DE2612555C2 - Aktives RC-Filter - Google Patents

Description

2. Aktives RC-Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsnetzwerk einen siebenten Widerstand (19) aufweist, der zwischen den ersten Verbindungspunkt (8) und den nichtinvertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers (1) geschaltet ist (Fig. 3).

3. Aktives RC-Filter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Eingangsnetzwerk der fünfte und der sechste Widerstand (5; 21,6; 20) aus einem einzelnen Potentiometer (22) bestehen, welches einen verschiebbaren Abgriffspunkt aufweist, der den ersten Verbindungspunkt (8) darstellt, und daß der siebente Widerstand aus einem veränderbaren Widerstand (24) besteht (Fig. 4).

Die Erfindung betrifft ein aktives RC-Filter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Im Zusammenhang mit Nachrichtenübertragungsanordnungen besteht häufig die Notwendigkeit, die Amplitudenverzerrungen eines Übertragungskanals zu verringern, so daß die Dämpfung über der Bandbreite des Kanals im wesentlichen konstant, d. h. innerhalb vorbestimmter Grenzen verläuft. Netzwerke, die zur Einebnung des Dämpfungsverlaufs in Reihe zum Übertragungskanal geschaltet werden können, heißen Amplitudenentzerrer. Derartige Entzerrer wurden bisher im allgemeinen aus verhältnismäßig unförmigen Bauclcmenten wie Spulen und Kondensatoren aufgebaut. Eine moderne Entwicklungstendenz beruht darauf, Spulen in elektronischen Schaltungsanordnungen zu vermeiden, insbesondere bei Niederfrequenzanwendungen (beispielsweise unterhalb 10 kHz), wo Spulen unverhältnismäßig groß, schwer und teuer sind. Es wurden bereits Schaltungsanordnungen entwickelt, die ausschließlich Verstärker, Widerstände und Kondensatoren verwenden, wodurch kleine Abmessungen und ein geringes Gewicht erreichbar sind, ferner die Realisierbarkeit in mikroelektronischer Technik unter Verwendung von Dünnfilm- oder Dickfilm-Bauelementen möglich ist.

Die US-PS 38 18 359 zeigt ein aktives RC-Filter mit einer bi-quadratischen Übertragungsfunktion mit einem Eingangsanschluß, einem Bezugsanschluß, einem Ausgangsanschluß und mehreren aktiven Elementen, die jeweils aus einem Operationsverstärker mit einem invertierenden Eingangsanschluß und einem nichtinvertierenden Eingangsanschluii gebildet sind gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

In dem bekannten aktiven RC-Filter sind zur Anpassung an bestimmte Dämpfungscharakteristiken Hinstcllelcmcntc, wie Widerstände und Schalter, verwendet. Die kritischen Bauelementewertc dieser Einstcllclemcnte können jedoch nicht unabhängig voneinander zur Einstellung eines bestimmten Dämpfungsverlaufs gewühlt werden.
Zur Ampliludcncntzcrrung sind im bekannten aktiven RC-Piltcr drei Operationsverstärker nötig.

lis ist deshalb Aufgabe der Erfindung, ein aktives RC-Filter, das als Amplitudenent/.errer verwendbar ist, mit nur zwei Operationsverstärkern zu ermöglichen, dessen hinsichtlich Resonanzfrequenz, Resonanzamplitude und Q-Faktor kritische Bauteilewerte eine geringe gegenseitige Abhängigkeit aufweisen und die eine vereinfachte Anpassung an gewünschte Schaltiingsparameter durch ledigliche Abstimmung von Widerstandswerten

der Schaltung ermöglichen, wobei das aktive RC-Filter einen hohen Q-Faktor bei geringer Empfindlichkeit aufweisen soll.

Die Aufgabe wird bei einem Gegenstand nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Ausführungsförmen sind durch die Unteransprüche gekennzeichnet.

