Kompatibler AM-Stereo-Empfänger
Die Erfindung betrifft AM-Stereo-Empfänger zum Empfang einer Trägerwelle mit Stereo-Nachrichtengehalt, der in den
entsprechenden oberen und unteren Seitenbändern des übertragenen Signals erscheint. Ein solcher Empfänger ist aus
der deutschen Patentanmeldung P 14 16 141.2 bekannt.
Erfindungsgemäße AM-Stereo-Empfänger können Trägeranhebung
zur Verringerung der Signalverzerrung bei geringer Höhe der empfangenen Signalstärke und/oder Amplituden-Gegenmodulation
des Trägers und/oder Quadratur-Demodulation des empfangenen
Trägers zur Ableitung des Nachrichtengehalts eines Stereo-Differenz (L - R)-Signals aufweisen und In-Phase-Demodulation
(z. B. Htillenkurvendemodulatxon oder Produktdemodulation) zur Gewinnung des Nachrichtengehalts des Stereo-Summen
(L + R)-Signals aufweisen mit nachfolgender Phasenverschiebung und Vereinigung des Stereo-Summen- und Differenz-Signals
in bekannter Weise zur Erzeugung von Stereo-Ausgangssignalen (L und R). Modulation der Trägerwelle mit
einer Infraschallfrequenz (z. B. 15 Hz) wird vorzugsweise dazu verwendet, in dem Empfänger das Vorhandensein eines
stereo-modulierten Signals anzuzeigen. Die Erfindung betrifft
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ferner eine spezielle Empfängerschaltung mit der Möglichkeit zu stereophoner und monophoner Arbeitsweise und automatischer
Umschaltung zwischen beiden.
Kompatible stereophone AM-Ausstrahlung und ebensolcher Empfang
mit stereophonisch zusammenhängenden oberen und unteren Seitenbändern, wobei der Nachrichtengehalt des Differenz-Stereosignals
(L - R) die Trägerwelle phasenmoduliert und der Nachrichtengehalt des Summen-Stereosignals (L + R)
die Trägerwelle hüllenkurvenmoduliert, sind zusammen mit bestimmten
Bauarten von Empfängern für stereophonen Empfang einer in dieser Weise modulierten Trägerwelle in der deutschen
Patentanmeldung P 14 16 141.2 beschrieben. Eine weitere Erläuterung dieser kompatiblen stereophonen AM-Modulationstechnik
findet sich in dem Aufsatz "A Stereophonie System For Amplitude Modulated Broadcast Stations", IEEE
Transactions on Broadcasting, Band BX-17, Nr. 2, Juni 1971,
Seiten 50 - 55. Soweit diese Veröffentlichung hier von Bedeutung ist, wird auf sie verwiesen.
Es ist ferner das sogenannte "kompatible" stereophone AM-System von ÜS-PS 3 102 167 bekannt, bei dem im Effekt eine
angenäherte Quadratur-Modulationstechnik verwendet wird. Zur Verringerung der monophonen Verzerrung wird bei diesem System
ein relativer Phasenwinkel zwischen dem Träger und den Seitenbändern von ί 25 bis 30 Grad verwendet, wobei die beiden
Kanaisignale unter Verwendung eines phasenversetzten angehobenen Trägers und Produktdemodulator, jedoch ohne Kombination
der demodulierten Signale, entwickelt werden=
Aus US-PS 3 009 151 sind ferner stereophone Aussfcrahlungs-
und Empfangssysteme einschließlich eines Zweikanal-FM-ÄM-Stereosystems
bekannt, bei dem stereophonisch zusammenhän-
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gende Signale auf FM-Band- und AM-Band-Trägerwellen frequenz-
bzw. amplituden-aufmoduliert werden. Aus US-PS 3 068 475 ist
ein Stereo-Ausstrahlungs- und -Empfangssystem bekannt, bei dem das eine Stereosignal auf eine Trägerwelle amplitudenaufmoduliert
und das andere Stereosignal auf dieselbe Trägerwelle frequenz-aufmoduliert wird. Aus US-PS 3 167 614 ist es
bekannt, einen Infraschallton zur Anzeige des Vorhandenseins eines Stereosignals in einem AM/PM-Ausstrahlungssystem zu
verwenden. Aus US-PS 3 231 672 ist schließlich ein AM-Stereosystem
mit linear addierten Trägerwellen der gleichen Frequenz, jedoch in unterschiedlicher Phase bekannt, bei dem die
Trägerwellen mit den Stereosignalen amplitudenmoduliert sind.
Die Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch verschiedene Ausführungsformen von AM-Stereoempfängern
zum Empfang von Strahlungsenergie-Trägerwellen verwirklicht, die mit zwei Stereosignalen (L und R) moduliert sind, von
denen jedes als ein unabhängiges Einseitenband erster Ordnung erscheint, wobei der Träger mit dem Stereo-Summennachrichtengehalt
(L + R) im wesentlichen amplitudenmoduliert und mit dem Stereo-Differenz-Nachrichtengehalt (L - R) phasenmoduliert
isti Bei solchen Empfängern wird Quadratur-Demodulation
der Phasenmodulation, die den Stereo-Differenz-Nachrichtengehalt (L - R) des empfangenen Signals darstellt, und eines
oder mehrere der folgenden Verfahren zum Optimieren der Qualität des Stereo-Ausgangssignals verwendet:
1. Verwendung von Amplituden-Gegenmodulation des Trägers, d.' h. Verwendung der Hüllenkurvengrundschwingung (und
als bevorzugte Ausführungsformen eine oder mehrere Oberschwingungen)
zum zusätzlichen und inversen Modulieren des Empfängerträgers derart, daß die Verzerrung des Stereo-Differenzsignals,
das aus dem zusätzlich modulierten
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Träger abgeleitet wird, verringert wird;
2. Verwendung der Trägeranhebung, d. h. eines angehobenen Trägers, vorzugsweise mit einer phasenstarren Schleife
oder ähnlichen Steuerung des Trägerverstärkungseinganges derart, daß bei der Trägerverstärkung im wesentlichen
keine Phasenmodulationsverzerrung auftritt und daß das Stereo-Differenzsignal, das aus dem angehobenen Träger
abgeleitet wird, auch dann, wenn der empfangene Träger vollständig, d. h. zu 100 %, moduliert ist, keine
Rauschimpulse enthält;
3. In Verbindung mit einem der beiden obigen Verfahren Einrichtungen
zum Demodulieren und Verwerten eines Infraschalltones (z. B. 15 Hz), der als Anzeige für das Vorhandensein
eines Stereosignals dem empfangenen Träger aufmoduliert ist, wobei ein solcher Ton vorzugsweise zur
automatischen Steuerung des Empfängerausgangsmodus verwendet wird.
