DE2516320C3 - Erdungsfehlerdetektor - Google Patents
ErdungsfehlerdetektorInfo
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Description
b0
Die Erfindung betrifft einen Erdiingsfehlerdetektor
mit einem einen Kern aufweisenden Differenzstromtransformator, einer Mehrzahl von als Primärwicklungen
mit dem Kern verketteten Leitern einer Leitung, die jeweils Wechselstrom zu einer Belastung führen, einer
mit dem Kern verketteten Sekundärwicklung und mit einem Amplitudendetektor, der eine mit der Sekundärwicklung
gekoppelte Eingangsschaltung und eine eine Anzeige aufgrund eines Erdungsfehlers abgebende
Ausgangsschaltung enthält, gemäß dem Gattungsbegriff des Anspruchs 1.
Derartige Einrichtungen haben meistens den Zweck, in Erdungsfehler-Ausschaltern (auch »Fehlstromsicherungen«
genannt) die Wechselstromspeisung von einer Stromquelle zu unterbrechen, wenn zwischen dieser
Quelle und Erde ein Widerstandspfad auftritt. Ein solcher Pfad oder Erdschluß kann beispielsweise über
eine Person verlaufen, die, wenn der Strom nicht sofort ausgeschaltet wird, der Gefahr eines elektrischen
Schlages ausgesetzt und möglicherweise durch den Strom getötet wird.
Bekannte Erdungsfehlerdetektoren fühlen, ob sich die Magnetfelder um ein oder mehrere Paare von
aneinanderliegenden Leitern der Wechselstromleitung nicht gegenseitig aufheben, sie sprechen also an, wenn
sich die magnetische Feldstärke um die Leiter erhöht. Proportional zu dieser magnetischen Feldstärke wird
ein Strom induziert, der die Höhe des von einem der Leiter zu Erde fließenden Fehlerstroms anzeigt. Bei
einem aus der deutschen Offenlegungsschrift 15 88 371
bekannten Erdungsfehlerdetektor der eingangs genannten Gattung speist die Sekundärwicklung des einen
Fehlstrom fühlenden Differenzstromtransformators eine Belastung verhältnismäßig hoher Impedanz, über
der eine Spannung auftritt, die dem durch den Erdschluß fließenden Strom proportional ist, wobei die Höhe
dieser Spannung als Anzeige des Erdungsfehlerstroms dient. Diese Betriebsart erfordert die Verwendung von
teuren Differenzstromtransformatorkernen, da es erforderlich ist, deren Permeabilität in engen Toleranzen zu
halten, wenn ein vorgegebenes Verhältnis zwischen der Spannung an der Sekundärwicklung und dem Fehlerstrom
bei einem Erdschluß eingehalten werden soll. Ein weiteres Problem bei dem bekannten Erdungsfehlerdetektor
besteht darin, daß ein erheblicher Verlust an Empfindlichkeit die Folge ist, wenn der Wechselstrom-Nulleiter
sowohl vor als auch nach dem Differenzstromtransformator geerdet ist, da dies im Effekt eine
kurzgeschlossene Primärwicklung des Transformators ergibt.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Erdungsfehlerdetektor der gattungsgemäßen Art so
auszubilden, daß er mit guter Empfindlichkeit, jedoch ohne die Gefahr von Falschauslösungen anspricht,
während gleichzeitig die Notwendigkeit besonderer Justierungen an jedem einzelnen Herstellungsstück,
etwa zur Kompensation von Fertigungstoleranzen, entfällt. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den
im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst.
Das erfindungsgemäße Prinzip besteht darin, durch Verwendung einer niederohmigen Eingangsverstärkerstufe
am Amplitudendetektor praktisch eine Kurzschlußbelastung für die Sekundärwicklung des Differenzstromtransformators
zu bilden. Wie an späterer Stelle noch ausführlich nachgewiesen werden wird, kann
man mit dieser Maßnahme das Problem beseitigen, das durch unterschiedliche Permeabilitäten besteht, wie sie
bei Verwendung von Ferritkernen zu befürchten sind. Das heißt, durch die praktisch kurzschlußartige
Belastung der Sekundärwicklung ist der Strom, der in dieser Wicklung auf unabgeglichene Stromflüsse in den
Primärwicklungen hin fließt, im wesentlichen unabhängig von der Permeabilität des Transformator-Kernma-
terials. Hierdurch werden für den Differenzstromtransformator Kerne von unpräzis spezifizierten Permeabilitätscharakteristiken
verwendbar, ohne daß die Empfindlichkeit des Erdungsfehlerdeteklors hinsichtlich der
Feststellung von Erdschlüssen schwankt, und zwar weder von Herstellungsstück zu Herstellungsstück noch
bei unterschiedlichen Betriebsbedingungen ein- und desselben Erdungsfehlerdetektors. Man braucht also
kein Kernmaterial mit präzise reproduzierbaren Permeabilitätseigenschaften zu verwenden, sondern kann 1»
auf Ferritkerne trotz deren Temperaturabhängigkeit zurückgreifen, die wesentlich höhere Permeabilität
haben und erheblich kleiner sein können als die üblicherweise verwendeten Kerne.
Die erfindungsgemäße Anordnung enthält noch weitere Schaltungseinheiten, wie einen Produktdetektor,
eine Integrationsschaltung und einen Schwei'endetektor,
um einen vollständigen Erdungsfehlerdetektor zu bilden.
Durch bestimmte Maßnahmen an den Schaitungseinheiten
des erfindungsgemäßen Erdungsfehlerdetektors lassen sich dessen Eigenschaften im Sinne der gestellten
Aufgabe weiter verbessern. Entsprechende vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
gekennzeichnet. 2>
Im Anspruch 2 ist angegeben, wie in besonderer Ausführungsform die kurzschlußartige Belastung der
Sekundärwicklung des Differenzstromtransformators realisiert werden kann. Die Eingangsverstärkerstufe
bedient sich Gleichströmen, um Dioden zur Bewirkung jn der niedrigen Eingangsimpedanz in Durchlaßrichtung
vorzuspannen. Das Problem besteht nun darin, wie man die Auswirkung dieser Gleichströme am Ausgang des
Verstärkers möglichst gering halten und dennoch eine gute Verstärkung für Wechselstromkomponenten erreichen
kann. An sich wäre es möglich, hierzu reaktive Filterelemente zu verwenden, jedoch sind solche
Elemente in integrierten Schaltungen schwer oder überhaupt nicht zu realisieren. Mit der Eingangsstufe
nach Anspruch 2 wird dieses Problem gelöst.
Die Ansprüche 3 und 4 beziehen sich auf das Zusammenwirken der Eingangsverstärkerstufe nach
Anspruch 2 mit Produktdetektoren. Die Ströme der Produktdetektoren stehen zum Stromfluß in der
Sekundärwicklung des Differenzstromtransformators in einem festen Verhältnis, das durch das Verhältnis der
geometrischen Größen der verwendeten Halbleiterbauelemente bestimmt ist. Solche Verhältniswerte
lassen sich in monolithischen integrierten Schaltungen gcuäü uciTicSScn, cifiidCucr äiS üucT grOuc ocfciCiic ^u
gehende Widerstandsverhältnisse, bei denen man ohne nachträgliche Trimmung nicht auskommt.
Bei Erdungsfehlerdetektoren können des weiteren auch Einzeljustierungen notwendig werden, da oder
wenn sie auf Rausch- und Störkomponenten in den zu überwachenden Leitern von Herstellungsstück zu
Herstellungsstück ungleich ansprechen. Bei den besonderen Ausfühi^ungsformen nach den Ansprüchen 5 und 6
wird dieses Problem mittels eines »echten« Integrators gelöst, der verhindert, daß sich Störkomponenten
aufintegrieren und zu fälschlicher Anzeige eines Erdungsfehlers führen. Solche fälschlichen Anzeigen
sind besonders unerwünscht, wenn der Erdungsfehlerdetektor zur Auslösung eines Schutzschalters verwendet
wird, da hier die Gefahr besteht, daß die Stromversorgung ohne tatsächliches Vorliegen eines
Erdungsfehlers wiederholt unterbrochen wird.
Mit der bevorzugten Ausführungsform nach Anspruch 7 wird erreicht, daß auf die richtige Polung des
Erdungsfehlerdetektors nicht geachtet zu werden braucht.
Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel an Hand von Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigt
F i g. I einen Schaltplan eines Erdungsfehlerdetektors gemäß der Erfindung, der in einen Erdungsfehler-Ausschaltereingebaut
ist,
Fi g. 2 Zeitdiagramme zur Erläuterung der Vorgänge in der Schaltung nach F i g. 1,
Fig.3 und 4 Äquivalentschaltungen bekannter
Erdungsfehlerdelektoren,
F i g. 5 eine Äquivalentschaltung des erfindungsgemäßen Erdungsfehlerdetektors, der im Vergleich zu den
F i g. 3 und 4 einen Aspekt der Erfindung verdeutlicht.
Fig. 1 zeigt einen mit Leitern 11, 12 und 13 einer Wechselstromleitung verwendeten Erdungsfehlerdetektor.
Der Leiter 11 läuft von einer Klemme 14 zu einer Klemme 15 und ist mit der Erde des Stromsystems
verbunden. Der Wechselstrom wird zwischen die Klemme 14 und jeweils eine von zwei Klemmen 16 und
17, mit denen die Leiter 12 bzw. 13 verbunden sind, angelegt. Mit den Leitern 12 und 13 sind außerdem
Klemmen 18 bzw. 19 verbunden. An die Klemmen 18 und 19 zusammen mit der Klemme 15 ist eine Belastung
oder sind mehrere Belastungen anschließbar. Der dargestellte Erdungsfehler-Ausschalter ist so zu verwenden,
daß die Leiter 11, 12 und 13 in ein Dreileitersystem mit geerdetem Nulleiter eingesetzt
sind. Bei einem solchen System sind die an die Klemmen 16 und 17 angelegten Potentiale in Bezug zum
geerdeten Nullpotential an der Klemme 14 einander absolut gleich, jedoch von zueinander entgegengesetzter
Phase. Dieses System ist üblich bei Haushaltsverdrahtungen, bei denen an jeder der Klemmen 16 und 17
110 bis 120VoIt liegen. Die Belastungen können
zwischen einen der Potentialleiter 12, 13 und den Erdleiter 11 oder zwischen die beiden Potentialleiter 12
und 13 gelegt werden.
