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Kollektorloser Gleichstrommotor
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(Zusatz zu P 22 25 442.8 und P 22 52 727.1) Die Erfindung betrifft
einen kollektorlosen Gleichstrommotor mit permanentmagnetischem Rotor, welcher Motor
eine im Betrieb ein elektromagnetisches Wechselfeld und demzufolge ein Lücken aufweisendes
elektromagnetisches Drehmoment erzeugende Wicklung sowie Mittel aufweist, um aus
dieser Wicklung in ihr durch den rotierenden Rotorniagneten induzierte Spannungen
abzunehmen und die abgenommena Spannung in der Phase, vorzugsweise um etwa 1800,
zu verschieben und mit der phasenverschobnen Spannung die Drehzahl des Motors zu
regeln, insbesondere nach Patentanmeldung P 22 25 442.8 und P 22 52 727.1.
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Geregelte Motoren nach der DOS 2 252 727 haben sowohl aui 6e66 0 4
4 Motorseite wie auf der Elektronikseite einen sehr einfachen Aufbau und sind deshalb
preiswerter als die bislang üblichen kollektorlosen Motoren mit vier Wicklungen,
von denen jede separat über Transistoren mit Strom versorgt werden muß.
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Bei allen kollektorlosen Motoren, bei denen die Istwertspannung für
entweder die Drehzahlregelung über eine separate Tachowicklung erzeugt oder direkt
aus der Motorwicklung entnommen wird, besteht eine Schwierigkeit darin, daß diese
Istwertspannung außer von der Drehzahl auch von anderen Faktoren abhängt, insbesondere
von der Temperatur, da sich bei ansteigender Temperatur der Magnetismus des Rotormagneten
verringert, und von Alterungserscheinungen des Rotormagneten. Beide Faktoren verringern
die Istwertspannung und führen bei den bekannten Anordnungen daher zu einem Anstieg
der Drehzahl mit steigender Temperatur und/oder steigendem Alter.
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Die Temperaturabhängigkeit kann mittels temperaturabhängiger Widerstände
teilweise kompensiert werden, vgl. den Widerstand 87 bei der DOS 2 252 727, doch
gelingt dies niemals perfekt. Die Alterung des Rotormagneten kann durch künstliche
Alterung vor dem Einbau berücksichtigt werden, doch ist dieses Verfahren teuer und
daher in der Anwendung auf hochwertige Antriebe beschränkt, bei denen Kosten keine
oder nur eine geringe Rolle spielen.
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Eine wichtige Aufgabe der Erfindung wird deshalb darin gesehen, einen
drehzahlgeregelten kollektorlosen Gleichstrommotor gemäß dem Oberbegriff zu schaffen,
bei welchem die geregelte Drehzahl eine gute Langzeitkonstanz hat, sich also mit
der Zeit nur sehr wenig ändert.
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Erreicht wird dies nach der Erfindung durch die im Anspruch 1 angegebenen
Maßnahmen. Dadurch, daß Amplitude und Länge der getriggerten Impulse (gewöhnlich
sind das Rechteckimpulse) von den Daten des Motors, insbesondere von den physikalischen
Daten des Rotormagneten, völlig unabhängig gemacht werden können, können diese Motordaten
auchieinen Einfluß auf die geregelte Drehzahl mehr haben. Andererseits wären solche
digitalen Rechteckimpulse
für eine Regelung natürlich völlig ungeeignet,
weshalb sie gemäß der Erfindung anschließend durch eine Filterkette oder dergleichen
wieder in ein Analogsignal umgewandelt werden, dessen Gleich spannungskomponente
die einzuregelnde Drehzahl und dessen -kleine - Wechselspannungskomponente die Phasenlage
der Stromimpulse im Motor relativ zu den Maxima der in den Motorwicklungen vom rotierenden
Rotormagneten induzierten Spannungen sowie die Dauer dieser Stromimpulse bestimmen.
Auf diese Weise gelingt es in recht überraschender Weise, Motoren nach der Hauptanmeldung
bis herab zu relativ niedrigen Drehzahlen mit guter Regelqualität und Langzeitkonstanz
zu regeln.