Weitere Merkmale und Vorteile ergeben sich bei den erfindungsgemäßen
Empfängern dadurch, daß Schaltkreiskomponenten wie Seitenbandfilter entfallen, wodurch sich die Schaltkreise
ohne weiteres zur Verwendung integrierter Schaltkreise eignen.
Ein Merkmal und Vorteil des AM-Stereo-Sende- und Empfangssystems und -Verfahrens der vorliegenden Erfindung ist die
wahlweise Modulation des Trägers mit einem Infraschallfrequenzsignal
zur Anzeige eines vorhandenen Stereosignals im Empfänger. Dieses Signal kann zur automatischen Umschaltung
des Empfangsmodus von stereophon auf monophon und umgekehrt und/oder als Träger-Abstimmungsanzeige verwendet werden.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung und Erläuterung bestimmter
typischer Ausführungsformen der Erfindung.
Fig. 1 zeigt in einem Blockdiagramm einen kompatiblen AM-Stereoempfanger
zum Empfang eines AM-Stereosignalsf wie es
z. B. in dem dargestellten Steuersender des Senders entwikkelt wird. Der Empfänger weist Anhebung der phasenmoduliertsn
Trägerwelle auf und besitzt eine Träger-Nachlaufschaltung mit Trägerselektion durch eine phasenstarre Schleife.
Der Empfänger weist ferner In-Phase-Demodulation in Form eines
Hüllenkurvendetektors zur Ableitung des Stereo-Summensignals (L + R) und Gegenmodulation des phasenmodulierten angehobenen
Trägers durch entweder die Grundschwingung der Hüllenkurve oder die Grundschwingung und Oberschwingungen, die
aus der empfangenen Trägerhüllenkurve abgeleitet sind, in Verbindung mit Quadratur-Demodulation der phasenmodulierten
und invers amplitudenmodulierten angehobenen Trägerwelle zur Ableitung eines Stereo-Differenzsignals (L - R) niedriger
Verzerrung auf. Der in Fig. 1 dargestellte Empfänger besitzt ferner eine Demodulationseinrichtung für einen Infraschallton
und elektronische Schalteinrichtungen, die auf diesen ansprechen und automatisch den Ausgangsmodus des Empfängers
ändern.
Fig. 2 zeigt in einem Blockdiagramm eine modifizierte Verfahrensweise
der Amplituden-Gegenmodulation des phasenmodulierten angehobenen Trägers mit der aus der Hüllenkurve abgeleiteten
Grundschwingung und Komponenten der zweiten Oberschwingung zur Verringerung der Signalverzerrung. Die Schaltung besitzt
in diesem Beispiel getrennte Amplitudenmodulatoren für die Hüllenkarvengrundschwingung und die Zweite-Oberschwingung-Komponente
der Hüllenkurve,
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Fig. 3 zeigt in einem Blockdiagramm ein weiteres modifiziertes Verfahren zur Amplituden-Gegenmodulation der phasenmodulierten
angehobenen Trägerwelle zur weiteren Verringerung der Verzerrung des Stereo-Differenzausgangssignals (L - R). Das
Verfahren beinhaltet in diesem Beispiel eine zusätzliche Amplitudenmodulation des phasenmodulierten angehobenen Trägers
mit aus der Hüllenkurve abgeleiteten Komponenten der zweiten und dritten Oberschwingung und ebenso der Grundschwingungs-Hüllenkurvenkomponente.
Fig. 4 ist eine Darstellung des Spektrums des empfangenen Signals mit angehobenem Träger, wie es in Fig. 1 beim Eingang
26 des Amplitudenmodulators 28 auftritt, und zwar in dem Fall, bei dem das empfangene Signal eine Trägerwelle ist, die im
einen Stereokanal (L) vollständig moduliert ist (Phasenmodulation von 0,5 Radiant und Amplitudenmodulation von 50 %) und
im anderen Stereokanal (R) keine Stereomodulation besitzt.
Fig. 5 ist ein Diagramm des Ausgangssignalsspektrums des Amplitudenmodulators,
wie es in Fig. 1 bei 48 auftritt, und dem in Fig. 4 gezeigten Spektrum des empfangenen Signals entspricht.
Sowohl bei der Grundschwingung als auch bei der zweiten Oberschwingung der Hüllenkurve des empfangenen Trägers
wird Gegenmodulation angewandtο
Fig. 6 zeigt in einem Blockdiagramm im Detail eine typische Träger-Nachlaufschaltung, wie sie in Fig. 1 verwendet wird;
Fig.,7 zeigt im Detail einen abgeänderten Teil der in. Fig<,
gezeigten Schaltung»
Fig. 8 zeigt im Blockäiagramm einen Teil einer Modifikation
des in Fig. 1 gezeigten Empfängers, wobei statt des Hüllenkurvendetektors
ein Produkt-Demodulator als In-Phase-Detek-
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tor, der das L +R-Signal ableitet, verwendet wird.