Ein zweipoliges Einregelrelais 20 ist mit Schaltpolen 21 und 22 in die Wechselstrom-Potentialleiter 12 bzw. 13
eingesetzt. Das Relais 20 unterbricht den Stromfluß durch die Leiter 12 und 13, wenn an seinen
Auslösemechanismus, der hier als elektromagnetische Spule 23 dargestellt ist, Erregerstrom angelegt wird.
Das Relais 20 ist so verklinkt, daß es die Leiter 12 und 13 im unterbrochenen Zustand hält, bis es zurückgestellt
wird.
Die Leiter 11, 12 und 13 dienen außerdem als
Primärwicklungen eines Differenzstromtransformators 30, indem sie durch dessen toroidförmigen Kern 31
hindurchgeführt sind. An sich sind für Differenzstromtransformatoren
auch andere Arten von Kernen möglich. Der Differenzstromtransformator 30 hat eine
Sekundärwicklung 32, die an ihre Belastung Strom liefert, sobald die über einen der Leiter der Leitung zur
Hauptbelastung fließenden Ströme nicht über einen anderen Leiter der Leitung zur Wechselstromquelle
zurückfließen.
Ein Erdungsfehlerdetektor-Modul 40, der in der Zeichnung durch eine gestrichelte Linie 41 umgeben ist,
kann als monolithische integrierte Schaltung aufgebaut sein. Der Modul 40 hat Klemmen 42 und 43, die die in
der Sekundärwicklung 32 des Differenzstromtransformators 30 induzierten, den mangelnden Abgleich
anzeigenden Ströme aufnehmen. Der Modul 40 hat außerdem Klemmen 44 und 45. an denen halbwellen-
gleichgerichtete und ampliludenbcgrcnzte Leiter-Wechselspannungen
V44 bzw. V45 von den Leitern 12
und 13 eingespeist werden. Eine Klemme 46 des Detektor-Moduls 40 ist mit der Erde des Systems
verbunden, um eine örtliche Erde oder Massenverbin- -,
dung zu ergeben. Die Verbindungen mit dieser örtlichen Erde sind als kleine Dreiecke eingezeichnet. Eine
Klemme 47 stellt die Ausgangsklemme für den Modul 40 dar und dient dazu, das Vorliegen eines Erdungsfehlers,
wie er auf an den Klemmen 42, 43, 44 und 45 aufgenommene Signale hin festgestellt worden ist,
anzuzeigen. Zwischen Klemmen 48 und 49 ist ein außerhalb des Moduls 40 befindlicher Kondensator 24
geschähet.
Der Betrieb des Erdungsfehlerdelektor-Moduls 40 r,
umfaßt, allgemein gesprochen, die folgenden Schritte. Die an die Klemmen 42 bzw. 43 angelegten, im
Gegentakt auftretenden Ströme aufgrund des Fehlabgleichs werden in Verstärkern 50 bzw. 60 verstärkt,
dann einem Synchrondemodulator oder Produktdetek- :o tor 70 eingespeist und anschließend zusammen mit im
Gegentakt auftretenden Strömen multipliziert, die die Folge der an die Klemmen 44 und 45 angelegten
gleichgerichteten und begrenzten Leitungspotentiale sind. Der Synchrondemodulator 70 gibt Gegentakt-Pro- '■>
duktsignale ab, von denen eines in einem strominvertierenden Verstärker 80 invertiert wird und dann
konstruktiv mit dem anderen kombiniert wird, um ein an einer einzigen Klemme austretendes Seriengegentakt-Produktsignal
zum Anlegen an die Klemme 48 zu jo erzeugen.
Dieses durch den strominvertierenden Verstärker 80 an die Klemme 48 gelegte Serien-Produktsignal wird
vom Kondensator 24 integriert, so daß alle seine Komponenten mit Ausnahme der im wesentlichen r,
gleichspannungsmäßigen Komponenten, also der unter Tonfrequenz liegenden und der Gleichspannungskomponenten,
beseitigt werden. Wird in der Sekundärwicklung 32 durch die Leiter 12 und 13 ein Fehlabgleichstrom
induziert, der eine ungleiche Kapazität gegen Erde darbietet, so ist er in Quadraturphase mit der
Grundfrequenz der gleichgerichteten und begrenzten Leitungsspannungen V44 und V45. Dieser kapazitiv
unbalancierte Leitungszustand führt dazu, daß der Strom des Serien-Produktsignals, das an die Klemme 48
gelegt wird, als Gleichspannungskomponente im wesentlichen den Wert Null hat. Wird Fehlabgleich-Strom
in der Sekundärwicklung 32 aufgrund eines widerstandsmäßigen Erdungsfehlers von einem der Leiter 12
und 13 zur Erde des Systems induziert, so ist er gleichphasig oder um 180° außer Phase mit der
Grundfrequenz von V44 und V45. Ein solcher Erdungsfehler
der Leitung führt dazu, daß der Strom des Serien-Produktsignals, das an die Klemme 48 angelegt
ist, entweder eine positive oder eine negative Gleich-Stromkomponente
hat. Diese bei Leitungsfrequenz vom Synchrondemodulator oder Produktdetektor 70 durchgeführte
Synchrondemodulation des auf den Erdungsfehlerstrom folgenden Signals ersetzt den üblichen
Schritt ein solches Signal gleichzurichten. Die Synchrondemodulation hat im Vergleich zur Gleichrichtung
den wesentlichen Vorteil, daß es eine Unterscheidung gegen Signalkomponenten bewirkt die sich aus den
kapazitiven Bedingungen der Leiter gegen Erde -rgeben.
Das integrierte Serien-Produktsignal von der Klemme 48 wird einem stromempfindlichen Schwellendetektor
100 eingespeist der feststellt wenn es einen gegebenen Schwellenwert übersteigt, unabhängig von
der Polarität. Nur dann, wenn die Gleichstromkomponente des Serien-Synchrondemodulatorausgangssignals
ausreichend hoch ist, um eine dieser Schwellen zu übertreffen, gibt der stromempfindliche Schwellendetektor
100 über die Klemme 47 die Anzeige des Vorliegens eines widerstandsmäßigen Erdungsfehlers
ab. Diese Anzeige erfolgt in Form eines positiven Stroms, der zum Triggern an einen steuerbaren
Halbleitergleichrichter 25 angelegt wird und ihn leitend macht. Dies schließt einen Slrompfad von demjenigen
der Leiter 12 und 13, der zu diesem Zeitpunkt gerade positiv ist, über eine Diode 26 bzw. 27, durch die
elektromagnetische Spuie 23, die auch eine Thermoheizspule sein kann, des Relais 20 und weiterhin über den
Anoden-Kathoden-Stromweg des Gleichrichters 25. Der Slromfluß über diesen Leitungsweg erregt die
Spule 23 des Relais 20, was bewirkt, daß dessen Schaltpole 21 und 22 geschaltet werden und die
Klemmen 16 und 17 von den Klemmen 18 bzw. 19 trennen. Hierdurch wird der Stromfluß zum Erdungsfehler unterbrochen, von dem angenommen wird, daß er
weiter verbraucherseitig aufgetreten ist. Das Relais 20 klinkt ein und hält den Ausschaltzustand in den Leitern
12 und 13 aufrecht, bis es zurückgestellt wird.
Der steuerbare Gleichrichter 25 bleibt nach seiner Ansteuerung für den Stromdurchlaß leitend und
vervollständigt so eine elektrische Halteschaltung zum Speisen der Spule 23 des Relais 20. Das Zurückstellen
dieses Stromkreises erfolgt durch Unterbrechen des Stromflusses von Anode zur Kathode des Gleichrichters
25. Dies erfolgt beispielsweise durch Sperren des zu den Leitern 12 und 13 fließenden Wechselstroms für eine
kurze Zeilspanne. Alternativ oder zusätzlich kann das Relais 20 durch eine der üblichen mechanischen
Einrichtungen verklinkt werden, so daß es allgemein von Hand zurückgestellt werden muß. Bei Verwendung
einer mechanischen Verklinkung können die Dioden 26 und 27 auch hinter den Schaltpolen 21 und 22 des Relais
20 an die Leiter 12 bzw. 13 angeschlossen sein, so daß keine weitere Speisung der Spule 23 des angezogenen
Relais 20 und somit kein Stromverbrauch mehr erfolgt.
Im folgenden werden die Besonderheiten der Schaltung nach Fig. 1 im einzelnen beschrieben,
beginnend mit der Erzeugung des Betriebspotentials zum Speisen des Moduls 40. An den Klemmen 44 und 45
treten die Spannungen K44 und Vas als Rechteckspannungen
mit einem Verlauf 202 bzw. 203 (F i g. 2) auf. Die Spannungen V44 und V45 entstehen aus den Potentialen
Vi2 am Leiter 12 bzw. Vn von entgegengesetzter Phase
auf dem Leiter 13. jeweils gegen Erde.
Das Potential V12 hat einen Verlauf 201 gemäß F i g. 2.
Während der negativen Halbwellen von V12 sperrt eine
Diode 33 den Stromfluß von der Klemme 44 zum Leiter 12. Die Klemme 44 kann also das Potential der örtlichen
Erde bzw. die Masse, in der Darstellung nach F i g. 1 das Erd-Potential, durch einen Leitungspfad über einen
Widerstand 71 und eine Diode 73a suchen. Während der positiven Halbwellen von V]2 ist die Diode 33 in
Durchlaßrichtung vorgespannt und ermöglicht einen Stromfluß durch sie und einen Widerstand 34 zur
Klemme 44. Dieser Stromfluß hebt das Potential an der Klemme 44 gegen den Wert von Vi2 zu an, das durch
einen Lawinendurchbruch einer Lawinendiode 35 bestimmt wird. Der Durchbruch der Lawinendiode 35
erfolgt bei einer Spannung von 10 bis 15VoIt, was
wesentlich niedriger ist als die Scheitelspannung von V)2
in Höhe von 155 bis 170 Volt so daß die entstehende
Spannung V44 im wesentlichen einen Rechteckverlauf
hat und im folgenden auch als Rechteckspannung beschrieben ist. Der Widerstand 34 begrenzt den durch
ihn und die Dioden 33 und 35 während der positiven Halbwelle von V12 fließenden Strom auf einen Wert, der r>
etwas höher ist als der zum Speisen des Detektor-Moduls 40 erforderliche Wert, ferner hält er den
Leistungsverbrauch der Dioden 33 und 35 in zulässigen Grenzen.
