in Verbindung mit F i g. 16
erläutert wird.
In F i g. 16 ist, wie in F i g. 13, über der Wechseirichtftrfrequenz /1 das Moment Maufgetragen. Es werden drei
verschiedene Betriebszustände untersucht bd denen das maximale Moment auf 100,75 und 50%, eingestellt
war. Dies entspricht Strömen /von 100, 87 und 71%. Diesen Kurven entsprechen oberhalb der Nennfrequenz die Leistungshyperbeln N von 100, 87 und 71%.
Es ist ersichtlich, daß bei einer Moment-Einstellung unter 100% das Moment oberhalb einer vorgegebenen
Frequenz /1 absinkt obwohl noch eine Moment-Reser
ve vorhanden ist Diese wird dadurch ausgeschöpft, daß
dem eingestellten Momentwert M das Schlupfkompensationssignal 5Ar 2 Oberlagert wird, wobei diese Oberlagerung gleichlaufend mit der Erhöhung der Schlupffrequenz /2 vor sich geht Durch diese Überlagerung
ergeben sich die verlängerten Momenten-Geraden M' und M", aus denen erkennbar ist, daß beispielsweise ein
eingestelltes Moment M von 50% bis zur doppelten Nennfrequenz aufrechterhalten werden kann. Zu
beachten ist hierbei, daß bei größeren Momenten,
welche die Leistungshyperbel in steileren Abschnitten schneiden, größere Zuschläge zur Schlupfkompensation
erforderlich sind als bei kleineren Momenten. Dies berücksichtigen die beiden Verstärkerkennlinien I und
II des Verstärkers 67. Es ist klar, daß eine höhere Geschwindigkeit erzielt werden kann, wenn der
Verstärkungsgrad kontinuierlich mit dem eingestellten Moment M1^, geändert wird. Die Begrenzung bei einer
Wechselrichterfrequenz von 200% /!„„„ ist die Wirkung der Begrenzerschaltung 63.
Die dargestellten Schaltungen sind lediglich Ausführungsbeispiele. Die Rechenkreise lassen sich auch auf
andere Weise verwirklichen. Beispielsweise können statt der Divisionsschaltungen Multiplikationsschaltungen angewendet werden, bei denen der Divisor als
Kehrwert zugeführt wird. Statt den einen Ausgangswert direkt dem Vergleicher zuzuführen, kann man ihn auch
im Rechenkreis behandeln und dann zwei Zwischenergebnisse miteinander vergleichen.
Claims (40)
1. Anordnung zur Steuerung der Drehzahl eines
über einen Zwischenkreisumrichter gespeisten Asynchronmotors
— mit einem Frequenzgeber zur Steuerung des Wechselrichters,
— einem Spannungsgeber zur Steuerung der ι ο Gleichspannungsversorgung
— und einer die Steuersignale für den Spannungsgeber bildenden Steuerschaltung, die
— einen Vergleicher, dessen Ausgangssignal den Spannungsgeber führt, und einen
— Recherikreis umfaßt, und der als Eingabegrößen
— ein Frequenzsollwertsignal
— ein zur Motorspannung proportionales Spannungsmeßsignal
— und ein zum Strom des Zwischenkreises proportionales StrommeBsignat
— zugeführt sind, wobei der Rechenkreis aus jeweils zwei Eingabesignalen bei Berücksichtigung
des ohmschen Widerstands des Motors durch eine Konstante eine Ausgangsgröße bildet, da en Signal zusammen
mit dem dritten Eingabesignal dem Vergleicher zugeführt sind,
30
dadurch gekennzeichnet,daß der Rechenkreis
(15, 1IS, 215) seine Ausgangsgröße nach der
Gleichung
τ (τ-*0
35
oder einer Umformung davon berechnet, in der
f das Frequenzsollwertsignal E das Spannungsmeßsignal
/ das Strommeßsignal
k\ ein die gewünschte Schlupf frequenz berücksich
tigender Wert und
jt2 eine dem Widerstand der Ständerwicklung entsprechende Konstante
jt2 eine dem Widerstand der Ständerwicklung entsprechende Konstante
bedeuten und daß das Frequenzsollwertsignal auch den Frequenzgeber führt
