DE2514529C2 - - Google Patents
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- DE2514529C2 DE2514529C2 DE2514529A DE2514529A DE2514529C2 DE 2514529 C2 DE2514529 C2 DE 2514529C2 DE 2514529 A DE2514529 A DE 2514529A DE 2514529 A DE2514529 A DE 2514529A DE 2514529 C2 DE2514529 C2 DE 2514529C2
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- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4904—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using self-synchronising codes, e.g. split-phase codes
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine digitale Schaltung zur gegenseitigen Tren
nung der in einem digitalen, binär phasenmodulierten Eingangssignal jeweils
als ein Paar von Impulsen entgegengesetzter Polaritäten enthaltenen Synchro
nisierungssignale und Datenbits unter Rückgewinnung der letzteren, deren Im
pulse eine andere Dauer als diejenigen der Synchronisierungssignale aufweisen.
Es ist bekannt, digitale Daten mittels eines binär phasenmodulierten Signals
zu übertragen, mit welchem ein hochfrequenter Träger vorzugsweise ampli
tudenmoduliert wird und bei welchem jede Schwingung der einen Phase einen
"1"-Datenbit sowie jede Schwingung der anderen Phase einen "0"-Datenbit
repräsentiert. Das binär phasenmodulierte Signal wird senderseitig aus einem
Zweipegelsignal gebildet, dessen einer Pegel den "1"-Datenbits und dessen
anderer Pegel den "0"-Datenbits zugeordnet ist und welches empfängerseitig
wiedergewonnen werden muß. Dazu wird das nach der Demodulation des Trä
gers anfallende binär phasenmodulierte Signal einem 180°-Verzögerer sowie
einem Inverter zugeführt, deren Ausgangssignale in einem Addierer summiert
werden. Dessen Ausgangssignal wird mittels eines abgeglichenen Begrenzers
verstärkt und in eine Rechteckwellenform gebracht, um dann einem Phasen
bezugssignalgenerator und einem Gatter zuzugehen, welches ferner vom Phasen
bezugssignalgenerator her beaufschlagt wird. Letzterer und das Gatter liefern
Impulse, womit ein Zweipegelsignalrückgewinnungsschaltkreis beaufschlagt
wird, dessen Ausgangssignal so lange auf einem hohen Pegel bleibt, wie die
Impulse des Phasenbezugssignalgenerators und des Gatters gleichzeitig eingehen,
um dann, wenn nur ein Impuls vom Phasenbezugssignalgenerator her empfangen
wird und ein Impuls des Gatters fehlt, auf einen niedrigen Pegel überzugehen,
bis wieder ein Impuls des Phasenbezugssignalgenerators und ein Impuls des
Gatters gleichzeitig eingehen (US-PS 30 08 124).
Um das Zweipegelsignal aus dem empfangenen binär phasenmodulierten Signal
zurückgewinnen zu können, muß zuvor ein Synchronisierungssignal übertragen
werden, dessen Frequenz der Baud-Rate und dessen Phase einer der beiden
Phasen des anschließend übertragenen binär phasenmodulierten Signals ent
spricht, um im Phasenbezugssignalgenerator ein entsprechendes Taktsignal
zu erhalten. Das empfangene Synchronisierungssignal wird durch Differentiation
in entsprechende Impulse der doppelten Frequenz umgewandelt, womit ein
phasensynchronisierter Oszillator und ein Steuerschaltkreis für eine Torschal
tung beaufschlagt werden, die mit dem in eine Rechteckwellenform umgewan
delten Synchronisierungssignal beaufschlagt wird, um das Rechteckwellensignal
so lange durchzulassen, wie der Steuerschaltkreis einen Steuerimpuls an die
Torschaltung liefert, der kürzer als die Dauer des Synchronisierungssignals
ist. Das Ausgangssignal des Oszillators wird in eine ununterbrochene Folge
von Impulsen der Frequenz der Eingangsimpulse umgewandelt, womit ein bi
stabiler Schaltkreis beaufschlagt wird, welcher eingangsseitig ferner an den
Ausgang der Torschaltung angeschlossen ist und das erwähnte Taktsignal lie
fert (US-PS 29 39 914).