Ein derartiger Entzerrer kann Operationsverstärker mit Difteienzeingang (kurz Differenzverstärker genannt). Kondensatoren und Widerstände aufweisen, wobei seine Eigenschaften wie Mittenfrequenz, Amplitude und Güte derart berechnet oder eingestellt werden können, daß der Ampütudenfrequenzgang innerhalb eines das Niederfrequenzband umfassenden Frequenzbereiches geebnet werden kann.

Der erfindungsgemäße Ampütudenentzerrer kann verwendet werden zur

a) Entzerrung eines Fernsprechkanals,

b) Niederfrequenz-Entzerrung bei der Schallaufzeichnung, -wiedergabe oder -messung (z. B. mit Hilfe von »graphischen Entzerrern«, die aus einer Bank aus ähnlichen, auf benachbarte Frequenzbänder abgestimmten Entzerrern aufgebaut sind) oder is

c) Entzerrung eines Eich- bzw. Meßmikrophons für Standard-Funktionsprüfungen.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 die Grundschaltung eines Amp'jtudenentzerrers,

Fig. 2 den Amplitudenfrequenzgang eines erfindungsgemäßen Entzerrers, Fig. 3 ein abgeändertes Eingangsnetzwerk für den Entzerrer nach Fig. 1 und

F i g. 4 sine abgeänderte Schaltung des erfindungsgemäßen Entzerrers, dessen Schaltungsparameter von Hand einstellbar sind.

Fig, 1 zeigt die Grundschaltung eines Entzerrers, der aufweist einen ersten Differenzverstärker 1 und einen zweiten Differenzverstärker 2 mit je einem invertierenden und nichtinvertierenden Eingang und einem Ausgang, die über Widerstände und Kondensatoren zusammengeschaltet sind, wobei das Netzwerk keinerlei Spulen zur Erzeugung einer induktivität aufweist. Der Entzerrer hat ein Eingangsnetzwerk, das zwischen einem Eingangsanschluß 3 und einem Erdbezugsanschluß 4 eingefügt ist und aus der Reihenschaltung eines Widerstandes 5 mit einem Widerstand 6 zwischen den Anschlüssen 3 und 4 einerseits und einem Kondensator 7 parallel zum Widerstand 5 andererseits besteht. Ein Verbindungspunkt 8 zwischen den Widerständen 5 und 6 ist an den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 1 angeschlossen. Der invertierende Eingang des Verstärkers 1 ist mit einem ersten Wählschalter 9 verbunden. Der invertierende Eingang des Verstärkers 2 ist an einen weiteren Wählschalter 10 angeschlossen, der mit dem Wählschalter 9 mechanisch gekoppelt ist.

Die Wählschalter 9 und 10 dienen in den Fig. 1,3 und 4 dazu, die wahlweise Verbindbarkeit der invertierenden Eingänge der Operationsverstärker 1 bzw. 2 mit verschiedenen Verbindungspunkten des Amplitudenentzerrers darzustellen, wodurch sich jeweils verschiedene Schaltungskonfigurationen ergeben.

Der Eingangsanschluß 3 ist über die Reihenschaltung aus einem Widerstand 11 und einem Widerstand 12 an den Ausgang des Verstärkers 1 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 1 wiederum ist über die Reihenschaltung aus einem Widerstand 13 und einem Kondensator 14 mit dem Ausgang des Verstärkers 2 verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 2 ist ferner über einen Widerstand 15 mit dem Verbindungspunkt 8 verbunden. Ein Verbindungspunkt 16 zwischen den Widerständen 11 und 12 ist galvanisch an den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 2 und mit Hilfe des Wählschalters 9 wählbar an den invertierenden Eingang des Verstärkers 1 angeschlossen. Ein Verbindungspunkt 17 zwischen dem Widerstand 13 und dem Kondensator 14 ist über die Schalter 9 und 10 an die invertierenden Eingänge der Verstärker 1 und 2 anschließbar. Das Ausgangssignal des Entzerrers wird am Ausgangsanschluß 18, der gleichzeitig Ausgang des Verstärkers 1 ist, abgenommen. Es folgt nun eine Analyse des Entzerrers, wobei angenommen ist, daß die Verstärker 1 und 2 einen sehr hohen Eingangswiderstand, einen sehr niedrigen Ausgangswiderstand und sehr hohe Verstärkung haben. Für eine beliebige Stellung der Schalter 9 und 10 ist der Zusammenhang zwischen einem Eingangssignal V_1n und einem Ausgangssignal V₁₁₁₁₁ durch folgende Gleichung gegeben:

. <Jii Gp G|5 + 5Cn(CT₁-I G₅ - Cn G_t) + s^: C₁ C_u G₁₂ ...

