DE2602916C2 - - Google Patents
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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Description
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Messung von Abweichungen
des Frequenzgangs von Phase und Dämpfung eines Vierpols vom Ideal
der ebenen Dämpfungskennlinie und der linearen Phase durch Einspei
sung eines Meßsignals und empfangsseitige Auswertung.
Ein solches Verfahren ist aus Bell System Techn.Journ. 7 (1930)
S. 522-549 (Nyquist/Brand) bekannt. Dabei wird ein Meßsignal aus drei
Frequenzen, nämlich einer als Bezugsfrequenz dienenden, gewobbelten
Trägerfrequenz mit zwei Seitenlinien im Abstand einer sogenannten
(viel niedrigeren) Spaltfrequenz, in das Meßobjekt eingespeist und
ausgangsseitig wird nach Demodulation der Spaltfrequenz deren Ampli
tude und Phase gemessen. Bezüglich der Systemphase ermittelt dieses
Verfahren aber nichts anderes als deren Steigung, vielfach auch als
sogenannte Gruppenlaufzeit bezeichnet. Nachteilig daran ist, daß
statt der gesuchten Phasenkennlinie nur ihr Differentialquotient
und demnach auch nicht die Lage des Schittpunkts der best-annähern
den Geraden relativ zu einem ganzzahligen π-Vielfachen feststellbar
ist.
Seit langem bekannt ist (z. B. "radio mentor" 1971 Heft 7 S. 427-431),
aber regelmäßig übersehen wird, daß zur verzerrungsfreien Übertra
gung der Augenblickswerte eines Signals in einem Frequenzbereich
z. B. zwischen f 1 und f 2 nicht nur ein frequenzunabhängiger Verlauf
der (sogenannten) Gruppenlaufzeit innerhalb dieser Grenzen notwen
dig ist. Vielmehr muß unterhalb der Frequenzgrenze f 1 eine gedachte
Verlängerung durchb = 0 oder ein ganzzahliges Vielfaches von π verlau
fen, denn andernfalls treten Verzerrungen, wie im dortigen Bild 6
exemplifiziert ist, auf.
Bei einem Wobbelmeßplatz ist zwar bereits die Verwendung eines Meß
signals aus zwei Spektrallinien bekannt ("Frequenz" 27/1973 H. 8,
S. 202-204). Dieser Meßplatz dient aber zur Intermodulationsmessung,
wo die Frequenzen keine feste Phasenbeziehung zueinander benötigen
und womit die Messung einer Phasencharakteristik, Gegenstand der
vorliegenden Erfindung, nicht möglich wäre.
Weiterhin wird gemäß der deutschen Auslegeschrift 21 51 981 (W & G/Dick,
1971) beansprucht, daß bei Verwendung verschiedener Spaltfre
quenzen der Wobbelhub entsprechend angepaßt wird. Dieses betrifft
jedoch nur eine Weiterbildung des obenerwähnten Nyquist-Verfahrens
und es wird damit nichts im Sinne der Aufgabenstellung für die vor
liegende Erfindung gewonnen.
Eine umfassende Zusammenstellung von üblichen Meßsignalen im gegen
wärtigen Zusammenhang ist in "radio mentor" 1971, Heft 9, S. 536-540
(Gommlich) enthalten. Keines der dort angegebenen Meßsignale ist
zur Lösung der der vorliegenden Erfindung zugrunde liegenden Meßauf
gabe geeignet.
Diese Aufgabe besteht somit darin, daß neben der im Ober
begriff des Anspruchs 1 genannten Feststellung
von Linearitätsabweichungen der Phase (neben Abweichungen der Dämp
fung von Konstanz) die Gesamtheit der Abweichungen der Phase vom
Ideal, d. h. einschließlich ihrer Zielrichtung, feststellbar wird.