Bei der Übertragung phasenmodulierter Zeitmultiplexsignale, welche Rückgewin
nungsbits, ein Rahmensynchronisierungssignal und Nachrichtenkanalsignale ent
halten, ist es bekannt, jedes Bit des Synchronisierungssignals zu verdoppeln,
so daß das zweiphasenmodulierte Synchronisierungssignal und die vierphasenmodu
lierten Nachrichtenkanalsignale mit derselben Modulationsrate übertragen werden
können (US-PS 37 77 062).
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine digitale Schaltung der eingangs
angegebenen Art zu schaffen, welche bei verhältnismäßig einfachem Aufbau die
im Eingangssignal enthaltenen Synchronisierungssignale und die denselben folgen
den oder vorangehenden Datenbits zuverlässig voneinander unterscheidet und
jeweils identifiziert, so daß zwischen den jeweils aus einem Synchronisie
rungssignal und beliebig vielen Datenbits bestehenden digitalen Wörtern einer
mit dem Eingangssignal übertragenen Nachricht sowie zwischen solchen Nach
richten keine Abstandsbits vorgesehen werden müssen und die digitalen Wörter
sowie die Nachrichten unmittelbar aufeinander folgen können, wobei die Schal
tung unempfindlich gegenüber Amplituden- und Frequenzänderungen des Ein
gangssignals sowie gegenüber Rauschen ist und an die unterschiedlichsten
Eingangssignalfrequenzen im Bereich von einigen Hertz bis vielen Megahertz
ohne weiteres angepaßt werden kann.
Diese Aufgabe ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1
angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der erfindungs
gemäßen Schaltung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Nachstehend ist ein Ausführungsbeispiel der Schaltung nach der Erfindung
anhand von Zeichnungen beschrieben. Darin zeigt
Fig. 1 eine Reihe von Kurven zur Veranschaulichung der Bildung eines
binär phasenmodulierten Signals für die Übertragung von digita
len Daten;
Fig. 2 die Struktur einer mit dem Signal gemäß Fig. 1 übertragenen
Nachricht;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Schaltung nach
der Erfindung;
Fig. 4A, 4B und 4C eine Reihe von Kurven zur Veranschaulichung verschiedener
Signale, welche bei der Schaltung nach Fig. 3 auftreten; und
Fig. 5 ein detailliertes Blockschaltbild der Schaltung nach Fig. 3.
Die Kurve (A) gemäß Fig. 1 stellt eine Folge von NRZ-Impulsen dar, die eine
Reihe von Datenbits repräsentiert und somit ein exklusives ODER-Gatter
beaufschlagt wird, welches ferner mit Taktimpulsen entsprechender Frequenz
(1 MHz) gemäß der Kurve (B) beaufschlagt wird, um die Impulsfolge gemäß
der Kurve (C) zu erhalten, bei der jeder Impuls und jede Impulspause entweder
500 Nanosekunden oder 1 Mikrosekunde dauert und jede Impulsdauer von 500
Nanosekunden mit anschließender Impulspausendauer von 500 Nanosekunden
eine binäre "1" darstellt, während umgekehrt jede Impulspausendauer von 500
Nanosekunden mit anschließender Impulsdauer von 500 Nanosekunden eine
binäre "0" darstellt.
Für die Übertragung wird die Impulsfolge gemäß der Kurve (C) derart pegel
verschoben, daß sich die Serie von positiven und negativen Impulsen gemäß
der Kurve (D) ergibt, die zur Nullachse symmetrisch sind und deren Vorder
flanken bei der Übertragung gewöhnlich abgerundet werden, wie die Kurve
(E) zeigt, welche auch ein positives Synchronisierungssignal veranschaulicht,
das den Datenbits vorangeht und aus einem positiven Impuls sowie einem an
schließenden negativen Impuls besteht, welche jeweils 1,5 Mikrosekunden und
somit länger als jeder Datenbitimpuls dauern, so daß das Synchronisierungs
signal von den Datenbits unterschieden werden kann.
Mit derart binär phasenmodulierten Signalen können Nachrichten der in Fig.
2 dargestellten Struktur übertragen werden, wobei einem Nachrichtensteuer
wort MCW mit vorangestelltem positiven Synchronisierungssignal +S eine Reihe
von Datenwörtern DW beliebiger Bitlängen mit je einem vorangestellten nega
tiven Synchronisierungssignal -S folgt, welches aus einem negativen und einem
anschließenden positiven Impuls besteht.