G₁, G₁, G₁₅ + jC„ (G₁, G₅ + G₁₂ G„) + s² C₇ C₁₄ G₁/

s = komplexe Frequenz,

G_n = Leitwert des Widerstandes 11,

G₁, = Leitwert des Widerstandes 12, usw.,

C₇ = Kapazität des Kondensators 7,

C₁, = Kapazität des Kondensators 14.

Die Übertragungsfunktion eines biquadratischen Amplitudenentzerrers zweiten Grades wird allgemein wie folgt ausgedrückt:

T(S) = ^+»ft^ + Wi, ₍₂₎ "5

s + b w,ji + ω;,

<y„ = Resonanzkreisfrequenz,

h = Amplitude bei der Resonanzfrequenz,

\/b = Güte und

b>_ab VT) ~ Bandbreite.

Die Bandbreite ist in Fig. 2 dargestellt, und zwar zeigt diese Darstellung den Zusammenhang zwischen der Signalamplitude (ausgedrückt durch die Dämpfung in dB) und der Kreisfrequcnz. Die Bandbreite sclbsl ist dellniert als Frequenzunterschied bei der halben Maximaldämpfung, die der Entzerrer bei der Resonanzfrequenz erzeugt.

Für manche Nachrichtenübertragungskanäle können die Parameter ω,,, /; und b für jeden Entzerrer aus einer Gruppe von Entzerrern, die bei Reihenschaltung mit dem Kanal den gewünschten Dämpfungsverlauf ergeben, bestimmt werden. Zur Dimensionierung dieser Entzerrerabschnitte müssen die Werte der Bauelemente des Entzerrers aus den genannten Parametern berechnet werden.

Die Parameter können aus Gleichung (1) in Abhängigkeit von den Widerständen und Kondensatoren des Entzerrers wie folgt berechnet werden:

C_n G₁, (G₁, + GQ ₌ / C^₁ R₁₁ (R₁, + Rf)VR₁₁ R₁,

^ω" \~r r r V TFT ~p ρ r r

_h = Gi-- Gi-Gu C ₌ /?„ - Rs {R»/RJ ₍₄₎

G₁, G, + G₁, G₁, R₁, +R,

ν C₇ C₁₄ G_n G₁I GU G₁₅ C₇ /J₁; R₁, R-.

G₁₁ = \/R_u (R_n ist der Widerstandswert des Widerstandes 11) und
Kapazität C₁₄ = Kapazität des Kondensators 14 wie in Gleichung (1).

Die Gleichungen (3) bis (5) können derart umgeformt werden, daß die Bauelemente in Abhängigkeit von den Parametern ω,,, Λ und b dargestellt werden.

Dazu wird nun ein geeignetes Gleichungssystem entwickelt. Wie aus den Gleichungen (3) und (5) hervorgeht, treten dort die Widerstände 11 und 12 lediglich als Quotient ihrer Widerstandswerte (/J₁₂//J₁₁) auf. Es ist deshalb zweckmäßig, die Widerstandswerte der Widerstände 11 und 12 im wesentlichen gleich groß zu machen, da dann die Anzahl der verschiedenen Widerstandswerte verringert wird, was den Aufwand beim Aufbau verringert. Zweckmäßigcrwcisc, obwohl nicht notwendig, wird deshalb davon ausgegangen, daß der Widerslandswert des Widerstandes 11 gleich dem Widerstandswert des Widerstandes 12 ist. Aus ähnlichen Gründen ist es günstig, die Kapazität des Kondensators 7 ebensogroß wie die Kapazität des Kondensators 14 zu machen und ferner die Widerstandswerte der Widerstände 13 und IS gleich groß zu wählen. Es gelten also folgende Gleichungen:

C₇ = C₁₄ = C
und
R₁, = R₁, = R.

