DE2455754A1 - Schaltungsanordnung zur digitalen verarbeitung einer gegebenen anzahl von kanalsignalen - Google Patents

Description

FPHN. 7**16" Dr. Hiriiert Sihoia WIJN/AvdV

rat«si-3^"W3lt - - . 1 V · 1 T · 7 ^

-Akte No.
Anmeldung vom: 2Sv Ή.

"Schaltungsanordnung zur digitalen Verarbeitung eiiiei* gegebenen Anzahl von Kanalsignalen .

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur digitalen Verarbeitung einer gegebenen Anzahl von KanalSignalen, die je eine gegebene Band— ' breite haben, wobei die Anordnung einerseits zum Umwandeln eines Einseitenbandfrequenz-Multiplexsignals in die entsprechenden Basisbandkanalsignale und andererseits zum Umwandeln einer gegebenen Anzahl

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-2- FPIIN. 7^1 6

17.1 ■ 1. lh

Basisbandkanalsignale in ein Einseitenbandfrequenzmultiplexsignal geeignet ist.

Zum Umwandeln eines Einseitenbandfrequenzmultiplexsignals in die entsprechenden Basisbandkanalsignale enthält die Schaltungsanordnung einen Reihen— Parallelwandler, der binär kodierte Signalmuster (Kodeworte) des Multiplexsignals über eine gegebene. Anzahl paralleler Signalwege zyklisch gleichmässig in der Zeit verteilt, wobei die Signalmuster in jedem dieser Signalwege mit einer Frequenz auftreten die· der Bandbreite eines Kanalsignals entspricht, in welcher Anordnung in jeden der Signalwege eine Verzögerungsschaltung aufgenommen ist zum Ausschaltern der Zeitverschiebungen der innerhalb eines Zyklus dem genannten Reihen-Parallelwandler zugeführten Signalmuster untereinander, sowie in Reihe mit der genannten Verzögerungsschaltung ein Rechenelement, dem ausser den Ausgangsmustern der zusammenarbeiten Verzögerungsschaltung eine gegebene Anzahl von Filterkoeffizienten zugeführt werden, die von einer Quelle für eine gegebene Anzahl Filterkoeffizienten abgegeben werden, von welchen Rechenelementen die Ausgänge mit Eingänge einer diskreten Fourier-Transformationsanordnung verbunden sind, deren Ausgänge mit Bomodulatoren verbunden sind.

Zum Umwandeln einer gegebenen Anzahl von Basisbandkanalsignalen in ein Einseitenbandfrequenzraultiplexsignal enthält die Anordnung eine inverse diskrete Fourier-Transformationsanordnimg, der binär kodierte Signalmuster von jedem der B^sisbandkanalsignale zugeführt werden und die mit einem Ausgangskreis mit einer gegebenen Anzahl Signalwege versehen ist, in denen binär kodierte Signalmuster auftreten mit einer Frequenz, die der Bandbreite eines Kanalsignals entspricht, welche Signalwege mit je einer Reihenschaltung aus einem Rechenelement und einer Verzögerungsschaltung versehen sind, welchen Rechenelementen ausser den in dem betreffenden Signalweg auftretenden Signalmustern zugleich eine gegebene Anzahl von Filterkoeffizienten zugeführt werden, die einer Quelle für eine gegebene Anzahl Filterkoeffizienten entnommen werden, von welchen Verzögerungsschaltungen die Ausgänge an eine gemeinsame Ausgangsleitung angeschlossen sind und von' welchen Verzögerungsschaltungen die Verzögerungszeiten derart eingestellt sind, dass die in den Signalwegen auftretenden binär kodierten Signalmuster in der Zeit gleichmässig verteilt an der genannten gemeinsamen Ausgangsleitung auftreten.

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Mit einer derartigen Ausbildung einer Multiplex- und einer Demultiplexanordnung wird eine optimale Verringerung der Rechengeschwindigkeit in Rechenschaltungen erhalten. Diesen Schaltungsanordnungen werden ja Signalmuster mit einer Frequenz zugeführt, die der Bandbreite eines Kanalsignals entspricht. Diese Verringerung der Rechengeschwindigkeit führt , dazu, dass eine derartige Anordnung mittels "large scale integration" (LSI) hergestellt werden kann.

Diese eingangs beschriebenen Anordnungen sind bereits in der älteren französischen Patentanmeldung Nr. 72Λ21.646 beschrieben worden. Die darin beschriebenen Rechenelemente- sind Schaltungsanordnungen vom nichtrekursiven Typ, die je mit einer Frequenz entsprechend der Bandbreite eines Kanalsignals die gewogene Summe einer gegebenen Anzahl eintreffender binär kodierter Signalmuster und Koeffizienten entspricht. Diese Koeffizienten kennzeichnen dabei ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz entsprechend der halben Bandbreite eines Kanalsignals. Zum Erhalten gewisser Kennzeichen des Systems, wie einen geringen Ubersprechwert zwischen den Kanälen und geringe Verzerrungen, sind die auf diese Weise ausgebildeten Rechenelemente verhältnismässig verwickelt. So ist beispielsweise

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pro Rechenelement eine Vielzahl von Koeffizienten notwendig um die Filterkennlinie zu verwirklichen' und dadurch ist die Anzahl Vervielfacher und Speicher sehr gross.

Die Erfindung bezweckt nun, Schaltungsanordnungen der eingangs erwähnten Art zu schaffen, wobei die Verwickeltheit der Rechenelemente wesentlich ' verringert worden ist. Nach der Erfindung ist dazu jedes Rechenelement als rekursives Digitalfilter
ausgebildet, dem binär kodierte Signalrauster mit einer· Eingangsabtastfrequenz entsprechend„der Bandbreite eines Kanalsignals zugeführt werden und dem zugleich von der genannten Quelle herrührende Filterkoeffizienten zugeführt werden, welche Filterkoeffizienten eine Amplitude-Frequenzkennlinie eines Tiefpassfilters kennzeichnen mit einer Grenzfrequenz, die der halben Bandbreite eines Kanalsignals entspricht und die eine Phasen-Frequenzkennlinie kennzeichnen, wobei die Phasen-Frequenzkennlinie, die die Differenz
zwischen der Phasen-Frequenzkennlinie eines Rechen— elementes und der Phasen-Frequenzkennlinie eines
Rechenelementes, das an den Ausgang einer Bezugsverzögerungsschaltung angeschlossen ist, angibt,
eine sägezahnförmige Kennlinie ist, welche sägezahnförmige

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Kennlinie durch mit einem gegebenen Neigungswinkel sich parallel erstreckende gerade Linien gebildet wird, die jeweils die Frequenzachse bei ganzen Vielr fachen der genannten Eingaiigsabtastfrequenz schneiden und wobei die Neigung der genannten sägezahnförmigen ■ Kennlinie jeweils der Neigung der Phasen—Frequenzkennlinie der zusammenarbeitenden Verztögerungs schaltung , entgegengesetzt ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine Demultiplexanordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 und 3 Signalspektren bzw. Signalmuster der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. h die stufenförmige Phasen-Frequenzkennlimie der Phasendreher,

Fig. 5 und 6 die sägezahnförmigen Phasen-Frequenzkennlinien von zwei Phasendrehern und zwei Verzögerungsschaltungen,

Fig. 7 die Amplitude-Frequenzkennlinie der Phasendreher und Fig. 9 die Art und Weise wie diese Kennlinie in einer rekursiven Ausführungsform dieser Phasendreher erhalten wird,

C. Π! Q R ■ ? L / 0 P 1 k

-η- FPHN.ηΗλ6

17.. 11.74

Fig. 8 Vektordiagramme zur Erläuterung der Phasendrehungen, die die Signale erfahren,

Fig. 10 eine Frequenz-Multiplexanordnung nach der Erfindung.

