DE2613145B2

DE2613145B2 - Schrittweise betriebener n-phasiger Synchronmotor hoher Schrittwinkelauflösung

Info

Publication number: DE2613145B2
Application number: DE2613145A
Authority: DE
Inventors: Masahiko Amagasaki Hyogo Akamatsu
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1975-03-28
Filing date: 1976-03-27
Publication date: 1981-04-02
Also published as: US4134055A; US4321518A; DE2613145A1; DE2613145C3; JPS51113110A; GB1549725A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen schrittweise betriebenen n-phasigen Synchronmotor hoher Schritt' wmkelauflösuiig gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs \, Ein solcher schrittweise betriebener ^phasiger Synchronmotor hoher Schrittwinkelauflösung ist aus der DE-PS 100593 im wesentlichen bekannt Dort werden Zwtschenpositionen zwischen den normalen Schrittpositionen dadurch erreicht, daß man eine oder mehrere Wicklungen mit einem Impulsstrom beaufschlagt, so daß die Zwischenposition vom Tastverhältnis des Impulsstroms abhängt Dabei wird jedoch ein üblicher Schrittmotor verwendet bei dem der Motordrehwinkel nicht mit dem Vektordrehwinkel übereinstimmt Dieser Mangel, welcher auch bei allen anderen herkömmlichen Schrittmotoren auftritt soll im folgenden näher erläutert werden.

Bei einem Motor mit m Phasen ergibt sich das Drehmoment τ gemäß der nachstehenden Beziehung (1) nach (Jem Prinzip der Oberlagerung.

Σ Ti

δ,: Lastwinkel für die Phase /bei einer Phasendifferenz

Φ, der Phase /gegen den Gesamtreferenzlastwinkel /,-. Speisestrom für die Phase/ vr. Drehmoment der Phase L

Die Kurve des auf den einzelnen Phasen erzeugten Drehmoments hat nicht die Charakteristik einer trigometrischen Funktion, wie aus den Kurven B und C der Fig. 1 ersichtlich. Zur Erhöhung des Drehmomentanstiegs gemäß Kurve B werden üblicherweise gleichförmige magnetische Zähne an Läufer und Ständer vorgesehen. Dabei ändert sich das bei einem bestimmten Lastwinkel d,-erzeugte Drehmoment T₁-(O",) mit dem Strom i-, gemäß einer nichtlinearen Beziehung, weiche für einen Reluktanzmotor in Fig.2 (Kurve A) dargestellt ist Dieser Motor hat eine quadratische Charakteristik im Bereich kleiner Ströme und eine Sättigungscharakteristik im Bereich großer Ströme. Die Form der Kurve ändert sich mit dem Lastwinkel δ> Wenn der Strom herabgesetzt wird, so wird die Charakteristik der Kurve B zur Kurve D hin geändert (F i g. 1) und der Lastwinkel des Drehmomentmaximums ist um Ap verschoben. Dies bedeutet daß der stationäre Gleichgewichtspunkt sich gemäß Fig.3 ändert, in der der Positionsfehler 8_e aufgrund von Änderungen des Stroms / dargestellt ist Es ist daher bisher nicht möglich gewesen, den Speisestrom zu ändern, wenn man den Motor unter Steuerung mit hoher Auflösung betreibt Aus dem gleichen Grund war es darüberhinaus bisher auch nicht möglich, die Zeitdauer zu verkürzen, welcher es bedarf, um die Motorgeschwindigkeit zu erhöhen oder zu senken, wenn man bei der Beschleunigung oder Verlangsamung des Motors ein hohes Drehmoment erzeugt

Die gleiche Problematik liegt auch bei allen anderen herkömmlichen Motoren vor, bei denen die Auflösungszahl, d. h. die Anzahl der Schritte pro Drehung, erhöht ist Dies gilt insbesondere auch für die Methoden der Erhöung der Auflösungszahl gemäß Elektrie 28 (1974), Heft 4, Seiten 191-193 (Feinpositionierung des Läufers durch die Wirkung direkter, unterschiedlicher Erregerströme; Feinpositionierung des Läufers durch Veränderung des Strommittslwertes über die Einschaltdauer des Impulsstroms; Feinpositionierung des Läufers durch Veränderung des. StrRmmittelwertes fiber die Frequenz des Impulsstroms), Weitere Möglichkeiten.?ur Erhöhung der AuflösungssftW begehen in der Erhöhung der Anzahl der ZWme; in der Erhöhung der Ansaht der

Phasen der Antriebswiekjungi in der Erhöhung der Anzahl der Kombinationen der Wicklungen, welchen Strom zugeführt wird, und schließlich bei Beaufschlagung der einzelnen Phasen mit abgestuften Stromwellenformen in der Erhöhung der Anzahl der Stufen. Bei

ίο allen diesen herkömmlichen Schrittmotoren kommt es zu einer ..Abweichung zwischen Motordrehwinkel und Vektordrehwinkel, da alle Zähne des Ständers einheitlicher Natur sind. Im Falle der Einspeisung eines Stroms mit einer abgestuften Wellenform gemäß F i g. 4a differieren die Stufen Δί\ bis Ai_n voneinander und müssen für jeden Motor gesondert eingestellt werden. Fig.4b zeigt die stufenweise Stromerhöhung einer Phase (ausgezogene Linie) im Detail sowie die dazugehörige Kurve der

inkrementellen Stromänderung (gestrichelte Linie). Die Einstellung; dieser Stufen, welche bei den einzelnen Motoren unterschiedlich vorgenommen werden muß, erfordert äußerstes Geschick, da dw stationäre Gleichgewichtspunkt einer Phase jeweils durch die stationären Gleichgewichtspunkte der anderen Phasen beeinflußt wird. Darüberhinaus ist es unmöglich, den GesamtTtrom / zu ändern, da zwischen dem Gesamtstrom und jeder der einzelnen Stufen Ai\ bis Ai_n keine Proportionsbeziehung besteht

Motoren herkömmlicher Bauart, welche mit den vorstehend erläuterten Problemen behaftet sind, werden auch bei den Verfahren gemäß der DE-OS 24 20 157 und 23 56 855 verwendet und mit Stromwellen oder Spannungswellen mit trigonometrischer Form oder angenähert trigonometrischer Form gespeist Zur Erzielung einer hohen Auflösung muß dabei jedoch mit ungleichförmigen Stromstufen gemäß F i g. 4 gearbeitet werden. In diesem Falle kann eine Änderung des Stroms gemäß dem gewünschten Drehmoment nur bei gestopptem Motor vorgenommen werden.

Die DE-OS 22 54 001 beschreibt einen Motor, bei dem der Fluß mindestens einer Gruppe der Statorzähne mit Cen Antriebswicklungen mehrerer Phasen verkettet ist Dabei haben die Ständer und die Läufer jedoch gleiche Zahnteilung und die Wicklung jeweils einer

Phase ist mit einheitlichen Zähnen verkettet Auch bei

diesem Motoraufbau kommen die eingangs erwähnten

Verzerrungen zustande. Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde,

so einen schrittweise betriebenen n-phasigen Synchronmotor hoher Schrittwinkelauflösung der eingangs genannten Art zu schaffen, mit dem eine Feinsteuerung hoher Auflösung bei einfachem Aufbau mit hoher Genauigkeit erzielt werden kann. Diese Aufgabe wird durch iis im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst

Der erfindungsge.Tiäße Synchronmotor erlaubt eine äußerst genaue Feinsteuerung der Position des Drehwinkels. Der Vektordrehwinkel des zugeführten Stroms fällt genau mit dem mechanischen Drehwinkel zusammen. Die Harmonischen höherer Ordnung werden eliminiert und es wird ein sinusförmiger Verlauf der EMK verwirklicht Der erfindungsgemäße Motor erlaubt ei.-ie Stationär punktsteuerung mit extrem hoher Auflösung. Darüber hinaus erzielt man bei kontinuierlicher Drehung eine glatte Drehung innerhalb eines äußerst weiten Geschwindigkeitsbereichs, welcher insbesondere auch bis

zu sehr niedrigen Geschwindigkeiten reicht. Ferner kann der Gesamtstrom / auf einfache Weise entsprechend dem gewünschten Drehmoment geändert werden, ohne daß hierdurch der stationäre Gleichgewichtspunkt geändert wird.

Es sollen zunächst die Grundlagen skizziert werden, auf denen das technische Konzept der vorliegenden Erfindung beruht.

Bei Mehrphasen-Synchronmotoren führt die Mehrphasenantriebswicklung aufgrund eines Stroms, welcher ι ο zumindest eine Mehrphasenwechselstromkomponente enthält, zu einer Antriebskraft Es fließt dabei entweder ein unilateraler oder ein bilateraler Mehrphasenstrom. Jeder Phase des Speisestroms ist eine Achse in der Ebene der elektrischen Rotationskoordinaten zugeord- ι > net. F i g. 5a zeigt z. B. die drei Achsen i, j und k eines Dreiphasenmotors. Wenn z. B. ein Dreiphasenmotor mit zwei unilateralen Strömen betrieben wird, so bezeichnen die festen Axialwerte X\ und xj, mit denen der Rotationsvektor χ{θ), welcher einen beliebigen :o Drehwinkel hat, erhalten wird, die Stromwerte, mit denen die Wicklungen der entsprechenden Achsen beaufschlagt werden müssen (Fig.5b). Wenn der zusammengesetzte Rotationsvektor χ(θ) eine Kreislinie C beschreiben soll, die den Radius / hat, so stellen die .'3 Werte x, und xj, welche durch Projektion parallel zu den jeweiligen Achsen entlang der gestrichelten Linien erhalten werden, die Werte der Ströme dar, welche den beiden entsprechenden Antriebswicklungen zugeführt werden müssen. Die Wellenformen dieser Ströme in so Abhängigkeit vom Winkel θ sind in Fig. 12a gezeigt. Für den Fall, daß der zusammengesetzte Rotationsvektor χ(θ) eine (strichpunktierte) Hexagon-Linie G, beschreiben soll, so müssen die Wellenformen die in F i g. 12b gezeigte Form haben. η

Es soll nun angenommen werden, daß ein Dreiphasenmotor durch Bilateralströme betrieben wird, um die gewünschte Drehung zu verwirklichen. In F i g. 5c ist ein Kreis C (r=²/i) dargestellt. Für den diese Kreislinie beschreibenden Rotationsvektor 5(θ) stellen die Vek- jo torwerte x(x_h X₁ und Xk), welche man durch Vertikalprojektionen des Schnittpunktes Pdes Vektors x(ß) und der Kreislinie C auf die Achsen i, j und k erhält, die notwendigen Stromwerte für die einzelnen Phasen dar. Dieser Dreiphasenwechselstrom ist in Fig. 9a dargestellt. Wenn andererseits der zusammengesetzte Rotationsvektor eine Hexagon-Linie Q, beschreiben soll, so benötigt man hierzu die Wellenformen der F i g. 9b oder 9c.