Die Gleichungen (3) bis (5) können nun wie folgt geschrieben werden:

<y_{, = — (6)

ss "RC

h = (7)

ρ ID . D 1

b -

Entsprechend den genannten Voraussetzungen lautet deshalb ein mögliches Gleichungssystem für die Werte der Bauelemente:

A₁₁ = Ä,j, (9)

A₁, = A₁₅ = R , (10)

Cv = C₁₄ = C = 1/ω,,Λ, (11)

R₁, = 2Rlb(\ -Λ), (12)

Λ, = 2 Λ/Λ (I + A). (13)

R muß bezüglich seines Wertes so gewählt werden, daß sich für die anderen Bauelemente günstige Werte ergeben, darüber hinaus sollen auch die Widerstände /J₁₁ und R_n zweckmäßigerweise gleich groß sein. Aus Glei- chung (4) für den Wert von h geht hervor, daß die Amplitude der Resonanzfrequenz <«„ stets kleiner als Eins ist. Aus Gleichung (1) geht hervor, daß die Amplitude bei niedrigen Frequenzen (s -* 0) und bei hohen Frequenzen (s - «) gegen Eins geht, so daß der Amplitudenverlauf des Entzerrers »talförmig« ist, wobei ein Minimum bei der Resonanzfrequenz auftritt (vgl. Fig. 2). Die »Taltiefe« beträgt 1 - h, und aus Gleichung (4) berechnet sich dieser Wert zu

A₁₁(A,,+A₅) ^u;

Beim praktischen Aufbau von mikroelektronischen Schaltungen ist es nicht immer einfach, einem Bauelement denselben Wert zu geben wie einem anderen Bauelement, außerdem tragen Streukapazitäten, Bauelementetoleranzen und nichtideale Verstärker dazu bei, daß sich der Frequenzgang des Entzerrers von dem gewünschten Frequenzgang unterscheiden kann. Es ist deshalb wünschenswert, eine Trimm- oder Abgleichmöglichkcit für das realisierte Netzwerk zu haben, um entweder einen vorbestimmten Frequenzgang einzustel- lcn oder die Entzerrung durch Ausprobieren bzw. durch eine Versuchsreihe zu erhalten.

Fig. 3 zeigt eine vorteilhafte Abänderung der Grundschaltung nach Fig. 1. Die Schaltungsanordnung nach F i g. 3 gestattet eine separate Einstellung der Resonanzfrequenz, der Resonanzamplitude und der Güte, was für viele praktische Anwendungen von Vorteil ist. Die abgeänderte Schaltungsanordnung nach Fig. 3 verhält sich wie die bereits analysierte Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Wenn zwischen dem Eingangsanschluß und Erde ein Widerstand endlicher Größe eingefügt wird, entsteht eine Dreieckschaltung, die durch eine Sternschaltung ersetzt werden kann, bei der ein Widerstand 19 an den Verbindungspunkt 8 angeschlossen ist. Die Bauelemente in der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 tragen dieselben Bezugszeichen wie die entsprechenden Bauelemente nach Fig. 1. Die Widerstandswerte des Eingangsnetzwerks nach Fig. 1 hängen mit den Widerstandswerten für die Widerstände 19, 20 und 21 des Eingangsnetzwerks nach Fig. 3 über folgende Gleichungen zusammen:

K₅ + PIR₂₀; R_b = PZR₇₁, (15)

mit

40 P = Ä|9 /?2fl + /?2O Ä₂| + Λ21 /?|9 . (16)

Die Gleichung (3) für die Resonanzfrequenz bleibt deshalb unverändert. Die Gleichung (4) für die Resonanzamplitude lautet nun:

Für die »Talticfe« nach Gleichung (13) gilt nun:

I I- _ "21 ("Il + "1.0 I₁O₁

*„(*„+IW ^(ί8)