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Mit besonderem Vorteil geht man dabei nach der Erfindung so vor, daß
zur Erzeugung der Impulse eine Anordnung nach Art eines monostabilen Multivibrators
vorgesehen ist, welcher ein Anpassungsnetzwerk vorgeschaltet ist, das mindestens
nahezu unabhängig von der Amplitude der von der Motorwicklung abgenommenen Spannung
den Triggerzeitpunkt auf einen bestimmten Phasenwinkel nach dem Nulldurchgang der
abgenommenen Spannung festlegt. Der Triggerzeitpunkt, also der zeitliche Beginn
der Impulse, wird so von temperatur- oder altersbedingten Schwankungen der im Motor
induzierten Spannung praktisch unabhängig, und es hat sich gezeigt, daß mit einem
solchen Anpassungsnetzwerk Drehzahlen über einen relativ großen Bereich geregelt
werden können, ohne daß das Anpassungsnetzwerk einer Nachstellung bedarf. Dies bedeutet
eine wesentliche Vereinfachung des Reglers, wenn er für mehrere Drehzahlen benutzt
werden soll.
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Äußerst vorteilhaft ist ferner eine motorstromabhängige Gegenkopplung,
welche abhängig von der Größe des Motorstroms die Pührungsgröße des Regelkreises
verringert. Eine solche Gegenkopplung gestattet es mit einfachsten Mitteln, den
Regelkreis zu stabilisieren, und die Kre;sverstärkung von Temperatur"und sonstigen
störenden Einflüssen unabhängig zu machen.
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Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung
ergeben sich aus dem im folgenden beschriebenen und in der
Zeichnung
dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispiel.
Es zeigt Fig. 1 eine itbersichtsschaltbild eines erfindungsgemäßen Motors, teilweise
als Blockschaltbild dargestellt, Fig. 2 eine Darstellung zur Erläuterung dessen,
wie eine drehzahlabhängige Spannung aus dem Motor nach Fig. 1 entnommen wird, Fig.
3 ein ausführliches Schaltbild der Regelschaltung gemäß Fig. 1, und Fig. 4 Schaubilder
zur -Rrläuterung der Arbeitsweise-der---- -- ~ Anordnung nach den Fig. 1 und 3.
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Fig. 1 zeigt lediglich den elektrischen Aufbau eines Motors, wie er
z. B. in den beiden eingangs genannten Anmeldungen oder auch in der DAS 2 346 380
näher dargestellt und beschrieben ist. Es kann sich also sowohl um einen Motor mit
flachem Luftspalt wie um einen Motor mit etwa zylindrischem Luftspalt handeln. Diese
Einzelheiten der Bauart sind für die Wirkungsweise des Reglers ohne Bedeutung, oder
anders gesagt kann der Regler aus den ihm zugeführten Spannungen und Signalen nicht
erkennen, um welche der genannten Motorbauarten es sich handelt.
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Dieser Motor 10 hat einen symbolisch angedeuteten Permanentmagneten
11 und zwei Statorwicklungen 12 und 13, welche im Betrieb ein elektromagnetisches
Wechselfeld, also kein Drehfeld, erzeugen.
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Beide Wicklungen sind über eine Leitung 2 und über einen Widerstand
14 mit einer Plusleitung E (z. B. +30 V gegenüber dem Anschluß 0) verbunden. Ihre
anderen Anschlüsse 15 und 16 sind jeweils mit dem Kollektor eines npn-Dransistors
17 bzw. 18, der Kathode einer Diode 19 bzw. 20 und dem einen Anschluß eines Widerstands
23 bzw. 24 verbunden, welch letztere mitelrsmder und über eine Leitung B mit dem
einen Eingang eines Verstärkers 25 verbunden sind. Ebenso sind die Anoden der Dioden
19 und 20 miteinander und über eine Leitung H mit dem einen Anschluß eines Potentiometers
26 verbunden, dessen anderer Anschluß an E liegt und dessen Abgriff über eine Leitung
A mit dem anderen Eingang von 25 verbunden
ist. Der Verstärker
25 liegt an einer durch eine Zeñerdiode 27 stabilisierten Spannung; die Z-Diode
27 liegt zwischen den Leitungen D und E>und zwischen der Leistung D und dem Anschluß
des Motors liegt ein Vorwiderstand 28 der Z-Diode 27. Wenn z. B.