Fig. 1 zeigt in einem Blockdiagramm einen typischen erfindungsgemäßen
kompatiblen AM-Stereoempfänger. Die Antenne 10
ist über eine Leitung 12 mit einer herkömmlichen HF-ZF-Superhet-Schaltung 14 verbunden, die ein Zwischenfrequenz-Ausgangssignal
16 erzeugt, von dem ein Teil zu einer In-Phase-Demodulationseinrichtung
geführt wird, wie z. B. einem Hüllenkurvendetektor 18, als welcher sich ein herkömmlicher
Dioden-Detektorschaltkreis eignet. Das ZF-Ausgangssignal 16 wird zur Trägerselektion ohne Einführung von Phasenverzerrung
auch zu einem Träger-Nachlauffilterschaltkreis 20 geführt, z. B. einer phasenstarren Schleife. Dieser
Schaltkreis ist von an sich bekannter Bauweise (z. B. Signetics IC Nr. 562).
Das Ausgangssignal 22 des Träger-NachlaufSchaltkreises 20
stellt den Trägeranteil der empfangenen Trägerwelle dar und wird zu dem Summenschaltkreis 24 geführt, indem dieses Ausgangssignal
22 der empfangenen Trägerwelle (bei ZF) hinzugefügt wird. Ein Teil des Ausgangssignals 16 der HF/ZF-Stufen
14 wird ebenfalls als ein Eingangssignal zu dem Summenschaltkreis 24 geführt. Das vereinigte Ausgangssignal 26 des
Summenschaltkreises 24 besitzt in geeigneter Weise, wie es in Fig. 4 beispielhaft dargestellt ist, zu einem solchen Grad
Trägeranhebung, daß der angehobene Träger etwa die Hälfte höher
ist als der empfangene Träger, d. h. in dem speziellen dargestellten Beispiel eine relative Spannung von 1,5 Volt
im Vergleich zu einem relativen Trägerpegel in dem empfangenen Signal von 0,9415 Volt besitzt. Dieses phasenmodulierte,
angehobene Trägerwellen-Ausgangssignal eignet sich besser zur Demodulation zum Gewinnen der Phasenmodulation (nachdem es
in dem Amplitudenmodulator 28, wie nachfolgend im einzelnen
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erläutert wird, amplituden-gegenmoduliert wurde), da die angehobene
Trägerwelle keine momentane Nullamplitude, d. h. negative lOOprozentige Modulation, besitzen kann.
Das Ausgangssignal 22 des Träger-Nachlaufschaltkreises wird ferner einem Phasenschiebernetzwerk 30 zugeführt, das die Trägerphase
um 90 Grad versetzt. Das Netzwerk 30 führt das phasenverschobene Träger-Ausgangssignal 32 dann dem Produktdemodulator
34 zu. Das Netzwerk 30 und der Demodulator 34 stellen zusammen einen an sich bekannten Quadratur-Demodulator dar,
der insgesamt mit 36 bezeichnet ist. Das Phasenschieber-Netzwerk 30 kann von herkömmlicher, an sich bekannter Bauart sein,
wie es in "Radio Engineer Handbook", Keith Henny, 5. Ausgabe, McGraw-Hill Company, New York, New York, 1959, Kapitel 12, und
Seiten 16 - 52. Ein geeigneter, an sich bekannter Produktdemodulator
34 kann ferner z. B. der Baustein Motorola IC Nr. MC 1596 L sein.
Das Ausgangssignal 38 des In-Phase-Detektors 18 ist die Amplitudenmodulations-Hüllenkurve
der empfangenen Trägerwelle und ist im besonderen die Grundschwingung, da die Amplitudenmodulation
oder Hüllenkurve bei dieser Art von AM-Stereoübertragung eine im wesentlichen verzerrungsfreie Widergabe des Stereo-Summennachrichtengehalts
(L + R) in den Seitenbändern der empfangenen Trägerwelle ist, wie es an sich bekannt ist. Dieses
Hüllenkurven-Grundschwingungssignal 38 wird zu dem Verstärker 40 geführt, und das verstärkte Ausgangssignal· 42 liegt an
dem Summenschaltkreis 44 an, der dann das Niederfrequenz-Modulationseingangssignal
46 für die Amplitudenmodulation der phasenmodulierten, angehobenen Trägerwelle (Ausgangssignal 26) in
dem Amplitudenmodulator 28 liefert. Das Ausgangssignal 48 des
Amplitudenmodulators 28 kann als invers amplitudenmodulierte (amplituden-gegenmodulierte), phasenmodulierte angehobene Trägerwelle
bezeichnet werden und wird als das zweite Eingangssi-
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gnal für den Produktdemodulator 34 in dem Quadratur-Demodulatorschaltkreis
36 verwendet.
