DE2622836B2 - Rechner zum Bestimmen des optimalen Kraftstoff -Sauerstoffgemischs für Verbrennungsmotoren - Google Patents

Description

Leitung 42 und eines Leistungsverstärkers 16 hinter der Drosselklappe dient An den Leiter 42 ist, wie später in bezug auf die F i g. 3C noch näher erläutert wird, eine Inhibitschaltung 48 angeschlossen, die von einer die Sperrung steuernden Logikschaltung 15 kontrolliert wird, welche besteht aus einem ODER-Gatter, dessen Eingänge über einen im Schutzgehäuse für Kaltstart angebrachten Thermokontakt 122 bzw. einen beim Loslassen des Gaspedals wirkenden Kontakt 23 an die positive Klemme einer Batterie angeschlossen sind.

Das vom Unterbrecher 18 abgegebene Signal wird in der Schaltung 11 umgeformt und in ein logisch verwertbares Signal verwandelt Die monostabile Schaltung 10 gestattet eine Umformung durch Impulsverbreiterung und durch Beseitigung von Störfaktoren, die hauptsächlich vom eventueiien RQckpreiien des Unterbrechers herrühren; der durch zwei teilende Frequenzteiler 9 sichert eine zuverlässige Funktion des Magnetventils 17. Die Leistungsverstärkerstufe 16 wird vom bistabilen Multivibrator 8 gesteuert Einer der Eingänge des Multivibrators 8 wird vom Ausgangssignal des Frequenzteilers 9 angesteuert und der andere in Abhängigkeit von dem durch die Sonde 19 gelieferten Signal.

Der Verstärker 1 der Sonde ist ein Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz, was eine leichte Anpassung an die Sonde 19 gestattet Die Vergleichsstufe 2 vergleicht die von der Sonde gelieferte Information mit einer voreinstellbaren Vergleichsspannung 13. Die erste Integrierstufe 3 funktioniert durch Laden und Entladen eines Kondensators je nach der von der Stufe 2 erhaltenen Information. Die zweite Vergleichsstufe 4 vergleicht das Ausgangssignal der Integrierstufe 3 mit der Ladung des Kondensators CT. Der Ausgang der Vergleichsstufe 4 steuert die Entladung des Kondensators CT, dessen Aufladung durch die vom Teiler durch zwei 9 kommende Information gesteuert ist Der Steuersolenoid 17 des Magnetventils für die Lufteinspritzung wird bei geladenem Kondensator CT über den Leistungsverstärker 16 erregt der das über den Leiter 42 geschickte Signal empfängt, sofern dieser nicht durch die Inhibitschaltung 48 gesperrt ist welche ein Passieren des Signals mittels eines logischen ODER-Gatters verhindern kana dessen beide Eingänge an einen die Funktion der Servosteuerung in kaltem Zustand unterbindenden Thermokontakt 122. der z. B. wirkt, solange das Kühlwasser des Motors 45° C noch nicht erreicht hat, bzw. an einen bei Loslassen des Gaspedals wirkenden Kontakt 23 angeschlossen sind. Das schwache Steuersignal des Steuersolenoids 17 des Magnetventils wird am Ausgang Q der bistabilen Kippschaltung 8 abgenommen.

Im folgenden wird das in den Fig.3A, 3B, 3C dargestellte Ausführungsbeispiel mit Hilfe der in F i g. 5 gezeigten Signalformen genauer beschrieben, wobei das Zeitmaß der Leitungen 7 und 8 aus Gründen der Anschaulichkeit etwa hundertmal kleiner gewählt wurde als das der anderen Leitungen. Die Elemente der verschiedenen Figuren entsprechen sich in ihren Bezugsziffern.