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die Z-Diode 27 für 20 V ausgelegt ist und UN (an E) 30 V ist, hat
die Leistung D gegenüber dem Anschluß 0 ein Potential von +10 V. Dies ist wichtig
und vorteilhaft für die Erzeugung der Führungsgröße des Reglers, wie im folgenden
noch ausführlich erläutert wird.
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Die Basen der Transistoren 17 und 18 sind jeweils mit dem Ausgang
eines Hallgenerators 31 verbunden, während ihre Emitter~miteinander und über einen
Widerstand 32 mit dem Anschluß 0 verbunden sind, an den auch über einen Widerstand
33 der eine Stromanschluß des Hallgenerators 31 angeschlossen ist, dessen anderer
Stromanschluß mit dem Emitter eines Regeltransistors 34 (npn) verbunden ist, dessen
Kollektor über einen Widerstand 35 mit der Leitung F verbunden ist.
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Der gesamte Regler ist an die geregelte Spannung zwischen den Leitungen
D und E angeschlossen. Dargestellt ist dies in Fig. 1 nur für den Verstärker 25.
Das Ausgangssignal des Verstärkers 25 wird einem Anpassungs-Netzwerk 38 zugeführt,
dessen Ausgangssignal zur Triggerung eines monostabilen Multivibrators 39 dient,
an dessen Ausgang eine Integrator- und Phasenschieberschaltung 40 angeschlossen
ist, an deren Ausgang ein Drehzahl-Istwertsignal in Form einer Gleichspannung auftritt,
der eine Welligkeit gewünschter Phasenlage und Amplitude überlagert ist, und dieses
kombinierte Signal wird einem Vergleicher 42 zugeführt, dessen anderem Eingang 43
eine Führungsgrbße (Drehzahl-Sollwert, überlagert mit motorstromabhängiger Gegenkopplung)
zugeführt wird. Zur Erzeugung der Führungsgröße dient ein Spannungsteiler mit einem
ersten Widerstand 44 zwischen der Leitung D und 43, einem zweiten Widerstand 45
zwischen 43 und F und dem Widerstand 14 zwischen F und E. Wenn kein Motorstrom fließt,
bestimmt sich die Höhe der Führungsgröße an 43 einfach durch das Verhältnis (R14
+ R45) : (R14 + R45 + R44), und da.dieser Spannungsteiler an der durch die Z-Diode
27 stabilisierten Spannung liegt, ist bei stromlosem Motor auch die FUhrungsgröße
an
43 festgelegt. Fließt dagegen ein Strom imMotbr1d und damit durch den Widerstand
14, so entsteht an diesem ein Spannungsabfall, und das Potential der Leitung F sinkt,
so daß auch das Potential an 43 sinkt. Mit zunehmendem Motorstrom wird also die
Fühungsgröße kleiner, und dies bewirkt eine Gegenkopplung, welche die Kreisverstärkung
des Regelkreises verringert und dadurch den Regler stabilisiert. Diese Gegenkopplung
ist in sehr einfacher Weise durch Wahl des Widerstands 14 einstellbar. Obwohl also
der Motor 10 an der ungeregelten Spannung zwischen E und 0 liegt, liegt der Spannungsteiler
R14 - R45 - R44 an der geregelten Spannung zwischen E und D, und an diesem Spannungsteiler
wirkt eine motorstromabhängige Teilspannung, welche die Gegenkopplung bewirkt. Es
wird dies in erfindungsgemäßer Weise dadurch ermöglicht, daß der Vorwiderstand 28
der Z-Diode 27 in der Minusleitung, der Widerstand 14 für die Gegenkopplung dagegen
an der Plusleitung E liegt. Hierdurch wird in Weiterbildung auf sehr geschickte
Weise ein direktes Einführen der Gegenkopplungsspannung in den Regelkreis ermöglicht.
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Das Ausgangs signal des Vergleichers 42 wird über eine Leitung C der
Basis des Transistors 34 zugeführt. Wird die Motordrehzahl zu hoch, so wird auch
das Ausgangssignal des Integrators 40 groß, der Vergleicher 42 gibt ein großes Signal
ab und dieses sperrt den Transistor 34 fast durchgehend, so daß der Hallgenerator
31 nur wenig oder gar keinen Strom erhält und der Motor weitgehend stromlos wird,
vgl. Fig. 4d "Leerlauf". (Die genaue Arbeitsweise des Reglers wird im folgenden
anhand der Fig. 3 und 4 erläutert werden.) Zur Umschaltung der geregelten Motordrehzahl,
z. B. von 300 auf 600 U/min, dient eine elektronische Drehzahlumschaltung 41, welche
kontaktlos sowohl den Monoflop 39 wie den Integrator und Phasenschieber 40 umschaltet.