Als wesentliches Merkmal der vorliegenden Erfindung verringert die zusätzlich auf die Trägerwelle in dem Amplitudenmodulator
28 angewandte Amplitudenmodulation die Verzerrung wesentlich, die ansonsten im Ausgangssignal des Quadratur-Demodulators
36 auftreten würde. Wird die Hüllenkurven-Grundschwingung (Ausgangssignal 38) als das einzige Eingangssignal
des Amplitudenmodulators 28 verwendet (dieser Betriebszustand wird dadurch verwirklicht, daß der Handschalter 52
offengelassen wird), so wird die Verzerrung in dem demodulierten Ausgangssignal bis auf etwa 4 % verringert (Vergleichsbasis
ist die Spannung) . Wenn eine weitere Verringerung des Klirrfaktors in dem Stereo-Differenzsignal
(L - R) gewünscht wird oder erforderlich ist, so kann durch Schließen des Schalters 52 der Freguenzverdoppler 54 eingeschaltet
werden. Bei dieser Arbeitsweise ist das Zweite-Oberschwingung-Ausgangssignal
56 des Frequenzverdopplers 54 in dem Summenschaltkreis 44 mit der Hüllenkurven-Grundschwingung
(Ausgangssignal 42) vereinigt, wodurch sowohl Grundschwingungsals
auch Oberschwingungs-Hüllenkurvenkomponenten am Niederfrequenzeingang 46 des Amplitudenmodulators 28
vorliegen und sich eine weitere Verringerung der Verzerrung ergibt. Das näherungsweise Optimum der relativen Höhen der
Amplitudenmodulation in dem Amplitudenmodulator 28 beträgt bei der Grundschwingungsmodulation etwa 26 % und der Zweite-Oberschwingung-Modulation
etwa 8 % der gesamten Modulationsspannung (Vergleichsbasis ist die Spannung). Bei diesen Werten
für die Amplituden-Gegenmodulation ist der gesamte Klirrfaktor zweiter oder höherer Ordnung, der in dem Ausgangssignal
50 des Quadratur-Deitiodulators 36 auftritt, auf etwa 0,8 %
(Spannungsvergleich) reduziert.
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Ein an sich bekanntes Phasenschieber-Netzwerk wird zum Vereinigen des Stereo-Differenz-Ausgangssignals (L - R) 50 mit
dem Hüllenkurven-Grundschwingungs-Ausgangssignal (L + R) 38 verwendet, um in an sich bekannter und unten näher beschriebener
Weise relativ verzerrungsfreie Stereosignale (L und R) zu erzeugen.
Das in Fig. 1 gezeigte Empfängersystem spricht auf Ultraschallmodulation
des Trägers an, zeigt das Vorhandensein eines
Stereosignals an und stellt vorzugsweise automatisch den Empfängerausgang auf den Stereomodus ein und behält diesen
bei, wenn ein Stereopräsenzsignal vorhanden ist. Das automatische
Umschalten des Empfängerausgangsmodus wird mittels Steuerung eines elektronischen Schalters 58 erreicht, wie es
unten ebenfalls im einzelnen erläutert wird. Im geschlossenen Zustand verbindet der elektronische Schalter 58 den Demodulatorausgang
50 mit einem 0 -45''-Phasenschieber-Netzwerk 60,
dessen Ausgangssignal 62 zu dem Summenschaltkreis 64 und dem
Differenzschaltkreis 66 geführt wird. Das Stereo-Summensignal
(L + R), das als Detektorausgangssignal 38 auftritt, wird in gleicher Weise einem zugeordneten 0 +45°-Phasenschieber 68
zugeführt, dessen Ausgangssignal 70 ebenfalls zu den Summen- und Differenzschaltkreisen 64, 66 geführt wird. Wie angegeben,
sind die Phasenschieber 60 und 68 ein Phasenschieberpaar (0-45° und 0+45°), das von an sich bekannter Bauart
ist und eine relativ konstante relative Phasendifferenz von im wesentlichen 90 Grad innerhalb eines effektiven Tonfrequenzbereiches
liefert und relativ konstante Signalamplituden beibehält. Bei dfeser Bauart eines Ausgangsschaltkreises
bevorzugt im allgemeinen der Summenschaltkreis 64 den Stereo-Nachrichtengehalt des linken oder L-Kanals und wird
folglich der L-Lautsprecher 68 durch das L-Stereosignal getrieben.
In ähnlicher Weise bevorzugt der Differenzschaltkreis 66 den Nachrichtengehalt des rechten oder R-Kanals und
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treibt den R-Lautsprecher 70. Wie es selbstverständlich bekannt
ist, tritt stereophonisch nicht unterscheidbarer Nachrichtengehalt in den empfangenen Signalseitenbändern (d. h.
monophoner Nachrichtengehalt) einfach als doppelte Seitenbänder erster Ordnung in der empfangenen Trägerwelle auf,
d. h. tritt als herkömmliche Doppelseitenband-Amplitudenmodulation
auf und erscheint als Teil der demodulierten Hüllenkurve und treibt sowohl den L-LautSprecher 68 als auch
den R-Lautsprecher 70 monophon.
Der elektronische Schalter 58 wird durch den Infraschallton (z. B. 15 Hz) gesteuert, der als Modulation auf dem Träger
des empfangenen Signals auftritt. Geht man davon aus, daß der Infraschallton durch Amplitudenmodulation des Trägers
ausgestrahlt wird (man geht z. Z. davon aus, daß dies die bevorzugte Modulationsart ist), so ist der Schalter 72 in
Fig. 1 in der richtigen Stellung für das Ansprechen auf die Infraschallton-Anzeige für Stereo dargestellt, da die Infraschall-Hüllenkurvenkomponente,
die in dem Detektorausgangssignal 38 auftritt, durch den Schalter 72 zu dem Bandpaßfilter
74 geführt wird, der das isolierte Infraschallton-Aus gangs signal 76 zu dem Verstärker 78 führt, dessen Ausgangssignal
80 die Stereopräsenz-Indikatorlampe 82 erregt. Das Infraschallton-Ausgangssignal 80 wird auch an den Detektor
gelegt, der eine Gleichspannungskomponente am Ausgang 86 erzeugt, die den elektronischen Schalter 58 schließt, wenn der
Stereo-Infraschallton vorhanden ist. Eine weitere mögliche Arbeitsweise besteht darin, daß der Infraschallton, der das
Vorhandensein eines Stereosignals anzeigt, auf die Trägerwelle phasenmoduliert wird.