Nach dem Ausfuhrungsbeispiel der F i g. 3A wird das vom die Sonde 19 darstellenden Meßfühler abgenommene Signal durch vier Transistoren 7*1, 7*2, 7*3, T4 verstärkt Das Ausgangssignal bei 22 ist gleichsinnig mit dem von der Sonde erfaßten Signal Die Transistoren Ti und T2 sind in einer Darlington-Schaltung angeordnet, um eine ausreichende Eingangsimpedanz aufzuweisen. Der Verstärkungsgrad des Verstärkers ist durch ein Potentiometer Pi regelbar, und eir Potentiometer P 2 regelt den Spannungsverlauf am Ausgang. Die an den Kollektor bzw. an den Emitter des Transistors 7*4 einerseits, und an die Basis des Transistors Ti andererseits angeschlossenen Widerstände R 4 und R 5 gestatten eine Stromrückführung aul die Basis des Eingangstransistors; folglich gibt die Sonde keine Information ab, und die Eingangsimpedanz des Schaltkreises wird erhöht Die Widerstände R 4 und R5 bilden zusammen mit den beigeordneten, am Kollektor bzw. Emitter des Transistors angeordneten Widerständen Rβ und RT eine Polarisierungsbrücke des Eingangsverstärkers 1, was eine relativ hohe Leerspannung an der Basis 23 des Eingangstransistors Π ergibt Ein mit dem an der Basis 23 des Transistors Ti gelegenen Widerstand R1 eine Teilerbrücke bildende Widerstand R 45 ermöglicht eine Verminderung dieser Spannung. Das Eingangssignal des Verstärkers 1 wird durch einen Kondensator C10 gefiltert

Die Ausgangsspannung 22 des Verstärkers wird der Basis eines Transistors T5 zugeführt, der mit einem Transistor T6 die Vergleichsstufe 2 der F i g. 1 bildet Die Vergleichsspannung 13 dieser Vergleichsstufe ist mittels eines Potentiometers P3 regelbar. Damit ist die Integrationsstufe 3 erreicht, die folgendermaßen funktioniert: wenn die Ausgangsspannung 22 größer ist als die Vergleichsspannung 13, leitet der Transistor T5 nicht, und die Klemmenspannung eines am Kollektor des Transistors T5 gelegenen Widerstands R 9 ist Null.

Ein über seine Basis mit den Klemmen des Widerstands R 9 verbundener Transistor 7*8 ist dadurch gesperrt ebenso wie ein Transistor 7*9, dessen Basis an den Kollektor des Transistors TS angeschlossen ist Ein zusammen mit dem Transistor T% als Vergleichsstufe geschalteter Transistor ΤΊ0 ist mit seiner Basis einerseits über einen Widerstand ft 18 mit dem Pluspotential der Schaltung und andererseits über einen Widerstand R15 mit dem Kollektor des Transistors 7*9 verbunden. Der Kollektor des Transistors T9 ist außerdem über einen Widerstand R 16 an Masse gelegt und die Spannung an der Basis des Transistors TiO ist durch die von den Widerständen R18, R15 und R16 gebildete Brücke festgelegt Im vorliegenden Fall ist der Transistor 10 also leitend, ebenso wie der Transistor 7*11, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 7*10 verbunden sowie über eine Zenerdiode Z! an Masse gelegt ist Der Kollektor des Transistors Γ11 ist mittels einer Parallelschaltung mit dem Pluspotential des Schaltkreises verbunden; diese Parallelschaltung umfaßt: eine Zenerdiode Z 2 und eine Kondensator C1; einen Kondensator C 2 und eine Reihenschaltung des Kollektor-Emitter-Kreises des Transistors 7*12 mit einem Widerstand R 20. Die Basis des Transistors Γ12 ist einerseits über einen Widerstand R 21 an das Pluspotential des Schaltkreises, und über den Kollektor-Emitter-Raum eines Transistors 7*13 und einen Widerstand ft 23 an Masse gelegt Die Basis des Transistors 7*13 ist einerseits über eine Parallelschaltung aus einer Zenerdiode ZZ und einem Widerstand R 22 an Masse gelegt, und andererseits Ober den Kollektor-Emitter-Kreis eines Transistors TT und einen Widerstand ft 11 an das Pluspotential des Schaltkreises. Die Basis des Transistors ΤΊ ist mit der Basis des Transistors 7*9 und dem den beiden in Reihe am Kollektor des Transistors 7*8 geschalteten "Widerständen ft 12 und ft 13 gemeinsamen Punkt verbunden. Wenn der Transistor TIl leitend ist, wie die vorausgehende Annahme lautete, lädt sich der Konden-

sator C1 auf, die Zenerdiode Z1 begrenzt die Spannung an der Basis des Transistors 711, und die Zenerdiode Z2 begrenzt die Ladung des Kondensators Cl, und zwar so, daß die zweite Vergleichsstufe 4 der F i g. 2 funktionieren kann, die aus den in Fig.3B rechts gelegenen Transistoren 721, 722, besteht; andernfalls bliebe der Spannungspegel an der Basis des Transistors 722, der über einen Leiter 41 an die Kollektoren der Transistoren TIl und T12 angeschlossen ist, niedriger als das an der Basis des Transistors 21 auftretende Potential, und die nachstehend beschriebene Funktion wäre gestört.