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Auf welche Weise wird bei der Schaltung nach Fig. 1 dem Motor 10 eine
Spannung entnommen, welche der Drehzahl etwa proportional ist; Hierzu dient beim
Ausführungsbeispiel eine aus der DOS 2 314 257 bekannte Schaltungsanordnung. Diese
Anordnung ist in der
DOS 2 314 257 sehr ausführlich beschrieben,
so daß bezüglich Einzelheiten zur Vermeidung von Längen hierauf Bezug genommen werden
kann.
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Fig. 2a zeigt schematisch die Spannungen, die in den stromführenden
Wicklungen 12 und 13 auftreten, und zwar ist E die durch den Rotor 11 in einer Wicklung
12 oder 13 rotatorisch induzierte EMK, und mit ia . Ra ist der Spannungsabfall bezeichnet,
der durch den Strom ia und den Wicklungswiderstand Ra in dieser selben Wicklung
entsteht. Bei einem langsam laufenden Motor 10 (z. B. 300 U/min) kann E z. B. etwa
4 V betragen und 1a Ra z. B. etwa 20 V.
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Diese Spannung ia . Ra bewirkt also, daß die Leistung B (künstlicher
Nullpunkt des Systems) jetzt ein relativ zur Leitung F negatives Potential erhält,
dessen Verlauf der Form von 1a Ra proportional ist, aber durch die Spannungsteilerwirkung
der gleich großen Widerstände 23 und 24 nur die halbe Größe hat, also 0,5 ia Ra,
Dieses Potential ist in-Fig. 2c dargestellt.
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Man erkennt ferner, daß die Potentiale der Punkte 15 und 16 mit Ausnahme
des durch den Ankerstrom verursachten Spannungsabfalls symmetrisch zueinander verlaufen,
und daß an der Leistung B nur ein Signal auftritt, das dem Spannungsabfall an der
jeweils stromführenden Wicklung proportional ist.
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Die Spannung uEH, welche in Fig. 2a dargestellt ist, wird mittels
der Dioden 19 und 20 erfaßt und steht an der Leistung H zur Verfügung. Mit Hilfe
des Potentiometers 26 wird sie auf etwa die Hälfte reduziert, so daß am Abgriff
A des Potentiometers 26 etwa die Hälfte dieser Spannung vorhanden ist, und diese
halbe Spannung ist in Fig. 2b dargestellt.
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Jede halbe Spannung wird über die Leitung A dem Verstärker 25 zugeführt,
ebenso die Spannung an der Zeitung B. Der Verstärker 25 erfaßt also die Differenz
zwischen den beiden bewerteten (gewichteten) Spannungen an den Leitungen H und B;
die Bewertung erfolgt mit Hilfe des Potentiometers 26, denn durch Verschieben des
Abgriffs A kann entweder die Spannung an der Leistung A oder die Spannung an der
Leistung B überwiegend gemacht werden.
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Zum Beispiel zeigt Fig. 2d den Fall, daß der Abgriff A etwas über
die Mittelstellung nach oben verstellt wurde, d. h. daß das Reduzierungsverhältnis
größer ist als 2 : 1, so daß am Scheitel der in Fig. 2d dargestellten Halbwellen
im Betrieb eine Einsättelung 48 auftritt, die mit steigendem Ankerstrom größer wird,
so daß sich der Gleichspannungsanteil dieser Spannung 47 verringert.
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Wird umgekehrt das Reduzierungsverhältnis kleiner als 2 : 1 gemacht,
also der Abgriff A nach unten verstellt, so erhält man an den Scheiteln einen Höcker
49, wie er in Fig. 2d mit gestrichelten Linien nur an einer Stelle dargestellt ist.
Naturgemäß kann man auch das Potentiometer 26 so einstellen, daß weder eine Einsattelung
48 noch ein Höcker 49 entsteht, und da der Ankerstrom direkt an den Ankerwicklungen
gemessen wird, gilt dann diese Einstellung ebenfalls für alle Betriebszustände des
Motors.