Bei diesem Arbeitsmodus erzeugt der Quadraturdemodulator
des in Fig. 1 gezeigten Empfängers als Teil seines Ausgangssignals 50 den Infraschallton, der das Vorhandensein eines
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Stereosignals anzeigt, und ist der Schalter 72 in seine zweite Position 72' geschaltet, um das Demodulator-Ausgangssignal
50 an das Bandpaßfilter 74 zu geben, wobei das Filter-Ausgangssignal 76 den Stereo-Indikator 82 und den elektronischen
Schalter 58 in der gleichen Weise wie oben angegeben steuert. Wenn zur Modulation des Infraschalltones auf den Träger Phasenmodulation
oder dergleichen (z. B. Quadratur-Modulation) verwendet wird, so ist zu beachten, daß der Träger-Nachlaufschaltkreis
20 in seinem Ausgangssignal· 22 genügend schmal sein muß, so daß er nicht der Infraschallmodulation des Trägers folgt oder
nachläuft. Wenn er folgen müßte, so würde der Infraschallton stark gedämpft und würde die Stereo-Ansprechschaltung (z. B.
der elektronische Schalter 58) außer Betrieb gesetzt. In Fig. 1 ist ferner der Handschalter 88 gezeigt, der geschlossen wird,
falls der Empfänger nur für Stereo-Empfang verwendet werden
soll. Bei diesem Arbeitsmodus mit geschlossenem Schalter 88 ist der Schalter 72, das Bandpaßfilter 74, der Verstärker 78,
die Stereolampe 82, der Detektor 84 und der elektronische Schalter 58 unnötig, da der Schalter 88 das Ausgangssignal
50 des Produkt-Demodulators und den zugeordneten Phasenschieber 60 unmittelbar verbindet.
Fig. 2 zeigt einen Teil einer modifizierten Form eines erfindungsgemäßen
AM-Stereo-Empfängers, wobei die Empfängerschaltung,
abgesehen von dem in Fig. 2 gezeigten und unten erläuterten Teil, Fig. 1 entspricht. Gemäß Fig. 2 besitzt die modifizierte
Schaltung anstatt des einen Modulators 28 von Fig. 1 zwei Amplitudenmodulatoren 28' und 28*'. Der Verstärker 40,
dessen Eingangssignal das Ausgangssignal 38 des Detektors ist, liefert das Grundschwingungskomponenten-Eingangssignal 42
(wie in Fig. 1) für den ersten Amplitudenmodulator 28'. Bei dieser modifizierten Schaltung ist das Ausgangssignal des
ersten Amplitudenmodulators 28' das Eingangssignal 90 für den zweiten Airiplitudenniodulafcor 288' und wird ein zusätzliches
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Niederfrequenz-Eingangssignal 92 für den Amplitudenmodulator 28' ' aus dein Frequenzverdoppler 54 abgeleitet. Das Ausgangssignal
9.4 des zweiten Amplitudenmodulators 28'' wird dann als das Eingangssignal des Produkt-Demodulators 34 verwendet.
Diese Anordnung erfordert zwar einen zweiten Amplitudenmodulator 28'', bewirkt jedoch eine etwas geringere Verzerrung
als die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung.
Fig. 3 zeigt einen weiteren modifizierten Amplituden-Gegenmodulationsschaitkreis#
der die Verzerrung in dem demodulierten Stereo-Differenzausgangssignal noch unter die der in Fig.
2 gezeigten Anordnung verringert. Bei dem Schaltkreis von Fig.
3 wird das Ausgangssignal 42 des Verstärkers 40 zu dem Frequenzverdoppler
54 (wie in Fig. 1) geführt, der wiederum ein Zweites-Oberschwingung-Ausgangssignal 56 (wiederum so wie in
Fig. 1) zu dem Summenschaltkreis 44' liefert. Die Arbeitsweise des Verstärkers 4O7 des Frequenzverdopplers 54 und des
Frequenzverdoppler-Ausgangssignals 56, das in dem Summenschaltkreis
44' mit dem Grundschwingungs-Ausgangssignal 42 vereinigt wird, ist die gleiche wie bei der Schaltung in Fig.
1, wenn der Schalter 52 geschlossen ist. In Fig. 3 wird jedoch
von einer weiteren Hüllenkurven-Grundschwingungskomponente 42 des Verstärkers 40 Gebrauch gemacht, der mit einem
Frequenzverdreifacher 96 verbunden ist, dessen Dritte-Oberschwingung-Ausgangssignal
98 ebenfalls zu dem Summenschaltkreis 44' geführt wird und mit der Grundschwingungskomponente
42 und der Zweiten-Oberschwingung-Komponente 56 vereinigt wird, und zwar in einer Weise, daß vom Summenschaltkreis 44'
ein Ausgangssignal 100 an den Amplitudenmodulator 28 gelegt wird, das in noch höherem Ausmaß von den Seitenbandkomponenten
vierter Ordnung frei ist, die ansonsten eine Verzerrung in dem Stereo-Differenzausgangssignal verursachen würden (z.
B. bei dem Signal 50 des Quadratur-Demodulators 36 in Fig. 1),
Eine weitere Auswahl von Oberschwingungs-Komponenten-Eingangs-
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Signalen für den Summenschaltkreis (44 oder 44'} zur weiteren Verringerung der Verzerrung des demodulierten Ausgangssignals
des Stereo-Differenzsignals ergibt sich für den Fachmann.