Gemäß Fig. 2 hat jedes Synchronisierungssignal +S bzw. -S eine Länge entspre
chend der Dauer von drei Bits. Das Nachrichtensteuerwort MCW besteht aus
vier Steuerbits CON, fünf Adressenbits, einem Übertragungs-/Empfangsbit
T/R, zehn Wörteranzahlbits und einem Paritätsbit P. Jedes Datenwort DW
besteht aus vier Steuerbits CON, sechzehn Datenbits und einem Paritätsbit P.
Das binär phasenmodulierte Signal gemäß der Kurve (E) in Fig. 1 wird nach
dem Empfang verarbeitet und beispielsweise gefiltert, so daß es die Recht
eckwellenform gemäß der obersten Kurve in Fig. 4A annimmt. Die Abschnitte
der einen Phase oder Polarität gemäß der Kurve (A) gehen einem Eingang
10 eines ersten NAND-Gatters 14, die Abschnitte der entgegengesetzten Phase
oder Polarität gemäß der Kurve () einem Eingang 12 eines NAND-
Gatters 16 der Schaltung nach Fig. 3 zu, welche jeweils ausgangsseitig mit
dem Eingang D eines ersten D-Flipflops Q 10 bzw. eines zweiten D-Flipflops
Q 11 verbunden sind.
Ein Taktimpulsgenerator 18 mit zwei Ausgängen CL und liefert Taktim
pulse mit einer Frequenz von 8 MHz gemäß der Kurve (B) in Fig. 4A am Aus
gang CL. Der andere Ausgang ist an die beiden Eingänge CL der D-Flip
flops Q 10 und Q 11 angeschlossen.
Deren beide Ausgänge Q sind mit einem dritten NAND-Gatter 20 verbunden,
welches ausgangsseitig an die Rücksetz- und Löscheingänge MR eines aus
zehn D-Flipflops Q 0 bis Q 9 aufgebauten Synchronisierungssignal-Detektor
registers 22 und eines aus zwei D-Flipflops Q 12 und Q 13 aufgebauten Datenbit-
Detektorregisters 24 angeschlossen ist, deren Eingänge CL mit dem Ausgang
CL des Taktimpulsgenerators 18 verbunden sind.
Am Ausgang Q des letzten D-Flipflops Q 9 gibt das Synchronisierungssignal-
Detektorregister 22 Taktimpulse gemäß der Kurve (F) in Fig. 4A an den Ein
gang CL eines Synchronisierungssignal-Speicherregisters 26 ab, das aus vier
D-Flipflops Q 18 bis Q 21 aufgebaut ist, deren Ausgänge Q mit einer Synchro
nisierungssignal-Dekodierlogik 28 verbunden sind, die zwei Ausgänge 29 und 31
für ein einem positiven Synchronisierungssignal +S bzw. einem negativen Syn
chronisierungssignal -S zugeordnetes Signal bzw. aufweist.
Das Datenbit-Detektorregister 24 liefert am Ausgang Q des zweiten D-Flip
flops Q 13 Taktimpulse gemäß der Kurve (I) in Fig. 4A an den Eingang CL
eines Datenbit-Speicherregisters 30, das aus vier D-Flipflops Q 14 bis Q 17
aufgebaut ist, deren Ausgänge Q mit einer Datenbit-Dekodierlogik 32 verbunden
sind, die einen Ausgang 37 für Datenbit-Taktimpulse gemäß der Kurve (J)
in Fig. 4A aufweist. Das Datenbit-Speicherregister 30 weist einen Ausgang
35 für ein das Vorliegen eines "1"-Datenbits oder eines "0"-Datenbits angeben
des Signal auf, welcher mit dem Ausgang Q des letzten D-Flipflops Q 17 des
Datenbit-Speicherregisters 30 identisch ist. Der Ausgang des Datenbit-Detek
torregisters 24 ist auch an ein NOR-Gatter 36 angeschlossen, dessen Ausgang
auf den Eingang D des ersten D-Flipflops Q 12 des Datenbit-Detektorregisters
34 rückgekoppelt ist und dessen zweiter Eingang mit dem Signal gemäß der
Kurve (H) in Fig. 4A beaufschlagt wird, welches der Verknüpfung RS = PS + NS
entspricht.