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Am Ausgang des Verstärkers 25 erhält man also ein Signal, dessen Umrißform
wenigstens in groben Zügen durch die vom Rotormagneten 11 in den Wicklungen 12 und
13 induzierten Spannungen E determiniert ist. Insbesondere gilt dies für die Nulldurchgänge
dieser in Fig. 2d dargestellten Spannung 47 und - jedenfalls im Betrieb -für die
ansteigenden Flanken 52 und die abfallenden Flanken 53.
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Der Regler nach der Erfindung nutzt die Information aus, die in der
Impulsfolge 47 und den ansteigenden Flanken 52 enthalten ist, denn mit diesem Flankensignal
werden bei etwa 45°, 2250 etc.
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Impulse konstanter Länge und Amplitude getriggert. Hierzu dient die
Anordnung nach Fig. 3.
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In Fig. 3 ist der Motor 10 nicht nochmals dargestellt, sonders es
sind nur die zu ihm führenden Leitungen B, C, D, E, F, H gezeigt, die mit den gleich
bezeichneten Leitungen der Fig. 1 übereinstimmen. Ebenso wie in Fig. 1 ist auch
in Fig. 3 das Anpassungsnetzwerk mit 38, der Monoflop mit 39, der Integrator und
Phasenschieber mit 40, die elektronische Drehzahlumschaltung mit 41 und der Vergleicher
mit 42 bezeichnet. Ferner sind auch die Widerstände 44 und 45 sowie ihr Abgriff
43 für die Erzeugung der PUhrungsgröße dargestellt.
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Das Potentiometer 26 ist hier ersetzt durch zwei Festwiderstände 55
und 56, wobei 55 größer ist, um, wie beschrieben, Höcker 49 zu erhalten, was einer
Gegenkopplung entspricht. Der Abgriff A führt zur Basis des pnp-Verstärkertransistors
25, dessen Emitter mit der Beitung B und dessen Kollektor über einen Widerstand
57 mit der Beitung D verbunden ist. Die Spannungsschwankungen gemäß Fig. 2d treten
also am Widerstand 57 auf, sind aber im Potential gegenüber den Signalen an A in
negativer Richtung verschoben.
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Die Spannung am Widerstand 57 hat eine Gleich und eine Wechselkomponente.
Die Wechselkomponente wird über einen relativ großen Kondensator 58 einem Widerstand
59 zugeführt, und die Gleichkomponente wird über einen relativ hochohmigen Widerstand
60 ebenfalls dem Widerstand 59 zugeführt. Mittels 58 und 60 werden also Wechsel-
und Gleichkomponente verschieden gewichtet (bewertet).
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Das Signal an 59 wird dann über einen aus einem Widerstand 62 und
einem Kondensator 63 bestehenden Phasenschieber 64 dem Eingang 65 des Monoflop 39
zugeführt. Die Teile 57 bis 64 bilden das Anpassungsnetzwerk für den Monoflop, welches
sicherstellt, daß der Monoflop 39 immer etwa in der Mitte der Flanke 52 (Fig. 2d)
getriggert wird, und zwar weitgehend unabhängig von der Amplitude der Spannung 47.
Es hat sich gezeigt, daß mit der Anpassungsschaltung 38 gemäß Fig. 3 eine solche
Triggerung in einem weiten Drehzahlbereich möglich ist.
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Der Monoflop 39 enthält zwei npn-Transistoren 66 und 67, deren Emitter
jeweils mit D verbunden sind. 65 ist mit der Basis von 66 verbunden; der Kollektor
von 66 ist über einen Widerstand 68 mit E, über einen Widerstand 69 mit D und über
einen Kondensator 72 mit der Basis von 67 verbunden, dessen Kollektor mit dem Ausgang
73 des Monoflops, über einen Widerstand 74 mit 65 und über einen Widerstand 70 mit
E verbunden ist. Ferner ist die Basis von 67 über ein Potentiometer 75 und einen
Widerstand 76 mit E verbunden. Die Basis von 67 ist über ein Potentiometer 77 und
einen Widerstand 78 mit dem Kollektor eines pnp-Transistors 79 verbunden, dessen
Emitter an E liegt. Ist 79 gesperrt, so sind 75 und 76 die Ladewiderstände für den
Kondensator 72, und es ergibt sich eine relativ lange Ladezeit und dadurch eine
lange Impulsdauer
des Monoflops 39, wie sie bei niederen Drehzahlen
erforderlich ist.