Fig. 1 zeigt die Deinultiplexanordnung nach der Erfindung, wobei ein Frequenzmultxplexsignal in seine Basissignale umgewandelt wird. Die dargestellte ' Anordnung empfängt an ihrem Eingang 1 das Multiplexsignal in analoger Form. Letzteres ist durch eine bestimmte Anzahl von Kanalsignalen gebildet, die je eine Bandbreite Δ f aufweisen. Für ein Gesprächssignal beträgt Af etwa 4000 Hz. Das Multiplexsignal wird einem-Modulator 2 zugeführt, der aus dem Generator 3 ein Trägersignal einer geeigneten Frequenz zum Erzeugen eines frequenztransponierten· Multiplexsignals empfängt dessen niedrigste Frequenz einem ungeraden Vielfachen der Frequenz —- entspricht. Das Tiefpassfilter k entfernt die Signale, die um die von Null abweichenden Vielfachen der Trägerfrequenz erzeugt werden.

Zur Erleichterung der Beschreibung des Systems wird nachstehend der leicht zu verallgemeinernde Fall betrachtet, Wobei das Multiplexsignal durch drei Kanalsignale mit einer Bandbreite Af gebildet wird und

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wobei die niedrigste Frequenz des transponierten Signals dem "Wert —— entspricht. Fig. 2a zeigt in diesem Fall das Spektrum des Signals am Ausgang des Filters h. Ausgehend vom bekannten Begriff eines komplexen Signals lässt sich sagen, dass dieses Spektrum an der Seite der positiven Frequenz zwischen ——

7
und ~Af, die Spektren der komplexen Signale C₁, Cp, C„ enthält, welche den Kanälen nr. 1,2,3 entsprechen und an der Seite der negativen Frequenzen,

Af 7
zwischen —— und -^Af₁ die hinzugefügten komplexen Signalspektren C₁, C„, C_ . In das Frequenzband von

Δι
- r bis —— wird ein nicht verwendeter Kanal Nr.

gelegt, für den vorausgesetzt werden kann, dass dieser Kanal die komplexen Signale Co und Co enthält, die dem Wert O entsprechen.

Das transponierte Multiplexsignal wird danach einem Digital-Analogwandler 5 zugeführt um darin mit einer Frequenz von 8 Af abgetastet und kodiert zu werden. Das Spektrum des abgetasteten Signals am Ausgang des Wandlers 5 ist in Fig. 2b dargestellt.

Das digitale Signal am Ausgang des Wandlers wird dem Reihen-Parallelwandler 6 zugeführt, der acht Ausgänge So, S₁...S„ enthält, An jedem Ausgang S. erscheinen auf diese Weise die Kodeworte mit einer

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■ . -9- FPHN.7^16

Frequenz Δ fι wobei die Kodeworte von jeweils zwei aufeinanderfolgenden Ausgängen S. und S. ₁ um ein Zeitintervall r: . r-s nacheinander auftreten.

Fig. 3 zeigt auf schematische Weise die Zeitpunkte, in denen die Kodeworte am Eingang und an den Ausgängen des Reihen-Parallelwandlers 6 erscheinen.

Das Diagramm 3a zeigt die Reihe von Kodeworten ' am Eingang des Wandlers 6, die jeweils um ein Zeitintervall j? . JTp nacheinander auftreten. Die acht Diagramme 3b, 3c·..3i zeigen die acht Reihen von Kodeworten S , S₁ ...S- an den Ausgängen des Wandlers 6. Der Index k dient zum Anzeigen der Rangnummer eines Kodewortes in einer Reihe. Die aufeinanderfolgenden Kodeworte in jeder Reihe treten mit einer Periode r-r: auf und die Kodeworte der Reihen S₁₁ , S₀₁ . . ,

11 2 ' 1 7 1 ■ S-, sind um eine Periode ττ > Τψ » "ö · ΓΤ· ··«""· /TT gegenüber den Kodeworten in der Reihe S , , die nach-

OxC

stehend als Bezugsreihe betrachtet wird, verzögert.

Die Ausgänge So, S₁, ... S~ des Wandlers 6 sind mit den Verzögerungsschaltungen ro ι r₁... r~ verbunden, die geeignete Verzögerungen herbeiführen, so dass die Kodeworte, die innerhalb eines Zyklus des Wandlers 6 an den Ausgängen S₀,... S₇ auftreten, gleichzeitig an den Ausgängen dieser Verzogerungs-

5 0982 kl08 1.4

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schaltungen auftreten. Aus den Diagrammen 3b, 3c, .·. 3i folgt, dass dieses Resultat mit den Schaltungsanordnungen ro, r , ... r„ erhalten wird, wenn diese Verzögerungsschaltungen die Verzögerungs-

17 111

zeiten r—r , -k . η—χ ... ö" · λ~ζ einführen. Die Schaltungs· Af ο Af ο /\f

anordnung ro, die eine Verzögerung einführt, die einer Periode entspricht, mit der die Kodeworte am Ausgang So auftreten, wird als Bezugsverzögerungsschaltung bezeichnet.

Mit den Ausgängen dieser acht Verzögerungsschaltungen sind die acht Rechenelemente Ao, A₁ ... A verbunden, denen Koeffizienten zugeführt werden, die einer Quelle 7 entnommen werden. In der Schaltungsanordnung, wie diese in der genannten französischen Patentanmeldung Nr. 72.21.646 beschrieben worden ist, wird jedes Rechenelement durch ein nicht rekursives Digitalfilter gebildet, das mit der Frequenz /^f Kodeworte erzeugt, die je die gewogene Summe einer bestimmten Anzahl eintreffender Kodeworte sind, wobei die Gewichtungsfaktoren für ein bestimmtes Rechenelement den Filterkoeffizienten entsprechen, die ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz entsprechend —— kennzeichnen.

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FPHN.η\λ6 17.11 .7¹*

Zum Präzisieren der in jedem Rechenelement verwendeten Koeffizienten ist im Diagramm 3j nach Fig.3 die Impulsresponz eines derartigen Tiefpass^· filters dargestellt, die gegenüber der Bezugszeiten t = 0, wo sie ihren Maximalwert erreicht, symmetrisch ist und in den Zeitpunkten, die Vielfache von 7-7: sind, Null ist. Die in den Rechenelementen Ao, A₁ ... A₇ verwendeten Gewichtungsfaktoren, . die zum Vervielfachen mit 2P: eintreffender Kodeworte S , , S₁^ ... S₇, benutzt werden (k schwankt zwischen -P und P-1), sind die Werte a , , a.., ...^a-- der Impulsresponz in den Zeitpunkten, wobei diese eintreffenden Kodeworte am Ausgang des Reihen-Parallelwandlers 6 erscheinen, d.h., in den Zeitpunkten, in denen die Pfeile in den Diagrammen 3b, 3c ... 3i angegeben sind.

Die Kodeworte (f ο , (T₁ · · · T^₇ an den Ausgängen der Rechenelemente führen auf diese Weise, entsprechend demjenigen aus der genannten französischen Patentanmeldung Nr. 72.21.646 zu

P - 1

O)

k = - P

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FPHN. 17.11

Diese Kodeworte Oo , U . . . Q~„ treten mit

der Frequenz Af auf und durch die durch die Schaltungsanordnungen ro, r.. ... r~ herbeigeführten Verzögerungen erscheinen sie gleichzeitig.