Im zweiten angenommen Fall wird die Spannung am Ausgang 22 des Verstärkers 1 geringer als die Vergleichsspannung 13, und der Transistor 75 leitet. Daher Hegt eine Spannung an den Klemmen des Widerstandes R 9 an, und der Transistor 78 wird ebenfalls leitend. Das Spannungspotential am gemeinsamen Punkt der Widerstände R12 und R 13 nimmt ab, und die Transistoren 79, 77, ebenso wie die Transistoren Γ13 und T\2, sind durchlässig. Dadurch entlädt sich der Kondensator Cl über den Transistor T12 und den Widerstand R 20.

Im ersten Annahmefall nimmt die Ausgangsspannung am Leiter 41 ab, im zweiten Fall nimmt sie zu, wobei diese Spannungsänderungen abhängig sind von denen der Sonde gegenüber der in PZ anliegenden Vergleichsspannung 13. Die Lade- und Entladegeschwindigkeit des Kondensators Cl ist durch die Widerstände R\% und R 20 derart festgelegt, daß ein dem Laden und Entladen entsprechendes Gefälle entsteht Die Zenerdiode Z 3 hat dieselbe Aufgabe wie die Zenerdiode Zi, und begrenzt die Basisspannung des Transistors Γ13.

In F i g. 3B ist die Basis des Transistors T14 mit einem Unterbrecher 18 über zwei in Reihe geschaltete Widerstände R 24 und R 25 und über eine Parallelschaltung zwischen Basis und Masse einer Zenerdiode Z4 verbunden, um das vom Unterbrecher, einem Kondensator C3 und einem Widerstand R 26 erzeugte Signal zu begrenzen. Parallel zum Widerstand R 24 ist ein *o Kondensator C9 geschaltet Fig.5, Zeile 1 zeigt die Form des vom Unterbrecher abgegebenen Signals. Die gesamten an die Basis des Transistors 7Ί4 angeschlossenen Elemente dienen zum Filtern des Signals. Zu dem so gebildeten Signalumformer 11 gehören die Transistoren TiS, und Tib, die zusammen mit den Widerständen R27 bis Ä30 und den Kondensatoren C4 und C5 eine monostabile Kippschaltung bilden, welche die Signallänge formt Die Zeilen 2 und 3 der F i g. 5 geben die Signalform an den Punkten 11.1 bzw. 10.1 der Fig.3B so wieder. Der Punkt 10.1 am Kollektor des Transistors 716, der den Ausgang der monostabilen Kippschaltung 10 darstellt, ist mit einer integrierten Schaltung C/l verbunden, welche den Teiler durch zwei 9 der F i g. 2 darstellt Es handelt sich um eine /K-Kippschaltung, die als Teiler durch zwei verwendet wird und an der abfallenden Flanke des Eingangssignals kippt Die F i g. 5 Zeile 4 zeigt die Signalform am Ausgang 9.1 des Teilers durch zwei. Der Ausgang 9.1 der integrierten Schaltung Cl steuert das Gatter / das bistabilen Multivibrators 8 an, das durch eine mittels eines in Reihe geschalteten Kondensators und einem Widerstand R 32 am positiven Pol gebildete Differentialschaltung zusammengesetzte, integrierte Schaltung C12 gebildet ist Diese Differentialschaltung gestattet nur eine aktive Steuerimpulsspitze von je zweien, und verhindert jegliche Impulsüberlagerung am Eingang / nach einer später noch daher dargestellten Funktionsweise.