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Ist 79 leitend, so wird der Ladewiderstand für 72 kleiner, und die
Impulsdauer wird kürzer, wie das bei einer höheren Drehzahl erforderlich ist.
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73 ist mit dem Eingang des Phasenschiebers und Integrators 40 verbunden,
und zwar führt von 73 ein Widerstand 82 zu einem Knotenpunkt 83, der seinerseits
über einen Kondensator 84 mit dem Abgriff 43 und über einen Widerstand 85 mit der
Basis eines pnp-Vergleichertransistors 86 verbunden ist. Zwischen dieser Basis und
43 liegt ein Kondensator 87, und ein Kondensator 88 liegt zwischen dieser Basis
und dem Kollektor eines npn-Schalttransistors 89, dessen Emitter ebenso wie der
von 86 mit 43 verbunden ist. Die Basis von 89 ist über einen Widerstand 92 mit D
und über einen Widerstand 93 mit dem Kollektor eines pnp-Schalttransistors 94 verbunden,
der seinerseits über einen Widerstand 95 mit der Basis von 79 verbunden ist, während
sein Emitter an E liegt und seine Basis über einen Widerstand 96 mit einem Steuereingang
97 verbunden ist.
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Die Transistoren 79, 89 und 94 gehören zur elektronischen Drehzahlumschaltung
41. Wenn 94 an seinem Eingang ein negatives Potential erhält, wird er leitend und
sperrt dadurch 79, so daß, wie bereits erläutert, der Monoflop 39 auf eine lange
Impulsdauer umgeschaltet wird. Ferner wird dann 89 leitend und schaltet dadurch
den Kondensator 88 (groß) parallel zum Kondensator 87 (klein) und paßt dadurch den
Phasenschieber 40 an die niedrige Frequenz der vom Monoflop 39 abgegebenen Impulse
und deren verlängerte Zeitdauer an.
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Umgekehrt werden bei positivem Potential am Steuereingang 97 die Transistoren
94 und 89 gesperrt, während der Transistor 79 leitend wird und dadurch die Impulsdauer
des Monoflops 39 verkürzt.
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Die Schaltung nach Fig. 5 arbeitet wie folgt: Am Widerstand 59 entsteht
im Betrieb wie erläutert eine Mischung aus einer Gleichspannung und einer Spannung,
welche bei Vollast etwa die in Fig. 4a dargestellte Form hat. Bei etwa 450 der Flanke
52 wird der Monoflop 39, dessen Kondensator 72 sich über die wirksamen der Widerstände
75 bis 78 und den Widerstand 69
aufgeladen hatte, getriggert, wie
das in Fig. 4 durch die gestrichelte Linie 101 angedeutet ist. Dadurch wird der
zuvor gesperrte Transistor 66 leitend, und der zuvor leitende Transistor 67 wird
gesperrt, so daß das Potential an dessen Kollektor etwa vom Potential der Leistung
D (z. B. +10 V) auf das Potential +U der Leitung E (z. B. +30 V) springt, also z.
B. um +20 V. Der Kondensator 72 entlädt sich nun, und wenn seine rechte Elektrode
genügend negativ geworden ist, wird der Transistor 67 wieder leitend und sperrt
gleichzeitig über den Mitkopplungswiderstand 74 den Transistor 66 wieder. Dabei
springt das Potential am Ausgang 73 z. B. wieder von +30 V auf +10 V. Die Impulsdauer
des Monoflops 39 ist dabei so auf die Motordrehzahl abgestimmt, daß bei der gewünschten
Motordrehzahl die Länge T1 eines Impulses immer etwa gleich groß ist wie die Pause
T2 zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen, vgl. Fig. 4b.
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Dies bedeutet, daß die Impulsdauer bei einem n-poligen Motor etwa
2n der Umdrehungs-Periodendauer beträgt, z. B. bei 300 U/min = 5 11/sec = 200 msec
Umdrehungs-Periodendauer und einem sechspoligen 200 Motor etwa 200 msec.