Die beiden Ausgänge Q des ersten D-Flipflops Q 10 und des zweiten D-Flip
flops Q 11 sind ferner jeweils an einen Voreinstelleingang P des zweiten bzw.
des ersten D-Flipflops Q 11 bzw. Q 10 und an die Eingänge D 1 bzw. D 2 der
Speicherregister 26 und 30 angeschlossen. Der Ausgang des letzten D-Flip
flops Q 9 des Synchronisierungssignal-Detektorregister 22 ist mit den beiden
zweiten Eingängen des ersten NAND-Gatters 14 und des zweiten NAND-Gatters
16 verbunden.
Das erste NAND-Gatter 14, das zweite NAND-Gatter 16, das erste D-Flipflop
Q 10, das zweite D-Flipflop Q 11 und das dritte NAND-Gatter 20 bilden einen
Detektor, welcher auf drei verschiedene Zustände an den beiden Eingängen
10 und 12 der Schaltung nach Fig. 3 anspricht. Wenn sowohl am einen Eingang
10 als auch am anderen Eingang 12 ein niedriger Pegel gegeben ist, dann liegt
kein Eingangssignal vor. Die beiden D-Flipflops Q 10 und Q 11 werden durch
die vom Taktimpulsgenerator 18 an dessen Ausgang gelieferten Taktimpulse
in die entsprechenden Zustände versetzt, so daß das dritte NAND-Gatter
20 umschaltet, um sowohl das Synchronisierungssignal-Detektorregister 22
als auch das Datenbit-Detektorregister 24 zurückzusetzen und zu löschen.
Die beiden Detektorregister 22 und 24 sind also gelöscht, bevor ein Eingangs
signal der Schaltung nach Fig. 3 zugeht.
Wenn dies geschieht, dann ändern sich die Pegel an den Eingängen 10 und
12 entsprechend den Kurven (A) und () gemäß Fig. 4A und steigt entweder
am einen Eingang 10 oder am anderen Eingang 12 der Schaltung nach Fig. 3
der Pegel. Der nächste Taktimpuls des Taktimpulsgenerators 18 tastet den
jeweiligen Zustand an den Eingängen 10 und 12 in die D-Flipflops Q 10 und
Q 11, so daß der Pegel am Ausgang Q des ersten D-Flipflops Q 10 bzw. des
zweiten D-Flipflops Q 11 absinkt und der Rücksetzimpuls für das Synchroni
sierungssignal-Detektorregister 22 und das Datenbit-Detektorregister 24 unter
brochen wird. Solange der Eingangszustand unverändert bleibt, pflanzt sich
dann eine logische "1" im Takt der Taktimpulse gemäß der Kurve (B) in Fig. 4A
im Synchronisierungssignal-Detektorregister 22 schrittweise fort.
Damit die logische "1" am Ausgang Q des letzten D-Flipflops Q 9 des Synchro
nisierungssignal-Detektorregisters 22 erscheint, müssen die beiden D-Flipflops
Q 10 und Q 11 während mindestens zehn Taktimpulsen unverändert bleiben.
Wenn sich der Eingangszustand früher ändert, dann gelangt wieder ein Rück
setzimpuls zum Detektorregister 22, welcher das Fortschreiten der logischen
"1" in demselben unterbricht und es löscht.
Die Kreuzkopplung der beiden D-Flipflops Q 10 und Q 11 verhindert, daß sich
ihre Zustände gleichzeitig ändern. Vielmehr müssen beide D-Flipflops Q 10
und Q 11 mindestens für die Dauer einer Taktimpulsperiode in den "1"-Zustand
zurückkehren, bevor ein neuer Eingangszustand eingetaktet werden kann. Dieses
garantiert, daß bei jedem Polaritätswechsel der eingehenden Datenbitimpulse
an eine Taktimpulsperiodendauer lang dauernder Rücksetzimpuls zum Synchronisierungs
signal-Detektorregister 22 und zum Datenbit-Detektorregister 24 gelangt,
so daß die Synchronisierungssignale +S und -S von den Datenbits unterschieden
werden können, ohne daß Abstandsbits oder Totzeiten im Datenbitstrom vor
gesehen werden müßten.