Schließlich lautet die Gleichung (5) für den Reziprokwert der Güte Q:

* C₁ A₁, 1 <Ä„Ä_M+A₂₀

Ä₂| +/?2I R\o)

oder

fr = I/^¹⁴ ^" · V ^13 ^15 /JQ\

G7 R\2 "19 *^21 "20''"2I "20/

Die Bestimmungsgleichungen für den Entzerrer nach Fig. 3 sind die Gleichungen (3), (18) und (20). Aus diesen Gleichungen geht hervor, daß ω_α durch Einstellung eines der Widerstände 11,12,13 oder 15 bzw. der Kondensatoren 7 oder 14 geändert werden kann. Bei Niederfrequenzschaltungen wird die Einstellung von Wider-

ständen anstelle von Kondensatoren bevorzugt, und es wird angenommen, daß die Kondensatoren 7 und 14 nicht veränderlich sind. Eine Eigenschaft der bereits analysierten Schaltungsanordnung nach F i g. 1 ist, daß der Wert der Widerstände 11 und 12 im wesentlichen gleich groß gewählt ist; diese Wahl trifft auch fur Fig. 3 zu. Daraus geht hervor, daß die Widerstände 13 oder 15 zur Änderung von <a₀ verwendet werden können.

S Eine Betrachtung der Gleichungen (18) und (20) ergibt, daß b vom Widerstandswert des Widerstandes 19 abhängt, während der Widerstandswert Λ,, nicht in die Gleichung für (1 - h) eingeht. Durch Einstellung des Widerstandswertes Λ,, des Widerstands 19 kann also der Reziprokwert der Güte, b, ohne Beeinflussung voi; ^₁, oder h geändert werden. Die Taltiefe (1 - h) läßt sich über die Widerstandswerte R_n oder A₂₁ der Widerstände 20 und 21 (falls notwendig, auch über die Summe aus den Widerstandswerten R_x und R₂₁) einstellen. Da die Ta!- tiefe proportional zu R₂₁ ist, ist es arbeitstechnisch günstig, den Widerstandswert des Widerstands 21 einzustellen. Wenn anstelle der Widerstände 20 und 21 ein veränderliches Potentiometer verwendet wird, wird der Verbindungspunkt 8 durch den Schleifer dieses veränderlichen Potentiometers dargestellt. In diesem Fall bleibt die Summe aus den Widerstandswerten R₂„ und R₂₁ konstant, und die Taltiefe ist direkt proDortional zur Ahgriffsposition des Potentiometer-Schleifers, der den Verbindungspunkt 8 bildet. Wie berei'· _o;.>agt, beeinflußt die Einstellung des Widerstandswertes des Widerstandes 21 die Größe ft, doch kann dieser Parameter im wesentlichen geänderl werden durch Einstellung des Widerstandsweries des Widerstandes 19, der nur auf b einen Eir.P.uü ausübt. Eine praktische Realisierung des Entzerrers zur Handeinstellung der Parameter ist in Fig. 4 dargestellt. Die Bezugszeichen der Bauelemente in Fig. 4 entsprechen den Bezugszeichen der entsprechenden Bauelemente in den F i g. 1 oder 3, wobei der Entzerrer ein veränderliches Potentiometer 22 aufweist, das die Widerstände 20 und 21 nach Fig. 3 ersetzt, ferner einen veränderlichen Widerstand 23, der den Widerstand 13 nach Fig. 1 und 3 ersetzt, sowie einen veränderlichen Widerstand 24, der den Widerstand 19 nach Fig. 3 ersetzt. Der Schleifer des veränderlichen Potentiometers 22 bildet den Verbindungspunkt 8, indem er den Widerstand R₂, gemäß folgender Gleichung in Widerstandswerte R₁, und R_r aufteilt:

R_n = R_p + R_r. (21)