Allgemein kann man einen multiaxialen Vektor (oder Multiphasenvektor) in einen Vektor eines orthogonalen Zweiachsenkoor-^Jinatensystems (d, q) umwandeln (Fig.5d). Man erhält dann einen zusammengesetzten Vektor der Kreislinie Coder des Polygons C_n mit einer Anzahl von π Winkeln.

Wenn die Axialwerte Xj, Xj,... des zusammengesetzten Vektors λ(Θ) in Übereinstimmung zu den Stromwerten der einzelnen Phasen gebracht werden, so entspricht der Drehwinkel θ dem Drehwinkel des stationären Gleichgewichtspunkts des Synchronmotors auf dem Stromvektor. Wenn diese Axialwerte in Übereinstimmung mit den Spannungen der einzelnen Phasen gebracht werden, so entspricht der Drehwinkel θ dem Drehwinkel des stationären Gleichgewichtspunktes des Synchronmotors auf dem Spannungsvektor (oder Stromvektor).

in vorstehender Beschreibung wird der Drehvektor x(B\ welcher die obige Bedeutung hat, als Mehrphasenwechselstrom-Drehvektor für den der Mehrphasenantriebswicklung zugeführten Strom bezeichnet oder kurz als Drehvektor. Dessen Drehwinkel (Θ) wird als Vektordrehwinkel bezeichnet Der Ausdruck »Wechselstrom« ist nicht auf die Bedeutung eines bipolaren Stroms auf einer jeweiligen Wicklung beschränkt Selbst wenn der Strom für eine Phase einseitig gerichtet ist, so kann doch dieser Strom aufgrund der anderen Phasen eine Komponente entgegengesetzter Polarität erhalten und ist somit einem Wechselstrom äquivalent Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird daher von einer Wechselstromkomponente zumindest im obigen Sinne gesprochen, da man durch Anwendung einer Wechselstromkomponente einen Drehvektor verwirklichen kann. Diese Wechselstromkomponente wird im folgenden als Wechselstrom oder Mehrphasenwechselstrom bezeichnet. Bei einem schrittweisen Motorbetrieb ändert sich der Vektordrehwinkel schrittweise. Die Anzahl der Schritte einer Periode des Vektordrehwinkels wird im folgenden als Aufiösungszahi des Vektordrehwinkels oder kurz als Auflösungszahl R bezeichnet.

Damit nun der Vektordrehwinkel Θ, welcher durch die elektromagnetische Richtwirkung (magnetische Achse) und den Stromwert einer jeden Phase definiert ist, genau dem stationären Gleichgewichtspunkt Θ_Γ bei dem erzeugten Drehmoment entspricht, muß die Beziehung zwischen dem erzeugten Drehmoment für jede Pliose und dem Lastwinkel d, für jede Phase gemäß Fig. 6 eine Kurve mit der Form einer trigonometrischen Funktion sein.

Bei dem Synchronmotor, dessen Ständerpolen gesonderte Wicklungen zugeordnet sind, kann man durch Ausbildung eines zusätzlichen Gleichfeldes die τ,— /,-Charakteristik wesentlich verbessern und die Kurve B gemäß Fig. 7 verwirklichen. Dabei handelt es sich um eine Sättigungskurve mit einem proportionalen linearen TeilC

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:

F i g. 1 die Drehmoment-Lastwinkel-Charakteristik für eine Phase bei einem herkömmlichen Synchronmotor,

Fig. 2 die Strom-Drehmoment-Charakteristik eines herkömmlichen Synchronmotors,

F i g. 3 die Strom-Stationärpunktänderungs-Charakteristik des herkömmlichen Synchronmotors,

F i g. 4 eine Drehwinkel-Strom-Wellenformkurve für herkömmliche Synchronmotoren,

F i g. 5 ein Drehvektordiagramm für Synchronmotoren,

F i g. 6 die Drehmoment-Lastwinkel-Charaktc/istik einer Phase eines erfindungsgemäßen Synchronmotors mit geringer Verzerrung,

Fig.7 die Strom-Drehmoment-Charakteristik des erfindungsgemäßen Synchronmotors mit einem Gleichfeldmagneten,

F i g. 8 eine Blockdarstellung einer Ausführungsform der Erfindung,

Fi g. 9, 10, 12 und 14 Strom- bzw. Spannungswellenformen mit trigonometrischem oder angenähert trigonometrischem Verlauf,

Fig. 11, 13 und 15 Schaltungen der Stromversorgungseinrichtung gemäß vorliegender Erfindung,

Fig. 16 bis 20 Darstellungen der Bauweise von Teilbereichen erfindungsgemäßer Synchronmotoren,

Fig.21 bis 24 Diagramme verschiedener Antriebswicklungen des erfindungsgemäßen Synchronmotors,

F i g. 25a bis 25c Diagramme zur Veranschaulichung der Bauweise eines erfindungsgemäßen Synchronmotors mit einem Gleichfeldmagneten,

Fi g. 26 ein Detailschaltbild einer für die Zwecke der Erfindung geeigneten Stromversorgungseinrichtung; und

Fig.27 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der Schaltung gemäß F i g. 26.

Oh Einordnung gemäß F i g. 8 umfaßt eine Stromversorgungseinrichtung 1 für eine Spannung V bzw. einen Strom ^bestehend aus einer Schalteinrichtung 3 und einer Steue; schaltung 4, welche auf einen digitalen Eingangsbefehl Pin anspricht und Steuersignale 5 erzeugt, und einen Synchronmotor 2.

Es soll im folgenden angenommen werden, daß es sich bei dem Motor 2 um einen Dreiphasenmotor handelt, welcher mit Dreiphasenwechselstrom /oder -spannung V in Form einer Sinuswelle gemäß Fig. 9a gespeis! wird. In diesem Falle ist die Ortskurve C(Fig.5c) des Wellenformen der Fig. 10b und 10c führen zu oktogonalen Ortskurven Q.

Ein Beispiel einer Stromversorgungseinrichtung für

diesen Motor ist in F i g. 11 a oder b gezeigt und umfaßt

> Gleichstromquellen Si und 52, Halbleiterschalter 6i> bis 622, und Wicklungen der einzelnen Phasen A und h oder h, bis hb- Bei der Schaltung gemäß Pig. lib sind Halbleiterschalter 9 ähnlich denjenigen gemäß Fig. 13.

Fig. 12 zeigt Wellenfoftnen für den Fall eines

in Dreiphasenmotors und eine Dreiphasen-Halbwellen-Stromversorgungseinrichtung mit den Dreiphasenströmen Z₁, I₂ und /3. Die Weilenform gemäß Fig. 12a führt zu einer kreisförmigen Ortskurve C gemäß F i g. 5b. Jede Wellenform besteht aus einer Einhüllenden von

ι Ί zwei Halbsinuswellen, wobei die zwei Halbsinuswellen jeweils einer Phase eine Phasendifferenz von π/3 haben. Die Wellenform der Fig. 12b führt zu einer Ortskurve in Form eines regelmäßigen Sechsecks Q, gemäß F i g. 5d. Es handelt sich um eine trapezförmige

LMCIIVCMUiS UCS

(r=l). Im Falle einer trapezförmigen Wellenform gemäß F i g. 9b, wobei der flache Bereich sich über einen elektrischen Winkel von π/3 erstreckt, liegt eine Ortskurve in Form eines regelmäßigen Hexagons (n = 6) gemäß Fig. 5d vor. Gemäß Fig.9c kann eine der Sinuswellenform angenäherte Polygonallinie vorliegen, wobei sich jeder Abschnitt mit einem Gradienten von ± 1 über einen elektrischen Winkel π/3 erstreckt und wobei sich je zwei Abschnitte mit einem Gradienten von ± V₂ über den elektrischen Winkel π/3 erstrecken. Dabei bildet die Ortskurve ein regelmäßiges Sechseck

Der Strom- oder Spannungsverlauf gemäß Fig.9 kann durch Impulsbreitenmodulation verwirklicht werden. Er kann dabei den Steuersignalen S entsprechen. Ferner können diese Signale in eine positive Halbwelle und eine negative Halbwelle zerlegt werden oder in verschiedene Arten von Komponenten. Entsprechend kann auch das Steuersignal 5 in verschiedenste Komponenten zerlegt werden.

Bei einem typischen Beispiel handelt es sich bei dem Steuersigna! 5um ein Impulsbreitenmodulierungssignal zur Gewinnung einer Wellenform gemäß Fig.9. Es umfaßt ein Signal für die positive Stromzufuhr und ein Signal für die negative Stromzufuhr. Das Impulsbreitenmodulierungssignal besteht aus einer Anzahl von Komponenten, welche der Zahl der Halbleiterschalter in der Stromversorgungseinrichtung 3 entspricht. Ferner kann der Stromverlauf gemäß F i g. 9 auch durch Stufenannäherung verwirklicht werden.