Die zweite integrierte Schaltung C12 entspricht der bistabilen Kippschaltung 8 der F i g. 2. Es handelt sich um ein /K-Kippglied, das an den absteigenden Flanken der Steuersignale kipp'. Der Zustand der Ausgänge Q (8.3) und Q (8.2) wird durch die abwechselnd von den Eingängen / (9.2) und K (8.1) empfangenen Signale modifiziert. Ein an den Eingang (9.2) gelegter negativer Impuls bringt den Ausgang (^ (8.3) in den logischen Zustand »1«, der an die Basis eines Transistors 19 weitergegeben wird. Der Transistor 19 wird daraufhin durchlässig und lädt den in Reihe in seinem Kollektorschaltkreis geschalteten Kondensator C 7 auf. Das an der Basis eines mit dem Kondensator C 7 verbundenen Transistors 721 anliegende Potential nimmt folglich ab, und sobald das Potential an der Basis von T2i unter das an der Basis des Transistors 722 anliegende Potential fällt, dessen Entwicklung in F i g. 5 Zeile 8 dargestellt ist, wird der Transistor 21 gesättigt. In Anbetracht des schon erwähnten Größenunterschiedes im Zeitmaß zwischen den Zeilen 7 und 8 und den restlichen Zeilen, ist das zum Leitendmachen des Transistors T21 an seine Basis anzulegende Potential sehr nahe dem an der Basis des Transistors 722 im Augenblick des Anlegens des vorgenannten negativen Impulses an den Eingang/(9.2) der Kippstufe herrschenden Potential, was den Verlauf der Signale in Zeile 9 verständlich macht.

Bei leitendem Transistor 721 erscheint an den Klemmen eines im Kollektorkreis des Transistors 721 angeordneten Widerstandes Ä41 eine Spannung, und der Transistor 720 wird auf Grund der Verbindung seiner Basis mit einer Klemme des Widerstandes R 41 gesättigt. Das Kollektorpotential des Transistors Γ20 geht auf Null zurück, was zum Aussenden eines auf den Eingang K (8.1) der Kippstufe C12 rückwirkenden Negativimpulses führt, wie F i g. 5, Zeile 6 zeigt. Daher nimmt der Ausgang ζ^(8.2) den logischen Zustand »1« an, und der Ausgang Q (8.3) den logischen Zustand »0«. Gleichzeitig wird ein über seine Basis mit dem Ausgang TJ verbundener Transitor Γ18 gesättigt, sowie ein mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors Γ18 angeschlossener zweiter Transistor Γ17. Der Kondensator C7 wird von dem gesättigten Transistor 717 kurzgeschlossen und entlädt sich augenblicklich über diesen, wie F i g. 5, Zeile 9 zeigt Die Signalbreite an den Ausgängen Q (83) und ζΓ(8.2) ist proportional zu den Spannungsabweichungen der Sonde 19 gegenüber der Bezugs- oder Vergleichsspannung 13, da die Nullstellung des bistabilen Multivibrators C12 durch die von den Transistoren 721 und 722 gebildete Vergleichsschaltung 4 gesteuert ist: d. h, wenn die Sondenspannung größer ist als die Vergleichsspannung 13, nimmt die Breite des Rechteckimpulses progressiv zu, wenn sie kleiner ist, nimmt die Impulsbreite progressiv ab.

Ein in den Emitterkreis des Transistors 719 geschaltetes Potentiometer P 4 dient zur Regelung des Ladestroms für den Kondensator C 7, und damit auch der Ladegeschwindigkeit dieses Kondensators sowie der Breite der erhaltenen Rechteckimpulse der Zeilen lOundllderFig.5.

Das an das Magnetventil angelegte Steuersignal ist direkt proportional zur Impulsbreite Q und φ

Damit stellt der Rechner zum Bestimmen eines optimalen Gemisches gemäß der Erfindung, der zwischen die Sonde 19 und das die Zufuhr zusätzlicher Luft in der Ansaugleitung vor dem Vergaser zur Regelung des dem Motor gelieferten Sauerstoff-Kraftstoffgemischs regelnde Magnetventil 17 geschaltet ist zusammen mit der Sonde, dem Magnetventil, dem

Vergaser und dem Motor eine geschlossene Rückkopplungsschleife dar. Die Sonde 19 verhält sich wie eine Batterie, deren Spannung abhängig ist vom Anreicherungsgrad des dem Motor gelieferten Sauerstoff-Kraftstoffgemischs. Dank dieser geschlossenen Schleife ist man in der Lage, den Anreicherungsgrad des dem Motor gelieferten Gemischs fein abzustimmen, und zwar um einen vorher festlegbaren Mittelwert herum. Die Potentiometer P3 und PA (F i g. 3A und 3B) werden je nach den vorher für die Verbrennung festgelegten Kriterien ein für allemal eingestellt. Das Potentiometer P 3 regelt die Bezugsspannung, welche dem Regelkreis eine Funktion der Sonde bei einem vorbestimmten, konstanten Anreicherungsgrad vorschreibt, für den sie der Sonde 19 eine gegebene Spannung zukommen läßt. Das Potentiometer F4 regelt die Ladegeschwindigkeit des Kondensators Cl (Fig.3B), und damit auch die Dynamik der Öffnungsdauer der zusätzlichen Lufteinspritzung.