Um ein Synchronisierungssignal +S bzw. -S zu erkennen, müssen die beiden
D-Flipflops Q 10 und Q 11 also für mindestens 1,25 Mikrosekunden unverändert
im jeweiligen Zustand verbleiben und dann umschalten, um für mindestens
weitere 1,25 Mikrosekunden im jeweils entgegengesetzten Zustand zu verblei
ben. Wird beispielsweise das positive Synchronisierungssignal +S gemäß Fig. 4A
empfangen, repräsentiert durch einen positiven Impuls und einen anschließenden
negativen Impuls, welche voneinander durch eine Pause getrennt sind, die
eine 8 MHz-Taktimpulsperiodendauer lang dauert, dann bewirkt jeder Synchronisierungs
signalimpuls, daß das Synchronisierungssignal-Detektorregister 22 einen Aus
gangsimpuls abgibt, wie die Kurve (F) in Fig. 4A zeigt.
Beim Auftreten dieses Ausgangsimpulses werden das erste NAND-Gatter 14
und das zweite NAND-Gatter 16 abgeschaltet und die beiden D-Flipflops Q 10
und Q 11 mit dem nächsten Taktimpuls vom Ausgang des Taktimpulsgenera
tors 18 her entsprechend gesetzt, so daß das dritte NAND-Gatter 20 die beiden
Detektorregister 22 und 24 mit einem Rücksetzimpuls beaufschlagt. Jeder
Ausgangsimpuls des Synchronisierungssignal-Detektorregisters 22 gemäß der
Kurve (F) taktet das Synchronisierungssignal-Speicherregister 26, welches
dann, wenn ein positives oder negatives Synchronsierungssignal +S bzw. -S
vorhanden ist, die Synchronisierungssignal-Dekodierlogik 28 entsprechend beauf
schlagt.
Wie bereits im Zusammenhang mit Fig. 2 erwähnt, wird ein Nachrichtensteuer
wert MCW dekodiert, nachdem ein positives Synchronisierungssignal +S empfan
gen und erkannt worden ist, während ein Datenwort DW dekodiert wird, nach
dem ein negatives Synchronisierungssignal -S empfangen und erkannt worden
ist. Die Impulsfolgen für ein positives Synchronisierungssignal +S und ein nega
tives Synchronisierungssignal -S sind in Fig. 4B bzw. 4C dargestellt.
Die Impulsfolge gemäß Fig. 4B bewirkt einen Flipflopzustand , Q 19, Q 20,
im Synchronisierungssignal-Speicherregister 26, die Impulsfolge gemäß
Fig. 4C einem Flipflopzustand Q 18, , , Q 21. Nur dann, wenn dieser
eine oder andere Flipflopzustand vorhanden ist, liefert die Synchronisierungs
signal-Dekodierlogik 28 am Ausgang 29 bzw. 31 einen bzw. einen -Impuls,
um anzugeben, daß ein Synchronisierungssignal erkannt worden ist und welche
Polarität das erkannte Synchronisierungssignal aufweist. Der Betrieb der Syn
chronisierungssignal-Dekodierlogik 28 wird durch geringe Frequenzänderungen
beim Synchronisierungssignal oder bei den Taktimpulsen nicht beeinflußt.
Sobald ein positives oder negatives Synchronisierungssignal +S bzw. -S erkannt
worden ist, spricht das Datenbit-Detektorregister 24 auf die Taktimpulse gemäß
der Kurve (B) in Fig. 4A des Taktimpulsgenerators 18 an, um so lange getastet
zu werden, wie Datenbits empfangen werden, wobei es jedesmal dann zurück
gesetzt wird, wenn ein Polaritätswechsel bei den beiden aufeinanderfolgenden
Impulsen entgegengesetzter Polaritäten jedes Datenbits erfaßt wird, weil
dann nämlich das Ausgangssignal des dritten NAND-Gatters 20 gemäß der
Kurve (E) in Fig. 4A für mindestens eine Taktimpulsperiodendauer auf einen niedri
gen Pegel übergeht. Das Datenbit-Detektorregister 24 liefert somit das Aus
gangssignal gemäß der Kurve (I) in Fig. 4A. Durch das NOR-Gatter 36 wird
eine logische "0" in das Detektorregister 24 geleitet, nachdem ein Synchroni
sierungssignal erkannt worden ist, und die Datenbiterfassung um eine 8 MHz-
Taktimpulsperiodendauer zu verzögern und somit die richtige Synchronisation mit
dem empfangenen Signal sicherzustellen.