Die obigen Maßnahmen können unabhängig von der Anzahl der Phasen und unabhängig davon, ob der den einzelnen Phasen zugeführte Speisestrom unilateral oder bilateral ist, ergriffen werden.

Fig. 10 zeigt Wellenformen für den Fall, daß der Motor 2 in Fig.8 ein Zweiphasenmotor ist Fig. 10a zeigt eine bipolare Sinuswelle mit den Spannungen V₁ und V₂ und den Stromstärken /1 und I₂ der einzelnen Phasen. Fig. 10b zeigt eine bipolare Trapezwelle mit flachen Abschnitten, welche sich über einen elektrischen Winkel von π/2 erstrecken. Fig. 10c zeigt unipolare Trapezwellen, nämlich den positiven Strom /] + und den negativen Strom I\ — der ersten Phase (oder der dritten Phase) und den positiven Strom I₂ + und den negativen Strom I₂- der zeiten Phase (oder der vierten Phase). Die wellenform der F i g. 10a entspricht der Darstellung der F i g. 5u in einem zweiachsigen Koordinatensystem (d, q) und führt zu einer kreisförmigen Ortskurve C Die

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über einen elektrischen Winkel von 2/3 π erstreckt, und mit einem schrägen Abschnitt, der sich über einen elektrischen Winkel von 1/3 π erstreckt.

Die Wellenform gemäß Fig. 12c ist eine Polygonalliniennäherung der Wellenform der Fig. 12a und umfaßt einen Abschnitt mit einem Gradienten von ± 1 und einen Abschnitt mit einem Gradienten von ±'/₂. In der Mitte weist die Wellenform einen Umkehrpunkt P\ auf. Je zwei Phasen schneiden sich in einem Schnittpunkt P₂. Eine Periode (2jt) ist in zwölf Abschnitte unterteilt. Diese Wellenform führt zu einer regelmäßigen dodecagonalen Ortskurve Q₂.

Fig. 13 zeigt eine Stromversorgungseinrichtung, die für die Erzeugung der Wellenformen gemäß Fig. 12 geeignet ist, mit einer Hauptstromquelle 5i und einer Hilfsstromquelle 5'₂, mit einem Spannungsumformer 9, z. B. Zerhacker mit Gleichrichterelementen 81 bis 83 und Halbleiterschaltern 7| bis 'Aj, die z. B. aus Transistoren oder aus Thyristoren bestehen. Mit /) bis /3 sind die Wicklungen bezeichnet. Die Vektordrehauflösung entspricht derjenigen gemäß den Fig.9b und 9c. Der Aufwand dieses Geräts ist besonders gering.

Die Fig. 14 zeigt ein Beispiel der Beaufschlagung eines Dreiphasenmotors mit zwei Phasen mit einer Phasendifferenz von 120° und 60°. Die F i g. 14a bis 14c entsprechen den F i g. 9a bis 9c, wobei jedoch jeweils eine Phase fehlt. F i g. 15a zeigt eine dabei verwendbare Einrichtung zur Stromversorgung mit Halbleiterschaltern 6) bis 6₂.

Fig. 15b zeigt verschiedene Schaltungen der Motorwicklungen, nämlich eine Dreiphasen-Stern-Schaltung, eine Dreiphasen-Dreieck-Schaltung und eine Dreiphasen-V-Schaltung. Die Drehvektor-Ortskurven (z. B. kreisförmige Ortskurven C oder regelmäßige hexagonale Ortskurven d) entsprechen denjenigen der F i g. 9. Diese vereinfachte Ausführungsform der Stromversorgungseinrichtung eignet sich für kleinere Leistungen. Bei einem Betrieb mit einer Geschwindigkeit, welche geringer ist als die maximale Geschwindigkeit können die Ausführungsformen der F i g. 14 und 15 mit Vorteil angewandt werden. Unter normalen Betriebsbedingungen werden die Ausführungsformen gemäß F i g. 9 in Verbindung mit einer Sternschaltung angewandt Bei einem Betrieb mit einem Drehmoment, welches geringer ist als das maximale Drehmoment werden die Ausführungsformen gemäß F i g. 14 in Verbindung mit einer Dreieckschaltung gemäß F i g. 15 angewandt

Allgemein gesprochen, kann die Ortskurve des

Drehvektors S(6) eine Kreislinie oder ein Polygon mit n_ Winkeln (n=6, 8, 12,...) sein, wenn die Spannungen V oder die Ströme f mit den vorstehenden Wellenformen verwendet werden oder entsprechende impulsbreitenmodulierte Wellenformen (DE-OSen 24 61501 und 24 59 986). Man kann das Steuersignal 5, d.h. den Vektordrehwinkel Θ, der zugeführten Spannung oder des zugeführten Stroms derart gestalten, daß es einem digitalen Eingangssignal Pin entspricht. Im allgemeinen wird dies durch Verwendung eines Ringzählers, eines ι ο Funktionsgenera tors zur Erzeugung einer trigonometrischen Funktion, eines Sinuswellenoszillators, eines Signalgenerators für eine Vielzahl von Frequenzen, deren mindestens eine variabel ist, verwirklicht. Ferner können die Ausgangssignale von Ringzählern zur Synthese einer angenäherten Sinuswelle verwendet werden. Wenn man einen n-nären Ringzähler verwendet, welcher die Eingangsimpulse von Impulszügen mit zwei verschiedenen Frequenzen aufwärts bzw. abwärts zählt, so ist es möglich, ein impulsbreitenmoduliertes Signal 5 zu erhalten, welches dem Rotationsvektor λ(Θ) eines Polygons mit η Winkeln entspricht. Durch Filterung dieses Signals S kann man eine Vielfalt verschiedener Approximierungen erhalten. Darüberhinaus kann man N Halbleiterschalter (N= n) direkt mit dem Ausgangssignal des n-nären Ringzählers einer EIN-AUS-Steuerung unterwerfen.

F i g. 26 zeigt ein konkretes Ausführungsbeispiel der Stromversorgungseinrichtung 1 gemäß F i g. 8 mit einer Gleichspannungsquelle 300, Zerhackern 301 a und 301 6, Gleichrichterelementen 303a, 3036, Glättungsdrosseln 304a, 3046 und einem Kondensator 309. Der Gleichstrom Idc und die Gleichspannung VWc werden durch Detektoren 306 bzw. 307 ermittelt und dann in einer Zerhacker-Steuereinrichtung 302 mit dem Signal Is eines Stromwerteinstellers 308 oder einem Anpassungsbefehlssignal Is' bzw. mit einem die Geschwindigkeitsfestlegender Spannungsbefehl Vi verglichen. Ferner Umfaßt die Stromversorgungseinrichtung 1 eine Gruppe von Halbleiterschaltern 311 bis 316 sowie einen Gleichrichter 305, welcher dazu dient, die Halbleiterschalterspannungen zu kappen und den Motorblindstrom zurückzuspeisen. Die Zerhacker 301a und 3016 und die Halbleiterschalter 311 bis 316 können Transistoren oder Thyristoren sein.

Die Schalteinrichtung 3 der Stromversorgungseinrichtung 1 umfaßt ferner einen Steuersignalverstärker 320, durch den Steuersignale S₁ bis S₆ für die Ein- und Ausschaltung den Halbleiterschaltern 311 bis 316 zugeführt werden. Die Steuersignale Si bis Si sind in ihrer Gesamtheit in F i g. 8 mit ^bezeichnet und können impulsbreitenmoduliert sein, so daß die Einschaltzeit eines jeden der Halbleiterschalter 311 bis 316 einer Impulsbreitenmodulation unterliegt Die der Einschaltung dienenden Steuersignale Si bis Se, werden von der Steuereinrichtung 4 bereitgestellt, welche einen umkehrbaren Ringzähler 405 (Schieberegister, Aufwärts· Abwärts-Zähler) umfaßt sowie einen Decoder und eine UND-ODER-Logik zur Umwandlung des Ausgangssignals des Ringzählers in eine gewünschte Impulsbreite mit einer geeigneten Wiederholung. Femer umfaßt diese Einrichtung Frequenzteiler 404a und 4046, ODER-Glieder 403a und 4036, einen Trägerimpulsgenerator 401 und ein UND-Glied 402.

' Ferner ist eine Befehlseinrichtung 500 vorgesehen, es welche einen Befehlsimpuls für positive Drehung PinF über den Anschluß F, einen Befehlsimpuls für negative Drehung PinR über den Anschluß R snd einen Befehlsimpuls für Feinsteuerbetrieb Fein über den Anschluß Causgibt. Wenn der Impuls fein gegeben wird, so gelangt ein T *ktimpuls Pce durch das UND-Glied 402 zu den ODER-Gliedern 403a und 4036. Die Frequenz des Taktimpulszugs Pce beträgt das D-fache der Impulsbreiten-Modulationsfrequenz fpwM. Die Frequenzteiler 404a und 4046 teilen eine vorgegebene Frequenz im Verhältnis l/D.

Es soll nun angenommen werden, daß ein Befehl PinF (F i g. 27a) für positive Drehung und für eine niedrige Geschwindigkeit vorliegt, wobei fj„F< fet gilt· In diesem Fall gelangt zum ODER-Glied 4036 nur der Taktimpuls Pce und die Frequenz des Ausgangsimpulses P-i des Frequenzteilers 4046 beträgt f2 = fce/D=fpwM, die Periode beträgt T (F i g. 27b). Das ODER-Glied 403a summiert den Impulszug PinF und den Taktimpulszug Pce und der summierte Impulszug gelangt zum Frequenzteiler 404a, dessen Ausgangsimpulszug /Ί die Frequenz /Ί hat:

, r \/π_/Λ_ 1

τ ice}' *^ — \>rwM ι

Die Position der Impulse des Impulszuges P\ schreitet relativ zu den als Referenzimpulse betrachteten Impulsen des Impulszuges Pi auf der Zeitachse (Impulsphase) jeweils um AT vor (bei Befehlsimpuls PinF), wobei 47= T/D gilt. Bei dem Ringzähler handelt es sich um einen yV-nären umkehrbaren Zähler (wobei z. B. N= 6 gilt).