Gelöst wird diese Aufgabe dadurch, daß ein Meßsignal verwendet wird,
das aus zwei harmonischen und in fester Phasenbeziehung zueinander
stehenden Frequenzen besteht, welche sendeseitig durch das interes
sierende Frequenzband variiert werden, und empfangsseitig aus der
zeitlichen Verformung des Meßsignals Meßgrößen gewonnen werden, aus
denen die Fehler der Phasenkennlinie quantitativ ermittelt werden.
Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß nur
eine ideale Übertragungscharakteristik ein solches Signal unverändert
läßt, jegliche Abweichungen vom Ideal hingegen charakterist
ische Verformungen hervorrufen, aus denen Phasen- und Dämpfungsparameter
gewonnen und der jeweiligen Frequenz zugeordnet werden können.
Die Erfindung wird anhand eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher
erläutert.
Fig. 1 zeigt den Spannungsverlauf des vorzugsweisen erfindungsgemä
ßen Meßsignals cos ω t + cos 2 l t über der Zeitachse. 1 bedeutet das ge
filterte Signal, 2 dasselbe Signal vor einer Filterung bei Erzeu
gung aus Trapezschwingungen der Frequenzverhältnisse 1 : 2. 3 stellt
ein Beispiel für einen Zeitschlitz zum Zeck der empfangsseitigen
Regelung auf konstanten Pegel dar, 4 bedeutet je die Hälfte von
Zeitschlitzen zur Probenentnahme des Meßergebnisses für die Ampli
tudenverzerrung, 5 und 6 sind Zeitschlitze zur Probenentnahme für
das Meßergebnis bezüglich Phasenverzerrung, deren Werte anschlie
ßend voneinander subtrahiert werden können.
Fig. 2 zeigt die Veränderungen des Meßsignals unter dem Einfluß rei
ner Amplitudenverzerrung, wobei 7 das unverzerrte Signal darstellt,
8 das Signal bei Übertragung der Harmonischen mit 4 dB Überpegel
über der Grundfrequenz, 9 bei 4 dB Absenkung der Harmonischen.
Fig. 3 zeigt Veränderungen des Meßsignals bei Phasenverzerrungen.
10 ist das unverzerrte Signal, 11 bei um 16,4° voreilender Grund
welle und um 8,2° nacheilender Harmonischen gegenüber der Laufzeit
des Meßsignalmaximums, 12 im umgekehrten Fall. Das ist der ±2 dB
äquivalente Phasenverzerrungsfall. 13 zeigt das Signal bei einem
der beiden möglichen Übergänge in seine orthogonale Form, bei
welcher die Darstellung umgepolt und die Signallaufzeit auf die
bisher negative Spitze bezogen werden sollte.
Fig. 4 zeigt ein Beispiel eines "doppeltgeschriebenen" Schirmbilds.
14 ist der Signal-Grundfrequenz, 15 der Harmonischen zugeordnet.
Fig. 5 zeigt den idealisierten zeitlichen Verlauf der Frequenzkom
ponenten des Meßsignals bei abwechselnder Übertragung als ungeträ
gertes Signal und als Einseitenbandsignal in Kehrlage. 16 stellt
die Frequenz-Nullinie dar, 17 die untere und 18 die obere Band
grenze, 19 ist die zur Einseitenbanddemodulation nötiger Trägerfre
quenz, 20 stellt den Verlauf der Grundfrequenz und 21 den der Har
monischen beim (stufenförmigen) Wobbelvorgang dar.
Fig. 6 zeigt das prinzipielle Blockschaltbild eines erfindungsge
mäßen Meßgenerators. Dargestellt ist die Version ohne Einseiten
band-Syntheseeinrichtung, welche das Blockschaltbild übermäßig
komplizieren würde, ohne zur Erklärung der Erfindungsidee wesent
lich beitragen zu können. 22 ist die Quelle eines z. B. sägezahn
förmigen Steuersignals für den Wobbelvorgang, dessen Unter- und
Obergrenze einstellbar sind, 23 ist ein variabler Taktgenerator,
24 und 25 sind davon gesteuerte Trapezgeneratoren für die Grund
welle und ihre Harmonische, 26 ist eine Addierstufe, 27 ein (nöti
genfalls mitlaufender) Tiefpaß, 28 ist die Ausgangsschaltung mit
Pegel- und Impedanzanpassung und 29 der Senderausgang.