Das Datenbit-Detektorregister 24 der Schaltung nach Fig. 3 arbeitet genauso
wie deren Synchronisierungssignal-Detektorregister 22, abgesehen davon, daß
es nicht erst auf zehn aufeinanderfolgende Taktimpulse des Taktimpulsgene
rators 18 reagiert, sondern schon auf zwei Taktimpulse. Nach der Beaufschla
gung des Datenbit-Detektorregisters 24 mit zwei aufeinanderfolgenden Takt
impulsen bleibt der Zustand des Eingangssignals (Kurven (A) und () in Fig.
4A) während der nächsten Taktimpulsperioden so lange für das Detektorregister
24 unbeachtlich, bis beim Eingangssignal ein Polaritätswechsel auftritt. Wenn
dieses geschieht, dann geht das Ausgangssignal des dritten NAND-Gatters 20
gemäß der Kurve (E) in Fig. 4A auf einen niedrigen Pegel über und wird das
Datenbit-Detektorregister 24 unverzüglich zurückgesetzt, um das Tasten der
Datenbits zu starten. Es ergibt sich so eine veränderliche "Totzeit" zur Kom
pensation von Änderungen der Datenbitfrequenz bezüglich der Frequenz des
Taktimpulsgenerators 18.
Das Ausgangssignal des Datenbit-Detektorregisters 24 taktet das Datenbit-
Speicherregister 30, welches ferner mit den Ausgangssignalen +DET und -DET
gemäß der Kurve (D) bzw. (C) in Fig. 4A der auf drei verschiedene Polari
tätszustände ansprechenden Detektors beaufschlagt wird, um die empfangenen
"1"- und "0"-Datenbits zu identifizieren und jeweils ein entsprechendes Aus
gangssignal am Ausgang 35 zu liefern. Die Datenbit-Dekodierlogik 32 wird vom
Datenbit-Speicherregister 30 beeinflußt, so daß die die Datenbit-Taktimpulse
gemäß der Kurve (J) in Fig. 4A am Ausgang 37 abgibt.
Das Datenbit-Speicherregister 30 arbeitet in gleicher Weise wie das Synchro
nisierungssignal-Speicherregister 26. Bei jedem "1"-Datenbit wird jeder Halb
zyklus einmal eingetastet, um den Flipflopzustand , Q 15, Q 16, zu
setzen. Bei jedem "0"-Datenbit wird jeder Halbzyklus einmal eingetastet,
um den Flipflopzustand Q 14, , , Q 17 zu setzen. Am Ende jedes Daten
bitzyklus gibt der Zustand des letzten D-Flipflops Q 17 des Datenbit-Speicher
registers 30 an, ob das jeweilige Datenbit ein "0"-Datenbit oder ein "1"-Daten
bit ist. Dieser Zustand erscheint am Ausgang 35 des Datenbit-Speicherregisters
30.
Gemäß Fig. 5 besteht das Synchronisierungssignal-Detektorregister 22 aus
einem die acht D-Flipflops Q 0 bis Q 7 umfassenden integrierten Schaltkreis
und den beiden zusätzlichen D-Flipflops Q 8 und Q 9. Die vier D-Flipflops Q 18
bis Q 21 des Synchronisierungssignal-Speicherregisters 26 sind in der dargestell
ten Art und Weise miteinander verbunden und ausgangsseitig an zwei NAND-
Gatter 50 und 52 angeschlossen, welche zusammen mit zwei D-Flipflops Q 22
und Q 23 die Synchronisierungssignal-Dekodierlogik 28 bilden. Die beiden NAND-
Gatter 50 und 52 sind ausgangsseitig jeweils mit dem Eingang D des einen
D-Flipflops Q 22 bzw. des anderen D-Flipflops Q 23 verbunden, welche jeweils
an dem mit dem Ausgang 31 bzw. 29 der Synchronisierungssignal-Dekodierlogik
28 identischen Ausgang Q das Signal bzw. das Signal liefern, wenn
die D-Flipflops Q 18 bis Q 21 des Synchronisierungssignal-Speicherregisters
26 die entsprechenden beschriebenen Zustände annehmen. Die Signale und
gehen auch einem NOR-Gatter 54 zu, welches das Ausgangssignal RS ge
mäß der Kurve (H) in Fig. 4A abgibt.