Im folgenden sollen verschiedene Betriebsweisen erläutert werden. Es soll zunächst angenommen werden, daß als Eingangssignal nur der Aufwärtszähl-Impulszug P\ ansteht (das Signal Fein wird nicht gegeben). In diesem Fall erzeugt der Ringzähler 405 an den Ausgangsanschlüssen in Phasensequenz H- und L-Signale. Wenn die Periode des Ausgangssignals 2π· ist, so beträgt in diesem Beispiel die Dauer Ih des H-Signals und die Dauer ti des L-Signals. Das Signal 5 am ersten Ausgang ist z.B. ein positives Halbwellensignal (F i g. 27f) und das Signal & am vierten Ausgang ist ein negatives Halbwellensignal.

Es soil nun angenommen werden, daß die Impulszüge P\ und P2 am Aufwärtszähleingang CU bzw. am Abwärtszähleingang CD des Ringzählers 4fc anstehen. Die gleichzeitigen Impulse, welche in den F i g. 27b und c mit dem Symbol Δ angedeutet sind, werden eliminiert. Sodann erhält man am Ausgang für das Steuersignal Si des Ringzählers ein positives Halbwellensignal gemäß Fig.27d und am Ausgang für das Steuersignal & ein negatives Halbwellensignal gemäß F i g. 27d. Die Halbleiterschalter 311 und 314 werden durch die Steuersignale Si bzw. Si eingeschaltet Auf diese Weise werden die Halbleiterschalter 311 bis 316 gemäß den Steuersignalen Si bis S₆ eingeschaltet Diese haben die gleiche Wellenform wie das Steuersignal Si und sie eilen einander um '/₆ Periode nach. Demzufolge hat das Potential EA am Anschluß A die Wellenform gemäß F i g. 27d- Die Wellenform des mittleren Potentials am Anschluß A ist durch die gestrichelte Linie in F i g. 27d dargestellt An den anderen Ausgangsanschlüssen B und C erscheint ein Dreiphasenausgangspotential mit einer Wellenform, wie in Fig.27d, jedoch haben diese zueinander eine Phasennacheilung von V₃ st. Somit hat die Spannung Vab die Form gemäß Fig.27e. Der Mittelwert derselben hat eine Trapezwellenform gemäß der gestrichelten Linie in F i g. 27e. Dies entspricht der Wellenform gemäß Fig.9b. Der Motorstrons wird durch die Motorinduktivität geglättet Im Falle eines Motors mit Dreieckschaltung umfaßt der Phasenstrom

einen geringen Anteil einer pulsierenden Komponente, welche· relativ zur Trapezwellenform gemäß der strichpunktierten Linie der Fig.27e zentriert ist. Demgegenüber enthält im Falle eines Motors mit Sternschaltung der Phasenstrom einen kleinen Anteil 5 einer pulsierenden Komponente, welche eine Zentrierung relativ zur Polygonallinienwellenform der F i g. 9c hat. Diese ist gleich der Wellenform des Stroms i_A auf der Ausgangsleitung.

Im Bereich niedriger Geschwindigkeit stellen die Motorwiderstände und die Schaltungswiderstände einen wichtigen Faktor dar, und somit bestimmt der Speisegleichstrom /*■ die Wellenhöhen der Ausgangswechselströme i_A, ie und ic. Im Bereich hoher Geschwindigkeit wird der Ausgangswechselstrom über 1 -, den Speisfcgleichstrom /* gesteuert. Bei anderen Verfahren wird der Speisewechselstrom I_3C ermittelt und gesteuert.

Die Ausführungsform der F i g. 26 kann dahingehend geändert werden, daß die Speisewechselströme i_A, i& ic :n einer Impulsbreitenmodulation unterliegen. In diesem Falle nimmt der Strom i_A, die Wellenform gemäß Fig.27e an. Bei dieser Änderung der Schaltung wird der Kondensator 309 entfernt und der Gleichstromanschluß des Gleichrichters 305 wird parallel zur r> Gleichstromquelle 300 gelegt und die Zeitdauer der Leitung des Halbleiterschalters wird auf V₃^ eingestellt.

Wenn gemäß F i g. 27 der Befehlsimpuls PinF zu dem mit dem Pfeil »stop« bezeichneten Zeitpunkt gestoppt so wird, so haben danach die Impulsi-Uge P\ und P₂ nur noch d<e Form, welche sich durch Frequenzteilung aus dem Taktimpulszug Pce ergibt, und sie stehen mit der gleichen Frequenz

an. Nun wird die Phasendifferenz zwischen" P₁ und P₂ festgehalten. Unter diesem Zustand schreitet der Ringzähler 405 nicht voran, sondern zeigt nur ein wiederholtes Auf und Ab. Die Steuersignale Si und S₄ haben nun ein gleichbleibendes Muster. Daher wird der Speisestrom i_A konstantgehalten und der Motor wird bei dem Feld-Drehwinkel θ oder im Antriebsdrehmoment-Gleichgewichtspunkt B_n, angehalten.

Gemäß F i g. 26 wird eine Periode 2π im Verhältnis MN durch den Ringzähler 405 aufgelöst Eine weitere Auflösung im Verhältnis MD erfolgt durch Überlagerung der Ausgangssignale der Frequenzteiler 404a und 4046 und des Taktimpulszugs Pce, da für das Einschaltzeitverhältnis-—= -i-gilt Somit gilt für die

Auflösungszahl R des elektrischen Winkels 2π insgesamt R= MDN.

Aus diesen Gründen kann man eine Auflösung des elektrischen Winkels im Bereich von R=20 bis 6000 herbeiführen, ohne Beschränkung hinsichtlich der Anzahl der Phasen, z. B. für den Fall eines Dreiphasenmotors.

Wenn die Anzahl der Rotorzähne eines Motors mit Q₂ bezeichnet wird, so kann eine Drehung im Verhältnis MD-N-Q₂ oder 1/J-D · N ■ Q₂ aufgelöst werden.

Der Wert Q₂ kann im Bereich von 10 bis 200 liegen. Bei größeren Motoren kann der Wert Q₂ auch höher sein.

Wenn der Synchronmotor mit hoher Geschwindigkeit läuft so hat die Ausgangswellenform eine hohe Frequenz. Es' ist daher ineffektiv, das Impulsmuste.' gemäß den Fig.27d und 27e beizubehalten und die Taktfrequenz f_ce proportional zu /)„ zu erhöhen, da es dabei zu einer Zunahme der Verluste in den Halbleiterschaltern kommen würde. Erfindungsgemäß werden zwei Methoden in Betracht gezogen, um dieses Problem zu lösen. Eine Methode besteht Ja-.in, die Taktfrequenz bei einem relativ niedrigen Frequenzwert zu fixieren oder nahezu zu fixieren. Somit kann man, falls im Hochgeschwindigkeitsbereich /}„►/« gilt, im wesentlichen ein Verteilungsmuster quadratischer Wellenform St(H) und 5»(H) gemäß Fig.27f erhalten. Gleichzeitig nimmt das Potential E_A (H) am Ausgangsanschluß die Wellenform (I)der Fi g. 27 an. Demzufolge nimmt die Ausgangsspannung V^₈(H) die in Fig.27g durch gestrichelte Linien dargestellte Wellenform an, und der Strom der Ausgangsleitung i_A nimmt eine in F i g. 9c durch ausgezogene Linien dargestellte, einer Sinuswellenform angenäherte Polygonallinienweilenform an.

Das andere Verfahren besteht darin, bei Geschwindigkeiten oberhalb eines vorgegebenen Werts die Taktfrequenz f„ zu eliminieren. Dabei kann die Taktfrequenz konstant sein, wie bei dem ersten Verfahren. Sie wird, wie bei dem ersten Beispiel, derart gewählt, daß /"«>· Λ« gilt, wobei /_r« die Resonanzfrequenz des Synchronmotors bezeichnet.

Wenn die Frequenz f_m des Befehlssignals PinF oder PmR höher ist als die Resonanzfrequenz f_res, so dreht sich der Motor 2 glatt und eine Feinsteuerung wird nicht benötigt Somit wird bei einer Geschwindigkeit oberhalb eines vorbestimmten Wertes das F/ne-Signal eliminiert und der Taktimpulszug Pce wird nicht durch die Torschaltung 402 durchgelassen.

Somit arbeitet die Einrichtung als Rechteckwellen-Wechselrichter. Dessen Steuersignale Si, S₄, das Potential E_A am Ausgang, die Ausgangsspannung V^s(H) und der Ausgangsstrom /a(H) sind in den F i g. 27f und 27g dargestellt Der Motor kann daher mit einer höheren Geschwindigkeit betrieben werden. Andererseits kann auch eint Feinsteuerung bei extrem geringer Geschwindigkeit durchgeführt werden, so daß der Motor innerhalb eines weiten Geschwindigkeitsbereiches betrieben werden kann.