Der Widerstandswert des veränderlichen Widerstandes 24 wird nachstehend als R^ bezeichnet; wenn ihm ein bestimmter Zahlenwert zugeordnet wird, heißt er Λ₂₄. Im gleichen Sinne wird der Widerstandswert des veränderlichen Widerstandes 23 Ä„ genannt; bei Zuordnung eines bestimmten Zahlenwertes heißt er Ä_:l.
Das Abgleichverfahren für den Entzerrer nach Fig. 4 ist wie folgt:

1. Abgleich des Widerstandswertes R_w des Widerstandes 23 zur Einstellung der Resonanzfrequenz ω,, (gleichzeitig wird dadurch b geändert, nicht jedoch A),

2. Abgleich des Widerstandswertes R₁, des veränderlichen Potentiometers 22 zur Einstellung der Taltiefe (1 - A) (dadurch wird gleichzeitig ft beeinflußt, nicht jedoch ω₀) und

3. Abgleich des Widerstandswertes R₁₁ des veränderlichen Widerstandes 24 zur Einstellung der reziproken Güte b (ohne Beeinflussung von <y„ oder ft).

In der Praxis kann es erforderlich sein, den Schritt (1) zu wiederholen, ferner müssen die Schritte (2) und (3) oftmals abwechselnd wiederholt werden, um den erforderlichen Dämpfungsverlauf nach der Einstellung der Resonanzfrequenz zu erhalten. Falls erforderlich, kann der Widerstand 15 anstelle des veränderlichen Widerstandes 23 veränderlich gemacht werden.

Die Mikroelektronik-Technologie ermöglicht vielfach nur eine Widerstandserhöhung. In diesem Fall ist ein anderes Abgleichverfahren vorzuziehen:

4. Erhöhung des Widerstandswertes R₁, des Widerstandes 12, um ω₀ zu erhöhen, oder Erhöhung des Widerstandswertes eines der Widerstände R_u, R_n, Ä]_S,-um <u₀ zu verringern,

5. Erhöhung von R₁, zwecks Erhöhung von (1 - A) oder Erhöhung von Λ,zwecks Verringerung von (1 - A) und

6. Erhöhung von R₁₁ zwecks Erhöhung der Güte (die Anfangsgüte kann unter Zugrundelegung der ungünstigsten Streuung der Anfangswerte der Bauelemente so berechnet werden, daß sie kleiner als die gewünschte Güte ist).

Die Reihenfolge der Abgleichschritte (1), (2), (3) oder (4), (5), (6) ist glücklicherweise genau dieselbe Reihenfolge, in der vorgegangen würde, um die zur Entzerrung eines typischen Kanal-Dämpfungsverlaufes erforderlichen Schritte durchzuführen. Die Resonanzfrequenz wird also auf eine Frequenz mit einem Dämpfungsminimum eingestellt, die Tiefe des Dämpfungseinbruches wird so gewählt, daß die Gesamtdämpfung geebnet wird, und die Einstellung der Bandbreite bzw. der Güte wird derart vorgenommen, daß ein möglichst breiter Frequenzbereich mit geebnetem Dämpfungsverlauf entsteht. Verallgemeinert gilt, daß die Resonanzfrequenzen einer Entzerrergruppe mehr oder weniger gleichmäßig über das Kanalfrequenzband verteilt eingestellt werden und daß die Dämpfungstäler und danach die Bandbreiten geeignet eingestellt werden, um einen Dämpfungsverlaiil" mit im wesentlichen gleichgroßen Dämpfungsschwankungen zu erzeugen.

Wenn der Widcrslandswcrt R₁₁ eine Größenordnung höher als der Betrag des Widcrslandswcrtes der Parallelschaltung aus R₁, und R, ist, ist die Güte im wesentlichen proportional zu R_r
In der Praxis bewirken die endlichen Bandbreiten der Verstärker, daß die Entzerrercharakteristik leicht unsymmetrisch ist; diese Unsymmetrie ist um so größer, je näher die Resonanzfrequenz an das Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt der Verstärker heranreicht Üblicherweise ist die Auswirkung dieser Verzerrung des Dämpfungsverlaufes ohne Bedeutung, doch kann die Verzerrung - falls erforderlich - in folgender Weise korrigiert werden:

1. Durch Einschalten eines großen Widerstandes zwischen dem Verbindungspunkt 16 und dem Bezugsanschluß 4 und

2. durch Einschaltung einer kleinen Kapazität parallel zu einem der Widerstände 11,13 oder 15.