Letzteres wird einem NOR-Gatter 51 zugeführt, welches ein Rücksetzsignal
für das Synchronisierungssignal-Speicherregister 26 liefert und weiterhin mit
einem Hauptrücksetzsignal GR beaufschlagt ist, um sicherzustellen, daß
das Synchronisierungssignal-Speicherregister 26 zurückgesetzt und gelöscht
ist, wenn die Schaltung zum erstenmal in Betrieb genommen wird. Das Aus
gangssignal RS des NOR-Gatters 54 geht auch dem NOR-Gatter 36 des Daten
bit-Detektorregisters 24 zu, wie beschrieben.
Die vier D-Flipflops Q 14 bis Q 17 des Datenbit-Speicherregisters 30 sind so
miteinander und ausgangsseitig mit zwei NAND-Gattern 58 und 60 verbunden,
wie in Fig. 5 dargestellt. Die beiden NAND-Gatter 58 und 60 sind ausgangs
seitig über ein negatives ODER-Gatter 62 mit dem Eingang D eines D-Flip
flops Q 24 verbunden, welches die Datenbit-Taktimpulse gemäß der Kurve
(J) in Fig. 4A am Ausgang Q liefert, der mit dem Ausgang 37 der von den
beiden NAND-Gattern 58 und 60, dem negativen ODER-Gatter 62 und dem
D-Flipflop Q 24 gebildeten Datenbit-Dekodierlogik 32 identisch ist. Der Ausgang
des D-Flipflops Q 24 ist an den einen Eingang eines negativen NOR-Gatters
55 angeschlossen, dessen zweiter Eingang mit dem Komplement des Haupt
rücksetzsignals GR beaufschlagt wird und welches das Datenbit-Speicher
register 30 zurücksetzt und löscht.
Das eine NAND-Gatter 58 liefert jedesmal dann ein Ausgangssignal, wenn
das Datenbit-Speicherregister 30 durch die entsprechenden Zustände der D-
Flipflops Q 14 bis Q 17 anzeigt, daß ein "1"-Datenbit im Eingangssignal erkannt
worden ist, das andere NAND-Gatter 60 jedesmal dann, wenn die Zustände
der D-Flipflops Q 14 bis Q 17 anzeigen, daß ein "0"-Datenbit erkannt worden
ist. Das negative ODER-Gatter 62 leitet die beiden Ausgangssignale am D-Flip
flop Q 24, das durch den nächsten Taktimpuls gemäß der Kurve (B) in Fig.
4A entsprechend gesetzt wird, welcher der Erkennung des jeweiligen Datenbits
folgt. Der Eingang CL des D-Flipflops Q 24 ist ebenso an den Ausgang CL
des Taktimpulsgenerators 18 angeschlossen, wie die beiden Eingänge CL der
D-Flipflops Q 22 und Q 23 der Synchronisierungssignal-Dekodierlogik 28.
Die Rücksetz- und Löscheingänge MR des ersten D-Flipflops Q 10 und des
zweiten D-Flipflops Q 11 werden jeweils mit einer positiven Vorspannung PB
beaufschlagt, um sicherzustellen, daß sie nicht von Rauschsignalen beeinflußt
werden.
Gemäß Fig. 5 ist weiterhin ein Überwachungsschaltkreis 70 vorgesehen, der
aus einem integrierten Schaltkreis IC-1 und einem D-Flipflop Q 26 besteht,
dessen Eingang D mit dem Ausgang des integrierten Schaltkreises IC-1 ver
bunden ist. Der Überwachungsschaltkreis 70 wird durch die Taktimpulse gemäß
der Kurve (B) in Fig. 4A des Taktimpulsgenerators 18 getaktet und durch
die Datenbit-Taktimpulse des negativen NOR-Gatters 55 zurückgesetzt, und
zwar so lange, wie die Schaltung mit dem empfangenen Signal synchron ist.
Wenn die Synchronisation durch Rauschen oder dergleichen verlorengehen
sollte, dann wird der Überwachungsschaltkreis 70 nicht zurückgesetzt und
ein Alarmsignal erzeugt. Der integrierte Schaltkreis IC-1 wird ebenfalls
mit der positiven Vorspannung PB beaufschlagt, um sicherzustellen, daß der
Zähler nicht durch Rauschsignale beeinflußt wird.