Es steht eine Vielzahl verschiedener Verteih»-.;?smustergeneratoren zur Verfügung. Ein wünschenswerter Verteilungsmustergenerator umfaßt einen Frequenzsignalgenerator, der dazu befähigt ist, zwei Frequenzen Z₁ und h zu erzeugen. Diese Frequenzsignale umfassen eine Impulskomponente oder mindestens eine Wechselstromkomponente. Diese Signale können durch bekannte, einfache Mittel in ein Verteilungsmuster S umgewandelt werden. Genauer gesprochen, besteht ein Aspekt dieses Lösungsweges darin, daß das erste und das zweite Frequenzsignal Λ und f₂ eine Frequenzinformation und eine Relativfrequenzinformation enthalten, welche auf die Frequenz des Verteilungsmusters der Steuersignale S projiziert werden und somit auf die Frequenz des Speisewechselstroms. Ein zweiter Gewichtspunkt besteht darin, daß sie eine Relativphaseninformation (phasendifferenzinformation) enthalten, wobei es sich um einen integralen Wert oder um einen Analogwert der Relativfrequenz handelt (mindestens f\—af₂, wobei a eine Proportionalitätskonstante ist). Die Relativphase hat eine verallgemeinerte Positionsdimension und die Frequenz hat eine verallgemeinerte Geschwindigkeitsdimension.

Wenn man mindestens zwei Frequenzsignalgenerato-

reu vorsieht, so kann map die Frequenz des einen der beiden Generatpren variabel gestalten und hierdurch das Signal auf einfache Weise in verschiedenste Verteilungsmuster für die Steuersignale S umwandeln. Fig.26 .zeigt ejn Beispiel dieses Prinzips. Bei einem anderen konkreten Beispiel erhält man ein Verteilungsmuster mit einer Relativfrequenz (f\— fi) und mit einer Feinrelativphaseninformation durch Amplitudenmodulation zwischen zwei Sinuswellenfrequenzsignalen oder durch Hetorodynmodulation. Ferner kann das Signal in ein Verteilungsmuster mit einer Relativfrequenz (fx—fi) und eine Feinrelativphaseninformation durch ElN-AUS-Modulierung eines Sinuswellenfrequenzsignals mit einem Rechteckwellenfrequenzsignal (wobei die ElN-AUS-ModuIation der Multiplikation in einem Synchrongleichrichter oder in einem Analogschalter entspricht) umgewandelt werden.

Damit die Funktion der Stromversorgungseinrichtung 1 gemäß F i g. 8 erfüllt ist, muß der Synchronmotor 2 dem Drehwinkel des Wechselstromkomponenten-Vektors λ(9) genau folgen.

Im folgenden soll der Aufbau eines Synchronmotors erläutert werden, der diese Bedingung erfüllt

Fig. 16 zeigt eine Ausführungsform eines Synchronmotors, bei dem eine Magnetfeldmodulierung vorgenommen wird. Das Prinzip der Drehmomenterzeugung ist aus der JP-PS 25 810/1972 bekannt Es handelt sich dabei um einen Linearmotor oder eine Iinearisierte Querschnittsansicht eines Teils eines Axialluftspaltmotors. Dieser Motor umfaßt einen Ständer 100 und einen Läufer 200 mit einer Gruppe von zweiten Zähnen 210, welche auf der Fläche eines Kerns 2219 ausgeprägt sind. Die Teilung der zweiten Zähne wird mit A₂ bezeichnet Bei einem Axialluftspaltmotor ist eine Gruppe segmentförmiger zweiter Zähne in einen Halterungskörpet eingesetzt, welcher zwischen Ständern 100 angeordnet ist

Der Ständer 100 weist eine Gruppe von Polen 120—12/7 mit einer Gruppe erster Zähne HO mit der Teilung Ai auf sowie eine Gruppe von Nuten 131 bis 13/7 für die Spulen. Die Pole 120 bis 12/7 sind durch einen Kern 150 miteinander verkettet Paare von N-S-Polen können jeweils gesondert durch nichtgezeigte Kernrükken verkettet sein (U-förmige oder C-förmige Pole).

Wenn die Teilung der benachbarten ersten magnetischen Zähne der durch die Nut 132 getrennten Pole (polintervall) 121 und 122 mit X₃ bezeichnet wird, so gilt A₃=JlTiA₁ (Art -1,2,3,...). Dabei bedeutet k_t das Maß der seitlichen Versetzung der ersten 2ähne beim Obergang von einem Pol zu anderen. F i g. 16 zeigt ein Beispiel des Falles *i=l und somit der Versetzungszahl 0. Das Polintervall kann der Teilung A₂ der zweiten Zähne gemäß der Formel

angepaßt werden.

In die Nuten 131 bis 13/7 sind Spulen 140 eingelegt Eine Spule 141a bzw. 141fr mit einfacher Spulenweite ist um den Pol 122 bzw. 123 gewickelt Eine Spule 142a bzw. 142fr mit doppelter Spulenweite ist um zwei benachbarte Pole 121 und 122 bzw. 122 und 123 gewickelt Zum Beispiel einspricht die Spute 142fr den beiden Spulen 141 a und 141 fr. Eine Spule 143 mit dreifacher Spulenweite ist um drei Pole 121,122 und 123 gewickelt. Allgemein gesprochen, kann man somit eine Spule mit Avfacher Spulenweite bilden, welche um k_} Pole gewickelt ist Ständerwicklungsstränge A bis I_n, für jeweils eine Phase werden gebildet, indem man mehrere

Spulen 140 in Reihe oder parallel schaltet.

Der Grad der Deckung (Koinzidenzgrad) eines ersten Zahns und eines gegenüberliegenden zweiten Zahns ändert sich im Falle Af =A3 mit der räumlichen Position X oder dem räumlichen Winkel Θ' periodisch mit der Teilung Ai₂, d.k mit dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen der Teilung Ai der ersten Zähne und der Teilung A₂ der zweiten Zähne. Der Koinzidenzgrad ist ein Maß für die Magnetleitzahl (Permsanz) zwischen

einem ersten Zahn und dem Läufer.

Ein bestimmter Koinzidenzgrad kann sich von einem anderen durch den Absolutwert a_rder Überlappungsfläche eines ersten Zahns IJO und eines zweiten Zahns 210 unterscheiden sowie durch die Richtung der Oberlap-

pung, welche der Richtung der Bewegung des Läufers entspricht Die Richtung der Überlappung entspricht dem Vorzeichen des differenzierten Wertes da/dx Der Koinzidenzgrad eines ersten Zahns (Referenzzahn) ändert sich periodisch mit der Bewegung (θ,π) des

Ständers 100 relativ zum Läufer 200. Wenn der Koinzidensgrad des Referenzzahns sich gemäß der periodischen Funktion ffB_m) ändert so ist der Koinzidenzgrad (a_s) eines beliebigen anderen Zahns durch die nachstehenden Gleichungen gegeben.

(2)

= f(0„-<p,i) cc*,

wobei der Ruß des Men Zahns der ersten Gruppe der Zähne mit Θ, bezeichnet: ist und φι,· die räumliche Phasendifferenz zwischen dem Referenzzahn und dem Men Zahn der ersten Zähne ist Somit wird der Fluß durch jeden Zahn durch den Koinzidenzgrad a_Si moduliert und die mittlere Flußverteilung über den Spalt ist durch die Verteilung der Koinzidenzgrades a„ moduliert

Die Anzahl der räumlichen Phasen φ» bis φι» d. h. die Anzahl der ersten Zähne 110, ergibt sich bei F i g. 16 aus der Beziehung

H =

Jeweils einer der ersten Zähne, z.B. 111, ist gemäß Fig. 16 in bezug auf den Absolutwert des Koinzidenzgrades nahezu gleich einem anderen, 112, unterscheidet sich jedoch von diesem in der Phase Φ gemäß Gleichung (2) in der Richtwirkung oder Polarität

Die Spule 142a oder 142fr mit doppelter Spulenweite ist mit den Flössen von acht verschiedenen Zähnen der ersten Gruppe verkettet Die Spule 143 mit dreifacher

Spulenweite ist mit zwölf verschiedenen Zähnen der ersten Gruppe verkettet Wenn der Ständerwicklungsstrang for eine Phase aus den Spulen 141a und 141fr einfacher Spulenweite besteht, so ist dieser Wicklungsstrang mit den Flüssen von acht verschiedenen Zähnen der ersten Gruppe verkettet Wenn andererseits der Stinderwicklungsstrang einer Phase aus den Spulen 142a und 142fr mit zweifacher Spulenweite besteht, so ist dieser Wicklungsstrang mit zwölf verschiedenen Zähnen der ersten Gruppe verkettet Die Flußverkettung ist bei den vier Zähnen des Pols 122 größer als bei den acht Zähnen der Pole 121 und 123. Dies ist äquivalent einer Zunahme der dem Spalt zugewendeten Fläche der Zähne.

\5

Bei einem herkömmlichen Motor ist jeder Ständerwicklungsstrang nur mit einer einzigen Art der ersten Z#rae verkettet Bei der Ausfuhrungsform der Fi g, 16 sind die FJüsse von vielen Verschiedenen Arten der ersten Zahne mit einem Ständerwicklungsstrang verkettet. Dies hat zum Ergebnis, daß die Beziehung zwischen dem Lastwinkel Θ,-(Winkelabweichung in bezug auf die /-te Phase) und dem Drehmoment τ>- für die /-te Phase gemäß Fig,6 wesentlich verbessert wird. Der Grund hierfür soll im folgenden erläutert werden.