Der Ausgang Q (83) der bistabilen Kippstufe 8 oder C12 ist außer seiner Verbindung mit der Basis des Transistors Γ19 über den Widerstand Λ 33 auch noch durch den Leiter 42 über den Widerstand R 44 (F i g. 3C) an die Basis des Transistors T24 angeschlossen. Der Transistor 7*24 steht durch seinen Emitter mit der Basis eines zweiten Transistors 725 in Verbindung. Die in einer Darlington-Schaltung angeordneten Transistoren 724 und 725 stellen den Leistungsverstärker 16 des Solenoids 17 des Magnetventils dar. Außerdem ist ein Transistor 723, der den Inhibitkreis der F i g. 2 darstellt, durch seinen Kollektor-Emitterkreis zwischen den Widerstand R 44 und Masse geschaltet, und seine Basis ist mit dem ODER-Gatter 15 der F i g. 2 verbunden. Die Eingänge dieses ODER-Gatters sind folgendermaßen angeschlossen: D1 an den öffnenden Thermokontakt 122, der eine Funktion der erfindungsgemäßen Regelung unterbindet, solange die Temperatur des Kühlwassers des Motors z. B. unter 45° C liegt, und D 2 an den bei Loslassen des Gaspedals wirkenden Kontakt 23. Eine Fehlmeldung an diese Eingänge ruft die Sättigung des Transistors 723 hervor. Daraufhin befindet sich die Basis des Transistors Γ24 an Masse, und die Darlington-Schaltung 724- 725 ist blockiert.

F i g. 4 stellt eine Variante der Schaltanordnung dar, welche die Schaltung der F i g. 3A ersetzen kann.

ίο Nach der Darstellung der Fig.4 besteht die erste Vergleichsschaltung 2 aus zwei Feldeffekttransistoren

726 und T21. Die Sonde 19 ist mit dem Gate des Transistors 726 verbunden, welches seinerseits über den Kondensator C12 an Masse gelegt ist. Die Source-Elektroden der beiden Transistoren 726 und T21 sind über einen Widerstand R 47 an Masse gelegt. Die Drain-Elektrode des Transistors 7*26 ist über einen Kondensator CX1 an ein Pluspotential gelegt. Der dem Drain von 726 und dem Kondensator CIl gemeinsame Punkt ist einerseits über den Leiter 41 mit der Basis des Transistors 722 der F i g. 3B und andererseits mit dem Pluspotential des Schaltkreises über den Kollektor-Emitterkreis eines Transistors 728 und eines in Reihe geschalteten Widerstandes All verbunden. Die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors T21 ist mit der Basis des Transistors 7*28 verbunden, und von da aus über einen Widerstand Ä46 an das Pluspotential der Schaltung gelegt. Das Gate des Feldeffekttransistors

727 ist mit dem beweglichen Läufer eines Potentiometers P5 verbunden. Die Schaltung der F i g. 4 funktioniert im wesentlichen wie diejenige der F i g. 3A, wobei der zum Kondensator Cl analoge Kondensator CIl sich bei leitendem Transistor 726 auflädt, und sich über Γ28 und RIl entlädt, wenn 7*27 leitend ist, und das zum Potentiometer P3 analoge Potentiometer PS zum Bestimmen der Bezugsspannung dient

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Rechner zum Bestimmen des optimalen Kraftstoff-Sauerstoffgemischs für Verbrennungsmotoren mit einer Kippstufe, die synchron zur Motordrehzahl von einem Impulsgenerator gesteuert wird und Impulse abgibt, wobei die Impulsbreite mindestens von dem durch eine chemische Analysiersonde des Gasgemischs im Auspuffrohr ermittelten Spannungswert abhängig und die ermittelte Spannung in einem Integrationsregler verarbeitbar ist, und wobei die erzeugten Impulse zum Bestimmen der Öffnungszeit eines den Durchsatz eines Strömungsmittels, Sauerstoffträgers oder Brennstoffs steuernden Magnetventils verwendet werden, deren Dosierung von der Sonde meßbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippstufe eine bistabile Kippschaltung (8) aufweist, deren einer Eingang (8.1) an den Ausgang einer ersten Vergleichsschaltung (4) angeschlossen ist, und deren zweiter Eingang (7-9.2) an den Impulsgenerator (18) angeschlossen ist, wobei ein Eingang der ersten Vergleichsschaltung (4) mit der chemischen Analysiersonde (19) über den Integrationsregler (1,2,3) verbunden ist, der eine einerseits an die Sonde (19) und andererseits an einen Vergleichsgenerator (13) angeschlossene zweite Vergleichsschaltir g (2) umfaßt, daß ferner ein Ausgang (<?83) der bistabilen Kippschaltung (8) mit einer Integrierschaltung, die einen in Reihe mit einem Kondensator (C 7) geschalteten und mit dem zweiten Eingang der ersten Vergleichsschaltung (4) verbundenen Stromverstärker (7) umfaßt, und außerdem mit einer Steuervorrichtung (17) für die Öffnungszeit des Magnetventils verbunden ist, und daß der zweite Ausgang (Q-8.2) der bistabilen Kippschaltung (8) mit einem Eingang eines Entladeorgans (5) für den Kondensator (C7) verbunden ist.

2. Rechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrations-Regler (1, 2, 3) nacheinander einen Verstärker (1) für die Sonde, die zweite Vergleichsschaltung (2) und eine zweite Integrierschaltung (3) umfaßt, und der Verstärker (1) mit hoher Impedanz zwei Widerstände (Λ4, RS) aufweist, die eine doppelte Rückkopplung darstellen und ein höheres Eingangspotential erfordern, als es die Leerspannung des Eingangstransistors (Tl) ist, wobei eine Teilerbrücke (Ri- R 45) die Polarisie- so ningsspannung (23) an den Klemmen des Widerstandes (R 45) auf einen schwachen Wert zurückführt.

3. Rechner nach Anspruch 2, mit einem einen Lade- und Entladekreis aufweisenden Kondensator, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Integrier- « schaltung (3) einen ersten, durch seine Basis mit den Klemmen eines in den Kollektorkreis eines der die zweite Vergleichsschaltung (2) bildenden Transistoren (75-76) geschplteten Widerstands (R9) verbundenen Transistor (T8) aufweist, wobei der ίο erste der Transistoren (T5, T6) durch seinen Kollektor mit dem Pluspotential der Schaltung über in Reihe geschaltete Widerstände (A 12, /713) verbunden ist, und der den beiden Widerständen (R 12, R13) gemeinsame Punkt mit der Basis eines ersten Transistors (T7) verbunden ist, dessen Kollektor mit der Basis eines zweiten Transistors (T 13) in Verbindung steht, dessen Kollektor seinerseits mit der Basis eines dritten Transistors (T 12) verbunden ist, dessen Kollektor an den Kollektor eines vierten Transistors (TU) angeschlossen ist, dessen Basis wiederum mit dem Kollektor eines fünften Transistors (TlO) verbunden ist, dessen Emitter mit dem Emitter eines sechsten Transistors (T9) in Verbindung steht, dessen Basis schließlich an den den Widerständen (R 12 und R13) gemeinsamen Punkt angeschlossen ist

4. Rechner nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der den Kollektoren des dritten (T12) und des vierten (TH) Transistors gemeinsame Punkt über die Parallelschaltung des Integrations-Kondensators (Cl) mit einer Zenerdiode (Z2) an das Hochspannungspotential gelegt ist, und der Emitter des dritten Transistors (T12) über einen Widerstand (R 20) au das Hochspannungspotential angeschlossen ist, und der Emitter des vierten Transistors (TH) über einen weiteren Widerstand (R 19) an Masse gelegt ist, wobei der Ausgang (41) der ersten Integrierschaltung mit dem den Kollektoren des dritten und vierten Transistors (T 12 bzw. TH) gemeinsamen Punkt verbunden ist

5. Rechner nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des vierten Transistors (TU) über eine erste Zenerdiode (Z 1), und die Basis des zweiten Transistors (T13) über eine zweite Zenerdiode (Z 3) an Masse gelegt ist, und die Basis des fünften Transistors (TlO) einerseits über einen ersten Widerstand (R 15) an das Hochspannungspotential gelegt ist und andererseits über einen zweiten Widerstand (R 15) mit der Basis des sechsten Transistors (T9) verbunden ist, wobei ein dritter Widerstand (R 16) in Reihe zum Kollektor des sechsten Transistors (T9) zwischen dem Anschlußpunkt des zweiten Widerstandes (R 15) und Masse geschaltet ist

6. Rechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrations-Regler (1, 2, 3) aus zwei als Vergleichsschaltung angeordneten Feldeffekttransistoren (T26, T27) besteht, wobei der eine einen Integrations-Kondensator (CH) und der andere einen Transistor (T28) zum Entladen dieses Kondensators (C 11) speist.