Die Spannung V45 wird durch Gleichrichten und
Begrenzen des Potentials V13, das entgegengesetzte
Phase wie V12 aufweist, mit Hilfe von Elementen 36, 37
und 38 geformt, die den zum Gleichrichten und Begrenzen von V12 zur Formung von V44 benützten
Elementen 33,34 und 35 entsprechen. Ebenso wie V44 ist 1 1S
also auch die Spannung V45 eine ins Positive verlaufene
Rechteckwelle, sie ist jedoch um eine halbe Periode der Leitungsfrequenz, also um π, in der Zeit gegenüber
dieser verschoben, wie die Verläufe 202 und 203 in F i g. 2 zeigen. Diese alternierend auftretenden Rechteckimpulse
der Spannungen V44 und V45 dienen dazu.
Transistoren 736 und 746 des Synchrondemodulators 70 zu alternierendem Leitungszustand anzusteuern, wie
noch beschrieben wird. Die Lawinendioden 35 und 38 sind außerhalb des Moduls 40 dargestellt, sie können 2ri
jedoch gemeinsam mit diesem in die integrierte Schaltung einbezogen sein.
Die positiven Ausschläge der gleichgerichteten und begrenzten Halbweilen der Spannungen V44 und V45 an
den Klemmen 44 bzw. 45 legen eine in Durchlaßrichtung jn
gerichtete Vorspannung an Dioden 121 bzw. 122 an, werden so summiert und erscheinen auf einer
Sammelleitung 123 als vollweg-gleichgerichtete und begrenzte Leitungsspannung, die im folgenden als »B+
Speisespannung« bezeichnet wird. Da die Lawinendi- r> öden 35 und 38 jeweils den positiven Ausschlag eines
Potentials von 155 bis 170 Volt Spitze abschneiden, sobald dieser Ausschlag einige 10 bis bis 15 Volt
übersteigt, stellt die Spannung (K44 + V45) auf der
Sammelleitung 123 ein Gleichspannungspoteniial von 4»
festgelegter Höhe dar mit der Ausnahme einiger weniger Grade vor und nach jedem Nulldurchgang der
Leitungspotentiale V,2 und V13. Die Spannung
CV44 + V45) eignet sich deshalb ohne das Erfordernis
einer Glättung mit Hilfe eines Filterkondensators als 4"> positive Versorgungsspannung oder als Betriebsspannung
für die Transistorschaltungen im Detektor-Modul 40.
Wenn an der Sammelleitung 123 ein Betriebspotential anliegt, ist die Sekundärwicklung 32 des Differenz- w
stromtransfotmators 30 im Effekt mit einer Kurzschiuß-Belastungsimpedanz
zwischen den Klemmen 42 und 43 des Moduls 40 belastet. Es werden dann Dioden 51a und
61a durch ruhende Vorbelastungsströme gleicher Höhe,
die an die Dioden über Vorbelastungswiderstände 52 « bzw. 62 geliefert werden, unter starker Vorbelastung in
Durchlaßrichtung gehalten. Die an diesen Dioden 51a und 61a auftretenden auseinanderliegenden Ruhepotentiale
sind gleich und erlauben die direkte Kopplung der Sekundärwicklung 32 über die Klemmen 42 und 43, w)
ohne hierdurch einen Gleichstrom zu übernehmen.
Die Dioden 51a und 61a sind mit Transistoren 516 bzw. 616 in spiegelbildlichen Strom verstärkern 51 bzw.
61 verbunden. Die Stromverstärkung des Strom-Spiegel-Verstärkers 51 ist das Verhältnis des Gegenwirkleit- es
werts des Transistors 516 geteilt durch den Leitwert der Diode 51a und kann in einer integrierten Schaltung
durch die Proportionierung der Rächen der Haibleitersperrschichten in den Elementen 51.7 und 516 genau
vorbestimmt werden. Die Stromverstärkung des Strom-Spiegel-Verstärkers
61 ist das Verhältnis des Gegenleitwerts des Transistors 616 geteilt durch den Leitwert der
Diode 61a und ist gleich der Stromverstärkung des Strom-Spiegel-Verstärkers 51 gemacht. Die Kollektorströme
der Transistoren 516 und 616 haben gleiche Ruhekomponenten und zeigen Gegentaktänderungen,
die vom Fehlabgleichstrom i,i der Sekundärwicklung 32
proportional abhängig sind. Die von der Summe von Isec und dem Ruhe-Vorbelastungsstrom, der an die
Diode 51a bzw.61 a angelegt ist, abhängigen Gegentaktsignal-Potentiale
erscheinen an den Kollektorelektroden der Transistoren 51i>bzw.616.
Der in F i g. 1 dargestellte Synchrondemodulator 70 ist ein doppelt balancierter Synchrondetektor, also ein
Synchrondetektor, bei dem die gegeneinander multiplizierten Signale jeweils vom Strom, den er an die
Klemme 48 liefert, ausbalanciert sind. Alternativ kann auch ein einfach balancierter Demodulator verwendet
werden, bei dem die Elemente 72, 74, 76 und 78 wegfallen. Der Synchrondemodulator 70 umfaßt also
zwei emittergekoppelte Differenzverstärker, von denen der erste mit Transistoren 75 und 77 und der zweite mit
Transistoren 76 und 78 aufgebaut ist und die abwechselnd durch Anlegen von Strom an die
miteinander verbundenen Emitterelektroden ihrer Transistoren leitfähig gesteuert sind.
Die Potentialänderungen des von den Verstärkern 50 und 60 gelieferten Gegentaktsignals werden zwischen
die Basiselektroden der emittergekoppelten Transistoren 75 und 77 — oder 76 und 78 — gelegt, um die
jeweiligen Emilterströme zu modulieren. Da diese angelegten Basispotentiale Gegentaktänderungen aufweisen,
liegen die miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 — oder 76 und 78
— auf scheinbarer Erde für das Signalpotential. Der Verstärkungsvorgang mit gemeinsamem Emitter kann
für jeden der Transistoren 75 bis 78 auf einer einendigen Basis für das Signal betrachtet werden. Die über die
Diode 51a auftretenden Potentialänderungen aufgrund des vom Verstärker 50 invertierten und linear
verstärkten Isec werden im Effekt an die Basis-Emitter-Sperrschicht
des Transistors 75 — oder 76 — angelegt. Die über der Diode 61a in Abhängigkeit von Isec
auftretenden Signalpotentialänderungen, die vom Verstärker 60 invertiert und linear verstärkt worden sind,
werden im Effekt an die Basis-Emitter-Sperrschicht des Transistors 77 — oder 78 — angelegt.
Für Zustände, bei denen Isec und die hierauf bezogenen Stromänderungen im Vergleich zu den sie
begleitenden Ruheströmen niedrig sind, was gemäß dem Aufbau dann der Fall ist, wenn Isec im Strombereich
liegt, in dem die Erdungsfehlerfeststellung stattfindet, sowie für niedrigere Werte von /.■>«; liegen die
Kollektorströme der Transistoren 75, 76, 77 und 78, wenn diese leitend gesteuert sind, in einem genau
festgelegten Verhältnis zu Isec· Dies mag erstaunlich scheinen, denn, da die Strom-Spiegel-Verstärker 51 und
61 bekanntlich lineare Stromverstärker sind, bildet die von der Diodenketten-Kollektorbelastung der Transistoren
516 und 616 und einem emittergekoppelten Transistorverstärker gegebene Konfiguration eine
Konfiguration, die bekanntlich auf einen Eingangssignalstrom anspricht und einen dem Eingangssignalstrom
proportionalen Ausgangssignalstrom abgibt, der auf eine Leistung gleich der Zahl der Dioden in jeder
Kette angehoben ist Es sei jedoch die binominale
Auflösung in Betracht gezogen, die einen auf eine Potenz η angehobenen binominalen Ausdruck beschreibt,
wie es bei einer Konfiguration der betrachteten Art durchgeführt wird.
Sofern * klein im Vergleich zu 1 ist, sind nur die ersten
beiden Ausdrücke der Auflösung von Bedeutung. Wird der Ruhestrom durch die Halbleitersperrschichten zur
Einheit 1 normalisiert und die Signalstromänderungen als I Af I
< 1 angegeben, so ist ersichtlich, daß der Signalstrom bei einer solchen Konfiguration um einen
Faktor η verstärkt wird, der der Zahl der Dioden in jeder der Ketten 53 bis 58 und 63 bis 68 entspricht.
Wird der Synchrondemodulator 70 nochmal für sich betrachtet, so zeigt sich, daß der Transistor 736
Kollektorstrom an die miteinander verbundenen Emitterelektroden der Differenzverstärkungs-Transistoren
75 und 77 liefert, sofern und nur wenn die Rechteckspannung V44 von ausreichendem positivem
Wert ist, die Basis-Emitter-Sperrschicht des Transistors 736 in Stromflußrichtung durchzuschalten, und der
Transistor 746 liefert Kollektorstrom an die vereinigten Emitterelektroden der Differenzverstärkertransistoren
76 und 78, sofern und nur wenn V45 von ausreichend hohem positivem Wert ist, um die Basis-Emitter-Sperrschicht
des Transistors 746 leitend zu steuern.
Der Transistor 736 ist in einem Strom-Spiegel-Verstärker 73 mit der Diode 73a verbunden, und die
Stromverstärkung ist gleich dem Verhältnis des Gegenwirkleitwerts des Transistors 736 zum Leitwert
der Diode 73.-*. Der Stromfluß in die Eingangsklemme des Strom-Spiegel-Verstärkers 73 während der Spitzen
der Spannung V44 ist gleich V44 minus dem verschobenen
Potential der in Durchlaßrichtung vorgespannten Diode 73a. alles geteilt durch den Widerstandswert des
Widerstands 71. Die Charakteristiken der Elemente 72, 74,7 und 746 entsprechen denen der Elemente 71, 73a
bzw. 736 und die Kollektorströme der Transistoren 736 und 746 sind jeweils Rechteckwellen von gleicher
Amplitude, die in alternierenden Halbwcllen der Leitungsfrequenz auftreten.