Ein Ständerwicklungsstrang einer Phase ist mit einer Anzahl von h (hnH) Zähnen, d. h. Koinzidenzgraden, verkettet. Wenn die Anzahl der Verkettungen des Wicklungsstrangs der /ten Phase mit dem Men magnetischen Zahnfluß Φ ι w? beträgt, so beträgt die Gesamtanzahl Ψ) der Verkettungen des /-ten Wicklungsstrangs mit den Flüssen der h Zähne

Da nun eine periodische Funktion f(B_m) gemäß Gleichungen (2) vorliegt, so gilt

Φ,

Φ,, \\ - 2j Or^OS V (O_n, -(

(5)

wobei Φ „den mittleren Zähnfluß (Gleichflußkomponente) und sv den Koeffizienten des Flusses der Komponente v-ter Ordnung bezeichnen. _M

Es sollen nun die Flüsse, welche mit der /-ten Phase verkettet sind, mit Φ\ bis Φ/, bezeichnet werden. Sodann liegen die Phasenabweichungen ψη bis cpu, im Bereich von ψί±Δφ, wobei q>j die Abweichung des Wicklungsstrangs der /-ten Phase von der Referenzphase ist Es j5 soll nun angenommen werden, daß Δφ<— gilt Unter

dieser Voraussetzung wird 5>y durch die Gleichstromkomponente und die Komponente erster Ordnung für verschiedene φι, gebildet und die Komponenten -to höherer Ordnung werden aufgehoben. Auf diese Weise wirkt sich die Tatsache aus, daß die weiter innen gelegenen Zähne der einem Wicklungsstrang zugeordneten ersten Zähne mit einer größeren Anzahl w, von Windungen verkettet sind. In F i g. 16 werden die Spulen 142a und 1426 in Reihe geschaltet oder die Spulen 141a ■jnd 143 werden in Reihe zueinander geschaltet Demzufolge kann die Gleichung (4) wie folgt umgeformt werden, ohne daß man einen nennenswerten Fehler macht:

W₁ = Ψ,,[1-Λ, cos (Θ,,,-φ,)]

(6)

Ψ.. = Σ ^wi<t>.··

-sr ^ "·

i,- Ψ,) ; und

Der differenzierte Wen Ψ, - άΨ,/άθ,,, beträgt: Ψ, - V„ ,-I₁ sin (θ,,, -ρ,). (7)

Da das Drehmoment propprtional 9j ist, kann man ersichtlich die Drehmomentkurve gem^ß Fig,6 erhalten, indem maji /durch /ersetzt und indem d,==(e_m-g»,) setzt Die Gleichung (7) zeigt, da die EMK aufgrund der Relativbewegung d8^/di eine Sinuswellenform annimmt Somjt hat· der verzerrungsfreie Synchronmotor gemäß vorliegender Erfindung eine interne EMK von Sinuswellenform.

Wenn der folgende Strom /}der/-ten Phase fließt

b -

(-rf)

(8)

(4) so erhält man-die nächfolgende Gleichung, da das is Drehmoment, τ/ der /-ten Phase proportional dem Produkt von iP/undiyist

Tj=>F_oA_} I₁ γ [sin (0 - 0_OT) - sin (0 - 0_m - 2 j»,)]

(9)

Allgemein gelten Beziehungen:

j = 1 m

^ = UL.,-m

für ro-Phasen die folgenden

HO)

Somit ergibt sich das Gesamtdrehmoment aus den Gleichungen (9) und (10)

7=1

^r sin(0-0_ra)

(H)

Σ. (_nj__n ^ In \ ,., V ^m m Ί

Der zweite Term in der Klammer der Gleichung (9) wird somit aufgehoben, und (Θ—Q_m) bildet den Gesamtlastwinkel δ. Die Motordrehposition Q_m bei der das Drehmoment r Null ist wird als Drehmomentgleichgewichtspunkt (Gleichgewicht zwischen der elektromagnetischen Kraft und der Antriebskraft) θτ bezeichnet

50 (12)

Θ, = QJ

O.

wobei 8m die Bezeichnung t = 0 befriedigt Der Winkel θ ist der Vektordrehmoment-Drehwinkel (F i g. 5) des Mehrphasenwechselstroms, und der Gleichgewichtspunkt der elektromagnetischen Kraft entspricht völlig dem Vektordrehwinkel des Mehrphasenwechselstroms. Ein Problem der herkömmlichen Systeme besteht in dem Auftreten großer Verzerrungen, welche durch die Gleichungen (6) und (7) nicht angenähert werden. Der Grund hierfür besteht darin, daß die herkömmliche Bauweise hur erste Zähne einer einzigen Art uml'aßt. Dies führt zu einer τ,—(!/-Charakteristik gemäß Fig. 1, da die Komponenten höherer Ordnung sich nicht aufheben.

Ei? ist ein .wesentliches Merkmal tier Erfindung, daß eine Vielzahl verschiedener Arten υρπ £8wien verkettet ist, Hierdurch. wird derPrehwinkel des Synchronmotors in Übereinstimmung gebrecht mit dem Yektordrehwinkel θ des Speisewechselstrom*Mit 'diesem Konzept wird die Vektorsynthesetheorie exakt verwirklicht.

Bei den herkömmlichen Systemen ist es erforderlich, die Ströme der einzelnen Phasen gemäß einer nicht-trigonometrischen Funktion zu ändern oder unter allzeitiger Überwachung des stationären Punktes einer Feineinstellung zu unterwerfen, um eine genaue Motordrehung und eine Drehung des Motors um kleine Beträge zu erzielen. Da bei den bekannten Systemen darüberhinaus der Vektordrehwinkel θ des Speisestroms nicht direkt mit dem stationären Gleichgewichtspunkt θ_τ abereinstimmt, kommt es zu einer Herabsetzung der Auflösungszahl des stationären Gleichgewichtspunktes, wenn der Strommaximumwert I\ gemäß Gleichungen (S) und (11) geändert wird.

ErfindungsgC3iäß dient die Stromstärke I\ als der ProportionalkorfSzient des Drehmoments, Dies führt nicht zu einer Abweichung des Vektordrehwinkels, & h. des stationären Gleichgewichtspunktes.

Fig. 17 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, wobei sowohl die Teilung A_t der ersten Zähne als auch die Teilung A₂ der zweiten Zähne innerhalb eines Pols den Wert λ hat Der Abstand m zwischen den Polen ist verschieden von dem Abstand η zwischen den ersten Zähnen. Hierbei ist die Teilung A₃ kein ganzzahliges Vielfaches der Teilung A₁. Daher besteht bei dieser Ausfilhrungsform eine Abweichung des Koinzidenzgrades zwischen den Polen, und die Anzahl //der Koinzidenzgrade ist herabgesetzt Die Spule mit einfacher Spulenweite ist auf eine Vielzahl von Polen gewickelt Bei dieser Anordnung is. die Anzahl h der Arten der ersten Zähne, welche mit dem Wicklungsstrang einer Phase verkettet sind, ebenfalls erhöht und somit ist es erwünscht, eine bestimmte Anzahl von Spulen in Reihe zu schalten, so daß sie mit den Flüssen einer Anzahl von h Polen verkettet sind Beispielsweise sind die Spulen 142a und 1426 oder die Spulen 143a und 1436 oder 142* und 1426 und 142c und 143a und 1436 und 143cin Reihe geschaltet

Fig. 18 zeigt eine Möglichkeit zur weiteren Erhöhung der Anzahl der Koinzidenzgrade in einem Pol durch unterschiedliche Zahnbreiten ti, h und ty. Zusätzlich können die Zahnmitten voneinander abweichen. Beispielsweise zeigen die Zähne HO, und 1Kb gleiche Zahnbreiten, aber Abweichungen im Hinblick auf die Zahnmittel und die Phase φα. Die Anordnung hinsichtlich der Anzahl der Arten von Koinzidenzgraden ist aus der JP-PS16 806/1975 bekannt

F i g. 19 zeigt eine weitere Möglichkeit zur Erhöhung der Anzahl //der Koinzidenzgrade. F i g. 19a zeigt eine Seitenansicht des Läufers 200 oder Ständers 100. Fig. 19b zeigt eine Draufsicht mit der Länge L in Axialrichtung (Schichtdicke). Die Zähne 110 bzw. 210 verlaufen schräg, so daß Ober die Länge L eine Abweichung Δφ' in Richtung der Relativbewegung Χ(θ') zustandekommt Diese Abweichung liegt unter dem Wert λ/1 Auf diese Weise kann die Anzahl der Koinzidenzgrade gleich der Anzahl der Platten des geschichteten Kerns sein. Anstelle einer kontinuierlichen Abweichung kann auch eine stufenweise Versetzung vorgesehen sein. Diese Anordnungen sind aus der JP-PS 21 207/1975 bekannt

F i g. 20 zeigt eine Teilansicht einer Wicklung, wobei der Zwischenraum zwischen den Zähnen der ersten

für die Unterbringung der Leiter vergrößert ist Durch diese Maßnahme kann die Anzahl der Spulen erhöht werden. Der Wert w/in Gleichung (4) kann sich gemäß einer trigonometrischen Funktion (in Form einer Schrittannäherung) mit der Zahl / ändern. Hierdurch kann der Effekt der Aufhebung der Komponenten höherer Ordnung gegenüber der Grundkomponente verstärkt werden bzw. bei gleichem Aufhebungseffekt kann eine Verstärkung der Grundkomponente erreicht

ίο werden. Ferner kann man die Charakteristika verbessern, indem man die Streuinduktivität reduziert

Nachfolgend sollen Möglichkeiten zur Erhöhung der Spulenweite jeweils anhand des Gesamtwicklungsaufbaus bei einem zylindrischen Motor erläutert werden.

is ·' F ί g. j21 zeigt einen Motor ohne Gleichfeld mit Spulen a, ä, b, b, c, c kurzer Spulcnweite in den Nuten 131 bis 13a Die Pfeile bezeichnen die Bereiche, in denen der Grad der Koinzidenz zwischen den ersten Zähnen 110 und den zweiten Zähnen 210 groß ist Details der Zähne sind in einem mit strichpunktierter Kreislinie umgebenen, vergrößerten Ausschnitt gezeigt Der Motor umfaßt insgesamt drei Phasen und sechs Nuten sowie zwei Wicklungspole. _ Die Spulen aund «sind der Α-Phase, die Spulen b und b der B-Phase und die Spulen c und c der C-Phase zugeordnet Ferner kann eine Kombination von Spulen vorliegen, wie sie in Klammern angedeutet ist Diese Anordnung verursacht jedoch eine exzentrische magnetomotorische Kraft Somit ist dieser Fall für Anwendun- gen erwünscht, bei denen mehr als die doppelte Anzahl Wicklungspole oder Nuten vorliegt

Fig.22a und b zeigen Anordnungen von Spulen mit vergrößerter Spulenweite. Fig.22a zeigt eine Spulenweite von 120° mit einer Verkettung mit je zwei Polen.