Die Unsymmetrie kann überkompensiert, d. h. in Gegenrichtung vergrößert werden, indem ein kleinerer 5 Widerstandswert (zwischen dem Verbindungspunkt 16 und dem Anschluß 4) oder eine größere Kapazität (parailel zu einem der Widerstände 11,13 oder 15) verwendet wird. Die Unsymmetrie kann auch betont werden,
indem ein Kondensator zwischen dem Verbindungspunkt 16 und dem Bezugsanschluß 4 oder ein Kondensator
parallel zum Widerstand 12 geschaltet wird.

Die Impedanzen der Kompensations-Bauelemente (oder Verzerrungs-Bauelemente) sind im allgemeinen io eine Größenordnung größer als die Werte jener Bauelemente, die die Grundschaltung des Entzerrers bilden.

Ein besonderer Vorteil der beschriebenen Entzerrer besteht darin, daß bei geringer Empfindlichkeit eine sehr
hohe Güte Q erzielbar ist. Eine Güte Q = 100 ist möglich, was einer sehr kleinen normierten Bandbreite entspricht. Ein weiterer Vorteil des Entzerrers liegt darin begründet, daß sich Schaltungsanordnungen für einen
Frequenzbereich vor. 5:1, einer Taltiefe von 60 dB und einem Gütebereich von 1 bis 100 aufbauen lassen. 15

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

Patentansprüche:

1. Aktives RC-Filter mit einer biquadratischen Übertragungsfunktion mit einem Eingangsanschluß, einem Bezugsanschluß, einem Ausgangsanschluß und mehreren aktiven Elementen, die jeweils aus einem

S Operationsverstärker mit einem invertierenden Eingangsanschluß und einem nicht invertierenden Eingangsanschluß gebildet sind, gekennzeichnet durch

- ein mit dem Eingangsanschluß (3) und dem Bezugsanschluß (4) verbundenes Eingangsnetzwerk mit einem ersten Verbindungspunkt (8) und

- ein Ausgangsnetzwerk mit einem zweiten (16) und einem dritten (17) Verbindungspunkt und mit einem ersten (1) und einem zweiten (2) Operationsverstärker, wobei

- in dem Ausgangsnetzwerk der zweite Verbindungspunkt (16) über einen ersten Widerstand (II) mit dem Eingangsanschluß (3) und über einen zweiten Widerstand (12) mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers verbunden ist,

- der dritte Verbindungspunkt (17) über einen dritten Widerstand (13) mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers und über einen ersten Kondensator (14) mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers,

- der erste Verbindungspunkt (8) mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers über einen vierten Widerstand (15),

- der Ausgangsanschluß (18) direkt mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers (1) und der nicht invertierende Eingangsanschluß des ersten Operationsverstärkers (1) mit dem ersten Verbindungspunkt (8),

- der nicht invertierende Eingangsanschluß des zweiten Operationsverstärkers (2) mit dem zweiten Verbindungspunkt (16) und die invertierenden Eingangsanschlüsse des ersten bzw. zweiten Operationsverstärkers (1,2) wahlweise mit dem dritten (17) bzw. ersten Verbindungspunkt (8) oder mit dem zweiten

(16) bzw. dritten Verbindungspunkt (17) oder beide mit dem dritten Verbindungspunkt (17) galvanisch verbindbar sind und das Eingangsnetzwerk einen zweiten Kondensator (7), der zwischen den Eingangsanschluß (3) und den nicht invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers (l)gcschaltcl ist, einen fünften Widerstand (5; 21), der zwischen den Eingangsanschluß (3) und den ersten Vcrbindungspunkt (8) geschaltet ist, und einen sechsten Widerstand (6; 20), der zwischen den Bezugsanschluß

(4) und den ersten Verbindungspunkt (8) geschaltet ist, enthält.