7. Rechner nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er eine Rückkopplungsschleife zwischen dem zweiten Ausgang (<?-83) und dem ersten Eingang (K) der bistabilen Kippschaltung (8) aufweist, die umfaßt: einen ersten, mit seiner Basis über einen Widerstand (R 33) an den zweiten Ausgang (Q-83) angeschlossenen Transistor (T19), dessen Emitter ein regelbares Potentiometer (PA) aufweist und dessen Kollektor mit dem Kondensator (C 7) und der Basis des einen der beiden die erste Vergleichsschaltung bildenden Transistoren (T21 — T22) verbunden ist, wobei der Kollektor des letzteren Transistors (T21) mit der Basis eines dritten Transistors (T20) in Verbindung steht, dessen Kollektor mit dem ersten Eingang (K) der bistabilen Kippschaltung (8) verbunden ist

8. Rechner nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Ausgang (Q) der Kippschaltung (8) mit der Basis des Transistors (T21) der ersten Vergleichsschaltung (4) über einen Transistor-Verstärker (T18, T17) verbunden ist und der dem ersten Transistor (T 19) und dem Kondensator (C7) der ersten Integrierschaltung gemeinsame Punkt mit dem Kollektor des zweiten Transistors

(Γ17) des Verstärkers (TiB- 7*17) verbunden ist, und der Emitter dieses zweiten Transistors (7*17) an das Hochspannungspotential gelegt ist und damit den Entladekreis (5) far den Kondensator (C7) bildet

Die Erfindung betrifft einen Rechner zürn Bestimmen ι ο des optimalen Kraftstoff-Sauerstoffgemischs für Verbrennungsmotoren gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Ein derartiger Rechner ist bekannt (vergL FR-PS 22 38 049). Bei dem bekannten System zum Bestimmen \-> des Kraftstoff-Sauerstoffgemisches für Verbrennungsmotoren wird ein im Ansaugrohr des Motors angeordnetes Einspritzventil während der Dauer der Unstabilität eines monostabilen Multivibrators geöffnet, der synchron zur Motordrehzahl betätigt wird. Aus einer ausgehend von einer in der Auspuffleitung angeordneten Sonde erstellten Analyse wird eine Spannung abgeleitet, die über einen oberhalb einer bestimmten Schwelle ansprechenden Schalter und einen Integralregler direkt auf den monostabilen Multivibrator wirkt 2^r> und zusammen mit dem in der Ansaugleitung herrschenden Druck die Dauer der Unstabilität und damit die Öffnungszeit bestimmt Da jedoch die Sondenspannung in der Umgebung des optimalen Kraftstoff-Sauerstoffgemisches stark zwischen Extremwerten schwankt, wird in ein sehr weiter Spannungsregelbereich benötigt und ist die Ansprechzeit relativ groß, weshalb eine derartige Direktsteuerung nachteilig ist

Bei einem anderen bekannten System (vergl. FR-PS

20 35 177) ist ein synchron zur Drehzahl des Verbren- r> nungsmotors arbeitender, monostabiler Multivibrator vorgesehen, der Impulse für einen Impulsbreitenmodulator erzeugt, wobei das Steuersignal dieses Modulators vom Luftdruck in der Ansaugleitung und von einer auf den Kohlenmonoxydgehalt und/oder den Sauerstoffgehalt des Gasgemisches ansprechenden und in der Auspuffleitung des Motors angebrachten Registriereinrichtung abhängig ist, die eine Spannung erzeugt, die mit diesem Gehalt steigt und die abhängig von einem Signal korrigierbar ist das ein nahe der Registriereinrichtung 4"> toxischer Gase angeordnetes Thermoelement abgibt Die Impulsbreite steuert die Öffnungszeit der Kraftstoff-Einspritzveniile. Dabei kann das bekannte System auch ohne Impulssteuerung arbeiten, wobei dann von der Spannung der Registriereinrichtung ein Servomotor ■> <> zur Verstellung der Drosselklappe für die Regelung der Luftzufuhr gesteuert wird. In beiden Fällen handelt es sich um eine Proportionalsteuerung. Die durch d'e Form der Sondencharakteristik bedingten Nachteile machen sich bei dieser proportionalen Steuerung besonders v> deutlich bemerkbar, wobei im letzteren Fall noch eine besonders lange Ansprechzeit auftritt. Bei einer anderen Ausführungsform dieses bekannten Systems (vergl. FR-PS 22 01 404) wird der Multivibrator abhängig von der Ansaugluft gesteuert μ