Die Kodeworte CTo , CT ... U werden den Eingängen der diskreten Fourier-Transforraationsanordnung 8 zugeführt, in der sie, wie in der genannten Patentanmeldung beschrieben, addiert werden, nachdem sie mit komplexen Koeffizienten multipliziert worden sind, die von der Quelle 9 geliefert werden und die Trägersignalen entsprechen, deren Frequenz ein gerades Vielfaches von: Af/2 ist.

Im gewählten Beispiel werden die nachfolgenden Berechnungen durchgeführt:

Q*

Co	=>	i	= ^	i	= >	7	0
C1	i	7	0
C0
-	7	0

j Tf i

i £ i

J 3f

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An den Ausgängen (<*.,, ,θ,), (<\,-, A,), (Oi₃, A₃) der Anordnung 8 treten digitale Signale mit der Abtastfrequenz ^f auf. Diese Signale stellen den reellen und imaginären Teil der komplexen Signale C^ , C₂," C, dar, die in den Kanälen mit den Nummern1,2 und 3 des Multiplexsignals auftreten.

An den Klemmen (c* »/3q) ^ernä.lt man die Νμΐΐ-. anteile des komplexen Signals Go.» .

Die Spektren der komplexen Signale C₁, Cp> C„, die mit der Frequenz &f abgetastet worden sind und mit den digitalen AusgangsSignalen der diskreten Fouri er-Trans format ions anordnung 8 übereinstimmen, haben dieselbe Form, wie die, die im Diagramm 2c dargestellt ist.

Die digitalen Demoduiatoren d-, dp, d„, die mit den Ausgängen (^₁, /^₁), (⁰^₂ '/^ ^' (⁰^j'/³ )» verbunden sind und deren Ausbildung und ¥irkungSA\reise in der genannten französischen Patentanmeldung Nr. 72.21.646 beschrieben worden sind, wandeln die komplexen Signale Cj, Cp, Cv,, in die reellen Basisbandsignale um, die den Kanälen Nr. 1, 2 und 3 entsprechen, welche Signale dabei mit einer Frequenz 2 Af abgetastet worden sind. Die Spektren dieser Basisbandsignale haben dieselbe' Form, wie diese im Diagramm 2d dargestellt ist.

-5 0 9 824/08 H

~14- FPHN.¹

17.11

Die vorliegende Erfindung bezweckt nun, eine andere Ausführungsform der Rechenelemente Ao, A₁ ... A„ zu schaffen, die im allgemeinen wirtschaftlicher ist. Bevor auf die Ausführungsform der Rechenelemente eingegangen wird, ist es vorteilhaft, die Rolle dieser Rechenelemente in der Anordnung nach Fig. 1 näher zu beschreiben. Die jeweiligen Kaskaden™ Schaltungen, die durch je eine Verzögerungsschaltung und ein Rechenelement ro und Ao, r.. und A-, . . . t„ und A₇ gebildet werden, können als digitale Phasendireher 0 . 0.. ... 0rj mit den stufenförmigen Phasenfrequenz— kennlinien betrachtet werden, die für die jeweiligen phasendrehenden Netzwerke in Fig. k angegeben sind.

Die durch 0 bezeichnete Kennlinie des Phasendrehers 'o

ist ein besonderer Fall, wobei die Höhe der Stufe dem Wert Null entspricht; die Phasenänderungen sind dabei Null ungeachtet der Frequenz. Die Kennlinie des P^asendrehers 0 entspricht der durch 0.. bezeichneten

thf Äf"T - —p, —— I , ist die

Phasendrehung Null; für aufeinanderfolgende Frequenzbänder mit einer Bandbreite hf nimmt die negative

ITC
Phasendrehung jeweils um —jf~ zu. Die anderen Kennlinien 0_, 0_ ... 0_n, die den Schaltungsanordnungen (r , (r„i Ao) ··· (r„, A₇) entsprechen, haben auch eine

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-15- · FPHN.

17.11

stufenförmige Phasenkennlinie mit einer Phasendrehung

[if öfi ■

Null in dem Band -["o""* ""ö" ^und jeweils zunehmende Phasendrehungen für aufeinanderfolgende Frequenzbänder wobei diese Bänder wieder eine Breite &f haben. Für die Kennlinien 0_?, 0„ ... 0~ beträgt diese

f\T^ er try -Jr^

Zunahme der Phasendrehungen - -r—, —JT~"j ··· -jr · Die Stufen dieser Kurven sind durch gestrichelte Linien angegeben mit Ausnahme der der Kurve 0~, die durch eine gezogene Linie angegeben ist.

Nun wird erläutert, wie die Kennlinien 0,0«, ·.· 0_n nach Fig. h von den Phasen-Frequenzkennlinien der Verzögerungsschaltungen ro, r- ... r_, und der Rechenelemente Ao, "A- ... .A7 abgeleitet werden.

Die Verzögerungsschaltungen ro, ι·-« ... r„ verzögern die an den Ausgängen des Reihen-Parallelwandlers 6 auftretenden Ausgangskodeworte um

7 1

■irAf, ... -g£if. Da diese Ausgangskodeworte an jedem der Ausgänge So, S₁ ... S~ auftreten mit einer Periode^"«, weist jede dieser Verzogerungsschaltu.ngen eine Phasen-Frequenzkennline auf, die durch eine Gerade durch den Ursprung gebildet wird, wobei die Neigung dieser Geraden für die Schaltungsanordnungen ro, r ... r~

■ , _TT , _ 7 27C 1 2i? , dann dem Wert O, - -k . 7-τ: ... —ö" . 7-? entspricht. , ο Af ο Ct. χ ^r

In den Fig. 5 und 6 zeigen die durch r₁ und r_,

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17.11 .

bezeichneten Geraden die Phasen-Frequenzkennlinien der Verzögerungsschaltungen r₁ und t„ an.

Wie bereits erwähnt, liefern die Rechenelemente Ao, A₁ · . . A~ die Kodeworte ν ο, (J^ , ... (Tl nach den Ausdrücken(1). In diesen Ausdrücken sind S , , S₁, , S_, die durch die Verzögerungsschaltungen ro, r.. ... t„ verzögerten Kodeworte, die gleichzeitig an den • Ausgängen der SchaltungsanOrdnungen ro, ... r_ auftreten und zwar in dem Bezugszeitpunkt, der durch den Zeitpunkt gebildet wird, in dem die Zahlen S . (siehe Diagramm Jb) auftreten. Die Filterkoeffizienten a , , a..,. ... a„, kennzeichnen ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz

——, dessen .Impulsresponz in Fig. 3j wiedergegeben ist.

Diese Koeffizienten haben Werte, die durch die Impulsresponz gegeben werden und zwar durch Abtastung dieser Impulsresponz mit Reihen von Abtastinipulsen, die eine

17 1 11 Zeitverschiebung entsprechend ττ, ·& · τ-ψ · · · "ö · τψ gegenüber den genannten Bezugszeitpunkten erfahren haben.

Alle Rechenelemente weisen dieselbe Amplitude-Frequenzkennlinie auf, die in Fig. 7 dargestellt ist. Diese Kennlinie ist die eines Tiefpassfilters mit

ar

einer Grenz'frequenz —— , die sich periodisch um alle ganzen Vielfachen der Abtastfrequenz Af wiederholt. Diese Kennlinie weist bestimmte Verzerrungen im

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Durchlassband auf wenn Rechenelemente vom nichtrekursiven Typ verwendet werden.