Fig. 7 zeigt das prinzipielle Blockschaltbild eines entsprechenden
Meßempfängers. 30 ist der Eingang, 31 die Eingangsschaltung mit
Impedanz- und Pegelanpassung, die automatisiert sein kann, 32 ist
ein Polwandler und 33 eine Sensorschaltung zur Überwachung der Sig
nalspitzen und Gewinnung von Regel- und Umpolungskriterien. Bei den
folgenden Schaltungsblöcken bedeuten 34 die Taktrückgewinnung, 35
die Torsteuerung, 36, 37 und 38 Torschaltungen für die verschieden
en Zeitschlitze 180° und ±120° vom Signalmaximum und 39 eine Sub
trahierschaltung. Es folgen die Ausgangsschaltungen 40 und 41 der
einfachen Meßgeräteausführung, 42 und 43 sind Effektivwertgleich
richter und 44 ist eine Kombination von A/D- und D/A-Wandlern mit
einer Rechenschaltung zur Bereichnung der äquivalenten Phasen- und
Amplitudenkurven, die zu den Meßergebnissen gehören; 42 und 43
können auch dem Block 44 nachgeschaltet sein. Das Gerät hat fol
gende Ausgänge: Zeitbasisausgang 45, Effektivwert des Amplituden
meßergebnisses 46, für das unbearbeitete Amplitudenmeßergebnis 47,
48 und 49 für die umgerechneten Meßkurven, 50 für das unbearbei
tete Phasenmeßergebnis und 51 für den Effektivwert dieses Ergebnisses.
Die Meßsignale sind durch Spannungsverläufe gemäß fol
gender Beziehung gegeben:
cos (mwt) + cos (nwt)
Dabei bedeuten t die Zeit, m und n verschiedene ganze Zahlen und w
die Kreisfrequenz, welche letztere so variiert wird, daß ein gege
benes Band (ω 1 bis ω 2) als l 1/m w ω 2/n überstrichen wird. Statt
cos-Funktionen der Zeit können natürlich auch sin-Funktionen oder
jeder andere Anfangsphasenwinkel zwischen den harmonischen Signal
komponenten gewählt werden. Die Mehrzahl der folgenden Auswertungen
und zahlenmäßigen Angaben beziehen sich auf den Fall m = 1 und n = 2
bei zeitlichen cos-Funktionen.
Die Wahl eines Signals dieser Art beruht auf der Erkenntnis, daß
die Phasenschnittpunktsverzerrung nur mit einem Signal erheblicher
Randbreite gut erkennbar ist. Das Meßverfahren kann auch auf Syste
me geringerer relativer Bandbreite angewendet werden, indem das
Meßsignal nach einem der bekannten Verfahren geträgert und vor der
Auswertung in seine ursprüngliche Form zurückdemoduliert wird.
Eine solcher Trägerung kann auch in Systemen größerer relativer
Bandbreite zweckmäßig sein, wie weiter unten noch beschrieben wird.
Fig. 1 zeigt das Meßsignal.
Es ist ein Vorteil dieses Meßsignals, daß seine Erzeugung auf digi
talem Wege, etwa aus Trapezsignalen, möglich ist. Ebenso vorteilhaft
kann das Meßsignal auch PCM-artig programmiert erzeugt werden, wo
bei das Programm mit variabler Taktfrequenz abgerufen wird. Dabei
ist es zweckmäßig, die Anzahl der "Abtastpunkte" des Signals höher
zu wählen, als dem Verhältnis der oberen zur unteren Grenzfrequenz
entspricht, weil dann die Siebung durch Festtiefpaß möglich ist.