Zieht der Transistor 736 Strom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75
und 77 ab, so fließen von den Transistoren 75 und 77 im Gegentakt Kollektorströme jeweils proportional dem
Fehlabgleichstrom in der Wicklung 32. Zieht der Transistor 746 Strom von den miteinander verbundenen
Emitterelektroden der Transistoren 7b und 78 ab, so fließen von den Transistoren 76 und 78 im Gegentakt
Kollektor-Ströme, die jeweils proportional dem Fehlabgleichstrom in der Wicklung 32 sind. Die Kollektorstromänderungen
der Transistoren 75 und 78 sind jeweils während der verschiedenen Halbwellen der
Leitungspotentiale V12 und V13 proportional dem
Fehlabgleichstrom in der Wicklung 32, jedoch jeweils im entgegengesetzten Sinn im Vergleich zum anderen. Die
Kollektorstromänderungen der Transistoren 76 und 77 sind jeweils während der verschiedenen Halbwellen der
Leitungspotentiale Vn und Vj3 proportional zum
Fehlabgleichstrom in der Wicklung 32, jedoch jeweils in im Vergleich zueinander entgegengesetztem Sinn. Der
Grund für diese Proportionalitäten ist bereits erläutert worden. Sie kommen daher, daß die sechste Potenz
eines hohen Ruhestroms, der von kleinen Stromänderungen begleitet wird, verwendet wird.
Tritt am Leiter 12 der Leitung ein fehlerhafter Widerstandspfad gegen Erde auf, so fließt in der
Sekundärwicklung 32 ein Strom /s£r mit einem Verlauf
204 gemäß F i g. 2. Der Ausgangsstrom des Synchrondemodulators oder Produktdetektors 70, der von der
Phasenlage des Stroms Isec abhängt, hat einen Verlauf 205. Dieser Verlauf 205 des Ausgangsstroms ergibt sich
folgendermaßen,da /s«-undund V12gleichphasigsind:
Bei den positiven Ausschlägen des Stroms Isec wird
der Leitwert des Transistors 516 erniedrigt und der Leitwert des Transistors 616 erhöht. Das im Vergleich
zum Kollektorpotential des Transistors 616 erhöhte Kollektorpotential des Transistors 516 spannt die
Transistoren 75 und 76 so vor, daß diese im Vergleich zu den Transistoren 77 und 78 einen höheren Leitwert
aufweisen. Die positiven Ausschläge des Stroms Isec für
den widerstandsmäßigen Erdungsfehler am Leiter 12 entsprechen positiven Ausschlägen der Spannung V44,
so daß der Transistor 736 Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren
75 und 77 zieht, während der Transistor 746 keinen Kollektorstrom von den miteinander verbundenen
Emitterelektroden der Transistoren 76 und 78 zieht. Die Kollektorstromanforderung des Transistors 75 wird
vom Strom-Spiegel-Verstärker 80 invertiert, der einen positiven Strom gleichen Werts an die Klemme 48
abgibt, der wesentlich höher ist als der Strom, der von der Klemme 48 über einen Transistor 79 eines
Verstärkers in Basisschaltung zur Belieferung des Transistors 77 mit dem erforderlichen Kollektor-Strom
abgezogen wird. Da von den Transistoren 76 und 78 jeweils kein Emitterstrom abgezogen wird, braucht von
ihnen keine Kollektorstromanforderung an die Klemme 48 gegeben zu werden. Vom Synchrondemodulator
oder Produktdetektor 70 wird während des positiven Ausschlags des Stroms Isec mit dem Verlauf 204 eine
positive Stromhalbwelle an die Klemme 48 geliefert.
Bei den negativen Ausschlägen des Stroms Isec
erhöht sich der Leitwert des Transistors 516 und erniedrigt sich der Leitwert des Transistors 616. Das im
Vergleich zum Kollektorpotential des Transistors 516 erhöhte Kollektorpotential des Transistors 616 ergibt
für die Transistoren 77 und 78 eine Vorspannung, die deren Leitwert im Vergleich zu den Transistoren 75 und
76 erhöht. Die negativen Ausschläge des Stroms /see für
einen Widerstandspfad vom Leiter 12 zur Erde entsprechen zeitlich den positiven Ausschlägen der
Spannung V45 und den Nullbercichen der Spannung V44,
so daß der Transistor 746 Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Emitterelektrcilen der Transistoren
7b und 78 abzieht, während der Transistor 730
keinen Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77
abzieht. Der Kollektorstromverbrauch des Transistors 78 wird vom Strom-Spiegel-Verstärker 80 invertiert,
der einen positiven Strom von gleichem Wert an die Klemme 48 liefert, der wesentlich höher ist als der
Strom, der von der Klemme 48 über den Transistor 79 des Verstärkers in Basisschaltung zum Liefern des
Kollektorstroms, der für den Transistor 76 benötigt wird, abgezogen wird. Während des negativen Ausschlags
des Stroms /5a- mit dem Verlauf 204 wird also
eine positive Halbwelle an die Klemme 48 abgegeben.
Die miteinander kombinierten Ausgangsströme des Synchrondemodulator 70 an die Klemme 48 sind
proportional einem vollweggleichgerichteten Strom /see für einen Widerstands-Erdungsfehlerzustand am
Leiter 12. Dieser gleichgerichtete Strom hat den Verlauf
205 (F i g. 2\ Der gleichgerichtete Strom hat eine
Gleichstromkomponente, die. wenn sie einen gegebenen Stiomschwei.wert, der vom stromempfindlichen
Schwellendetektor 100 abgezogen wird, übersteigt, den Kondensator 24 auflädt, so daß die Klemme 48
gegenüber der Klemme 49 positiv wird.
Tritt am Leiter 13 ein widerstandsmäßiger Erdungsfehler auf, so fließt in der Sekundärwicklung 32 des
Differenzstromtransformators 30 ein Strom Isec, der
gegenüber dem Verlauf 204 entgegengesetzte Phase aufweist. Die positiven Ausschläge dieses entgegengesetzte
Phase aufweisenden Stroms Isec bewirken einen erhöhten Leitwert des Transistors 51 b und einen
erniedrigten Leitwert des Transistors 616. Das im Vergleich zum Kollektorpotential des Transistors 516
höhere Kollektorpotential des Transistors 61 6 belegt die Transistoren 77 und 78 mit einer Vorspannung, die
im Vergleich zu den Transistoren 75 und 76 einen höheren Leitwert bewirk!. Die positiven Ausschläge des
Stroms Isec beim widerstandsmäßigen Erdungsfehler am Leiter 13 entsprechen zeitlich den positiven
Ausschlägen der Spannung V45 und den Nullbereichen
der Spannung V44, so daß also der Transistor 736 von
den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 Strom abzieht, während der
Transistor 746 von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren 76 und 78 keinen
Koilektorstrom abzieht. Die Speisung des Transistors 77 mit dem erforderlichen Kollektorstrom ist über den
zu einem Verstärker in Basisschaltung gehörenden Transistor 79 mit der Klemme 48 gekoppelt, um an diese
eine negative Stromhalbwelle zu liefern.
Bei den negativen Ausschlägen des Stroms Isec bei
einem widerstandsmäßigen Erdungsfehler am Leiter 13 erniedrigt sich der Leitwert des Transistors 51Z) und
erhöht sich der Leitwert des Transistors 61 b. Das im Vergleich zum Kollektorpotential des Transistors 61 b
erhöhte Kollektorpotential des Transistors 51£> belegi.
die Transistoren 75 und 76 mit einer Vorspannung, die im Vergleich zu den Transistoren 77 und 78 einen
erhöhten Leitwert zu Folge hat.
Die negativen Ausschläge des Stroms Isec bei widerstandsmäßigem Erdungsfehler am Leiter 13
entsprechen zeitlich den positiven Ausschlagen der Spannung V44 und den Nullbereichen der Spannung V45.
so daß der Transistor 736 Kollektorstrom von den miteinander verbundenen Emitterelektroden der Transistoren
75 und 77 abzieht, während der Transistor 746 keinen Kollektorstrom von den miteinander verbundenen
Elektroden der Transistoren 76 und 78 abzieht. Die Speisung des vom Transistor 77 benötigten Kollektorstroms
ist über den einem Verstärker in Basisschaltung angehörenden Transistor 79 so mit der Klemme 48
gekoppelt, daß er als zur Klemme 48 fließende negative Stromhalbwelle auftritt.
Der Strom vom Synchrondemodulator 70 zur Klemme 48 b^i einem Widerstandscharakter aufweisenden
Erdungsfehler am Leiter 13 ist also ein vollweggleichgerichteter negativer Strom, der in der Amplitude
dem Strom gemäß dem Verlauf 205 (F i g. 2) gleicht, jedoch entgegengesetzt gepolt ist. Dieser negative
vollweggleichgerichtete Strom hat eine Gleichstromkomponente, die beim Überschreiten einer gegebenen
Stromschweile, die vom stromempfindlichen Schwellendetektor 100 abgezogen wird, den Kondensator 24
auflädt, so daß die Klemme 48 im Vergleich zur Klemme 49 negativ wird.
Der Kondensator 24 integriert an ihn angelegte schnell vorübergehende Ströme, wodurch das Detektor
Modul 40 ziemlich sicher davor ist, auf Schalt-Oberspan
nungen an den Leitern 11, 12 und 13 hin fälscht Erdungsfehleranzeigen abzugeben. Ein Entwicklungskriterium
kann es beispielsweise sein, die vom Synchrondemodulator 70 abgegebenen Spitzenströme
zu begrenzen, wenn eine Widerstandserdung einer Strom von mehr als 264 Milliampere aus einem der
Potentialleiter abzweigt. Der kritische Wert wird eingestellt durch geeignete Wahl des Windungszahlenverhältnisses
des Differenzstromtransformators 30 und der Signalspannungsverstärkungen der Verstärker 5C
und 60. Der vom Synchrondemodulator 70 erhältliche Spitzenstrom wird bestimmt durch den im wesentlicher
der B+ Speisespannung gleichen Spannungsabfall arr Widerstand 71 — oder 72 — geteilt durch desser
Widerstandswert, wie er verstärkt wird durch der Strom-Spiegel-Verstärker 73 — oder 74 —. Die
Kapazität des Kondensators 24 ist so gewählt, daß K
2« Millisekunden benötigt werden, um ihn auf eine ausreichend hohe Spannung aufzuladen, damit dei
Schwelienduektor 100 das Relais 20 auslöst und einklinkt. Dies ist im allgemeinen zur Unterscheidung
von Schalt·'berspannungen geeignet, da diese selten
:i länger als 2 Millisekunden dauern.
Im folgenden wird die Reaktion des Synchrondemodulator
70 für den Fall betrachtet, daß die Kapazitäi des Leiters 12 gegen Erde diejenige des Leiters 13
übersteigt. Bei diesem kapazitiv unbalancierten Zustand
jo nimmt der Fehlabgleichstrom /serin der Sekundärwicklung
32 einen Verlauf 206 gemäß Fig. 2 an. Dei kapazitive Fehlabgleichstrom mit dem Verlauf 206 eili
dem Leiterpotential Vi2 um 90°, also umy, das die
J> Leitungsfrequenzphase aufweist, voraus.