Fig.22b zeigt eine Spulenweite von 180° mit einer Verkettung mit je drei Polen. In Fig.22 sind die Polaritäten der_Leiter durch <g> und O angedeutet Die Spulen A und A bzw. die Spulen Bund Bbzw. Cund C bilden je ein Paar für die Α-Phase bzw. die B-Phase bzw.

die C-Phase.

Bei der Ausführungsform gemäß F i g. 22 ist der Fluß eines Pols mit den Spulen mehrerer Phasen verkettet Demgemäß wird die Verteilung des magnetischen Feldes über den Spalt, d. h. die Richtung (Drehwinkel) des magnetischen Feldes über den Spalt, direkt durch die Vektorsynthese der Ströme der einzelnen Phasen bestimmt Somit bestimmt der elektrische Vektordrehwinkel direkt den Gleichgewichtspunkt der Antriebskraft Dies ist vorteilhaft gegenüber einer Anordnung

so gemäß F i g. 21, bei der der elektrische Vektordrehwinkel θ das Drehmoment für jede einzelne Phase bestimmt und dann der Gleichgewichtspunkt der Antriebskraft indirekt als zusammengesetztes Drehmomentgleichgewicht bestimmt wird. Dieser Vorteil beruht auf der Tatsache, daß bei dem erfindungsgemäßen Aufbau für jede Phase eine Vielzahl von Arten erster Zähne vorgesehen ist

F i g. 23 zeigt einen Motoraufbau mit einer größeren Anzahl von Nuten. Die Anzahl der Koinzidenzpunkte

M/bis Mg kann beliebig festgesetzt werden.

Die Fig. 24a und 24b zeigen Spulenanordnungen bei einem Motor mit zwölf Nuten. Fig.24a zeigt die 150°-Spulen eines Motors mit drei Phasen und zwei Wicklungspolen, wobei die Leiter, welche durch Uberstrichene Buchstaben bezeichnet sind, gepaart sind und jeweils Spulen bilden. F i g. 24b zeigt die 180° -Spulen eines Dreiphasenmotors mit vier Wicklungspolen. Die Anordnung mit zwei Wicklungspolen findet

ri 'ti

Anwendung, wenn die AnzRh] der KoinzideiwpHnkte q^l betragt. Pie Anordnung mit vier WieklHngspolen findet Anwendung, wenn die Anzahl der Koinzidenz' punkte qvA beträgt. Bei einer Konstruktion, mit einem Feldmagneten findet die 4-PoJ'Anordnung Anwendung, wenn die Anzahl der Koinzjdeiwpunkte q^2 beträgt. Je größer die Anzahl der Nuten, umso größer ist die Anzahl der Spulen und umso geringer ist somit die Verzerrung der Spaltfeldverteilung und umso besser ist der Effekt der Vektoraddition aufgrund der Ströme der ι ο einzelnen Phasen.

Die Fig.25a, b und c zeigen Synchronmotoren mit einem Gleichfeldmagneten. Fig.25a zeigt den Aufbau eines Motors vom bipolaren TVp nut den Nuten 13₍ bis 13_ft mit den die Antriebsspulen 14t bis 14„ und mit Nuten 15 bzw, 15n fQr eine geradzahlige Anzahl von Feldspulen 16i, 16* Feldspuelen 16 und Antriebsspulen 14) bis 14„ sind z.B. in gemeinsamen Nuten 15i = 13₍ bzw. 15₂=· 137 untergebracht Die Antriebsspulen 14i bis 14„ sind derart gewickelt, daß in einem TeQ des Bereichs zwischeoden Feldwicklungsnuten ein Wanderfeld (oder Wanderstrom) mit einem elektrischen Wickel 2x* fa—\, 2, 3, ...) gebildet wird. Die Anzahl q der Zahnkoinzidenzpunkte beträgt kh (Xr₅=halbe Zahl der Feldnuten).

Fig.25b zeigt den Aufbau eines Motors vom heteropolaren Typ, wobei die Nuten 13j bis 13„ gemeinsam für die Feldspulen I61 bis 16„ und die Antriebsspulen 14i bis 14„ verwendet werden. Die Antriebsspulen 14] bis 14„ sind in gleicher Weise gewickelt, wie in den Fig. 21 bis 24. In diesem Beispiel beträgt die Anzahl der Wicklungspole das Doppelte wie im Falle eines Aufbaus ohne Gleichfeldmagneten. Die Zahl der Wicklungspole ist nicht identisch mit der Anzahl der Pole 120. Vielmehr handelt es sich um die Anzahl der Magnetpole, welche gebildet werden, wenn im Falle eines Mehrphasenwicklungsaufbaus die Wicklung einer Phase mit Strom beaufschlagt wird. Zum Beispiel kann die Anordnung der Fig.25b verglichen werden mit derjenigen der F i g. 21. Die Polaritäten der Antriebswicklungen a, b und c sind gegen % Έ und c invertiert Dies bedeutet, daß die Vorwärtspolaritätssymbole a, A und c anstelle der Rückwärtspolaritätssymbole ä, 5und cder Antriebsspulen stehen.

Fig.25c zeigt den Aufbau eines bekannten Motors vom Dualpcar-Homopolar-Typ in Z^illingsanordming. Es ist eine Querschnitsansicht einer Ebene, welche die Drehachse umfaßt, dargestellt Die Feldwicklungen 16a und 166 sind ringförmig ausgeführt, und die Kerne 100 und 200 haben die in Fig.23 gezeigte Form. Der so Feldfluß verläuft durch die folgende Schleife: Ständerkern IOO2—Luftspalt—Läuferkern 2OO2—Läuferkern 2ΟΟ1—Ständerkern IOO1—Joch 17; und ferner durch die folgende Schleife: Ständerkern 10O₂- Läuferkern 20O₂-Läuferkern 2OO3—Luftspalt—Ständerkern ΙΟΟ3—Joch 17. Dabei wird ein unipolares Radialfeld über dem Späh gebildet

Permanentmagnete 16a'und 166'können anstelle der Feldspulen 16a und 166 auf der Welle 18 angeordnet sein. Die Antgebswicklung 140 ist in Form einer Mehrphasenwicklung gemäß Fig.24b gewickelt. Die Anzahl der Polaritäten der Spulen beträgt das Doppelte der Anzahl q der Koinzidenzpunkte M. Bei dieser Anordnung können verschiedenste Anordnungen der Mehrphasenwicklung vorgesehen sein, z. B. in Verbindung mit der Anzahl der Nuten für jeden Spulenpol und für jede Phase. Ferner können Spulen mit kleiner Spulenweite gewählt werden.

Bei dem Aufbau mit einem Gleichfeldmagneten werden die Flosse φ\ bis Φ/durch c5ie Glefchfeldeinrich' tung gleichförmig beeinflußt und können durch folgende Gleichung ausgedrückt werden;

Φι =

(13)

K₆ = Konstante, welche die Sättigungscharakteristik

(abhängig von ty bezeichnet If = Feldstrom.

Somit ist das erzeugte Drehmoment proportional dem Strom durch die Antriebswicklung (wenn der Feldstrom Ir konstant ist) mit einer Porportionalcharakteristik gemäß Fig.7, selbst wenn man die magnetische Sättigung in Betracht zieht Es ist erwünscht, daß das Gleichfeld intensiviert und die maghetomotirische Kraft der Antriebswicklung herabgesetzt wird, um den Leistungsfaktor zu verbessern. Daher gelangt das erzeugte Drehmoment in den Bereich der linearität Es ist äußerü erwünscht daß man die Steuerung im Bereich guter Linearität vornimmt, um hohe Steuergenauigkeit zu erzielen.

Die Gleichung (11) wird wie folgt umgeschrieben, wobei ¹Po(If) die Magnetisierungscharakteristik der geraden Linie Coder der Sättigungskurve B der F i g. 7 darstellt:

r* = A₁

- /, -|- sin (G- 0_m) (14)

Tdt= Drehmoment eines Motors vom Gleichstromerregungstyp.

Demgegenüber hat ein Motor vom Reluktanztyp ohne Gleichfeldmagneten eine Selbsterregungscharakteristik, wobei der Wert /5 welcher der Erregungskomponente Ir entspricht; durch nachstehende Gleichung (15) gegeben ist (Obgleich eine strikte Ableitung von der Permeanz und Stromverteilung für jeden Zahn abgeleitet werden muß, so wird dies doch der Einfachen halber unterlassen.)

I - I ^m ¹E- 'IT"

(15)

Aus der Gleichung (14) ergibt sich das P^eluktanzmotordrehmonent f« wie folgt:

tr = A_x Ψ_α(Ι_Ε) ■ I₁ -2L sin (0-

(16)

wobei To(Ie) eine magnetische Sättigungskurve, wie die Kurve B der Fig.7, darstellt Im linearen Bereich beträgt das Drehmoment Sr

τ« * 2K_RI\sm (0- 0_m) ■ cos (0- 0J

= ÄA/?sin2(0-0_m) (17)

wobei Kr eine Konstante ist, welche von m und der Proportionslitätskonstante von A\ · Φο(Ιε) abhängt

Hier ist der Wert 2{B-d_m) der Lastwinkel du des Motors vom Reluktanztyp.

Im Bereich magnetischer Sättigung ist der Wert ¹Po(Ie) gesättigt und das Drehmoment zeigt eine stromproportionale Charakteristik.