Aus der vorausgehenden Erläuterung verschiedener Ausführungsformen erfindungsgemäßer Empfängerschaltkreise besteht der
Grundgedanke der Erfindung, der bei dieser Bauart eines AM-Stereo-Empfängers
angewandt wird, allgemein in der Verringerung der Stereosignalverzerrung durch Verwendung einer oder
mehrerer Komponenten, die aus den Hüllenkurven der empfangenen Trägerwelle zur Gegenmodulation der gesamten Welle (mit
Trägeranhebung oder anderweitig) , wodurch unerwünschte Spektralkomponenten, die ansonsten eine Verzerrung hervorrufen
würden, wenn das Stereo-Differenzsignal durch den Quadratur-Demodulator
oder ähnliche Einrichtungen demoduliert wird vollständig oder nahezu vollständig ausgelöscht werden.
Fig. 4 zeigt schematisch das Spektrum des modulierten Trägers, der durch den in Fig. 1 gezeigten Empfänger empfangen wird,
wobei der Träger durch die Träger-Nachlauffilterschaltung angehoben
ist. Bei dem typischen Beispiel des empfangenen Signals ist die Trägerwelle in dem einen Stereokanal (L) vollständig
moduliert und in dem anderen Stereo-Kanal (R) nicht moduliert.
Die theoretische Analyse zeigt, daß die Demodulation dieses Signals durch einen Quadratur-Demodulator und ohne jede zusätzliche
Amplitudenmodulation, d. h. wenn das empfangene Signal mit dem angehobenen Trägerausgangssignal 26 in Fig. 1
ohne jede zusätzliche Modulation in dem Amplitudenmodulator 28 unmittelbar dem Produkt-Demodulator 34 zugeführt würde,
ein Stereo-Differenzausgangssignal am Ausgang 50 liefert, das
durch einen Klirrfalctor zweiter Ordnung von
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etwa 13 %, genau 13,05 %, und einen Klirrfaktor dritter
Ordnung von 2 1/2 %, genau 2,33 %, bei einem Vergleich aufgrund der Spannung gekennzeichnet ist. Obwohl diese
Werte der Oberschwingungsverzerrung oder des Klirrfaktors bei manchen Systemanwendungen als tolerierbar angesehen werden
können, sind solche Verzerrungswerte jedoch vom Standpunkt des kommerziellen Rundfunks aus betrachtet offensichtlich
zu groß. Es ist jedoch ein wesentliches Merkmal und ein wesentlicher Vorteil der vorliegenden Erfindung, daß solche
Klirrfaktorwerte durch selektive Gegenmodulation der phasenmodulierten Trägerwelle mit der demodulierten Hüllenkurvenwelle
auf kommerziell annehmbare Werte verringert werden kann. Wenn eine solche Amplituden-Gegenmodulation zur nahezu vollständigen
Beseitigung des Klirrfaktors zweiter Ordnung verwendet werden soll, so zeigen theoretische Überlegungen, daß
das Gegenmodulations-Eingangssignal den Modulationsprozentsatz der phasenmodulierten Trägerwelle um einen Faktor von
etwa 26 % verringern soll. Wird das Verfahren der Gegenmodulation der phasenmodulierten Trägerwelle mit der Grundschwingung
der Hüllenkurve angewendet (d. h. der Schalter 52 in Fig. 1 ist geöffnet und das Ausgangssignal 42 des Verstärkers
40 über den Summenschaltkreis 44 an den Eingang 46 des Amplitudenmodulators 28 gelegt), so wird der Klirrfaktor zweiter
Ordnung auf etwa 0,30 % reduziert und beträgt der kubische Klirrfaktor etwa 4,1 %. (Bei einem speziellen Beispiel bewirkte
der Wert der Gegenmodulation eine Verringerung der Trägermodulation von 26,09 %, wobei der Klirrfaktor zweiter Ordnung
0,30 % und der kubische Klirrfaktor 4,13 % bei der Spannung als 'Vergleichsbasis betrug.) Obwohl ein solcher Wert des kubischen
Klirrfaktors tolerierbar ist, macht sein erheblicher Wert es jedoch wünschenswert, den kubische Klirrfaktor ebenfalls
zu reduzieren. Dies kann bei dem in Fig. 1 gezeigten Empfänger durch Schließen des Schalters 52 geschehen, wodurch
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eine frequenzverdoppelte Hüllenkurvenkomponente (das ist eine Komponente der zweiten Oberschwingung der Hüllenkurve) dem
Gegenmodulations-Eingangssignal 46 des Amplitudenmodulators
28 hinzugefügt wird. In einem Beispiel mit einem Hüllenkurven-Grundschwingungs-Eingangssignal
(bei 42) von etwa 26 % und einem Hüllenkurven-Eingangssignal der zweiten Oberschwingung
(bei 56 vom Frequenzdoppier 54 kommend) von etwa 8 % bei Spannungsvergleich besitzt die amplituden-gegenmodulierte,
phasenmodulierte angehobene Trägerwelle, wie sie am Ausgangssignal 48 des Amplitudenmodulators 28 auftritt, im wesentlichen
die in Fig. 5 gezeigte spektrale Verteilung. (In einem speziellen Fall betrug der Wert der Grundschwingungskomponente
der Außer-Phase-Amplitudenmodulation 26,09 % und die Amplituden-Gegenmodulation
der zweiten Oberschwingung 8,115 %, wobei
sich die in Fig. 5 gezeigte spektrale Verteilung ergab.) Bei einer solchen Anwendung der Amplituden-Gegenmodulation der
Grundschwingung und zweiten Oberschwingung betrug bei dem zitierten speziellen Beispiel der Klirrfaktor zweiter Ordnung
0,295 %, der Klirrfaktor dritter Ordnung 0,145 % und Klirr- · faktor vierter Ordnung 0,725 %.