Wird die Impulsresponz symmetrisch gewählt,· so ist die Phase-Frequenzkennlinie für jedes Rechenelement genau linear mit einer von der Rangnummer des Rechenelementes abhängigen Neigung. Diese Phasen-Frequenzkennlinie ist ebenfalls periodisch und hat , dieselbe Periodizität wie die Amplitude-Frequenzkennlinien nach Fig. 7· Die Neigung der Phasen-Frequenzkennlinie für jedes der Rechenelemente entspricht den obengenannten Werten der verwendeten Koeffizienten in jedem Rechenelement. Für die Rechenelemente Ao, A...

7 2.TL 1 ZK beträgt diese Neigung O, ™ . — ... -5· . — . In den

° flf ο /Af

Fig. 5 und 6 zeigen die sägezahnförmigen Kurven, die durch A. und A„ bezeichnet sind, die Phase-Frequenzkennlinien der Rechenelemente A₁ bzw. A₁₇. Die Rechenelemente werden nachstehend als sägezahnförrnige Phasendreher bezeichnet.

Dadurch dass in Fig. 5 die Ordinaten der Kurven r-j und A- addiert werden, erhält man die ' stufenförmige Kurve JZL nach Fig.""V. Dadurch, dass die Ordinaten der Kurve r _Λ und A nach Fig. 6 addiert werden,

■ 1 7
erhält man die Kurve 0_? nach Fig. 4. Die anderen zwischenliegenden Kurven nach Fig. 4 können auf

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17.11·7^

entsprechende Weise erhalten werden. Es lässt sich auf einfache Weise darlegen, dass die Kaskadenschaltung der Verzögerungsschaltung ro und des Rechenelementes Ao keine Phasendrehung herbeiführt.

Ausgehend von den stufenförmigen Kennlinien der Phasendreher 0 , J2L ... 0„ ist die Wirkungsweise der beschriebenen Anordnung wie folgt. Wie bereite ' erwähnt, wird das umzuwandelnde Multiplexsignal durch komplexe Signale C₁, C„, C„ und ihre hinzugefügten komplexen Signale C₁, Cg₉ C„ gebildet, die nach Abtastung mit der Nyquist-Frequenz 8f je auf die in Fig. 2b angegebene Art und Weise ein Frequenzband mit einer Breite hf einnehmen. Da jedoch an den Ausgängen So, S₁ ... S~- des Reihen-Parallelwandlers 6 die Abtastfrequenz bis Af verringert worden ist, treten die komplexen Signale C., C„_? C„, C--, C₂> C„ zusammen in jedem der um die ganzen Vielfachen der Abtastfrequenz Af auftretenden Frequenzbänder mit der BreiteA f auf. In diesen Bändern haben diese komplexen Signale ihre ursprüngliche Amplitude-Frequenzkennlinie, aber dabei haben sie Phasendrehungen erfahren, die von dem betrachteten Ausgang des Wandlers 6 abhängig sind. In der.ersten Spalte der Tafel nach Fig. 8 ist für jeden der Ausgänge So, S₁ ... S₇ des Wandlers 6 die Phase

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jedes der komplexen Signale C₁, C₀, C₀, C₁, C, C₀ Af hfl —τ , —τ angegeben. Die komplexen

Signale C₁, C„, C₀ sind durch Vektoren mit einer ■gezogenen Linie angegeben und mit einem Querstrich, ■ zwei Querstrichen bzw. drei Querstrichen versehen; die komplexen Signale C₁, C₀, C₀ sind durch gestrichelte Vektoren angegeben und wieder mit nur einem Querstrich, zwei Querstrichen bzw. drei Querstrichen versehen. Am Ausgang So haben alle Vektoren dieselbe Phase, die als Bezugsphase betrachtet wird. An den Ausgängen S₁,₍Sp ... S~ wird der Vektor C. durch eine Phasen-

TT* 2M 7''
drehung von τ-, —τ- ...—j- gegenüber der Bezugsphase erhalten; der Vektor C₀ wird durch Phasendrehung von -z ,——',',. ·*-? gegenüber der Bezugsphase erhalten; der Vektor C₀ wird durch Phasedrehung von -^j-, 2 .

..... 7 · }7 gegenüber der Bezugsphase erhalten.

ΓΔ-f Af"! Im betrachteten Frequenzband - \—r >· —— Üiaben die hinzugefügten komplexen Vektoren C₁J^-C₀, C₀ Phasendrehungen gleicher Grosse aber mit entgegengesetztem Vorzeichen gegenüber den Phasendrehungen der Vektoren ₁ , ο , u_o ·
¹ 2 ^J

Entsprechend Fig. h verursachen die

Phasendreher 0 , 0₁ ... 0_ ,keine Phasendrehung der Signale im Frequenzband \- ——■ , —— \ , so dass die

t 2 '; 2 J '

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-20- FPHN. 7

17.11'

erste Spalte der Tafel nach Fig. 8 die Phasen der Vektoren C₁, C₀, C₀, C^, Cp, C„ an den Eingängen der diskreten Fourier-Transfο rmat i ons anordnung 8 angeben, der die Kodeworte "^ , (T-. ... (T"^ zugeführt werden* Die Formeln (2) zeigen, dass in dieser Fourier-Transformationsanordnung die Signale C₁, Cp, C„ durch Addition der Eingangskodeworte U. (i schwankt zwischen 0 und 7) nach Multiplikation mit den e-Potenzen -j TT i» ~J ~ö i-* ""J 3"TT i erhalten sind. Diese Multiplikationen mit den komplexen e-Potenzen entsprechen für die komplexen Signale der Phasendrehung von -j-i ~ ^

-j-i, -~i, - -^- i. Die zweite Spalte der Tafel nach Fig.8. zeigt"einerseits die duch die Fourier-Transf ormat i ons anordnung erhaltenen Phasendrehungen

it ' . .

-Ti, damit das Signal C₁ an den Ausgängen {°^^t/3-t) erhalten wird und andererseits die Lage der Vektoren

C₁, C₀, Co, C₁, C , C₀ nach diesen Phasendrehungen. -^ 2 -^

Die dritte Spalte der Tafel nach Fig. 8 zeigt für jeden der Vektoren das Resultat der Summierung, die in der Fourier-Transformationsanordnung stattfindet um ein Signal zu erhalten an den Ausgängen (pL , /9-j ) Aus dieser Tafel geht hervor, dass die Summe aller Vektoren Null ist mit Ausnahme der dem Vektor C. entsprechenden Summe. Auf diese Weise wird am Ausgang

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17.11.74 '

((X₁ , /3 -) der diskreten Fourier-Transformationsanordnung äusschliesslich das im Frequenzband I- —τ , —^ liegende komplexe Signal C. erhalten.

Auf dieselbe Weise lässt sich darlegen, dass an den Ausgängen (^₂* ft2) ^unc* ^an ^^en Ausgängen (°\n j/3o ) der diskreten Fourier-Transf ormationsanordnungen

äusschliesslich die im Frequenzband /- ——" , —— 1 liegenden Signale C„ und C„ erhält. Aussei¹ den im

Frequenzband —— , —n~\ liegenden Signalen C₁, C₀ L. ^ J \ £

und C„ treten an den betreffenden Ausgängen (ä. , β ■ ) zugleich diese Signale in Frequenzbändern mit einer Breite Af auf, die um ganze Vielfache der Abtastfrequenz A^ f liegen.