2. Anordnung zur Steuerung der Drehzahl eines über einen Zwischenkreisumrichter gespeisten
Asynchronmotor
— mit einem Frequenzgeber zur Steuerung des Wechselrichters,
— einem Spannungsgeber zur Steuerung der Gleichspannungsversorgung
— und einer die Steuersignale für den Spannungsgeber bildenden Steuerschaltung, die
— einen Vergleicher, dessen Ausgangssignal den Spannungsgeber führt, und einen
— Rechemkreis umfaßt, und der als Eingabegrößen
— ein Frequenzsollwertsignal
— ein zur Motorspannung proportionales Spannungsmeßsignal
— und ein zum Strom des Zwischenkreises proportionales Strommeßsignal
— zugeführt sind, wobei der Rechenkreis aus jeweils zwei Eingabesignalen bei Berücksichtigung
des ohmschen Widerstands des Motors durch eine Konstante eine Ausgangsgröße bildet, deren Signal zusammen
mit dem dritten Eingabesignal dem Vergleicher zugeführt sind,
dadurch gekennzeichnet, daß der Rechenkreis (15, 115, 215) ein Frequenzausgangssignal nach der
Gleichung
oder einer Umformung davon berechnet, in der
/ das Frequenzsollwertsignal
E das Spannungsmeßsignal
/ das Strommeßsignal
k\ ein die gewünschte Schlupffrequenz berücksichtigender Wert und
Jt2 eine dem Widerstand der Ständerwicklung
entsprechende Konstante
bedeuten und daß dieses Frequenzausgangssignal auch den Frequenzgeber führt
3. Wechselrichcerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert k\
zumindest über den größten Teil des Motorarbeitsbereiches unterhalb der Nenndrehzahl konstant
gehalten wird.
4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechenkreis (15)
eine Divisionsschaltung (25) der das Spannungsmeßsignal (E) als Dividend und das Strommeßsignal (I)
als Divisor zugeführt wird, und eine nachgeschaltete Subtraktionsschaltung (53), in der vom Quotienten
ein fester Wert
(I)
abgezogen wird, aufweist, und daß vor den
Dividend-Eingang oder hinter den Ausgang der Divisionsschaltung ein Rechenorgan geschaltet ist,
das den Faktor —einführt (F i g. 7).
*i
*i
5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechenkreis (15)
eine Subtraktionsschaltung (22), in der vom Spannungsmeßsignal (E) ;in stromproportionaler Wert
(I... fc) abgezogen wird, und eine Divisionsschaltung
(25) aufweist, der der Ausgangswert der Subtraktionsschaltung als Dividend und das Strommeßsignal
(I) als Divisor zugeführt wird, aufweist, und daß vor
den Dividend-Eingang oder hinter den Ausgang der Divisionsschaltung ein Rechenorgan geschaltet ist,
das den Faktor— einführt (F i g. 5 und 6).
6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechenkreis (115)
eine Additionsschaltung (128), in der ein zum Frequenzsollwertsignal proportionaler Wert (f ■ k\)
und ein konstanter Wert (ki) addiert werden, und eine Divisionsschaltung (121), der als Dividend das
Spannungsmeßsignal (E) und als Divisor der Ausgangswert der Additionsschaltung zugeführt
wird, aufweist (F i g. 8).
7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechenkreis (115)
eine Subtraktionsschaltung (144), in der vom Spannungsmeßsignal (E) ein stromproportionaler
Wert (I · fe) abgezogen wird, und eine Divisionsschaltung
(146), der der Ausgangswert der Subtraktionsschaltung als Dividend und der Frequenzsollwert
als Divisor zugeführt wird, aufweist, und daß vor den Dividend-Eingang oder hinter den Ausgang
der Divisionsschaltung ein Rechenorgan geschaltet ι ο
ist, das den Faktorp einführt (F i g. 9).