Claims (5)
1. Digitale Schaltung zur gegenseitigen Trennung der in einem digitalen,
binär phasenmodulierten Eingangssignal jeweils als ein Paar von Impulsen ent
gegengesetzter Polaritäten enthaltenen Synchronisierungssignale und Datenbits
unter Rückgewinnung der letzteren, deren Impulse eine andere Dauer als die
jenigen der Synchronisierungssignale aufweisen, gekennzeichnet
durch
- a) einen Taktimpulsgenerator (18) zur Abgabe von Taktimpulsen (B) mit einer Periodendauer kürzer als die Dauer der Impulse des Eingangssignals (A, )
- b) einen mit den Taktimpulsen (B) und dem Eingangssignal (A, ) beauf schlagbaren Detektor (14, 16, Q 10, Q 11, 20) zur Abgabe eines ersten Polaritätssignals (D) während jedes Impulses der einen Polarität des Ein gangssignals (A, ) eines zweiten Polaritätssignals (C) während jedes Impulses der anderen Polarität des Eingangssignals (A, ) und eines wenig stens eine Taktimpulsperiodendauer lang dauernden Rücksetzsignals (E) bei jedem Polaritätswechsel des Eingangssignals (A, ),
- c) ein mit den Taktimpulsen (B) und dem Rücksetzsignal (E) beaufschlagbares Synchronisierungssignal-Detektorregister (22) zur Abgabe eines ersten Aus gangssignals (F) nach dem Empfang einer der Dauer der Synchronisierungs signalimpulse des Eingangssignals (A, ) entsprechenden Anzahl von Takt impulsen (B) im Anschluß an den Empfang eines Rücksetzsignals (E),
- d) ein mit den Taktimpulsen (B) und dem Rücksetzsignal (E) beaufschlagbares Datenbit-Detektorregister (24) zur Abgabe eines zweiten Ausgangssignals (1) nach dem Empfang einer der Dauer der Datenbitimpulse des Eingangs signals (A, ) entsprechenden Anzahl von Taktimpulsen (B) im Anschluß an den Empfang eines Rücksetzsignals (E),
- e) einen mit den beiden Polaritätssignalen (D, C) und dem ersten Ausgangs signal (F) beaufschlagbaren Synchronisierungssignal-Dekodierer (26, 28) zur Abgabe eines ersten Dekodierungssignals ( bzw. ) ent sprechend den Polaritäten jedes Paares von Synchronisierungssignalimpulsen des Eingangssignals (A, ), und
- f) einen mit den beiden Polaritätssignalen (D, C) und dem zweiten Ausgangs signal (1) beaufschlagbaren Datenbit-Dekodierer (30, 32) zur Abgabe eines zweiten Dekodierungsausgangssignals entsprechend den Polaritäten jedes Paares von Datenbitimpulsen des Eingangssignals (A, ), welches dessen Datenbits jeweils "1"- oder "0"-Datenbit identifiziert, wobei
- g) das Datenbit-Detektorregister (24) in sich rückgekoppelt und das Rückkopp lungssignal mit dem ersten Dekodierungsausgangssignal ( bzw. ) logisch verknüpft ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
der Synchronisierungs-Dekodierer ein mit den beiden Polaritätssignalen
(D, C) und dem ersten Ausgangssignal (F) beaufschlagbares Speicherregister
(26) und eine demselben nachgeschaltete Dekodierlogik (28) zur Abgabe des
ersten Dekodierungsausgangssignals ( bzw. ) aufweist.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der Datenbit-Dekodierer ein mit den beiden Polaritätssignalen (D, C)
und dem zweiten Ausgangssignal (I) beaufschlagbares Speicherregister (30)
zur Abgabe des zweiten Dekodierungsausgangsignals aufweist.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
der Datenbit-Dekodierer eine dem Speicherregister (30) nachgeschaltete De
kodierlogik (32) zur Abgabe von Datenbit-Taktimpulsen (3) synchron zum Auf
treten der Datenbitimpulspaare im Eingangssignal (A, ) aufweist.
5. Schaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen mit
den Taktimpulsen (B) und den Datenbit-Taktimpulsen (J) beaufschlagbaren Über
wachungsschaltkreis (70) zur Abgabe eines Alarmsignals ( bei fehlendem
Synchronismus zwischen den Datenbit-Taktimpulsen (J) und den Datenbitimpuls
paaren im Eingangssignal (A, ).
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