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6 . 2 Die Information aus dem Signal 47 gemäß Fig. 2d oder 4a wird
also umgewandelt in eine Folge von Rechteckimpulsen genau determinierter Form, deren
Frequenz und Phasenlage derjenigen des Signals 47 entsprechen, vgl. 4b, wo die Ausgangsimpulse
102 des Monoflops 38 dargestellt sind.
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Diese Rechteckimpulse wären für eine Regelung völlig ungeeignet und
müssen daher nach der Erfindung in ein Analogsignal ganz bestimmter Form umgewandelt
werden. Hierzu dient das Glied 40, in dessen erster Stufe 82, 84 aus den Rechteckimpulsen
102 eine etwa dreieckförmige Spannung gebildet wird, deren Amplitude bereits wesentlich
kleiner ist als die Amplitude der Impulse 102. In der zweiten Stufe (Widerstand
85 und Kondensator 87 bzw. Kondensatoren 87 und 88 parallel) erfolgt dann eine Integration
dieser dreieckförmigen Spannung, bei der sich etwa parallelförmige Spannungsanstiege
und -abfälle ergeben. Die Amplitude dieser Parabelspannung 103, die in der Form
weitgehend einer Sinusspannung angenähert und in Fig. 4c dargestellt ist, ist wiederum
wesentlich
kleiner als die der dreieckförmigen Spannung. Im Glied
40 wird also die Amplitude vermindert, die Phase um 1800 verschoben (vgl.
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Fig. 4b mit Fig. 4c!), und die Rechteckimpulse werden in eine Gleichspannung
verwandelt, der eine kleine, etwa sinusförmige und um 180° phasenverschobene Wechselspannung
überlagert ist.
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Wesentlich ist dabei, daß weder die Amplitude dieser Gleichspannung
noch die Amplitude der Wechselspannung in irgend einer Weise von der Temperatur
des Motors oder einer Alterung des Rotormagneten abhängt, sondern nur von der Abfolge
der Halbwellen des Signals 47 in Fig. 4a.
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Die Spannung 105 am Ausgang von 40, also die Gleichspannung mit der
überlagerten sinusförmigen Spannung am Ausgang des Phasenschiebers 40, kann dann
den Transistor 86 leitend machen, wenn dessen Basisspannung negativer wird als dessen
Emitterspannung (zuzüglich der Schwellenspannung). Wenn der Transistor 86 leitend
wird, führt er über die Leistung C dem Regeltransistor 34 (Fig. 1) einen Basisstrom
zu und macht diesen leitend. Wenn dann der Motorstrom ansteigt, wenn also dem Hallgenerator
31 ein Nord- oder ein Südpol des Rotors 11 gegenüberliegt, sinkt wie beschrieben
das Potential des Punktes 43, also das Emitterpotential des Transistors 86, im Takt
des Motorstroms, wodurch der Strom in der Leitung C verringert wird, was als Gegenkopplung
wirkt. Die sinusförmige Komponente der Spannung 105 bewirkt dabei, daß die Motorwicklungen
12 bzw. 13 immer nur dann Strom erhalten, wenn die in ihnen induzierte Spannung
47 ein Maximum hat, vgl. dieffeile 106 und 107 in Fig. 4a, wobei mit i12 der Strom
in der Motorwicklung 12 und mit i13 der Strom in der Motorwicklung 13, jeweils für
verschiedene Lasten des Motors (Leerlauf, Vollast, Überlast und Anlauf) dargestellt
ist. Besonders bei einem Flachmotor, wie ihn z. B. die Fig. 1 bis 4 der zugehörigen
DOS 2 252 727 zeigen, ist es von sehr großer Wichtigkeit, daß im Normalbetrieb zwischen
den Motorströmen i12 und i13 jeweils Lücken 108 vorhanden sind, da sonst auf die
Statorplatte des Motors im Kommutierungsaugenblick starke Kräfte senkrecht zur Plattenebene
wirken, die im Augenblick der Eommutierung ihre Richtung wechseln und dadurch unangenehme
Motorgeräusche verursachen würden. Erzeugt man dagegen Stromlücken 108,
so
entfallen diese Geräusche. Wichtig ist ferner, daß die Motorströme sanft ansteigen
und abfallen. Dies ist eine Folge der Verwendung des mehrstufigen Phasenschiebers
40. Eine bloße Inversion der Impulse 102, die ja auch eine Phasenverschiebung um
1800 bringen würde und mittels digitaler Schaltungen leicht möglich wäre, würde
dieses Resultat nicht ermöglichen.Die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Schwellenspannung
des Transistors 86 macht sich wegen der relativ großen zu vergleichenden Spannungen
wenig bemerkbar und läßt sich z.B. durch temperaturabhängige Widerstände 44, 45
im Spannungsteiler leicht kompensieren.