Schließlich ist es. auch bekannt, daß ein motordrehzahlsynchroner monostabiler Multivibrator die Öffnungszeit der Einspritzventile abhängig vom Luftdurchsatz in der Ansaugleitung steuert (vergl. FR-PS

21 46 642). Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine von der

Sondencharakteristik unabhängige Regelung des optimalen Kraftstoff-Sauerstoffgemisches mit kurzer Ansprechzeit zu erreichen.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst

Die Erfindung wird durch die Merkmale der Unteransprüche weitergebildet

Bei der Erfindung steuert eine bistabile Kippstufe die Öffnungszeit des Magnetventils, die durch eine erste Vergleichsschaltung, einen Integrationsregler und einen Kondensator gesteuert wird, die durch ihr Zusammenwirken die Impulsbreite für die Öffnungszeit genau und mit kurzer Ansprechzeit steuern. In einer zweiten Vergleichsschaltung wird die Sondenspannung mit einer voreinstellbaren Vergleichsspannung verglichen. Unabhängig davon, ob sie diese überschreitet oder nicht wird der Integrationsregler in dem einen oder dem anderen Sinn angesteuert Die Öffnungszeit hängt somit nicht direkt von der Sondenspannung ab, vielmehr wird durch die Sondenspannung nur die Richtung deren Änderung bestimmt Das heißt die Öffnungszeit wird verlängert oder verkürzt, je nach dem ob die Sondenspannung größer oder kleiner ist als die Vergleichsspannung.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert In der Zeichnung zeigen:

F i g. 1 eine graphische Darstellung der Variierung der Maximalspannung einer Sonde in Abhängigkeit von der Temperatur,

Fig.2 ein Blockschema eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemgßen Rechners,

Fig.3A, 3B, 3C eine detaillierte Ausführung eines Rechners gemäß F i g. 2,

Fig.4 eine zweite Ausführungsform des in Fig.3A dargestellten Rechnerteiles,

F i g. 5 die an den Hauptpunkten des Ausführungsbeispiels der F i g. 3A, 3B, 3C auftretenden Spannungsformen.

F i g. 1 stellt die Variationskurve der Maximalspannung der Sonde in Abhängigkeit von deren Temperatur dar. Diese Kurve hat die Form einer Parabel, woraus man ersieht daß es sich bei der Sonde um einen nicht-linearen Meßfühler handelt.

Gemäß dem Ausführungsbeispiel der F i g. 2 ist eine Sonde 19, welche eine Analyse der Auspuffgase im Auspuffrohr E, z. B. die Bestimmung des Restsauerstoffgehaltes gestattet, an einen Verstärker 1, eine auf diesen folgende Vergleichsschaltung 2 und eine erste Integrierschaltung 3 angeschlossen. Die erste Vergleichsschaltung 2 ist über einen zweiten Eingang mit einem Vergleichsspannungsgenerator 13 verbunden. Eine Klemme des Unterbrecherschalters 18 ist über einen Signalumformer 11, eine monostabile Kippschaltung 10 und eine Teilerschaltung 9 durch zwei, die zueinander in Reihe geschaltet sind, angeschlossen an einen Eingang 9.2 eines bistabilen Multivibrators 8. Der zweite Eingang 8.1 des bistabilen Kippgliedes 8 steht mit dem Ausgang einer zweiten Vergleichsschaltung 4 in Verbindung, die über einen ihrer Eingänge mit dem Ausgang 3.1 der ersten Integrationsschaltung 3, und über ihren zweiten Eingang mit einem zweiten Integrator verbunden ist, der besteht aus einem Stromverstärker 7, einem Kondensator Cl und einem Entladeorgan 5 für diesen Integrator. Ein Ausgang 8.2 oder Q des bistabilen Multivibrators 8 ist mit dem Entladeorgan 5 verbunden. Der zweite Ausgang 83 oder Q des bistabilen Kippgliedes 8 ist einerseits mit dem Eingang des Stromverstärkers 7 des zweiten Integrators CT, und andererseits mit der Steuerspule 17 eines Magnetventils in Verbindung, das zur Lufteinspritzung mittels einer