1st die Spannung V44 positiv und bewirkt, daß dei
Transistor 736 von den miteinander verbundener Emitterelektroden der Transistoren 75 und 77 Kollek
torstrom abzieht, so hat der positive Teil des zwischer die Basiselektroden der Transistoren 75 und Ti
angelegten Signals im wesentlichen die gleiche Amplitu denverteilung über der Zeit wie sein negativer Teil. Die
Anforderung an die Kollektorstromspeisung des Transi stors 75 ist also während der ersten Hälfte des positiver
4τ Impulses der Spannung V44 gleich der Anforderung ar
Kollektorstromspeisung des Transistors 77 während dei zweiten Hälfte dieses Impulses. Die Kollektorstroman
förderung des Transistors 75 ist an die Eingangskiemmi des Strom-Spiegel-Verstärkers 80 angelegt, der darau
■>n durch Abgeben eines Stroms von gleichem Wert ar
seiner Ausgangsklemme an die Klemme 48 reagiert. Die Kollektorstromanforderung des Transistors 77 zieh
über den Transistor 79 eines in Basisschaltung geschalteten Verstärkers einen Strom gleichen Wert!
von der Klemme 48 ab. Im Kondensator 24 ist die au den vom Strom-Spiegel-Verstärker 80 während dei
ersten Hälfte des positiven Impulses der Spannung V4 gelieferten Strom hin angesammelte Ladung gleich dei
vom Kondensator 24 während der zweiten Hälfte de;
bo positiven Impulses der Spannung V44 zur Befriedigung
der Kollektorstromanforderung des Transistors 75 gelieferten Ladung. Es sammelt sich also während de:
Halbwelle, zu der V44 positiv ist, keine Ladung in
Kondensator 24 an.
Wenn während der folgenden Halbwelle die Span nung V45 positiv ist, und der Transistor 746 Kollektor
strom von den miteinander verbundenen Emitterelek troden der Transistoren 76 und 78 zieht, hai de
negative Teil des zwischen den Basiselektroden angelegten Signals im wesentlichen die gleiche Amplitudenverteilung
Ober der Zeit wie sein positiver TeiL Infolgedessen ist die Kollektorstromanforderung des
Transistors 78 während der ersten Hälfte des positiven Impulses von V45 gleich der Kollektorstromanforderung
des Transistors 76 während der späteren Hälfte dieses Impulses. Die Kcllektorstromanforderung des Transistors
78 ist an die Eingangsklemme des Strom-Spiegel-Verstärkers 80 angelegt, der darauf dadurch reagiert
daß er einen Strom gleichen Werts von seiner AusgangskJemme zur Klemme 48 liefert Die Kollektorstromanforderung
des Transistors 76 ist Ober den Transistor 79 so mit der Klemme 48 gekoppelt daß sie
von dieser einen Strom gleichen Werts abzieht
Im Kondensator ist also die auf den vom Strom-Spiegel-Verstärker 80 während der ersten Hälfte des
positiven Impulses von K45 gelieferten Strom hin
angesammelte Ladung gleich der Ladung, die vom Kondensator 24 während der zweiten Hälfte des
positiven Impulses von V45 zur Befriedigung der Koilektorstromanforderung des Transistors 79 abgegeben
wird. Es sammelt sich also weder während der Halbwelle, zu der die Spannung V45 positiv ist noch
während der' alternativen Halbwelle, zu der die Spannung V44 positiv ist eine verbleibende Ladung im
Kondensator 24 an. Auf Grund der Schaltung ist die am Kondensator 24 durch dieses abwechselnde Laden und
Entladen auftretende Spannung zu niedrig, als daß sie die Basis-Emitter-Sperrschichten von in Darlington-Schaltung
geschalteten Transistoren 113,115 oder 114,
116 in Durchlaßrichtung vorspannt. Von der Klemme 47
wird also kein positiver Strom zum Triggern des gesteuerten Gleichrichters 25 in den leitenden Zustand
beim Vorliegen eines kapazitiv unbalancierten Zustands abgegeben.
Die Reaktion des Synchrondemodulator 70 auf den
Zustand, daß die Kapazität des Leiters 13 gegen Erde höher ist als die des Leiters 12, besteht in einem
Ausgangsstrom, der von gleicher Amplitude, jedoch in entgegengesetzter Polarität wie der Strom mit dem
Verlauf 207 (F i g. 2) ist. Aus diesem Grund verursacht auch das wiederholte Laden und Entladen des
Kondensators keine ausreichend hohe Kondensatorspannung, um die in Darlington-Schaltung geschalteten
Transistoren 113, 115 oder 114, 116 zum Durchlaß vorzuspannen.
Im stromempfindlichen Schwellendetektor 100 sind die Basiselektroden eines pnp-Transistors 101 und eines
npn-Transistors 102 jeweils mit der Klemme 49
verbunden, an der die Spannung jB+ auftreten soll. Der
Transistor 101 ist zu einem Betrieb mit konstantem Emitterstrom vorgespannt, und zwar durch eine
Konstantstromsenke 103 und einen Strom-Spiegel-Verstärker 105, der eine Diode 107 und einen Transistor 109
enthält. Der Transistor 102 ist für einen Betrieb mit konstantem Emitterstrom vorgespannt, und zwar durch
eine Konstantstromquelle 104 und einen Strom-Spiegel-Verstärker 106, der eine Diode 108 und einen Transistor
110 enthält. Die Emitterströme der Transistoren 101 und
102 sind gleichgemacht, was durch gleiche Verstärkungsfaktoren der Strom-Spiegel-Verstärker 105 und
106 und durch Verwendung eines gemeinsamen Elements, wie etwa eines Widerstands, der zwischen die
Basiselektroden der Transistoren 109 und 110 geschaltet
ist und sowohl als Stromsenke 103 als auch als Stromquelle 104 dient, erreichbar ist. Beim Transistor
101 führt der erzwungene festgelegte Wert des
Emitterstroms dazu, daß die Emitterelektrode ein festes verschobenes Potential Vbe in bezug zu seiner
Basiselektrode hat; entsprechendes gilt für den Transistör 102.
Eine Diode 111 verbindet die Kollektorelektrode des
Transistors 101 mit der Klemme 48 am Eingang des stromempfindlichen Schwellendetektors 100, und eine
Diode 112 verbindet die Kollektorelektrode des Transistors 102 mit der Klemme 48. Wird in den
Verbindungspunkt der Dioden 111 und 112 kein S<xom
eingespeist und von ihm kein Strom abgezogen, mit Ausnahme der durch die Dioden selbst fließenden
Ströme, so sind die Dioden 111 und 112 durch den Kollektorstrom vom Transistor 101 zum Transistor 102
in Durchlaßrichtung belastet und halten einen Spannungsabfall 2 Vbe an sich aufrecht Da die Basiselektroden
des pnp-Transistors 101 und des npn-Transistors
102 am selben Potential liegen, hat dieser Spannungsabfall
2Vflfdie Tendenz, die Kollektor-Basis-Sperrschichten
der beiden Transistoren 101 und 102 in Durchlaßrichtung zu belasten.
Diese Tendenz wirkt sich so aus, daß der eine oder der andere der Transistoren 101 und 102 in Sättigung
arbeitet wobei seine Kollektor-Basis-Sperrschicht in Durchlaßrichtung belastet ist und der Kollektorelektrode
ein Potential gegeben ist das nur geringfügig vom Emitterpotential entfernt ist. Wenn sich der Transistor
101 in ausgesprochener Sättigung befindet ist seine Kollektorelektrode weniger positiv als ihre Emitterelektrode
aufgrund der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung oder VW, die im allgemeinen bei etwa 0,1 bis
0,2 Volt festliegt. Da, wie dargelegt wurde, sein Emitterpotential um 1 VBe positiver «t als das Potential
jB+ an der Klemme 49, kommt die Kollektorelektrode
des Transistors 101 in bezug zum =ß+ Potential auf ein
Potential (Vbe- VSAt). Das Potential der Kollektorelektrode
des Transistors 101 ist auch das Potential der Anode der Diode 111, so daß die Kathode dieser Diode,
deren Potential um 1 Vbe weniger positiv ist als ihr Anodenpotential, ein um Vsat weniger positives
Potential aufweist als das Potential an der Klemme 49.
Dies bedeutet daß zwischen den Klemmen 48 und 49 eine zu niedrige Spannung liegt, als daß die in Reihe
geschalteten Sperrschichten der in Darlington-Schaltung geschalteten pnp-Transistoren 114 und 116 in
Durchlaßrichtung gespannt würden, und viel zu niedrig, um die in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Sperrschichten
der in Darlington-Schaltung geschalteten npn-Transistoren 113 und 115 auf Durchlaß zu spannen.
Befindet sich umgekehrt der Transistor 102 in ausgesprochener Sättigung, so ist seine Kollektorelektrode
um die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung oder Vsa τ gleich der des Transistors 101 positiver als
seine Emitterelektrode. Vsat ist üblicherweise ein wohldefinierter Wert von etwa 0,1 bis 0,2 Volt. Da das
Emitterpotential des Transistors 102, wie beschrieben
so wurde, um 1 Vbe weniger positiv ist als das Potential
2 ß+ an der Klemme 49, hat die Kollektorelektrode des
Transistors 102 im Vergleich zum B+ Potential ein negatives Potential (Vbe— Vsat). Das Potential an der
Kollektorelektrode des Transistors 102 ist auch das Potential an der Kathode der Diode 112, so daß die
Anode dieser Diode, die um 1 Vbe positiver ist als ihr Kathodenpotential, bei einem Potential Vs^r positiver
ist als das j B+ Potential an der Klemme 49. Dieses
Potential reicht nicht aus, um die in Serie geschalteten Sperrschichten der Transistoren 113,115 und noch viel
weniger die in Serie geschalteten Basis-Emitter-Sperrschichten der Transistoren 114 und 116 auf Durchlaß zu
spannen.