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Fig. 4e zeigt das bei Vollast an der Welle des Motors wirksame elektromagnetische
Antriebsmoment Mehl, in dessen relativ breiten Lücken lo9 der antreibende Teil eines
Reluktanzmoments Mrel wirksam ist, wie das in den Hauptanmeldungen ausführlich beschrieben
ist. Auf den gesamten Inhalt der Hauptanmeldungen wird zur Vermeidung von Längen
und Wie&rholungen ausdrücklich Bezug genommen.
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Zum besseren Verständnis der Erfindung werden noch einige beispielhafte
Werte der Schaltung nach den Fig. 1 und 3 angegeben. Der Motor lo ist ein sechspol
iger Motor, der mit einer geregelten Drehzahl von 300 bzw. 600 U/min läuft. Spannung
zwischen E und 0 ist 30 V, zwischen E und D 20 V. R55 = 7,5 k (k = kOhm), R56, 57
= 6,8 k, R14 = 24 Ohm (bei ca. 50 mA Motorstrom), R59 = 27k, R60 = 47 k, C58 = 1
F, R62 = loo k, C63 = lo nF, R82 = 47 k, R85 = 33 k, C84 = 2,2 /uF, C87 = o,5 /ruf,
C88 = 6,8VuF, R45 = 3,6 k, R44 = 2,7 k, R23, 24 = 6,8 k; Transistor 86: BC307B.
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Naturgemäß sind für andere Drehzahlen im zweistufigen Filter 40, im
Monoflop 39 und gegebenenfalls auch im Anpassungsnetzwerk 38 andere Werte der Bauelemente
erforderlich; die vorstehenden Werte sind also nur als Beispiel zu verstehen.
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Die Erfindung ermöglicht es, bei Motoren nach den Hauptanmeldungen
mit einfachen Mitteln, insbesondere auch bei niedrigen Drehzahlen in Verbindung
mit einem Rotor großer Schwungmasse, eine gute Regelungsqualität mit einer hohen
Langzeitkonstanz der geregelten Drehzahl zu erreichen, und zwar durch eine überraschend
einfache Kombination von Mitteln der Digital-und der Analogtechnik. Sie
eignet
sich besonders gut für den Direktantrieb der Antriebswelle von Kassettenrecordern,
z.B. in Sprachlehranlagen. Naturgemäß sind im Rahmen des allgemeinen Erfindungsgedankens
der vorliegenden Erfindung weitere Abwandlungen und Modifikationen ohne weiteres
möglich, z.B. auch eine Anwendung der Erfindung bei mehrsträngigen Motoren, die
ein Drehfeld erzeugen.
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So kann man z.B. die Spannung 47 (Fig. 4a) auch mittels Einweggleichrichtung
einer separaten Tachowicklung im Motor entnehmen, die man dann zweckmässig so anordnet,
daß in 40 nicht mehr eine Phasenverschiebung um 180°, sondern nur um einen kleineren
Winkel, z.B. 900, erforderlich wird. Man muß aber darauf achten, daß die Frequenz
der von der Tachowicklung abgegebenen Spannung mit der Frequenz der Spannung 47
übereinstimmt, während man ja üblicherweise bei der Verwendung eines Tachogenerators
bestrebt sein würde, die Frequenz der Tachospannung möglichst hoch zu machen.
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Statt einer Tachospannung kann man im Rahmen der vorliegenden Erfindung
dem Motor natürlich auch direkt Triggerimpulse (für den Monoflop 39) mit der richtigen
Frequenz und Phasenlage entnehmen, z.B. über optische oder galvano-magnetische Geber.
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Besonders vorteilhaft ist dies bei Motoren, die in einem relativ großen
Drehzahlbereich geregelt werden müssen, jedoch entstehen durch die Sensoren und
ihren Einbau in den Motor erhebliche zusätzliche Kosten, welche bei der Lösung nach
dem Ausführungsbeispiel vermieden werden.