Wie aus den Gleichungen (16) und (17) ersichtlich, wird der Speisestromvektordrehwinkel θ genau auf den Antriebskraft-Gleichgewichtspunkt Θ_Τ und den elektro-

malischen Gleichgewichtspunkt B_m reflektiert. Dieses Prinzip folgt aus den Gleichungen (6) und (7) und hängt davon ab, in welchem Maße der Vektordrehwinkel nur durch die Komponente erster Ordnung (»el) ausgedrückt werden kann, während Komponenten höherer Ordnung reduziert werden (vä2). Es ist wesentlich, daß viele Arten der ersten Zähne, welche verschiedene Koinzidenzgrade aufweisen, mit der Spule einer Phase in Flußverkettung stehen.

Zum Beispiel kann man bei der Ausführungsform mit Verschiebung der Zahnphase φι, zwei Arten von Zähnen versehen, deren Phasendifferenz π/2 beträgt. Dabei wird die Komponente zweiter Ordnung (v = 2), welche die größte Fehlerursache darstellt, eliminiert. Bei einer anderen Ausführungsform werden ebenfalls zwei Arten von Zähnen verwendet, und die Phasendifferenz beträgt π/3. Hierdurch wird die Komponente dritter Ordnung eliminiert, welche die zweitgrößte Fehlerquelle darstellt. Bei einer anderen Ausführungsform werden magnetische Zahne dreier Phasen qsn, g>u und qpij verwendet, und zwar in Verbindung mit einer Anzahl w\, w? und iv> Verkettungen (oder in Verbindung mit Zahnbreiten /i, f₂ und f3), wodurch die Komponenten niedriger Ordnung ν = 2, 3 (oder ν = 2, 4) stark herabgesetzt werden.

Die Komponenten höherer Ordnung (v>2) können stark herabgesetzt werden, wenn die Phase φι, auf eine Verteilungsbreite ±Δφ-π/3 bis π/4 eingestellt wird, ohne daß man eine Komponente spezifischer Ordnung eliminieren muß. Dies ist möglich, indem man die kleinste Spulenweite auf einen elektrischen Winkel von 2λ/3 bis π einstellt (z. B. F i g. 22 und 24 oder F i g. 21 mit einem Gleichfeldmagneten).

Das obige Ziel kann auch verwirklicht werden durch den schrägen Verlauf der Zähne gemäß F i g. 19. Bei der Konstruktion gemäß Fig. 16 schneidet der Wicklungsstrang einer Phase eine Vielzahl von Polen, so daß in

ίο Verbindung mit F i g. 19 zahlreiche Verteilungen erzielt werden können. Ferner können die Komponenten höherer Ordnung oder niedriger Ordnung drastisch herabgesetzt werden, indem man die Zahl der Nuten erhöht (F i g. 20) und somit die Anzahl der verschiede-

! ■) nen Verkettungen w.

Bei einer anderen Methode wird die Spulenweite vergrößert, so daß Pole und Luftspalte gemeinsam verwendet werden, wobei der Unterschied zwischen θ und Q_m eliminiert werden kann. Dieser Effekt kann

2(i drastisch verbessert werden, wenn man zusätzlich eine Erhöhung der Anzahl der Nuten vorsieht. Eine Mehrphasenwicklung, wie in den Fig.22 und 24, führt zu einem Drehfeld (Wanderfeld), wobei Feldwellen gleichförmig bewegt oder gedreht werden und die

.'Ί Rotation oder Bewegung genau dem Vektordrehwinkel der elektrischen Speisegröße entspricht. Für das L'iftspaltfeld selbst gilt die Ortskurve gemäß F i g. 5.

llicr/u l3HI;itt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche?

\_r Schrittweise betriebener jj-phasiger Synchronmotor hoher Schnttwmkejauflösung mit einem Stander, dessen Blechpaket Pole nut ersten Zähnen und die aus jj-Ständerw»cklungs$trängen bestehende Ständerwicklung aufweist, mit einem Läufer, dessen Blechpaket zweite Zähne aufweist, die den ersten Zähnen des Ständers über den Luftspalt gegenüberstehen, mit einer Stromversorgungseinrichtung, bestehend aus einer Steuerschaltung, die nach Maßgabe von Befehlsimpulsen gegeneinander phasenverschobene Steuersignale abgibt, und aus einer aus Halbleiterschaltern aufgebauten Schalteinrichtung, die in Abhängigkeit von den Steuersignalen die Ständerwicklungen mit einer Gleichstromquelle verbindet, wobei die die Schrittwinkelauflösung charakterisierende Auflösungszahl R pro elektrischem Winkel 2pbeliebig ist, gekennzeichnet durch die folgende Kombination: mindestens zwei Zähne (HO^ der einem Ständerwicklungsstrang (140) zugeordneten Gruppe der ersten Zähne (110) sind mit unterschiedlichen magnetischen Flüssen beaufschlagbar; die Steuerschaltung (4) gibt an die Halbleiterschalter (61, bis 63*; 7₍ bis 7₃; 311 bis 316) der Schalteinrichtung (3) gegeneinander phasenverschobene Steuersignale einer nach einer trigonometrischen Funktion oder nach einer Näherung einer trigonometrischen Funktion verlaufenden Wellenform ab.
2. Synchronmotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der FIuB mindestens eines ersten Zahns mit mehreren Si-"jiderwicklungssträngenverkettetist(Fig.l6.17).
3. Synchronmotor nach An: mich 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Flüsse der mindestens zwei ersten Zähne (110) mit dem gleichen Ständerwicklungsstrang (140) verkettet und voneinander unterschiedlicher Größe sind(Fig. 16—19).
4. Synchronmotor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Pole (120 bis 124) des Ständers (100) durch Nuten (131 bis 134) getrennt sind, in denen Spulen (141a, 1410, 142a, 1426, 142a 143, 143a, 143b) der Ständerwicklungsstränge (140) angeordnet sind, daß die Spulen einen oder mehrere der Pole umfassen und daß jeder Ständerwicklungsstrang entweder aus einer einzigen oder einer Mehrzahl von Spulen unterschiedlicher Spulenweite in Reihenparallelschaltung gebil- so det ist (Fig. 16,17).
5. Synchronmotor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens zwei erste Zähne (110t, HO₂, IIO3) unterschiedliche Abmessungen besitzen (F i g. 18).
6. Synchronmotor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei ersten Zähne mit unterschiedlichen Abmessungen auf verschiedenen, zu jeweils einem Ständerwicklungsstrang gehörenden Polen angeordne t sind.
7. Synchronmotor nach einem der Ansprüche 1 bis

6, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilung der auf den Polen ausgebildeten ersten Zähne (110) von der Teilung der auf dem Läufer ausgebildeten zweiten Zähne (210) abweicht (F i g. 16).
8. Synchronmotor nach einem der Ansprüche 1 bis

7, dadurch gekennzeichnet, daß entweder das Ständerblechpaket oder das Läuferblechpaket derart geschichtet ist, daß, in axialer Richtung gesehen, jeder Zahn mit der Achsparallele einen Winkel einschließt (F ig, J9),
9. Synchronmotor nach einem der Ansprüche \ bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß in dem die ersten und zweiten Zähne enthaltenden, magnetischen Kreis eine Gleichfeldeinrichtung (Feldwicklungen 16, bis 16„; I6e, 16b; Permanentmagnete 16/, i6b) angeordnet ist (F i g. 25a, 25b, 25c),
10. Synchronmotor nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Näherung einer trigonometrischen Funktion für die den Ständerwicklungen (140) von der Stromversorgungseinrichtung (1) zugeführten Spannungen oder Ströme trapezförmige Wellenform oder eine der Sinuswelle angenäherte, polygonallinienförmige Wellenform oder eine entsprechende impulsbreitenmodulierte Wellenform ist (F i g. 9,10,12,14,27).
11. Synchronmotor nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom in beiden Richtungen durch die Ständerwicklungsstränge fließt (F ig. 9,10,14).
12. Synchronmotor nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgungseinrichtung (1) hinsichtlich des durch die trigonometrische Funktion bestimmten Steuermodus und der die Stromart bestimmenden Betriebsart umschaltbar ist , .
13. Synchronmotor nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die von der Stromversorgungseinrichtung (1) den einzelnen Ständerwicklungssträngen !«geführten Ströme oder Spannungen untereinander gleich und einstellbar sind.
14. Synchronmotor nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Aussteuerung der Ständerwicklungsstränge mit nach einer trigonometrischen Funktion verlaufenden Strömen auf den Niedriggeschwindigkeitsbereich beschränkt ist und in dem Hochgeschwindigkeitsbereich freigebbar ist
15. Synchronmotor nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet daß der Strom oder die Spannung im Hochgeschwindigkeitsbereich eine Rechteckwellenform oder eine abgestufte Wellenform besitzt
16. Synchronmotor nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (4) der Stromversorgungseinrichtung (1) einen Verteilungsmustergenerator umfaßt, bestehend aus einem Frequenzsignalgenerator (410), der, ausgelöst durch einen digitalen Befehlsimpuls, mindestens zwei Frequenzsignale erzeugt von denen mindestens eines frequenzvariabel ist und einem Signalwandler (Ringzähler 405), der die beiden Frequenzsignale eingangsseitig empfängt und ausgangsseitig ein aus den Steuersignalen bestehendes Verteilungsmuster zur Steuerung der Halbleiterschalter (311 bis 316) der Schalteinrichtung (3) über einen Verstärker (320) abgibt, und daß eine Befehlseinrichtung (500) vorgesehen ist, die Befehlssignale (PinF, PinR) für die Drehrichtung, ein Befehlssignal (Fine) für die Feinsteuerung und ein Amplitudenbefehlssignal (fs, Vs) abgibt, durch die über eine Amplitudensteuereinrichtung (302) die dem Motor zugeführten Ströme und Spannungen nach Maßgabe des gewünschten Drehmoments einstellbar sind (F i g. 26).