Wie bereits erwähnt, ist ein alternatives Verfahren zum Amplituden-Gegenmodulieren
der phasenmodulierten, angehobenen Trägerwelle mit sowohl der Grundschwingungs-Hüllenkurve als auch
der Hüllenkurvenkomponenten der zweiten Oberschwingung in Fig. 2 gezeigt. In diesem Fall geschieht die Modulation der angehobenen
Trägerwelle mit der Grundschwingung in einem ersten Amplitudenmodulator 28" und mit der zweiten Oberschwingung der
Hüllenkurve in einem zweiten Amplitudenmodulator 2811. Untersuchungen
haben ergeben, daß die Verwendung getrennter Amplitudenmodulators tuf en für die Grundschwingungs- und Zweite-Oberschwingungs-Gegenmodulationskomponenten
zu einer etwas geringeren Verzerrung im Vergleich zur Verwendung einer einzigen Amplitudenmodulatorstufe wie in Fig. 1 führt.
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Als weitere Verbesserung in Richtung einer Optimierung der Verzerrungsverringerung im Stereo-Differenzausgangssignal
in Fig. 1 zeigt Fig. 3 eine weiter modifizierte Schaltung mit einem Frequenzverdreifacher 96 und einem Frequenzverdoppler
54, die entsprechenden Hüllenkurven Oberschwingungsausgangssignale
98 und 56 liefern, die in dem Summenschaltkreis 44' zur weiteren Verringerung der Außerbandverzerrung
mit dem Grundschwingungs-Hüllenkurvenausgangssignal 42 vereinigt werden.
Die Verringerung der Seitenbandverzerrung höherer Ordnung kann durch Hüllenkurvenkomponenten-Eingangssignale entsprechend
höherer Ordnung weiter verbessert werden. Für den Fachmann ergibt sich dabei, daß die Technik der Verringerung der
Verzerrung durch Gegenmodulation der phasenmodulierten Trägerwelle mit Grundschwingungs- und Oberschwingungskomponenten
der Hüllenkurve der empfangenen Welle und verschiedener Relativwerte zur Erreichung des angestrebten Zieles viele
Auswahlen von Komponenten und Komponentenwerten zuläßt.
Fig. 6 zeigt im Detail einen typischen Träger-Nachlauffilter-Schaltkreis
(carrier track filter circuit) der in Fig. 1 insgesamt mit 20 bezeichneten Bauart. Geht man davon aus,
daß ein typischer Empfänger Trägerfrequenzfehlern und einer Trägerfrequenzdrift im Bereich von etwa 1 800 Hz folgen oder
nachlaufen muß, so erfordert ein guter Träger-Nachlauf zur Realisierung eines angehobenen Trägersignals ohne wesentliche
Phasenverzerrung, daß der Träger-Nachlaufschaltkreis wesentlich schmäler als * 800 Hz ist, da ein solcher Durchlaßbereich
zusätzlich zu dem gewünschten Träger viele Seitenbands ignalkomponenten durchlassen würde, insbesondere da diese
Seitenbandkomponenten im Stereobetrieb nicht notwendigerweise symmetrisch sind und die Träger-Nachlaufschaltung der
sich ergebenen Phasenmodulationskomponenten der Stereowelle
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folgen würde, anstatt nur den Träger durchzulassen, wenn der Durchlaßbereich zu breit ist. Die in Fig. 6 gezeigte Träger-Nachlaufschaltung
führt' aus diesem Grunde das Eingangssignal 16 des empfangenen Trägers zuerst einem ersten phasenstarren
Schleifenschaltkreis (phase locked loop circuit; PLLA) 100
zu , der von geeigneter Bauart sein kann, wie z. B. Signetics IC Nr. 562 B, und einen Durchlaßbereich von ί 800 Hz
besitzt. Das Ausgangssignal 102 der phasenstarren Schleife 100 wird dann einem Frequenzteiler-Schaltkreis 104 zugeführt,
indem die Frequenz des Trägers durch eine geeignete ganze Zahl, z. B. 16, geteilt wird. Die Frequenzteilung dient dazu,
auch den Frequenzfehler durch eine gleiche Größe zu teilen
(die Seitenbänder werden dabei jedoch nicht näher zusammengeschoben, da der Seitenbandabstand durch Frequenzteilung
oder Frequenzvervielfachung nicht geändert wird). Mit dem Träger und jedem Frequenzfehler durch die gewählte ganze Zahl geteilt,
wird das Ausgangssignal· 106 verringerter Frequenz einem zweiten phasenstarren Schleifenschaltkreis (PLLB) 108 (z. B.
ebenfalls ein Signetics IC Nr. 562 B) zugeführt, der in dem gewählten Beispiel einen Durchlaßbereich von i 50 Hz besitzt.
Dieser Schaltkreis 108 wirktim Effekt als ein Träger-Nachlauffilter
(carrier tracking filter, das ist ein Bandpaßfilter, dessen Mittelfrequenz dem Mittelwert der Frequenz des Eingangssignals entspricht), ist jedoch ausreichend schmal, um keinen
wesentlichen Betrag an Sextenbandmodulation durchzulassen, so daß das gefiiterte Ausgangssignal· 110 im wesentiichen nur aus
dem verfoigten Träger bei reduzierter Frequenz besteht. Zur Isolierung der ursprünglichen Trägerfrequenz wird das gefilterte
Ausgangssignal 110 dann zu einem Frequenzverfielfacher-Schaltkreis
112 geführt, indem es mit einer geeigneten ganzen Zahl multipliziert wird (im gewählten Beispiel mit 16) und
der ein Ausgangssignal· 22 liefert, das der verfolgte Träger
bei der empfangenen Trägerfrequenz ist und das dem Summenschaitkreis
24 und dem Phasenschieber 30 (Fig. 1) zugeführt
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Die Träger-Nachlaufschaltung 20 soll allgemein eine Bandbreite
besitzen, die den erwarteten Frequenzdriften in den Sender und Empfänger folgen kann. Diese Betrachtung läßt
sich in manchen Fällen nicht mit der Verwendung von Phasenmodulation für den Infraschallton vereinbaren. Aus diesem
Grund wird ein solcher Ton vorzugsweise dem Träger amplituden-aufmoduliert,
wodurch jede Schwierigkeit des Schaltkreises 20 beim Verfolgen des Infraschalltones vermieden wird.