Im unwahrscheinlichen Fail, daß die beiden Transistoren
101 und 102 ganz oder nahezu in Sättigung sind und kein Strom an die Klemme 48 gespeist oder von ihr ι ο
weggezogen wird außer über die Dioden 111 und 112, liegt das Potential an der Klemme 48 irgendwo im
Bereich von ^ B+ ± Vsat, wie er durch die zwei soeben
beschriebenen Grenzbedingungen definiert worden ist
Es sei nun angenommen, daß ein positiver Strom vom Synchrondemodulator 70 zum Schaltungsknoten geliefert
wird, mit dem die Klemme 48 verbunden ist Dieser positive Strom lädt den Kondensator 24 auf und erhöht
das Potential an der Klemme 48. Dieses erhöhte positive Potential an der Klemme 48 bewirkt mit Sicherheit, daß
der Transistor 101 in gesättigter Betriebsweise arbeitet, und macht die Verbindung der Diode Ul und der
Kollektor-Basis-Sperrschicht des Transistors 101 weniger leitend. Dies führt dazu, daß der konstante
Emitterstrom des Transistors 101 in erhöhtem Maß zu dessen Basiselektrode und in vermindertem Maß zu
dessen Kollektorelektrode fließt.
Eine geringe Erhöhung des Potentials an der Klemme 48 beendet den Sättigungszustand des Transistors 102, jo
sofern sich dieser in Sättigung befunden haben sollte. Der Transistor 102 wird in seiner normalen Betriebsweise
belastet und fordert deshalb einen Kollektorstrom, der im wesentlichen gleich dem von seiner Emitterelektrode
abgezogenen konstanten Strom ist. Der gesamte J5 vom Synchrondemodulator 70 gelieferte positive Strom
fließt durch die Diode 112 zur Kollektorelektrode des Transistors 102 und erfüllt dessen Kollektorstromanforderung,
außer und bis dieser positive Strom die Kollektorstromanforderung des Transistors 102 übertrifft.
Wenn der positive Strom vom Synchrondemodulator 70 die Kollektorstromanforderung des Transistors 102
übertrifft, so fließt der überschüssige Strom so, daß der Kondensator 24 weiter aufgeladen wird. Dieses weitere
Aufladen erhöht das Potential der Klemme 48 in bezug
zum -jB+ Potential an der Klemme 49, so daß die
Basis-Emitter-Sperrschichten der in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren 113 und 115 auf
Durchlaß vorgespannt werden und Kollektorströme vom Eingang eines Strom-Spiegel-Verstärkers 117
abziehen. Dieser Verstärker 117 ist als aus einer Diode
118 und einem Transistor 119 bestehend dargestellt. Er
reagiert, indem er von seinem Ausgang zur Klemme 47 des Detektor-Moduls 40 einen positiven Strom liefert.
Dieser positive Strom triggert den Gleichrichter 25, welcher seinerseits bewirkt, daß das Relais 20 den
Stromfluß in den Leitern i2 und 13 unterbricht.
Es sei nun angenommen, daß vom Synchrondemodu- bo
lator 70 zum Schaltungsknotenpunkt an der Klemme 48 ein negativer Strom geliefert wird. Durch diesen
negativen Strom ergibt sich die Tendenz, den Kondensator 24 zu laden und so das Potential an der Klemme 48
zu erniedrigen. Das so erniedrigte positive Potential an >■■
der Klemme 48 stellt sicher, daß der Transistor 102 in seinem gesättigten Zustand arbeitet, und macht
außerdem die Verbindung der Diode 112 und der Kollektor-Basis-Sperrschicht des Transistors 102 weniger
leitend. Insofern muß der konstante Emitterstrom des Transistors 102 in erhöhtem Maß zu seiner
Basiselektrode und in vermindertem Maß zu seiner KcHektorelektrode fließen. Die geringe Erniedrigung
des positiven Potentials an der Klemme 48 entfernt den Transistor 101 vom Sättigungszustand, sofern er vorher
im Sättigungszustand war. Der Transistor 101 ist für normale Betriebsweise vorgespannt und liefert deshalb
einen Kollektorstrom, der im wesentlichen gleich dem von seiner Emitterelektrode gezogenen konstanten
Strom ist Der gesamte vom Synchrondemodulator 70 gelieferte negative Strom stellt im Effekt eine
Stromanforderung dar und wird durch den Kollektorstrom des Transistors 101 gespeist, der durch die Diode
111 fließt, sofern nicht und bis diese Anforderung die
Stromlieferfähigkeit des Transistors 101 übersteigt Diese Kollektorstrom-Lieferfähigkeit des Transistors
101 zum Befriedigen der Stromanforderung des Synchrondemodulators 70 ist auf eine Stromhöhe
begrenzt, die im wesentlichen gleich der Konstantstromlieferung an seine Emitterelektrode ist
Wenn die Stromanforderung des Synchrondemodulators 70 die Fähigkeit des Transistors 101, Kollektorstrom
zu liefern, übersteigt, so wird der Überschuß an angefordertem Strom vom Kondensator 24 geliefert.
Das Liefern dieses zu hohen angeforderten Stroms lädt den Kondensator 24 so auf, daß das Potential an seiner
Klemme 48 im Vergleich zum Potential an der Klemme 49 zunehmend negativ wird. Dies spannt die Basis-Emitter-Sperrschichten
der in Darlington-Schaltung geschalteten Transistoren 114 und 116 auf Durchlaß und
bewirkt, daß sie positiven Kollektorstrom an die Klemme 47 des Detektor-Moduls 40 liefern. Der
positive Strom von der Klemme 47 triggert den Gleichrichter 25, der seinerseits bewirkt daß das Relais
20 den Stromfluß in den Leitern 12 und 13 unterbricht.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Erdungsfehlerfeststellung unterscheidet sich in einer wichtigen
Einzelheit vom Stand der Technik insofern, als die Sekundärwicklung 32 des Differenzstromtransformators
30 durch die sich an ihn anschließende Verstärkerund Komparatorschaltung eher kurzgeschlossen als im
Leerlauf betrieben ist. Dies erlaubt die Verwendung von Kernmaterial mit weiten Permeabilitätstoleranzen im
Transformator 30 ohne Einfluß auf die Empfindlichkeit des Erdungsfehlerdetektors, wie sie beim Stand der
Technik vorlag, gemäß dem die Sekundärwicklung 32 schwach belastet war. Dies bedeutet, daß auch bei
Massenproduktion ein billiger Ferritkern mit einer weiten Toleranz hinsichtlich der Permeabilität anstelle
eines ausgewählten Ferritkerns oder geschichteten Eisenkerns, die beide verhältnismäßig teuer sind, im
Differenzstromtransformator verwendet werden kann. Der Grund für diesen durch die Kurzschlußbelastung
der Sekundärwicklung erreichten Vorteil wird anhand der F i g. 3,4 und 5 beschrieben.
F i g. 3 zeigt eine Norton-Äquivalent-Quelle 301 von Fehlabgleich-Wechselstrom und eine Äquivalentschaltung
des Differenzstromtransformators 30 und einer an seine Sekundärwicklung 32 durch die Eingangsklemme
des Detektor-Moduls 40 angeschlossenen Belastung 302.
Es werden hier die Potentialleiter und der Nulleiter 11,12 und 13 als Primärwicklungen angesehen, die einer
einzigen Primärwicklung äquivalent sind und einen Fehlabgleichstrom gleich der Differenz ihrer jeweiligen
Ströme führen. Dies ist eine zulässipe Annahme, da ein
Transformator mit toroidaler Kopplung eine enge gegenseitige Kopplung zwischen den Wicklungen
aufweist Diese äquivalente Primärwicklung ist über Klemmen 303 und 304 so angeschlossea daß von der
Norton-Äquivalent-Wechselstromquelle 301 in sie ein unbalancierter Primärwicklungsstrom Iu eingespeist
wird, der in der Höhe dem Erdungsfehlerstrom entspricht, welcher den Fehlabgleichstrom I$ec in der
Sekundärwicklung bewirkt Die Sekundärwicklung 32 hat Ausgangsklemmen 305 und 306, zwischen die die
Belastung 302 mit einem Widerstandswert R geschaltet ist
Der Differenzstrcmtransformator 30 ist als einen
eigentlichen Transformator 310 aufweisend dargestellt der eine vollkommene Gegenkopplung zwischen seiner
Primärwicklung 311 und der Sekundärwicklung 32 aufweist Das Windungsverhältnis der Primärwicklung
zur Sekundärwicklung beträgt 1 : n. Ein Widerstand 312 stellt die Kupferverluste und Kernverluste (»Eisenverluste«)
im Transformator 30 dar, eine Induktivität 313 stellt die Streuinduktivität dar. Für die zur Erdungsfehlerfeststeljung
verwendeten Transformatoren mit Toroidkern ist die Streuinduktivität im Vergleich zur
Primärwicklungsinduktivität sehr niedrig, so daß die Induktivität 313 direkt angeschlossen sein kann. Die
Kupfer- und Kernverluste gut entworfener Transformatoren sind niedrig. Der Widerstand 312 hat deshalb
normalerweise einen im Vergleich zur übertragenen Impedanz R/n2 der Belastung 302, die an der Wicklung
311 auftritt, verhältnismäßig hohen Widerstandswert. Der Widerstand 312 kann deshalb für die weitere
Betrachtung vernachlässigt werden.
F i g. 4 zeigt die nun zu entwickelnde Äquivalentschaltung. Die Impedanz der Belastung 302 ist vom
Sekundärwicklungskreis des Transformators 30 als übertragene Belastung 302' auf die Primärwicklung 311
bezogen. Die übertragene Belastung 302' hat einen Widerstand R/n2 und stellt somit zwischen den
Klemmen 303 und 304 die gleiche Impedanz dar, wie sie die Belastung 302 zwischen den Klemmen 305 und 306
nach der Transformation durch den Transformator mit einem Windungsverhältnis von 1 : π darstellt.
Der tatsächliche Transformator 310 ist durch eine Äquivalentschaltung aus einer Induktivität 31IL und
einem idealen Transformator 310' mit einem Windungszahlenverhältnis von 1 : η ersetzt. Das induktive
Element 31IL hat die gleiche Induktanz wie die Primärwicklung 311 der Schaltung nach Fig.3. Der
ideale Transformator 310' hat an seiner mit 31IP
bezeichneten Primärwicklung eine unendliche Impedanz, da die Primärwicklung 311 selbst unendliche
Impedanz hat und die Sekundärwicklung 32 im Leerlauf ist. Die zwischen den Klemmen 304 und 303 auf den
Fehlabgle'ch-Wechselstrom Iu in der Primärwicklung
hin auftretende Spannung Vp wird vom idealen Transformator 310' transformiert und erzeugt eine
Spannung Vs zwischen den Klemmen 306 und 307 nach der Beziehung:
Kv = η V1,
(D
es ist also Vs ^Jm den Faktor π höher als Vp, also um das
Spannungsübtrsetzungsverhältnis des Transformators aufgrund seines Windungszahlenverhältnisses 1 : n.