Die Erfindung beruht auf der weiteren Erkenntnis, daß sich dieses Meßsignal
unter dem Einfluß einer Amplituden- oder Phasenverzerrung in cha
rakteristischer Weise verformt. Die Verformungen sind in den Fig.
2 und 3 für Verzerrungen um Werte entsprechend ±2 dB gezeigt. Dar
aus wird ersichtlich, daß das Meßsignal empfangsseitig bereits
durch eine oszilloskopische Darstellung auswertbar ist, indem es
etwa mit einem auf eine Vorsatzscheibe gezeichneten Muster vergli
chen wird. Ein Zweifrequenzgenerator und ein übliches Oszilloskop
wäre die Einfachstversion eines Meßplatzes nach dem
erfindungsgemäßen Verfahren.
Bessere Auflösung und höhere Genauigkeit kann da
durch erzielt werden, daß empfangsseitig gewisse Stellen aus dem
Signalverlauf entnommen und in an sich bekannter Weise zur Anzeige
gebracht werden. Dabei kann das gewohnte Kennlinienschreiben auf
elektromechanischem oder rein elektronischem Weg angewendet werden.
Jeder dargestellte "Bildpunkt" ist dabei die Folge von zwei "Ob
jektpunkten", nämlich bei der Frequenz f und 2 f. Zur besseren Zu
ordnung kann die Bildkurve zweimal derart versetzt, gestreckt und
umgepolt geschrieben werden, daß die eine Kurve dem von der Grund
frequenz und die andere dem von der Harmonischen überstrichenen
Bereich zugeordnet ist. Aus dem Überlappungsbereich der beiden
Kurven kann man dann Schlüsse ziehen, an welcher Frequenzstelle
sich die gemessene Nichtlinearität wirklich befindet.
Zuordnung und Proportionalität der Anzeige lassen sich zusätzlich
dadurch verbessern, daß das Signal in einem Durchlauf in Normalla
ge und im folgenden Durchlauf in Kehrlage als trägerunterdrücktes
Einseitenbandsignal übertragen wird, wobei es zweckmäßig ist, den
Träger möglichst nah an der Bandobergrenze zu wählen. Bei einem
solchen Signal treten im wesentlichen zwei Schwierigkeiten auf,
die jedoch in an sich bekannter Weise lösbar sind: Sendeseitig die
Erzeugung mit hinreichend hoher Trägerunterdrückung und empfangs
seitig die absolut frequenz- und phasensynchrone Rückgewinnung des
Trägers, die zur Demodulation und Auswertung nötig ist.
Diese Schwierigkeiten werden dadurch gelöst, daß
das Sendesignal digital synthetisiert wird. Das Frequenzwobbeln
wird dabei nicht kontinuierlich, sondern in Stufen vorgenommen, die
so gewählt werden können, daß zu erwartende Kennlinienunregelmäßig
keiten noch aufgelöst werden. Der Frequenzdurchlauf wird zweckmäßi
gerweise so gewählt, wie in Fig. 5 (idealisiert) dargestellt. Aus
der nach einem vollen Durchlauf der Harmonischen auftretenden Stu
fe kann der Empfänger die gewählte Trägerfrequenz f T "berechnen"
und nach dem "Umschlagen" der Harmonischen die Trägerphase so syn
chronisieren, daß die Anzeige gleich bleibt. Für die empfangssei
tige Trägerunterdrückung ist die Verwendung eines an sich bekann
ten Brückenmischers vorteilhaft. Bei dieser Version des
Meßgeräts sind relativ primitive Recheneinrichtungen auf
der Sende- und Empfangsseite vorausgesetzt.