8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechenkreis (215)
eine Multiplikationsschaltung (216), dem das Frequenzsollwertsignal
(f) und das Strommeßsignal (I), von denen eines mit einer ersten Konstanten (k\)
multipliziert ist, zugeführt werden, und eine Additionsschaltung (222), in der das Multiplikationsergebnis
und das mit einer zweiten Konstanten (ki) multiplizierte Strommeßsignal (I) addiert werden,
aufweist (F ig. 10).
9. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine
Konstante (k\, Jb) einstellbar ist
10. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Konstante (k\)
von einem der drei Ausgangswerte (f) abhängig sind.
11. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10,
gekennzeichnet durch einen Mindeststromgeber (30), der das Strommeßsignal (I) bei kleinen Werten
des gemessenen Stromes auf einem vorgegebenen Mindestwert hält
12. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11,
dadurch gekennzeichnet daß an den Ausgang des ersten Vergleichers (14) der Ausgang eines zweiten
Vergleichers (39) geschaltet ist der einen einstellbaren maximalen Leistungswert (Nm.x) mit dem
Produkt aus einem annähernd dem gemessenen Strom- (I\) und einem annähernd der gemessenen
Spannung (U\) entsprechenden Faktor vergleicht und den ersten Vergleicher übersteuert wenn das
Produkt den maximalen Leistungswert übersteigt
13. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12,
dadurch gekennzeichnet daß ar: den Ausgang des ersten Vergleichers (14) der Ausgang eines dritten
Vergleichers (46) geschaltet ist, der einen einstellba ■ ren maximalen Momentwert (Mmtx) mit einem dem
gemessenen Strom (I) entsprechenden Vergleichswert vergleicht und den ersten Vergleicher über-
steuert wenn der Vergleichswert den maximalen Momentwert übersteigt.
14. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß das den der Schlupffrequenz
proportionalen Faktor \lk\ einstellende Rechenorgan (32,38, 221) diesen im Arbeitsbereich
bis etwa zur Nennfrequenz des Moiors konstant hält und ein Umschaltorgan (33, 38') diesen Faktor
oberhalb der Nennfrequenz vergrößert.
15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Umschaltorgan (33) mit der
Einstellvorrichtung (17, 233) der Sollwert-Eingabevorrichtung (12) mechanisch gekoppelt ist.
16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Umschahorgan (33) eine '5
mit dem als Verstärker ausgebildeten Rechenorgan (221) in Reihe liegende Divisionsschaltung (228)
steuert, in die ein mit dem Frequenzsollwertsignal (f)
änderbares Signal als Divisor eingeführt wird.
17. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Rechenorgan (32) einen
Verstärker und das Umschaltorgan (33) einen mit dem Frequenzsollwertsignal (Q änderbaren Rückkopplungswiderstand
(34) aufweist
18. Anordnung nach Anspruch 14 bis 17, dadurch gekennzeichnet daß der Faktor (1/Jti) sich zwischen
der einfachen und der doppelten Nennfrequenz verdoppelt und bei weiterem Anstieg der Frequenz
etwa auf diesem doppelten Wert bleibt
19. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das den der Schlupffrequenz
proportionalen Faktor 1/Jti einstellende Rechenorgan (38) diesen im Arbeitsbereich bis zu
einem kurz unter der Nennspannung liegenden Spannungsgrenzwert konstant hält und ein Umschaltorgan
(38') diesen Faktor oberhalb dieses Spannungsgrenzwertes vergrößert
20. Anordnung nach Anstach 19, dadurch gekennzeichnet daß das Umschalturgan (38') von
einem Steuersignal gesteuert wird, das gleich dem um einen stromproportionalen Wert (I · fe) verminderten
Spannungsmeßsignal (E) ist und der Spannui.gsgrenzwert
etwa 90% bis 95% der Nennspannung des Motors entspricht
21. Anordnung nach Anspruch 13 und 20, dadurch gekennzeichnet daß das Rechenorgan (38) ein
zwischen Substraktionsschaltung (22) und Divisionsschaltung (25) angeordneter Verstärker ist und daß
das Umschaltorgan (38') dessen Verstärkungsgrad ändert und vom Eingangssignal des Verstärkers
gesteuert ist
22. Anordnung nach einem der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet daß der Faktor
(i)
sich zwischen dem Spannungsgrenzwert und einem der Nennspannung entsprechenden Wert kontinuierlich
etwa verdoppelt.
23. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der
Sollwert-Eingabevorrichtung (12) der Ausgang eines vierten Vergleichers (129) geschaltet ist, der einen
einstellbaren maximalen Stromwert (Imtx) mit dem
Strommeßsignal (I) vergleicht und das Frequenzsollwertsignal (f) herabsetzt wenn das Strommeßsignal
den maximalen Ctromwert übersteigt.
24. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der
Sollwert-Eingabevorrichtung (12) der Ausgang eines fünften Vergleichers (136) geschaltet ist, der einen
einstellbaren maximalen Spannungswert (Um1x) mit
dem Spannungsmeßsignal (E) vergleicht und das Frequenzsollwertsignal (f) heraufsetzt wenn das
SpannungsmeP'ignal den maximalen Spannungswert übersteigt
25. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der
Sollwert-Eingabevorrichtung (12) der Ausgang einer Grenzwertschaltung (126,241) angeschlossen ist, die,
wenn der Unterschied zwischen einem der Ausgangswerte und der zugehörigen Rechengröße
einen vorgegebenen Grenzwert übersteigt, das Frequenzsollwertsignal (f) im Sinne einer Verringerung
des Unterschieds ändert.
26. Anordnung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Grenzwertschaltung (126)
eine Subtraktionsschaltung (125) vorgeschaltet ist, der die beiden im ersten Vergleicher (114) zu
vergleichenden Größen zugeführt werden.
27. Anordnung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Rechenkreis (235)
vorgesehen ist, der aus dem Spannungsmeßsignal (E) und dem Strommeßsignal (I)t\nt Frequenz-Rechengröße
(C) berechnet und daß der Grenzwertschaltung (241) eine Subtraktionsschaltung (240) vorgeschaltet
ist, der das Frequenzsollwertsignal (f) und die Frequenz-Rechengröße (/"^zugeführt werden.
28. Anordnung nach einem der Ansprüche 25 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Grenzwert-Schaltung
(126, 241) zwei antiparallel geschaltete Dioden, insbesondere Zenerdioden, aufweist.
29. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 28,
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signal (f) als Impulsreihe eingegeben und dem Rechenkreis (115) über einen Digital/Analog-Umsetzer(116)
zugeführt wird.
30. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzsollwertsignal (!)
der Divisionsschaltung (146) als Impulsreihe zügeführt wird, deren Frequenz der Frequenz des
Wechselrichters entspricht, daß die Divisionsschaltung einen Integrator (149) aufweist, der das
Spannungsmeßsignal (E) zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen integriert, und daß ein
Speicher (150) das jeweils letzte Integrationsergebnis speichert
31. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 30, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom-Meßvorrichtung
(10) ein Verstärker (55) mit einstellbarem Verstärkungsgrad (A) zugeordnet ist, der das
Strommeßsignal ^abgibt
32. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 31, gekennzeichnet durch eine Begrenzungsschaltung
(63) welche die Schlupffrequenz (fi) auf etwa die
doppelte Nennschlupffrequenz begrenzt
33. Anordnung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet daß im Weg des Frequenzsignals,
insbesondere des Frequenzsollwertsignals (f), eine Begrenzungsschaltung (63) liegt
34. Anordnung nach einem der Ansprüche 13 bis
33, dadurch gekennzeichnet daß das Spannungsmeßsignal (E) über einen Bandpaßfilter (57) zugeführt
wird, dessen Ausgangssignal gleichsinnig mit dem Strommeßsignal (I) in den dritten Vergleicher
(46) eingespeist wird.
35. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis
34, dadurch gekennzeichnet daß ein Schlupfkompensierungssignalgeber
(64) vorgesehen ist der ein Schlupfkompensierungssignal (Sk) abgibt das bis
etwa zur Nennfrequenz des Wechselrichters Null ist und darüber einen mit der Frequenz ansteigenden
Wert hat
36. Anordnung nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet daß der Schlupfkompensierungssignalgeber
(64) von derselben Eingangsgröße gesteuert ivird wie das den zur Schlupffrequenz
proportionalen Faktor (1/Jti) bestimmende Rechenorgan
(38).
37. Anordnung nach Anspruch 35 oder 36. s5
gekennzeichnet durch eine Additionsschaltung (66), in der ein erstes Schlupfkompensationssignal (Sk 1)
dem Frequenzsignal, insbesondere dem Frequenzsollwertsignal (I), hinzugefügt wird.
38. Anordnung nach einem der Ansprüche 35 bis 37, gekennzeichnet durch eine Additior.sschaltung
(68), in der ein zweites Schlupfkompensationssignal (Sk 2) dem einstellbaren Momentwert (Mmu), der
dem »dritten Vergleicher (46) zugeführt wird, hinzugefügt wird.
39. Anordnung nach Anspruch 38, dadurch gekennzeichnet daß das zweite Schlupfkompensationssignal
(Sk 2) über einen Verstärker (67) geleitet ist, dessen Verstärkungsgrad in Abhängigkeit vom
einstellbaren Momentwert (Mmtx) wenigstens zwei
Stufen (I, II) einnehmen kann, wobei die höhere Stufe (II) einem höheren Momentwert zugeordnet
ist
40. Anordnung nach einem der Ansprüche 34 bis 39, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des
ersten Vergleichers (14) der Ausgang eines sechsten
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---|---|---|---|---|
NL7706751A (nl) * | 1977-06-20 | 1978-12-22 | Philips Nv | Motorregelschakeling. |
US4255695A (en) * | 1978-09-25 | 1981-03-10 | General Electric Company | Method and apparatus for control of inverter synchronous machine drive system |
JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
US4330741A (en) * | 1979-06-20 | 1982-05-18 | Hitachi, Ltd. | Electric control apparatus of induction motor |
JPS56103862U (de) * | 1980-01-11 | 1981-08-14 | ||
US4443750A (en) * | 1980-04-30 | 1984-04-17 | Zero-Max Industries, Incorporated | Energy saving motor speed controller |
DE3021119C2 (de) * | 1980-06-04 | 1986-08-14 | Danfoss A/S, Nordborg | Wechselrichterschaltung zum Betrieb eines in der Drehzahl steuerbaren Asynchronmotors |
US4461988A (en) * | 1981-04-06 | 1984-07-24 | General Electric Company | Apparatus for controlling an electrical vehicle drive system |
US4400655A (en) * | 1981-05-11 | 1983-08-23 | Imec Corporation | Self generative variable speed induction motor drive |
DE3141621A1 (de) * | 1981-10-20 | 1983-05-05 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren zum betrieb eines zwischenkreisumrichters und schaltungsanordnung zur durchfuehrung des verfahrens |
EP0082828B1 (de) * | 1981-12-18 | 1987-02-04 | Institut Cerac S.A. | Waschmaschine |
CH644478A5 (fr) * | 1981-12-18 | 1984-07-31 | Cerac Inst Sa | Procede et moyens pour alimenter en energie electrique un outil portatif. |
US4590413A (en) * | 1982-01-11 | 1986-05-20 | Eaton Corporation | EV drivetrain inverter with V/HZ optimization |
JPS58172927A (ja) * | 1982-04-02 | 1983-10-11 | 株式会社日立製作所 | 過負荷保護装置 |
DE3416093A1 (de) * | 1984-04-30 | 1985-10-31 | J. Wagner AG, Altstätten | Elektronischer hochspannungserzeuger fuer elektrostatische spruehgeraete |
US4602201A (en) * | 1984-06-05 | 1986-07-22 | Westinghouse Electric Corp. | PWM motor drive with torque determination |