Da die Frequenzteilung in der Stufe 104, wie oben erläutert,
stattfindet, ist es notwendig, die Phase des Ausgangssignales 22 des Filtersystems mit der Phase des empfangenen Trä-'
gers zu vergleichen. In Fig. 6 geschieht dies dadurch, daß
ein Teil des Ausgangssignales 22 zu dem Phasendetektor 114 gelangt (z. B. Motorola IC Nr. MC 4004 P) und durch einen
Tiefpaßfilter (TPF) 116 mit einer typischen Zeitkonstante von 15 Millisekunden, wodurch ein Steuerspannungseingangssignal
118 für den phasenstarren Schleifenschaltkreis 100 geliefert
wird. Das Träger-Nachlaufausgangssignal 22 wird bezüglich der Phase im Phasendetektor 114 mit der Phase der
Eingangswelle 16 verglichen und das Steuerspannungs-Ausgangssignal 118 des Phasendetektors korrigiert jeden größeren
Phasenfehler zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal (bei einer Frequenzteilung von 16 bestehen 16 verschiedene
phasenstabile Punkte, bei denen der phasenstarre Schleifenschaltkreis 108 einrasten kann, Wenn nicht die Phasensteuerung
vorhanden-wäre, die durch den Phasendetektor
auf die phasenstarre Schleife 100 ausgeübt wird). Die durch den'Phasendetektor 114 auf die phasenstarre Schleife 100 ausgeübte
Steuerung wird mittels eines Tiefpaßfilter-Schaltkreises 116 relativ langsam bewirkt und funktioniert im Prinzip
in der Weise, daß sie größere Phasenfehler korrigiert, die auftreten können, wenn das Gerät eingeschaltet wird oder wenn
ein beträchtlicher Trägerfading vorhanden ist, der den Frequenzteiler-Schaltkreis
104 "einen Zahn weiterrutschen läßt".
Fig. 7 zeigt in Blockform eine weitere modifizierte Schaltkreiseinzelheit,
die eine Vereinfachung der Träger-Nachlaufschaltung von Fig. 6 bringt. Im Grunde kann die phasenstarre
Schleife 108 und die Frequenzvervielfacherstufe 112 des in
Fig. 6 gezeigten Schaltkreises durch die in Fig. 7 gezeigte Schaltung ersetzt werden, die an sich bekannt ist. Bei dieser
Art von Schaltkreis wird das in der Frequenz geteilte Trägerausgangssignal 106 an einen Phasendetektof 102 gelegt,
dessen Ausgangssignal 122 einen spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) 124 treibt, der das verfolgte Trägerausgangssignal
22 bei der gewünschten Frequenz erzeugt. Der spannungsgesteuerte Oszillator 124 arbeitet bei der 16fachen Frequenz
der am Eingangssignal 106 auftretenden Eingangsfrequenz.
Dieses Ausgangssignal 22 wird ferner dem Frequenzteiler 126 zugeführt, der die Frequenz wiederum genau durch 16 teilt.
Das Ausgangssignal 128 des Frequenzteilers 126 gelangt zu
dem Phasendetektor 120, indem die Phase des in der Frequenz geteilten Ausgangssignals 128 mit der. Phase des Eingangssignales
106 verglichen wird, wobei der Phasendetektor 120 das
Ausgangssignal 122 erzeugt, das in dem spannungsgesteuerten Oszillator 124 dazu dient, die Phase des Ausgangssignales
in Phase mit der Phase des Eingangssignales zu halten. Anders ausgedrückt, funktioniert die in Fig. 7 gezeigte Schaltung
als eine normale phasenstarre Schleife, jedoch mit einer Frequenzteilung von 16 auf dem Rückkopplungsweg und mit
einem Arbeiten des spannungsgesteuerten Oszillators bei dem 16fachen der Eingangsfrequenz, wodurch exakte In-Phase-Frequenzvervielfachung
erreicht wird.
Fig. 8 zeigt einen Teil einer weiter modifizierten Form eines
erfindungsgemäßen AM-Stereo-Empfängers, der abgesehen von dem
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in Fig. 8 gezeigten und nachfolgend erläuterten Teil die in Fig. 1 (oder Fig. 2 oder 3) gezeigte Schaltung besitzt.
Anstatt des Hüllenkurvendetektors 18 von Fig. 1 wird bei dieser modifizierten Ausführungsform ein Produktdemodulator
181 als In-Phase-Detektor zum Ableiten des L +R-Ausgangssignales
38 verwendet, wobei ein Eingangssignal 22 des verfolgten Trägers auch dem Demodulator 18' zugeführt
wird. Obwohl der Produkt-Demodulator 18' etwas komplizierter ist als der Hüllenkurvendetektor 18, ist er im Hinblick
auf den Rauschabstand vorteilhaft und wird er gegenwärtig bevorzugt, insbesondere unter verrauschten Bedingungen.
Für den Fachmann ergeben sich aus den oben erläuterten Ausführungsbeispielen
im Rahmen der nachfolgenden Ansprüche weitere Anwendungs- und Anpassungsmöglichkexten der erfindungsgemäßen
Stereo-Empfänger.
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