Um dies zu zeigen, kann auf dieselbe Art und Weise wie obenstehend verfahren werden. Dazu wird zunächst im betrachteten Frequenzband die Phase der Sektoren C₁, C₉, Co, C₁ * C₀, C an den Ausgängen des Reihen-Parallelwandlers 6 bestimmt und danach auf diesen Vektoren die durch die Kennlinien der Phasendreher 0_O bis $~ bestimmten Phasendrehungen eingeführt. Dänach werden die durch die Fourier-Transf ormationsanordnung eingeführten Phasendrehungen verarbeitet und zum Schluss einer in den Ausdrücken (2) gegebenen Summierung ausgesetzt.

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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Ausbildung der Rechenelemente bzw. Phasendreher· mit sagezahnförmiger Kennlinie Ao, A₁ ... A₇. Die im der genannten, französischen Patentanmeldung 72.21.646 angegebenen Phasendreher waren als nicht-relcursive Tiefpassfilter ausgebildet, deren sagezahnförmige Phasen-Frequenzkennlinie für jeden Phasendreher genau linear war und wobei auf die obestehend angegebene Art und Weise die Neigung der Phasen-Frequenzkennliiaie durch die Rangnummer des Ausganges des Reihen-Parallelwandlers gegeben wurde. Die Anmelderin hat nun gefunden, dass es für die gute Wirkung der Anordnung nach der Erfindung ausreicht, wenn die betreffenden sagezahnförmigen Phasen-Frequenzkennlinien den Unterschied zwischen den Phasen-Frequenzkennlinien der Rechenelemente A^, Ap ·«. A™ und der Phasen-Frequenzkennlinie des Bezugsphasendrehers Ao angeben. Es sei bemerkt, dass es für eine gute Übersprechdämpfung erforderlich ist, dass von der Amplitude-Frequenzkennlinie' der sagezahnförmigen Phasendreher (siehe Fig.7) die Dämpfungsneigung an der Grenze des •Durchlassbandes gross ist. Mit nicht-rekursiven Phasendrehern erfordert diese starke Neigung jedoch eine Vielzahl von Koeffizienten, wodurch die Herstellung

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17-11

dieser Phasendreher in bezug auf die erforderliche Anzahl Verfielfacher und Speicherelemente teuer ist.

Nach der vorliegenden Erfindung sind die sägezahnförmigen Phasendreher Ao, A-j ... Ä.„ vom rekursiven Typ. Diese Phasendreher werden wie rekursive Filter mit besonderen Koeffizienten gebaut. Über die Herstellung der rekursiven Filter lässt sich • das Werk von Gold und Hader, "Digital Processing of Signals" Mc Graw Hill Book Company, I969, lesen. In der in Fig. 1 auf schematische Weise dargestellten Form ehthält ein Phasendreher vom rekursiven Typ beispielsweise A- einen ersten nicht rekursiven Teil 10, in dem die-gewogene Summe mit Koeffizienten bestimmt wird. Die durch den Eingang 11 eintreffenden Ausgangskodeworte des Registers T' werden dazu einer nicht dargestellten Verzögerungsleitung zugeführt. Auch im rekursiven Teil 12 des Phasendrehers A* wird eine gewogene Summe mit Koeffizienten bestimmt, die von dem Speicher geliefert werden. Die am Ausgang 13 auftretenden Ausgangsködewqrte werden in eine (nicht dargestellte) " Verzögerungsleitung aufgenommen. Die Kodeworte, die an den Ausgängen des nicht-relcursiven Teils 10 und des rekursiven Teils 12 auftreten, werden im Addierer addiert, dessen Ausgang mit■dem Ausgang 13 verbunden ist.

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-2k- FPHN.

17.11

Die Phasendreher Ao, A₁ ... A_ werden nun je durch ein Allpassfilter gebildet, wobei die Phasen-Frequenzkennlinie durch eine sich periodisch mit einer Frequenz ^_f wiederholende Kurve gegeben wird die annähernd eine gerade Linie ist und die Frequenzachse bei ganzen Vielfachen der Frequenz Af schneidet, welcher Schnittpunkt einer Phasendrehung null entspricht ' und wobei für jeden der Phasendreher die Neigungen der Kurven denen der obenstehend beschriebenen Phasendreher entsprechen. Da die betrachteten Phasendreher einen rekursiven Teil 12 enthalten ist es unmöglich, genau eine lineare Phasenkennlinie zu verwirklichen, wie dies bei nicht-rekursiven Phasendrehern möglich ist. Dadurch wird die sägezahnförmige Phasen-Frequenzkennlinie nur mit gewisser Annäherung verwirklicht. Die gestrichelte Kurve nach Fig. 5.zeigt die Form dieser für den Phasendreher A„ angenäherten Phasen-Frequenzkennline an. Die auf diese Weise hergestellten Phasendreher verursachen also Phasenverformungen, nicht aber Amplitudenverformungen.

Diese Phasendreher können durch ihre

Z-Transformationen definiert werden, die beispielsweise für einen Phasendreher der m Ordnung ist:

509824/0814

-25- FPHN.7416 17c11.74

Lo +L₁ .Z + . . . +L _Λ . Z ^{ν 7} +L . Z

<3> ^Η(^Ζ) -

L +L _ΛΖ + ... +L₁. Z ^ν /+Lo. Z m m-1 1

In dieser Formel (3)ι sind Lo, L^ ... L .., L die vom Speicher 7 gelieferten Koeffizienten. Z entspricht der Verzögerung jedes Elementes der Verzögerungsleitungen der Teile 10 und 12. Der Nenner definiert die durchzuführenden Operationen in dem nichtrekursiven Teil 10. Der Zähler definiert die im rekursiven Teil 12 durchzuführenden Operationen. Venn das Zählerund NennerpοTynom dieselben Koeffizienten haben, stellt H(z) die Amplitude-Frequonzkennlinie eines Allpassfilters da. In jedem Phasendreher Ao, A- ... A₇ werden eine Anzahl Koeffizienten verwendet, die für die Neigung der sägezahnförmigen Kennlinie bestimmend sind.

Die Phasendreher können nun einerseits derart ausgebildet werden, dass die Phase-Frequenzkennlinie jedes dieser Phasendreher einen bestimmten sägezahnförmigen Verlauf aufweist. Andererseits können diese Phasendreher derart ausgebildet werden, dass der Unterschied zwischen der Phasen-Frequenzkennlinae eines Phasendrehers und der Kennlinie eines Bezugsphasendrehers den erforderlichen sägezahnförmigen Verlauf aufweist. Wie noch häher erläutert wird, wird dadurch eine wesentliche Verringerung der Kosten der Phasendreher erhalten.

509824708Ί4

-26- FPHN.

In diesem letzteren Fall werden die Koeffizienten, die für die Neigung der sägezahnförmigen Kurve bestimmend sind, in jedem der Phasendreher dem nicht-rekursiven Teil 10 zugeführt, während die rekursiven "Teile 12 all dieser Phasendreher auf genau dieselbe Art und Weise ausgebildet sind, während ausserdem für jeden dieser rekursiven Teile dieselben Koeffizienten angewandt werden.

Auf diese Weise ist erreicht worden, dass der nicht-rekursive Teil 10 jedes der Phasendreher A. die gewünschte sägezahnförmige Phasen-Frequenzkennlinie aufweist, während es mit einer verhältnismässig geringen Anzahl von Koeffizienten auf bekannte Weise möglich ist, mit jedem der nicht-rekursiven Teile 10 eine Amplitude-Frequenzkennlinie zu verwirklichen, die der eines einfachen Tiefpassfilters, d.h. eines Tiefpassfilters mit einer verhältnisma^ssig geringen Dämpfungsneigung, beispielsweise von Typ, wie dies in Fig. 9a im Frequenzband von 0- t*f angegeben ist, entspricht. Bei einer Abtastfrequenz hf wiederholt sich diese Kennlinie nach Fig»9a um alle Vielfachen von ^f.

Die Koeffizienten jedes der rekursiven Teile 12 der Phasendreher sind auf bekannte Weise derart gewählt worden, dass die Amplitude-Frequenzkennlinie jedes dieser

509824/0814

-27- FPHN.7^16

17.11.74

rekursiven Teile den in Fig. 9^ angegebenen Verlauf aufweist, so dass die Amplitude-Frequenzkennlinie jedes der Phasendreher den in Fig. 9c dargestellten Verlauf aufweist und auf diese Weise eine praktisch flache Form hat, in demjenigen Teil des Bandes, in dem sich das Kanalsignal "befindet und mit einer verhältnismässig grossen Dämpfungsneigung, die an der Grenze des Durchlassbandes erforderlich" ist.

Die Phasen-Frequenzkennlinie jedes der rekursiven Teile 12 darf völlig beliebig sein, so dass diese Phasen-Frequenzkennlinie an die Koeffizienten keine bestimmten Anforderungen stellt. Denn da diese Phasen—Frequenzkennlinie für alle Phasendreher dieselbe ist, beeinflussen sie nicht die Phasen-Frequenzkennlinie des Unterschiedes zwischen den Phasen-Frequenzkennlinien der Phasendreher und der Bezugsphasen—Frequenzkennlinie eines Bezugsphasendrehers. Die diesem Unterschied entsprechenden Phasen-Frequenzkennlinien weisen je den sägezahnförmigen Verlauf auf, der durch die nichtrekursiven Teile bestimmt wird. Mit den auf diese Weise ausgebildeten Phasendrehern wird der Vorteil erhalten, dass die erforderliche Dämpfungsneigung der Amplitude— Frequenzkennlinie mit einer geringen Anzahl von Koeffizienten erhalten werden kann, wodurch nur eine

509824/0814

-28- ' FPHN. 7¹H 6 17.11.74

geringe Anzahl von Vervielfachern und Koeffizientenspeichern notwendig ist.

Muss insbesondere für ein Gesprächssignal die in Fig. 9c dargestellte Amplitude-Frequenzkennlinie verwirklicht werden, die bis 1700Hz praktisch flach ist und eine Dämpfung von etwa 80 dB bei etwa 2300 Hz aufweist, so kann diese Kennlinie für jeden der Phasendreher mit Hilfe von 20 Koeffizienten verwirklicht werden wenn diese Phasendreher in nicht-rekursiver Form ausgebildet sind;beispielsweise auf die Art und Weise, wie diese in der bereits erwähnten älteren französischen Patentanmeldung Nr. 72.21.646 beschrieben worden ist, während es bei der obenstehend beschriebenen Ausbildung nach der Erfindung ausreicht, wenn acht Koeffizienten im nicht-rekursiven Teil 10 und acht Koeffizienten im rekursiven Teil 12 verwendet werden. Dadurch erhält man eine Einsparung der Anzahl Verfielfachern und insbesondere der Anzahl Koeffizientenspeicher, die umso grosser ist, je grosser die Anzahl Phasendreher ist. Dies ist in der untenstehenden Tafel näher angegeben. Diese Tafel ermöglicht es bei den nicht rekursiven und rekursiven Ausführungsformen der Phasendreher die Anzahl Verfielfacher und Koeffizientenspeicher zu vergleichen für eine Anordnung mit 64 Phasendrehern, welche Anordnung zum

509824/0814

FPHN.7^16 17-11.74

Demultiplexen eines durch 30 Kanalsignale gebildeten Multiplexsignals verwendet werden kann.

Nicht rekursiv Rekursiv

/Verfielfacher

I Koeffizienten \speicher
1 Phasendrehers

/Verzögerungs-1 schaltung

Verfielfacher

64 Phasendreher

Koeffizientenspeicher

Verzögerungsschaltung

20
20

20

20 χ 64 = 1280 20 χ 64 - 1280

20 χ 64 = 1280

8+8=16 8 + 8 = 16

16 χ 64 = 1o4ö

(8 χ 64) + 8 = 520

8 χ 64 = 512

Da im nicht.-rekursiven sowie in rekursiven Teil der Phasendreher mit derselben Anzahl Koeffizienten gearbeitet werden kann, beispielsweise 8 in dem obenstehend angegebenen Beispiel, ist dies besonders · vorteilhaft. Nun .kann nämlich jeder der Phasendreher in der kanonischen Form aufgebaut werden, wodurch nur eine Verzögerungsleitung notwendig ist. Ausser der bereits genannten Einsparung wird auf diese Weise eine wesentliche Einsparung der Verzögerungsschaltungen erhalten; so nimmt beispielsweise die Anzahl Verzögerungsschaltungen pro Phasendreher von 20 nach acht ab. Die obenstehende Tafel zeigt auch die Anzahl Verzögerungsschaltungen, die für 1 und 64 Phasendreher notwendig ist.

509824/08 14

-30- · FPHN.7^16

17-11·7^

Die Demultiplexanordnung nach Fig.1 und insbesondere die sägezahnförmigen Phasendreher nach der vorliegenden Erfindung sind bisher beschrieben worden für den Fall, dass das Multiplexsignal durch drei Kanalsignale gebildet wird. Der Ausbau der Anordnung zu einer beliebigen Anzahl von Kanälen ist möglich.

Die vorliegende Ei'findung lässt sich auch zum Umwandeln von Basisbandsxgnalen in ein Frequenz-Multiplexsignal anwenden. Tn der obengenannten französischen Patentanmeldung ist beschrieben wordea, dass für dieses Multiplexen Bearbeitungen durchgeführt werden müssen, die denen, die im Demultiplexer durchgeführt werden müssen, reziprok sind, während dabei Schaltungsanordnungen verwendet werden, die alle praktisch identisch sind. Insbesondere werden dabei dieselben Rechenelemente oder Phasendreher mit sägezahnförmiger Kennlinie verwendet, die nach der vorliegende Erfindung vom rekursiven Typ sind.

Fig. 1Ö zeigt die Struktur der Multiplexanordnung nach der Erfindung, in dem Fall, wo die Anzahl Kanalsignale gleich drei ist. Die drei Basisbandsignale, die je ein Frequenzband Äf haben, werden den Analog-Digitalv/andlern E₁ , E„ bzw. E,, zugeführt.,

509824/0814

-31- FPHN.7416

17.11.74

in denen diese Signale mit der FrequenzA f abgetastet und kodiert werden. Das Spektrum jedes dieser abgetasteten Signale hat die Form, die in Fig.2d angegeben ist. Die digitalen Signale, die aus diesem Wandler kommenj werden Modulatoren M₁, M„, M„ zugeführt, die auf die Art und Weise, wie diese in der älteren französischen Patentanmeldung 72.21.646 beschrieben

• worden ist, ausgebildet sind. Diese Modulatoren liefern mit einer Frequenz ^f abgetastete digitale Signale, die mit den reellen und imaginären Teilen der komplexen Signale C₁, ^p, C~ übereinstimmen. Diese komplexen Signale C^j C^, C„ bilden zusammen mit den hinzugefügten komplexen Signalen C₁JU₂, C„ die reellen Zeitsignale, die· den Wandlern E-, E„, E„ zugeführt werden. Das Spektruni der komplexen Signale C₁, Cp, C„ am Ausgang der

' Modulatoren M-, Mg, M„ hat die Form, die in Fig.2c angegeben ist.

Die Ausgänge der Modulatoren M₁, M₂, M„ sind mit den Eingängen (⁰C,,/*.,), (⁰^₂'^2^' &γβ r,) der inversen Fourier-Transformationsanordnung 15 verbunden. Mit den Eingängen (Oi« ,ß' ),, wobei vorausgesetzt wird, dass ihnen die Null-Anteile eines komplexen Signals C zugeführt werden, enthält die Transformationsanordnung 15 vier Paare von Eingängen und sie liefert an acht Ausgängen die acht digitalen Signale ¹^o, T"^ ...\Π1,

50982A/081.4

FPHN.7^16 17.11.7²^

Signale am Ausgang ^o, CK ···

wobei in jedem die Kodeworte mit einer Frequenz ß erscheinen und wobei die Kodeworte verschiedener Signale zu gleichen Zeitpunkten (simultan) auftreten.

In der inversen Fourier-Transformationsanordnung 15 werden die Kodeworte der digitalen

erhalten indem der reelle Teil der Summe der komplexen Eingangssignale genommen wird, wobei diese Ausgangssignale mit komplexen Koeffizienten multipliziert sind, die von''der Koeffizientenquelle 16 geliefert werden. Diese Ausgangskodeworte sind durch die nachfolgenden Ausdrücke gegeben:

= Re,

= Re

Έ~Ξ~ο

η =

Cn

C e η

₁ = Re

η = υ

C e η

C e η

In diesen Ausdrücken (h) ist (J . ein

digitales Signal, das an einem beliebigen Ausgang (i) der Transformationsanordnung 15 auftritt, wobei i

5Q982A/0814

• _ 2,3 - 17.11 '7Jy -

im dargestellten Ausführungsbeispiel alle ganzen Werte von O bis 7 annimmt. C ist das komplexe Signal, das an einem beliebigen Eingang (^ ,ß ) der Transformationsanordnung 15 auftritt, wobei im dargestellten Ausführungsbeispiel η alle ganzen Werte von O bis 3 annimmt.

Eie die Transformationsanordnung .13 verlassenden digitalen Signale werden den Phasendrehern mit stufenförmigen Phasen-Frequenzkennlinien 0'¹ , 0₁ ... 0~ zugeführt. Diese Kennlinien weisen, wie die der Phasendreher 0 , 0.. . . . 0~ der Demultiplexanordnung Stufen mit einer Breite /if auf, die jeweils zu Vielfachen der Frequenz ^f auftreten; aber die jeweils auftretende sprungartige Zunahme der Phasendrehung verläuft dabei gegenüber den Phasendrehern .0. nach Fig. 1 i,n umgekehrter Reihenfolge. Wie inFi'g. k angegeben entsprechen die Kennlinien der Phasendreher 0' , 0' .. ... 0'~ den Kennlinien der Phasendrehern 0 , 0_ ... 0-j der Demultiplexanordnung. Die Phasendrehung nimmt dabei jeweils ,um einen Betrag O % 2JL· ^₁₁ -

Die stufenförmigen Kennlinien der Phasendreher 0' , 0'₂ ♦·. 0'₇ werden durch eine Reihenschaltung von Phasendrehern mit sägezahnförmigen Kennlinie und von Verzögerungsschaltungen A¹ und r' , A' und r¹.. ... AL und r' ₇ zu. Die sägezahnf örmigen Kennlinien

50982A/08H

_34- FPHN.7^16

17-11.lh

der Phasendreher A¹ , A¹., ... A¹ „ sind dieselben wie die der Phasendreher Ao, A₇ ... A₁ der Demultiplexanordnung. So sind beispielsweise wie in Fig. 6 angegeben ist, die Neigungen der Kennlinien der Phasendreher A' und A_n beide gleich -5- . -r~?

ι / ο ßl

und sind wie in Fig. 5 angegeben, die Neigungen der Kennlinie der Phasendreher A' und A₁ gleich

7 2/6

TT . r—r. Auch nun sind nach der Erfindung diese Phasendreher vom rekursiven Typ und haben dieselbe Struktur und dieselben Eigenschaften wie die, die obenstehend für die Phasendreher der Demultiplexanordnung angegeben sind. Ihre Amplitude-Frequenzkennlinie entspricht der eines Tiefpassfilters mit

Af

einer Grenzfrequenz von etwa —7;·, die Phase-Frequenzkennlinie eines Phasendrehers ist derart, dass die Differenz zwischen dieser Kennlinie und der des Bezugsphasendrehers A¹ einen sägezahnförmigen Verlauf aufweist, wobei jeder Phasendreher keine eigene obenstehend eingehend beschriebene Kennlinienneigung aufweist.

Die Verzögerungsschaltungen r¹ , r' ... r' führen dieselben Verzögerungszeiten ein wie die Verzögerungsschaltungen ro, r~ ... T₁ der Demultiplexanordmmg, d.h. O, -5- . —7; , . . . -q . TT und weisen folglich dieselben Phasen-Frequenzkennlinie auf.

50982A/08U

-35- PPHN. 7h~\ 6

17.11.74

Die die "Verzogerungssclialtungen tr"¹ , r' .. ... r'~ -verlassenden digitalen Signale -werden in der gemeinsamen Leitung 18 kombiniert, wobei ein digitales Signal erhalten wird, in dem die Kodeworte mit einer Frequenz 8 /\f auftreten. Entsprechend demjenigen, was in der genannten älteren französischen Patentanmeldung 72.21«646 beschrieben wurde, lässt sich wiederum darlegen, dass das an der Ausgangsleitung 18 auftretende digitale Signal das mit einer Abtastfrequenz von 8 Af abgetastete gewünschte Multiplexsignal bildet, das jedoch in Frequenz auf die Nullfrequenz transponiert worden ist und dessen Spektrum in Fig.-2b angegeben ist. Mit Hilfe eines Digital-Analog-¥andlers 19 und eines Tiefpassfilters 20 wird ein analoges Multiplexsignal erhalten, dessen Spektrum in Fig. 2a angegeben ist. Der Modulator 21, der "vom Generator 22 ein geeignetes Triggersignal erhält, bringt das Multiplexsignal in das gewünschte Frequenzband.

Jn einer Multiplexanordnung, die zum Umwandeln von N-1 Kanalsignalen in ein -Multiplexsignai eingerichter ist, ist die inverse Fourier-Transformationsanordnung mit 2N Ausgängen versehen, an die 2N Phasendreher mit stufenförmiger Phase-Frequenzkennlinie angeschlossen sind,

5 G 9 8 2Λ/0 8 1 A

17.11.74

Jeder dieser Pliasendreher wird dabei durch eine Reihenschaltung aus einem Phasendreher mit sägezalmförmiger Kennlinie A'. und einer Verzögerungsschaltung r¹. (i schwangt zwischen O und 2N-1) gebildet. Die Kennlinie eines Phasendrehers 0' .' ist dabei dieselbe wie die eines Phasendrehers 0p_W der Demultiplexanordnung, während die Zunahme der Phase zwischen aufeinanderfolgenden Stufen dem Wert

7~ i
-2iL-rr- entspricht. Die Kennlinie eines Phasendrehers

A¹. ist dieselbe wie die eines Phasendrehers A„„ . 1 2N-1

und die Neigung entspricht dem Wert 2 ^"rrr .

Die Verzögerungsschaltung r¹. ist dieselbe wie die einer Verzögerungs schaltung r_ . und beträgt -7— . jr~-

509824/08U

Claims (2)

1. -37- FPHN. 7^ZH 6

   17.11.7^

   PATENTANSPRÜCHE:

   Λ J Schaltungsanordnung zum Umwandeln eines
   Einsei tenbaildfrequenzinultiplexsignals in die entsprechenden Basisbandkanalsignale mit einem Reihen-Parallelwandler, der binär kodierte Signalmuster
   (Kodeworte) des Multiplexsignals zyklisch über eine gegebene Anzahl paralleler Signalwege gleichmässig in der Zeit- verteilt, wobei die Signalmuster in jedem dieser Signalwege mit einer Frequenz auftreten, die der Bandbreite eines Kanalsignals entspricht, in
   welcher Anordnung, in jeden der Signalwege eine
   Verzögertings schaltung aufgenommen ist zum Aufheben der gegenseitigen Zeitverschiebungen der innerhalb eines Zyklus dem genannten Reihen-Parallelwandler
   zugeführten Signalabtastwerte, sowie in Reihe mit der genannten Verzögerungsschaltung ein Rechenelement, dem ausser den Ausgangsmustern der zusammenarbeitenden Verzögerungsschaltung eine gegebene Anzahl Filterkoeffizienten zugeführt -werden., die von einer Quelle für eine gegebene Anzahl Filterkoeffizienten abgegeben werden, von, welchen Rechenelementen d,ie Ausgänge mit Eingängen einer diskreten Fourier-Transformationsanordnung verbunden sind, deren Ausgänge mit Demodulatoren verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass jedes Rechenelement als rekursives Digitalfilter ausgebildet ist,

   509824/0814

   -38- FPHN. 7²H 6

   17·11.7²^

   dem binär kodierte Signalmuster zugeführt werden mit einer Eingangsabtastfrequenz, die der Bandbreite eines Kanalsignals entspricht umd dem zugleich von der genannten Quelle herrührende Filterkoeffizienten zugeführt werden, welche Filterkoeffizienten eine Amplitude-Frequenzkenrilinie kennzeichnen eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz, die der halben , Bandbreite eines Kanalsignals entspricht und die eine Phasen-Frequenzkennlinien kennzeichnen, wobei die Phasen-Frequenzkennlinie, die die Differenzunterschied zwischen der Phasen-Frequenzkennlinie eines Rechenelementes und der Phasen-Frequenzkennlinie eines Rechenelementes, das an den Ausgang einer Bezugsverzögerungsschaltung angeschlossen ist, angibt, eine sägezahnförmige Kennline ist, welche sägezahnförmige Kennlinie durch mit einem gegebenen Neigungswinkel sich parallel erstreckende gerade Linien gebildet wird, die jeweils die Frequenzachse bei ganzen Vielfachen der genannten Eingangsabtastfrequenz schneiden und wobei die Neigung der genannten sägezahnförraigen Kennlinie der Neigung der Phasen-Frequenzkennlinie der zusammenarbeitenden Verzögerungsschaltung jeweils entgegengesetzt ist.
2. 2. Schaltungsanordnung ztini Umwandeln von Basisbandkanalsignalen in ein Einseitenbandfrequenz-

   50 98 24/0814

   -39- PPHN. JkI 6

   17.11-7k

   multiplexsignal mit einer inversen" Fourier-Transformationsanordnung, der digitale Signale zugeführt werden, die mit dem umzuwandelnden Kanalsignalen relatiert sind und die mit einer gegebenen Anzahl Signalwege versehen ist, in denen linear kodierte Ausgangsmuster der IFFT auftreten mit einer Frequenz, die der Bandbreite eines Kanalsignals ent— • spricht; wobei in jedem der Signalwege ein Rechenelement vorhanden ist, dem ausser Ausgangsinus tern der IFFT Filterkoeffizienten zugeführt werden, die einer Quelle für eine gegebene Anzahl Filterkoeffizienten entnommen werden, in welche Signalwege in Reihe mit den Rechenelementen Verzögerungsschaltungen aufgenommen sind, deren Ausgänge mit einer gemeinsamen Ausgangsleitung verbunden sind, wobei die Zeitverzögerungen der genannten Verzögerungsschaltungen derart sind, dass die Kodeworte in dieser gemeinsamen Ausgangsleitung gleichmässig in der Zeit verteilt nacheinander auftreten, wobei ■ das digitale Signal in der gemeinsamen Leitung dem Multiplexsignal entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass jedes Rechenelement"als' rekursives Digitalfilter ausgebildet ist, dem binär kodierte Signalmuster zugeführt werden mit einer Eingangsabtastfrequenz, die der Bandbreite eines Kanalsignals entspricht und dem.zugleich von der

   509824/0814

   FPHN.7h16

   17.11.7^

   genannten Quelle herrührende Filterkoeffizienten zugeführt werden, welche Filterkoeffizienten eine Amplitude-Frequenzkennlinie kennzeichnen eines Tiefpassfilters mit einer Grenzfrequenz, die der halben Bandbreite eines Kanalsignals entspricht und die eine Phasen-Frequenzkennlinie kennzeichnen, wobei die Phasen-Frequenzkennlinie, die die Differenz zwischen der Phasen-Frequenzkennlinie eines Rechenelementes und der Phasen-Frequenzkennlinie eines Rechenelementes, das in den Ausgang einer Bezugsverzögerungsschaltung angeschlossen ist, angibt, eine sägezahnförmige Kennlinie ist, welche sägezahnförmige Kennlinie durch mit einem gegebenen Neigungswinkel sich parallel erstrecekende gerade Linien gebildet wird, die jeweils die Frequenzachse bei ganzen Vielfachen der genannten Eingangsabtastfrequenz schneiden und wobei die Neigung der genannten sägezahnförmigen Kennlinie der Neigung der Phasenfrequenzkennlinie der zusammenarbeitenden Verzögerungsschaltung jeweils entgegengesetzt ist. 3· Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Neigung der geraden Linie, die der Differenz zwischen der Phasen-Frequenzkennlinie eines beliebigen Rechenelementes A₁ und der des Rechenelementes, das mit der Bezugsverzögerungsschaltung

   5 0-9-8 24/ 08 1 A

   _i|1_ FPHN.¹

   17.11

   ^j 2N-i 1 verbunden ist, entspricht, dem Wert ZiL —— . τΗ:

   entspricht, wobei i zwischen 0 und 2N-1 schwankt und wobei £s.f die Bandbreite eines Kanalsignals darstellt und 2N die Anzahl Signalwege, die an den Reihen-Parallelwandler angeschlossen ist.

   h. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Neigung der geraden Linie, die der Differenz zwischen der Phasen-Frequenzkennlinie eines beliebigen Rechenelementes A'^ und der des Rechenelementes, das mit der Bezugsverzögerungsschaltung verbunden ist, entspricht, dem Wert 2/c ^-r . r-τ entspricht, wobei i zwischen 0 und 2N-1 schwankt und wobei Af die Bandbreite eines Kanalsignals darstellt und 2N die Anzahl Signalwege, die an die IFFT angeschlossen ist.

   5· Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die rekursiven Digitalfilter aus je einem rekursiven Teil und einem nicht-rekursiven Teil aufgebaut sind.

   6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, dass für alle Rechenelemente die rekursiven Teile gleich sind und dass all diesen rekursiven Teilen dieselben Filterkoeffizienten zugeführt werden, die der genannten Quelle für eine gegebene Anzahl von Filterkoeffizienten entnommen werden.

   509824/0 814

   FPHN.

   7· Schaltungsanordnung nach Anspruch 5> dadurch gekennzeichnet, dass für alle Rechenelemente die Anzahl Filterkoeffizienten für den nicht-rekursiven Teil der Anzahl Filterkoeffizienten für den rekursiven Teil entspricht.

   509824/0 814