US5057760A (en) * | 1985-01-31 | 1991-10-15 | Aeg Westinghouse Transportation Systems, Inc. | Torque determination for control of an induction motor apparatus |
US4843533A (en) * | 1986-01-15 | 1989-06-27 | Square D Company | Transient ride-through AC inverter |
JPH0638711B2 (ja) * | 1986-03-28 | 1994-05-18 | 三菱電機株式会社 | インバ−タ用直流電源装置 |
JP2585220B2 (ja) * | 1986-04-30 | 1997-02-26 | 株式会社日立製作所 | 可変速揚水装置 |
DE3635859A1 (de) * | 1986-10-22 | 1988-05-05 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren und schaltungsanordnung zur automatischen einstellung der regelverstaerkung in einem regelkreis |
US5089760A (en) * | 1986-12-10 | 1992-02-18 | Square D Company | DC bus voltage regulation by controlling the frequency in a variable frequency inverter |
US5140248A (en) * | 1987-12-23 | 1992-08-18 | Allen-Bradley Company, Inc. | Open loop motor control with both voltage and current regulation |
JP2656370B2 (ja) * | 1990-05-31 | 1997-09-24 | 株式会社東芝 | 過大電流検出装置 |
JPH06121588A (ja) * | 1992-10-07 | 1994-04-28 | Fanuc Ltd | 可変リラクタンス型モータの駆動方式 |
US6229278B1 (en) * | 1999-09-29 | 2001-05-08 | Rockwell Technologies, Llc | Voltage and current limiting method and apparatus for a voltage/frequency drive |
SE519629C2 (sv) * | 2000-11-20 | 2003-03-18 | Abb Ab | Förfarande och anordning för styrning av roterande maskin samt regleringsenhet och motorsystem |
KR100451369B1 (ko) * | 2002-03-14 | 2004-10-06 | 엘지산전 주식회사 | 유도 전동기의 회전 속도 검출 방법 |
US7915760B2 (en) * | 2007-12-12 | 2011-03-29 | Evans Sr Bruce Jonathan | Electric power conservation system for storing electric power for use during off-peak hours |
US8203235B2 (en) * | 2008-04-11 | 2012-06-19 | Liebert Corporation | AC and DC uninterruptible online power supplies |
MX2010011171A (es) * | 2010-10-11 | 2012-04-13 | Mabe Sa De Cv | Control de defasamiento. |
KR102136804B1 (ko) * | 2013-01-23 | 2020-07-22 | 엘지전자 주식회사 | 모터 제어 장치 및 그 제어 방법 |
US10848092B2 (en) * | 2013-09-20 | 2020-11-24 | Schweitzer Engineering Laboratories, Inc. | Electric motor protection using stator current and voltage measurements |
CN204597784U (zh) * | 2015-03-24 | 2015-08-26 | 光宝科技股份有限公司 | 检测电路及具有检测电路的三相交流/交流功率转换设备 |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3512067A (en) * | 1965-03-25 | 1970-05-12 | Mini Ind Constructillor | Speed regulation of asynchronous three-phase motors |
CH498517A (de) * | 1968-03-16 | 1970-10-31 | Danfoss As | Steuerschaltanordnung für einen Wechselstrommotor |
US3700986A (en) * | 1971-01-18 | 1972-10-24 | Gen Electric | Co-ordinated voltage control for induction servomotors |
FR2134929A5 (de) * | 1971-04-22 | 1972-12-08 | Didier Jean | |
DE2144422C2 (de) * | 1971-09-04 | 1973-09-20 | Siemens Ag | Einrichtung zum Steuern oder Regeln einer Asynchronmaschine |
US3986088A (en) * | 1972-09-01 | 1976-10-12 | Kearney & Trecker Corporation | A. C. motor control apparatus and method |
US3851234A (en) * | 1973-05-09 | 1974-11-26 | Gen Electric | Control system for obtaining and using the optimum speed torque characteristic for a squirrel cage induction motor which guarantees a non-saturating magnetizing current |
JPS5063429A (de) * | 1973-08-31 | 1975-05-29 | ||
CH593585A5 (de) * | 1973-12-13 | 1977-12-15 | Danfoss As | |
US4019105A (en) * | 1975-09-26 | 1977-04-19 | General Electric Company | Controlled current induction motor drive |
-
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