In einer besonders hochwertigen Version des Meßgeräts, die als
Weiterbildung beider bisher geschilderter Versionen ausführbar ist,
wird empfangsseitig eine hochwertige Recheneinheit (microprocessor)
verwendet. Sie dient dazu, aus der jeweiligen Meßkurve die "echte"
Amplitudenkurve bzw. die "ebengelegte" (d. h. um die Signallaufzeit
reduzierte) Phasenkurve durch einen geeigneten Algorithmus zu be
rechnen. Dafür ist eine Digitalisierung in an sich bekannter Weise
notwendig und es können damit auch die weiteren Vorteile der
Rausch- und Jitterunterdrückung wie bekannt ausgenützt werden.
Bei dieser Version des Meßgeräts kann auch die oszilloskopische
Anzeige besonders wenig aufwendig durch eine relativ grobe Leucht
diodenmatrix (z. B. 10 × 10 Leuchtpunkte) gelöst werden, da ja die
Ergebnisse schon digital vorliegen und Auflösungsverbesserung bis
an die Rechengenauigkeit durch "Spreizen" möglich ist.
Für die Signalaufbereitung im Empfänger ist es
zweckmäßig, das Signal durch einen Regelverstärker auf konstante
Höhe der "positiven" Spitze zu verstärken, die negativen Spitzen
werte zu überwachen und eine Polwendung vorzunehmen, sobald eine
davon größer als die positive wird. Das tritt bei übermäßigen
Phasenverzerrungen etwa in einem unabgeglichenen System auf; der
dadurch in der Meßkurve erscheinende Sprung kann vorteilhaft zum
Abschätzen des nötigen Entzerreraufwands herangezogen werden.
Empfängersynchronisation auf die positiven Spitzen und Taktgebung
für die Zeitschlitze bei 1/2 und 1/3 bzw. 2/3 des Abstands sind in
bekannter Weise lösbar. Während am Entnahmepunkt des Amplituden
kriteriums (bei 180°) der Nullverzerrungs-Spannungswert ohnehin
null ist, beträgt an den Entnahmepunkten des Phasenkriteriums
(120° bzw. 240°) bei Verzerrungsfreiheit die Spannung - 1/2 der
Spitzenspannung, was auf null kompensiert werden muß. Das geschieht
am besten durch Subtraktion der Meßwerte bei 120° und 240° von
einander. Der Meßempfänger kann somit vollautomatisch ausgebildet
sein, wodurch sich das Meßverfahren auch besonders gut für Ergeb
nis-Rückübertragung nach einer der bekannten Methoden eignet.
Schließlich fußt die Erfindung auf der Erkenntnis, daß die im
Zeitbereich in Erscheinung tretenden Signalverzerrungen proportio
nal dem Effektivwert der in der Frequenzebene auftretenden Ampli
tuden- bzw. Phasenabweichungen von den jeweiligen Idealgeraden sind.
In einer Weiterbildung der Erfindung werden daher die Fehler-Effek
tivwerte nach Art der an sich bekannten Doppelgleichrichtung er
mittelt und angezeigt. Die gleiche Weiterverarbeitung kann auch
nach einer wie oben geschildert erfolgten Umrechnung der Meßkurven
vorgenommen werden.
Claims (12)
1. Meßverfahren für Abweichungen des Frequenzgangs von Phase und
Dämpfung eines Vierpols vom Ideal der ebenen Dämpfungskennlinie
und der linearen Phase durch Einspeisung eines Meßsignals in ein
Meßobjekt und empfangsseitige Auswertung, dadurch ge
kennzeichnet, daß zusätzlich zur Phasenlinearität
auch noch die Lage des Schnittpunkts der Phasenkennlinie zu ganz
zahligen π-Vielfachen festgestellt wird, daß das Meßsignal
aus zwei harmonischen und in fester Phasenbeziehung zueinander ste
henden Frequenzen besteht, welche sendeseitig unter Einhaltung die
ser Beziehung durch das interessierende Frequenzband variiert werden,
und empfangsseitig aus der zeitlichen Verformung des Meßsignals
Meßgrößen gewonnen werden, aus denen Fehler der Phasenkennlinie
quantitativ ermittelt werden.
2. Meßverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das
Meßsignal aus der ersten (f) und zweiten (2 f) Harmonischen gleicher
Amplitude besteht, die als zeitliche Cosinusfunktionen addiert sind,
und daß die erste Harmonische f zwischen der unteren und der Hälfte
der oberen Grenzfrequenz des interessierenden Frequenzbands geän
dert wird.
3. Meßverfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß
das Meßsignal aus Trapezschwingungen vorzugsweise von doppelt so
langer Anstiegs- und Abfall- wie Verweilzeit bei den Extremwerten
gebildet oder PCM-artig programmiert und dekodiert erzeugt wird.
4. Meßverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekenn
zeichnet, daß das empfangene Signal oszilloskopisch dargestellt
und mit der idealen Form des Meßsignals verglichen wird.
5. Meßverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekenn
zeichnet, daß aus dem empfangenen Signal durch Ausblenden geeig
neter Abschnitte aus ihm Fehlersignale derart erzeugt werden, daß
Rückschlüsse auf die Fehler der Phasen- oder/und Dämpfungskennlinie
möglich werden und zur Anzeige gebracht werden können.
6. Meßverfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus
dem Spitzenwert des empfangenen Signals ein Kriterium für eine emp
fangsseitige Verstärkung, aus dem Abstand zweier Spitzenwerte die
Periodendauer und damit die Zuordnungsfrequenz und aus dem Vergleich
der positiven und negativen Spitzenwerte ein Kriterium für die Po
larität des Signals gewonnen und ausgewertet werden, daß zeitlich
in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden absoluten Spitzen
werten das Kriterium für die Dämpfungscharakteristik und bei 1/3
und 2/3 der Periodendauer das Kriterium für die Phasencharakteristik
entnommen und ausgewertet (Fig. 1), indem einer dieser Werte
oder ihre Differenz dargestellt wird.
7. Meßverfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß
die der Dämpfungs- oder/und Phasenkennlinie zugeordneten, durch Anein
anderreihen von Meßpunkten zustandekommenden Meßwertlinien derartig
doppelt, sowie umgepolt, gestreckt und versetzt oszilloskopisch
geschrieben werden, daß je eine davon dem von der jeweils tieferen
Harmonischen und je die andere dem von der jeweils höheren Harmoni
schen überstrichenen Frequenzbereich zugeordnet ist.
8. Meßverfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß
empfangsseitig die Meßwerte digitalisiert und einer Rechenoperation
zur Ermittlung der eindeutigen Frequenzzuordnung der Dämpfungs- und
Phasenfehler unterworfen werden und die so gewonnenen Meßkurven
dargestellt werden.
9. Meßverfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die
Anzeige durch eine Leuchtdiodenmatrix vorgenommen wird, wobei die
Auflösung konstant oder durch Spreizung in X- und Y-Richtung ver
änderbar ist.
10. Meßverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekenn
zeichnet, daß seine Anwendbarkeit durch geträgerte Übertragung und
empfangsseitige Demodulation nach einem der bekannten Verfahren auf
kleinere relative Bandbreiten ausgedehnt ist.
11. Meßverfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß sen
deseitig das geträgerte Meßsignal in seinem zeitlichen Verlauf di
gital synthetisiert wird und daß empfangsseitig der zur Demodulation
gegebenenfalls nötige Träger frequenz- und phasenrichtig rückgewon
nen wird, daß jeweils an der Bandgrenze von einer geträgerten auf
eine ungeträgerte Übertragung des Meßsignals umgeschaltet wird und
daß die Bereiche der geträgerten und ungeträgerten Übertragung ein
zeln oder aneinander anschließend dargestellt werden.
12. Meßverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekenn
zeichnet, daß zusätzlich zur Kennliniendarstellung oder statt dessen
der jeweilige Fehler nach Art des bekannten Doppelgleichrichtungs
verfahrens über der Frequenz zumindest annähernd-quadratisch inte
griert und dargestellt wird.
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1977
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