Die zwischen den Klemmen 304 und 303 auftretende Spannung Vp ist entsprechend dem ohmschen Gesetz
für elektrische Stromkreise durch den Fehlabgleichstrom Iu bestimmt, der durch die Parallelschaltung der
übertragenen Widerstandsbelastung 302' und der Induktivität 311L fließt. Durch die Primärwicklung 311P
fließt kein Anteil des Stroms la da diese, wie erwähnt
eine unendliche Impedanz aufweist Die Beziehung kann mathematisch folgendermaßen dargestellt werden:
Vp = h
(JmL)
(?)♦■*
L)
(2)
wobei L die Induktivität von 311L oder der Primärwicklung
des Transformators 30 bzw. 310 darstellt Durch Kombination der Gleichungen (1) und (2) ergibt sich:
Ks = nlv
(3)
Es ist erwünscht, daß Vs eine reproduzierbare
Funktion von Iu ist, so daß der Schwellendetektor
feststellen kann, wenn eine vorgegebene Erdungsfehler-Stromhöhe überschritten wird.
Hierdurch kann das Erfordernis vermieden werden, die Schwellenhöhs zu justieren, bei der der Schwellen-
jo detektor das Auftreten eines Erdungsfehlers anzeigt. Es
sei angenommen, daß Vs in einer feststellbaren proportionalen Beziehung zu Iu steht und die Verstärkung
von dem Schwellendetektor vorgeschalteten Verstärkern genau gegeben werden kann; in diesem Fall
j5 ist der einem gegebenen Erdungsfehlerstrom entsprechende
Schwellenpegel bekannt.
Bei den bekannten Systemen zur Erdungsfehlerfeststellung ist R/n2 höher als j ω L da die Eingangsimpedanz
R der Sekundärwicklung 32 verhältnismäßig hoch ist. In diesem Fall nähert sich die Gleichung (3) einer
Grenzbedingung an, für die gilt:
Kv = " "
(4)
Die Abhängigkeit von Ks von ./ω A,der Primärinduktanz
des Transformators 30, macht es bei den bekannten Schaltungen unmöglich, dieselbe Proportionalität zwischen
Vs und Iu für alle Produktionseinheiten eines
Erdungsfehlerdetektorsystems zu erhalten, solange nicht L von Einheit zu Einheit konstant gehalten werden
kann. Dies bedeutet, daß der magnetische Widerstand der Transformatorkerne 31 sich von Einheit zu Einheit
nicht ändern darf, sofern kostspielige Anordnungs-Leitungs-Justierungen
vermieden werden sollen. Außerdem ergibt eine Kerntemperaturänderung den Effekt einer Änderung der Permeabilität. Insofern müssen für
die bekannten Schaltungen teure Kerne aus ausgwählten Legierungen verwendet werden. Eine Serienproduktion
dieser Erdungsfehlerdetektoren erfordert
bo Transformatoren mit fernsehen Kernen. Diese Kerne
haben im allgemeinen einen Schichtaufbau, um Wirbelstromverluste zu verringern.
Im Vergleich zu derartigen Eisenkernen sind Ferritkerne
billig. Das Ferritkernmaterial hat im Vergleich zu Eisenkernmaterial einen niedrigen magnetischen
Widerstand pro Volumeneinheit, also eine hohe Permeabilität, die eine der wichtigen Faktoren zur
Ermöglichung der Verkleinerung der Baugröße des
Transformators 30 für einen gegebenen Strombereich darstellt, über der. eine .lineare Transformatorwirkung
gefordert wird. Nach dem Stand der Technik eignen sich Ferritkerntransformatoren jedoch nicht zur Verwendung
für die Massenproduktion von Erdungsfehlerdetektoren ohne Justierungen, da die Permeabilität ihrer
Kerne über einen zu weiten Toleranzbereich und mit der Temperatur fluktuiert. Die weiten Permeabilitätstoleranzen des K.ernmaterials ergeben entsprechend
weite Toleranzen der Primärwicklungsinduktivität L des Transformators. Wie erläutert wurde, sind solche
weiten Variationen von L nicht zulässig. Eine Auswahl der Kerne zur Einengung der Toleranzen von L erhöht
den Preis der Ferritkerne im Vergleich zu Eisenkernen und ist wirtschaftlich nicht gerechtfertigt.
F i g. 5 zeigt die Äquivalentschaltung des Transformators 30, wenn dessen Sekundärwicklung 32 mit einer
Kurzschlußbelastung 302" belastet ist, was eine Bedingung darstellt, die mit bestimmten Arten von
Verstärkern gut angenähert werden kann. Da der Transformator 310 eine sehr hohe Kopplung aufweist,
stellt sich für die Primärwicklung 311 eine Impedanz in Höhe der 1/n2fachen Belastung 302" dar, die im
wesentlichen eine Kurzschlußbelastung ist. Die Primärwicklung 311 stellt also ebenfalls einen Kurzschluß dar
und da der Einfluß der Streuinduktivität 313 im Vergleich zum Widerstand 312, der die Kupfer- und
Eisenverluste darstellt, vernachlässigbar ist, fließt der Strom Iu im wesentlichen vollständig durch den die
Elemente 313 und 311 enthaltenden Stromzweig und nicht durch den parallelen Stromzweig mit dem
Widerstand 312.
Da der Strom Iu als Primärstrom in der Wicklung 311
fließt und der Transformator 310 ein Windungszahlenverhältnis 1 : η hat, ist der in der Sekundärwicklung 32
fließende Sekundärstrom Isec = IJn und fließt durch die Kurzschlußbelastung 302". Das Verhältnis dieses
Sekundärstroms Isec = IJn zum Primärstrom Iu hängt nicht von der Induktivität des Transformators ab, so daß
die Permeabilität des Kernmaterials nicht auf einen engen Wertebereich beschränkt sein muß und der
Effekt von durch Temperaturänderungen bewirkten Fluktuationen vernachlässigbar ist
Das Aufrechterhalten des Verhältnisses des in der Sekundärwicklung 32 fließenden Stroms Isec zum
Fehlabgleichstrom in den Primärleitem auf einem
gegebenen Wert von Herstellungseinheit zu Herstellungseinheit hängt nur von den folgenden Faktoren ab:
1. Das Windungszahlenverhältnis des Transformators 30 muß stets genau eingehalten werden, was auch
bei der Massenherstellung keine erheblichen technologischen Probleme aufwirft;
2. Die Kopplung des Transformators 30 muß ausreichend hoch sein, was bei Toroidkernen von
ausreichender Größe und hoher Permeabilität kein nennenswertes Problem bedeutet;
3. Die Steuinduktrvität 313 des Transformators 30 muß im Vergleich zum äquivalenten Widerstand
312, der von den Kupferverlusten und Kern- oder »Eisen«-Verlusten dargestellt wird, niedrig sein;
und
4. Auch die Eingangsimpedanz des Detektor-Moduls 40 zwischen seinen Eingangsklemmen 42 und 43,
geteilt durch das Quadrat des Windungsverhältnisses, muß ebenfalls im Vergleich zum äquivalenten
Widerstand 312 niedrig sein.
Jeder dieser aufgeführten Faktoren kann im Verlauf
ίο der Massenfertigung leicht überwacht werden.
Die an den Klemmen 42,43 an die Sekundärwicklung 32 angeschlossene niedrige Eingangsimpedanz für
normale unbalancierte Strompegel während eines Erdungsfehlers wird, wie erwähnt, durch Anlegen von
verhältnismäßig hohen Ruheströmen über die Vorspannungswiderstände 52 und 53 an die Dioden 51a bzw. 61 a
bewirkt, die die Dioden stark auf Durchlaß vorbelasten. Hierdurch entsteht das Problem verhältnismäßig hoher
Ruheströme, die von verhältnismäßig niedrigen Stromänderungen begleitet werden, welche in das unmittelbar
gekoppelte Verstärker- und Detektorgerät eingeführt werden. Die ausgedehnte Anwendung unmittelbarer
Kopplung ist in monolithischen integrierten Schaltungen notwendig, da weder Koppelkondensatoren noch
Transformatoren leicht integriert werden können und da die Anzahl der Klemmen, die praktisch für den
Anschluß von nichtintegrierten Komponenten zur Verfügung gestellt werden, auf etwa 14 bis 24 begrenzt
ist. Das Problem, daß die zur Erniedrigung der Eingangsimpedanzen an den Klemmen 42, 43 verwendeten
hohen Ruheströme nicht in unerwünschter Weise den für die Signalvariationen nach der Verstärkung zur
Verfugung stehenden Bereich verringern, wird dadurch gelöst, daß balancierte Variationen von \sec zugelassen
werden und dann die gemeinsam erfolgende Sperrung der emittergekoppelten Differenzverstärker 75, 77 und
76, 78 im Synchrondemodulator 70 dazu ausgenützt wird, die hiermit vermischten Ruheströme zu unterdrükken.
Außerdem zeigen die Verstärker 50 und 60 mit den Dioden 51a bzw. 61a an ihren Eingangsklemmen sehr
niedrige Eingangspotentialänderungen für sehr weite Eingangsstrombereiche, in der Praxis etwa 25 Millivolt
Änderung für jede Verdoppelung des Stroms, was eine exponentielle Änderung mit zunehmendem Strom und
nicht eine lineare Antwortcharakteristik des Verstärkers mit linearen Eingangswiderständen darstellt Die
Verstärker 50 und 60 haben nichtlineare Kollektorbelastungen aufgrund der Diodenketten 53 bis 58 bzw. 63 bis
68, und sie zeigen in gleicher Weise recht niedrige Spannungsänderungen an sich für verhältnismäßig
weite Ausgangsstrombereiche. Diese Potentialänderungen können jedoch hoch genug sein, um die Ströme
durch die Differenzverstärker 75, 76 und 77, 78 im Synchrondemodulator 70 über erhebliche Teile ihrer
Bereiche zu modulieren. Die Verstärker 50 und 60 eignen sich also sehr gut dazu, die relativ hohen
Ruheströme zu bewirken, die die auf die Gegentaktströme
Isec von der Wicklung 32 reagierenden Änderungen begleiten.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (7)
1. Erdungsfehlerdetektor mit einem einen Kern aufweisenden Differenzstromtransformator, einer
Mehrzahl von als Primärwicklungen mit dem Kern verketteten Leitern einer Leitung, die jeweils
Wechselstrom zu einer Belastung führen, einer mit dem Kern verketteten Sekundärwicklung und mit
einem Amplitudendetektor, der eine mit der Sekundärwicklung gekoppelte Eingangsschaltung
und eine eine Anzeige aufgrund eines Erdungsfehlers abgebende Ausgangsschaltung enthält, dadurch
gekennzeichnet, daß der Amplitudendetektor (40) eine elektronische Eingangsverstärkerstufe
(51, 61) mit derart niedriger Eingangsimpedanz enthält, daß die Sekundärwicklung (32)
wie im Kurzschluß belastet ist und somit der Fehlerstrom, der in der Sekundärwicklung als
Reaktion auf eine Unsymmetrie der Primärwicklungsströme fließt, allein durch das Windungsverhältnis
des Transformators (30) bestimmt und praktisch unabhängig von der Permeabilität des
Transformatorkerns ist, daß der Amplitudendetektor (40) ferner einen Produktdetektor (70); der über
die Eingangsverstärkerstufe ein dem in der Sekundärwicklung induzierten Fehlerstrom entsprechendes
Signal empfängt und es mit der Augenblicksspannung der Leiter (12,13) multipliziert, ferner eine
mit dem Ausgang des Produktdetektors gekoppelte jo Integrationsschaltung (24) sowie einen auf Spannung
ansprechenden ersten Schweltendetektor (114, 116;
113, 115, 117) enthält, der an seinem Eingang das integrierte Ausgangssignal des Produktdetektors
empfängt und an seinem Ausgang eine Erdungs- y,
fehleranzeige liefert, wenn das integrierte Ausgangssignal des Produktdetektors einen vorbestimmten
Wert übersteigt.
2. Erdungsfehlerdetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsverstärkerstufe
eine Gegentaktverstärkerschaltung ist, deren jede Hälfte (51; 61) einen mit festem (geerdetem)
Emitterpotential angeordneten und mit seiner Basis an jeweils ein gesondertes Ende der Sekundärwicklung
(32) angeschlossenen Transistor (516,· 6ib) aufweist, daß jeder dieser beiden Transistoren als
Kollektorlast eine Vielzahl η von hintereinandergeschalteten Dioden (53 bis 58; 63 bis 68) enthält und
parallel zu seinem Basis-Emitter-Übergang eine weitere Diode (51a;61.?^hat, daß der Gegentaktver- -,0
stärker zwischen den Kollektoren seiner emittergeerdeten Transistoren eine eindeutige Spannung
abhängig vom Sekundärwicklungsstrom liefert und daß an jeder der den Basis-Emitter-Übergängen der
emittergeerdeten Transistoren parallelgeschalteten y,
Dioden eine gesonderte Durchlaßvorstromquelle (52; 62) liegt, die jeweils einen genügend hohen
Durchlaßvorsirom liefert, um die niedrigen Impedanzen dieser Dioden gegenüber der Sekundärwicklung
(X> aufrechtzuerhalten. t,o
3 F.rdungsfehlerdetektor nach Anspruch 2, dadurch «^kennzeichnet, daß der Produktdetektor (70)
ein lJ2jr emittergekoppelter Transistoren (75, 77)
enthält, deren einer mit seinem Kollektor an den Eingang und dessen ar.uercr mit seinem Kollektor μ
an den Ausgang eine:·. sforninvertierenden Verstärkers
(80) angeschlossen ist um die Gegentaktänderungen der Kollektor«tr.".me dieser Transistoren in
Eintaktform am Ausgang des strominvertierenden Verstärkers umzusetzen, daß die Emitter des
besagten emittergekoppelten Transistorpaars mit dem Ausgang eines Stromspiegelverstärkers (73)
verbunden sind, daß ferner ein Gleichrichtungsnetzwerk (30, 34, 35, 71) vorgesehen ist, dessen
Eingangskreis zwischen einem Paar (14, 16) der Leiter (14,16,17) liegt und dessen Ausgangskreis mit
dem Eingang des Stromspiegelverstärkers verbunden ist, um ihn bei abwechselnden Halbwellen der
zwischen dem besagten Leiterpaar auftretenden Spannung jeweils in die Leitfähigkeit vorzuspannen,
und daß die Basiselektroden des emittergekoppelten Transistorpaars (75, 77) jeweils mit einer der
Kollektorelektroden der emittergeerdeten Transistoren (51 b,6ib)\n der Eingangsverstärkerstufe (70)
verbunden sind.
4. Erdungsfehlerdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Produktdetektor (70)
einen ersten und einen zweiten Stromspiegelverstärker (73, 74) enthält, einen ersten und einen zweiten
Transistor (75, 77), die mit ihren Emittern an den Ausgang des ersten Stromspiegelverstärkers (73)
angeschlossen sind, einen dritten und einen vierten Transistor (76, 78), die mit ihren Emittern an den
Ausgang des zweiten Stromspiegelverstärkers (74) angeschlossen sind, sowie einen strominvertierenden
Verstärker (80), an dessen Eingang die Kollektoren des ersten und vierten Transistors (75,
78) angeschlossen sind und an dessen Ausgang die Kollektoren des zweiten und dritten Transistors (77,
76) angeschlossen sind, so daß dort ein kombiniertes Ausgangssignal erscheint, das die Kollektorströme
der vier Transistoren (75 bis 78) in Eintaktform wiedergibt, daß eine erste und eine zweite
Gleichrichtungsschaltung (30, 34, 35, 71; 36, 37, 38, 72) vorgesehen ist, deren Ausgangskreise jeweils mit
einem der Eingangskreise des ersten und zweiten Stromspiegelverstärkers (73,74) verbunden sind und
deren Eingangskreise jeweils mit einem Paar (14,16; 14, 17) der Leiter verbunden sind, um den ersten
Stromspiegelverstärker (73) während abwechselnder Perioden der Leiterwechselspannung in die
Leitfähigkeit zu tasten und um den zweiten Stromspiegelverstärker (74) während der dazwischenliegenden
abwechselnden Perioden der Leiterwechselspannung in die Leitfähigkeit zu tasten, daß
die Basiselektroden des ersten und dritten Transistors (75, 76) mit dem Kollektor eines (ßib) der
emittergeerdeten Transistoren in der Eingangsverstärkerstufe verbunden sind und daß die Basiselektroden
des zweiten und vierten Transistors (77, 78) mit dem Kollektor des anderen (6ib) der emittergeerdeten
Transistoren in der Eingangsverstärkerstufe verbunden sind.
5. Erdungsfehlerdetektor nach einem der Ansprüche 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die
Integrationsschaltung anders als nur ein Tiefpaßfilter ein echter Integrator ist und einen Kondensator
(24) enthält, dessen eine Seite mit einem Schaltungsknoten (49) verbunden ist, der eine dem ersten
Schwellendetektoi· (114, 116; 113, 115, 117) als
Bezug dienende Bezugsspannung führt, und dessen andere Seite mit dem Ausgangsanschluß des
Schwellendetektors verbunden ist, eine mit der zweiten Seite des Kondensators verbundene erste
Stromquelle (102, 104, 106, 112; 101, 103, 105, 111),
eine ebenfalls mit der zweiten Seite des Kondensa-
tors verbundene zweite Stromquelle (101, 103, 105,
111; 102, 104, 106, 112), deren Strom eine entgegengesetzte Polarität gegenüber dum von der
ersten Stromquelle gelieferten Strom hat und eine ausreichende Amplitude aufweist, um der Amplitude
des von der ersten Stromquelle gelieferten Stroms entgegenzuwirken, soweit ihr nicht der Ausgangsstrom
des Produktdetektors entgegenwirkt, daß die zweite Stromquelle einen Transistor (101; 102)
enthält, dessen Basis mit dem besagten Bezugsspannungspunkt (49) und dessen Emitter mit einem für
eine Durchlaßvorspannung seines Basis-Emitter-Obergangs sorgenden Konstantstromgenerator
(103, 105; 104, 106) und dessen Kollektor mit dem zweiten Ende des Kondensators über eine Diode
(111; 112) verbunden ist, die so gepolt ist, daß sie vom Kollektorstrom dieses Transistors in Durchlaßrichtung
gespannt wird.
6. Erdungsfehlerdetektor nach einem der Ansprüche 1, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die
Integrationsschaltung anders als nur ein Tiefpaßfilter ein echter Integrator ist und einen Kondensator
(24) enthält, der mit seiner ersten Seite an einem Schaltungspunkt (49) angeschlossen ist, der eine dem
SchwellendetektAr (114, 116; 113, 115, 117) als Bezugsgröße dienende Bezugsspannung führt, und
dessen zweite Stf'te mit dem Ausgangsanschluß des Schwellendetekt'Vs verbunden ist, einen PNP-Transistor
(101), dessen Basis an den Bezugsspannungspunkt (49) angeschlossen ist und dessen Emitter an jo
einen für eine Durchlaßvorspannung seines Basis-Emitter-Übergangs sorgenden Konstantstromgenerator
(103, 105) angeschlossen ist und dessen Kollektor mit der zweiten Seite des Kondensators
über eine Diode (111) verbunden ist, die so gepolt ist, y,
daß sie durch den Kollektorstrom des PNP-Transistors (101) in Durchlaßrichtung vorgespannt wird,
einen NPN-Tiansistor (102), dessen Basis mit dem
Bezugsspannungspunkt (49) verbunden ist und dessen Emitter an einen für eine Durchlaßvorspannung
seines Basis-Emitter-Übergangs sorgenden Konstantstromgenerator (104, 106) angeschlossen
ist und dessen Kollektor mit der zweiten Seite des Kondensators über eine Diode (112) verbunden ist,
die so gepolt ist, daß sie durch den Kollektorstrom dieses Transistors in Durchlaßrichtung vorgespannt
wird.
7. Erdungsfehlerdetektor nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen zweiten spannungsempfindlichen
Schwellendetektor (113, 115, 117; 114, w 116), dessen Bezugsgröße ebenfalls die Spannung am
besagten Bezugsspannungspunkt (49) darstellt und dessen Eingang mit der zweiten Seite des Kondensators
(24) verbunden ist und dessen Schwellenspannung entgegengesetzte Polarität gegenüber derjenigen
des ersten Schwellendetektors hat und dessen Ausgang mit dem Ausgang des ersten Schwellendetektors
verbunden ist.
Applications Claiming Priority (1)
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Family
ID=23831870
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Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3953767A (de) |
JP (1) | JPS50138348A (de) |
CA (1) | CA1020629A (de) |
DE (1) | DE2516320C3 (de) |
FR (1) | FR2267647B1 (de) |
GB (1) | GB1504595A (de) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |