DE2441192C2 - Abtast- und Halte-Schaltung zum Ermitteln des in einem periodischen Signal enthantenen Spannungswertes - Google Patents

Description

Die durch die erfindungsgemäße Schaltung erzielte Ersparnis ist nicht unerheblich, wenn man bedenkt, daß in der Fernsehmeßtechnik längs einer Übertragungsstrecke eine Vielzahl von Meßgeräten eingesetzt werden, die oft 30 oder mehr derartige Abtastschaltungen enthalten.

Es sind summierende Abtastschaltungen mit Zwischenspeicher bekannt, bei denen nach, dem Abtastschalter in Reihe zu einem Integrationskondensator, der parallel zu einem Operationsverstärker liegt, ein Widerstand geschaltet ist (Elektronische Rechenanlagen, 3, 1961, Heft 3, Seite 119 bis 122, Bild 8). Diese bekannte Schaltung bildet das Integral über die dem Zwischenspeicher entnommenen Abtastspannungswerte und nicht deren Mittelwert Bei dieser bekannten Schaltung ist der Integrationskondensator auch nicht zu einem aktiven Filter höherer Ordnung ergänzt

Die Erfindung wird im folgenden an Hand der F i g. 4 und 5 an drei Ausführungsbeispielen näher erläutert

F i g. 3 zeigt zunächst die Ergänzung der in F i g. 1 dargestellten bekannten Abtast- und Halte-Schaltung zu einem Filter erster Ordnung durch einfache Serienschaltung eines Widerstandes R 1 zum elektronischen Schalter S und abzutastender Signalquelle U. Die Abtastung erfolgt mit Impulsen, deren Abtastzeit t/sich nach dem jeweiligen abzutastenden Signalverlauf richtet und im allgemeinen in der Größenordnung zwischen 0,1 und 2μ5 liegt. Sofern die Zeitkonstante Ri · C\> dist, wird durch die definierte Abtastzeit d das Eingangssignal mit einem Spaltfrequenzgang der Form

π df

bewertet. Zum Messen des Weißimpulspegels bei einem Fernsehprüfzeilensignal wird beispielsweise eine Abtastzeit d von 1 [is verwendet, und es wird hierbei der Pegelmittelwert innerhalb dieser Abtastzeit d ermittelt, was zulässig ist, solange der Signalverlauf innerhalb dieser Zeit linear verläuft oder die Krümmung vernachlässigbar gering ist. Die Abtastperiodendauer T_p richtet sich nach der Wiederholfrequenz des abzutastenden Signals und beträgt in der Prüfzeilenmeßtechnik beispielsweise 40 ms.

Der Widerstand R1 bildet zusammen mit dem Abtastschalter 5 und dem nachgeschalteten Speicherkondensatoi-Cl ein überschwingfreies Tiefpaßfilter, das die dem Signal überlagerten Störspannungen, beispielsweise weißes Rauschen, mit a einer Spaltfunktion (Spaltfrequenzgang) und b einem /?C-Amplitudenfrequenzgang mit der Zeitkonstante

bewertet. Während der Abtastzeit d fließt durch den Ladewiderstand R 1 ein Strom, der von der Spannungsdifferenz aus der Eingangsspannung der Signalquelle U t>o und der aktuellen Spannung am Speicherkondensator Cl bestimmt wird. Während der Haltezeit, d.h. bei offenem Schalter S, bleibt der Spannungspegel am Speicherkondensator Cl konstant. Am Ausgang des als Impedanzwandler dienenden Operationsverstärkers O b5 ergibt sich eine treppenförmige /?C-Funktion mit ständig verringerter Treppenhöhe. Wenn das Signal während der Abtastzeit d nicht konstant ist, sondern

z. B. linear ansteigt, entsteht am Speicherkondensator Cl nach der Einschwingzeit der Abtastschaltung der Spannungsmittelwert des Pegelverlaufes während dieser Abtastzeit d

Die Dimensionierung des Filters erfolgt in bekannter Weise. Bei gegebener Einschwingzeit (beispielsweise der Forderung, daß in 10 Sekunden 99,5% des Meßwertsprunges erreicht sein müssen) und bekannten Eigenschaften der Signalspannungsquelle U (Stromergiebigkeit, maximaler Spannungshub, Periodendauer, Innenwiderstand) sowie gegebenem Eingangsstrom des Operationsverstärkers O und festgelegter Abtastzeit d können damit die beiden Elemente R 1 und C1 dieses Filters berechnet werden. Der Operationsverstärker sollte einen möglichst hochohmigen Eingangswiderstand und einen möglichst niederohmigen Ausgangswiderstand besitzen und ist daher vorzugsweise gegengekoppelt. Der Widerstand R1 ist in dem dargestellten Beispiel vor dem Schalter S angeordnet, was unter gewissen Umständen vorteilhafter sein kann als die Anordnung nach dem Schalter.

Die Filterwirkung der Schaltung nach Fig.3 ist jedoch noch ment optimal. Nach der Erfindung soll die Schaltung daher gemäß F i g. 4 und 5 zu einem aktiven Filter zweiter oder höherer Ordnung ergänzt werden.

F i g. 4 zeigt, wie der Operationsverstärker O durch die /?C-Kombination RMCX sowie RlICl zu einem aktiven Filter zweiter Ordnung ergänzt werden kann. Der eine Widerstand R 1 der Widerstands-Reihenschaltung ist dabei wiederum in Serie zum elektronischen Schalter S angeordnet. Sofern die Abtastbreite d <R\ ■ C\ ist, wird das Eingangssignal wiederum mit dem Spaltfrequenzgang sin (π fd)/(n fd) bewertet. Da das Filter zweiter Ordnung bei gleicher Einschwingzeit auf z. B. 99,5% v. E. oberhalb der 3-dB-Grenzfrequenz einen steileren Frequenzgangabfall aufweist, wird damit gegenüber einer Schaltung nach Fig.3 eine Verbesserung der Störbefreiung um etwa 4 dB erreicht. Bei der Berechnung des Einschwingvorganges dieses Filters zweiter Ordnung ist zu berücksichtigen, daß der Widerstand R 1 nur während der Abtastzeil angeschlossen ist. In diesem Zeitbereich fließt ein Strom in den Kondensator Cl, dessen Mittelwert durch den Widerstand R 1 und der mittleren Spannungsdifferenz über diesem Widerstand R1 bestimmt wird. In der Haltephase, d. h. bei offenem Schalter 5 gleicht sich dii in dem Kondensator Cl gespeicherte Ladung über den Widerstand R 2 mit der im Kondensator C2 gespeicherten Ladung teilweise aus. Dabei folgt die Spannung an C2 erst mit einer zusätzlichen Verzögerung. Durch die Rückkopplung vom Ausgang des vorzugsweise gegengekoppelten Operationsverstärkers über Cl kann der Verlauf der Einschwingfunktion an C2 und damit auch am Ausgang A beeinflußt werden. Die Berechnung dieses Filters nach Fig.4 kann nach grundsätzlich bekannten Verfahren erfolgen, wobei zu berücksichtigen ist, daß der Widerstand R1 nur zeitweise angeschlossen ist. Die Berechnung kann beispielsweise mit einem Iterationsverfahren durchgeführt werden, in dem die Spannungen und Ströme an den einzelnen Bauelementen sowie deren Änderungen schrittweise in den Abtast- und Haltephasen über einen kompletten Einschwingvorgang berechnet werden. Dabei ist es zweckmäßig, diese Berechnungen in ein Optimierungsprogramm einzubeziehen, in welchem die Dimensionierung der Filterelemente unter Berücksichtigung der Abtastzeit d, der Abtastperiode Tp, der zulässigen Restabweichune nach Ablauf der voreeeebenen Ein-

schwingzeit bei freier Wahl eines Bauelementes ermittelt wird.

F i g. 5 zeigt die Ergänzung zu einem Filter dritter Ordnung, wobei der Widerstand R 1 der Filterelemente wieder in Serie zum Schalter 5 angeordnet ist. Die Schaltung nach F i g. 5 kann als Kombination der Schaltungen nach den F i g. 3 und 4 aufgefaßt werden. Auch hier ist wieder der Vorteil des durch die definierte Abtastbreite d gegebenen Spaltfrequenzganges (Unterdrückung hochfrequenter Stör- und/oder Signalkomponenten des Eingangssignals) mit der verbesserten Störspannungsunterdrückung durch das nachgeschaltete aktive Filter vereinigt. Durch dieses Filter dritter Ordnung kann die Streubreite des Meßwertes gegenüber der Schaltung nach F i g. 3 bei gleicher Störgröße und bei gleicher Einschwingzeit auf 99,5% v. E. etwa um 6 dB verringert werden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Abtast- und Halteschaltung zum Ermitteln des in einem periodischen Signal enthaltenen und von Störspannungen überlagerten Spannungswertes, insbesondere des in einem Fernsehsignal enthaltenen Prüfzeilentestsignals, mit einem elektronischen Schalter sowie einem an dessen Ausgang und vor einem Impedanzwandler angeschalteten Speicherkondensator, bei der höherfrequente Störspannungsanteile vor der Abtastung und niederfrequentere Störspannungsanteile nach der Abtastung ausgefiltert werden, gekennzeichnet durch die Kombination folgender Merkmale:

   a) der Speicherkondensator /Cl) wird zum Bestandteil eines aktiven Tiefpasses zweiter oder höherer Ordnung gemacht und

   b) die Schließzeit (d) des Schalters (S) wird kleiner als die sich aus Speicherkondensator (Ct) und dem diesem vorgeschalteten Ladewiderstand (R X) des Filters ergebende Zeitkonstante (Ri ■ CI) gemacht.

   Die Erfindung betrifft eine Abtast- und Halteschaltung laut Oberbegriff des Hauptanspruches.

   Es sind Abtast- und Halte-Schaltungen bekannt, die aus einem elektronischen Schalter und einem am Eingang eines Impedanzwandlers angeschalteten Speicherkondensator bestehen (Journal of the Institution of Electronics and Telecommunication Engineers, Vo. 20, No. 7, Juli 1974, Seite 374). Fig. 1 zeigt eine solche bekannte Schaltung. Es ist auch schon bekannt, solche Abtast- und Halte-Schaltungen zum Ermitteln des in einem periodischen Signal enthaltenen Spannungswertes, beispielsweise des in einem Fernsehsignal enthaltenen Prüfzeilentestsignals zu verwenden. Das in programmfreien Zeilen der Bildaustastlücke enthaltene Prüfzeilentestsignal wird hierbei aus der schematisch angedeuteten Signalquelle t/über einen elektronischen Schalter S, der über einen Impulsgenerator / angesteuert ist, wiederholt, beispielsweise alle 40 ms, abgetastet und der momentane Spannungswert wird dann im Speicherkondensator Cl gespeichert und kann über einen als Impedanzwandler dienenden beispielsweise gegengekoppelten Operationsverstärker O am Anfang A zu weiteren Meßzwecken abgenommen werden. Die Abtastimpulsbreite ist hierbei beliebig gewählt. Solchen zu ermittelnden Spannungswerten sind jedoch meist zusätzlich Störspannungen überlagert, durch die das Meßergebnis verfälscht würde. Aus diesem Grunde ist es auch schon bekannt, bei solchen mit Abtastschaltungen arbeitenden Meßschaltungen zum Ermitteln des in einem periodischen Signal enthaltenen Spannungswertes der Abtastschaltung ein die höherfrequenten Störspannungsanteile ausfilterndes Tiefpaßfilter vorzuschalten, das die Bandbreite des Eingangssignals begrenzt und die überlagerten höherfrequenten Störspannungsanteile vermindert (Forderung beispielsweise gemäß CCIR-Rec. 267, Los Angeles 1959, Vol. V). Um ferner auch noch die niederfrequenteren Störspannungsanteile nach der Abtastung auszufiltern, also über eine längere Meßzeit einen Mittelwert des über längere Zeit selbst relativ konstanten Spannungswertes zu erhalten, ist es auch schon bekannt, dem Impedanzwandler der Abtastschaltung ein weiteres Tiefpaßfilter von entsprechend niederer Grenzfrequenz nachzuschalten. Solche zusätzlichen Tiefpaßfilter einerseits zum Ausfiltern der höherfrequenten Störspannungsanteile vor der Abtastung und andererseits der niederfrequenteren Störspannungsanteile nach der Abtastung sind im Aufbau relativ teuer, sie müssen aus Spulen, Kondensatoren, Widerständen und ggf. Trenn-

   K) verstärkern aufgebaut werden und verteuern dadurch solche Meßschaltungen.

   Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Meßschaltung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, die im Aufbau sehr einfach ist.

   Diese Aufgabe wird ausgehend von einer Schaltung laut Oberbegriff des Patentanspruches durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst.

   Der Aufbau und die Dimensionierung des aktiven Filters erfolgt iii bekannter Weise, beispielsweise nach den Vorschriften der Berechnung von aktiven Filtern laut Elektronik 1970, Heft 10, Seiten 329-334, oder Heft 11, Seiten 379—382, insbesondere Bilder 9,10 und 13, oder Heft 12, Seiten 421—424, und zwar unter Berücksichtigung der gegebenen Einschwingzeit, innerhalb welcher ein vorgegebener Meßwert erreicht sein muß, sowie der bei der erfindungsgemäßen Schaltung gegebenen speziellen Voraussetzung des zwischengeschalteten elektronischen Abtastschalters.

   Auch die Bemessung der Schließzeit zur Erzielung

   jo des gewünschten Spaltfrequenzganges erfolgt in bekannter Weise aufbauend auf den gewünschten oder geforderten Filtereigenschaften. Ist für eine solche Abtastschaltung für eine spezielle Meßaufgabe in der Prüfzeilenmeßtechnik beispielsweise vor dem Abtastschalter ein Thomson-Filter mit einer Grundlaufzeit von 300 ns gefordert und ist damit ein bestimmter Amplitudenfrequenzgang dieses Filters gegeben, so kann nach bekannten Bemessungsvorschriften für sogenannte Spaltfrequenzfilter die eine solche Filterei-

   4(i genschaft bewirkende entsprechende Schließzeit des Schalters berechnet werden. F i g. 2 zeigt einen auf diese Weise realisierbaren Spaltfrequenzgang für das Eingangssignal, bei dem in bekannter Weise die Frequenz der ersten Filterpolstelle F unmittelbar umgekehrt proportional der Schließzeit d ist. Für einen Spaltfrequenzgang mit der ersten Filterpolstelle Fbei 1 MHz ist damit beispielsweise eine Schließzeit von 1 με erforderlich.

   Durch die erfindungsgemäße Kombination, nämlich den Speicherkondensator zum Bestandteil eines aktiven Tiefpasses zweiter oder höherer Ordnung zu machen und die Schließzeit des Schalters kleiner als die sich aus Speicherkondensator und dem diesem vorgeschalteten Ladewiderstand des Filters ergebende Zeitkonstante zu machen wird erreicht, daß 1. das Eingangssignal mit dem Amplitudenfrequenzgang einer Spaltfrequenz-Funktion bewertet wird, also die höherfrequenten Störspannungsanteile ausgefiltert werden, ohne daß hierzu ein gesondertes Filter vorgeschaltet wird, und daß 2.

   bo gleichzeitig über das Tiefpaßfilter auch die niederfrequenteren Störspannungsanteile ausgefiltert werden, also der gewünschte Mittelwert gebildet wird. Die erfindungsgemäße Schaltung erfüllt also neben ihrer eigentlichen Funktion als Abtastschaltung zwei Filterte funktionen unterschiedlicher Grenzfrequenz, nämlich die Funktion eines Tiefpaßfilters für die hochfrequenten Störspannungsanteile und ein Tiefpaßfilter zum Ausfiltern der niederfrequenten Störspannungsanteile.