DE2422134A1 - Modem fuer die multiplex-datenuebertragung - Google Patents

Description

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ANMELDER/INH: MILGO ELECTRONIC CORP,

Aktenzeichen: Neuanmeldung

3. Mai 1974

DATUM.

MILGO ELECTRONIC COl i'ORATION, eine Gesellschaft nach den Gesetzen des Staates Florida, Miami, Florida, V.St.A.

Modem für die Multiplex-Datenübertragung

Die Erfindung beschäftigt sich mit der schnellen Übertragung digitaler Daten über unangepaßte Telefonleitungen /•.vischen entfernten Daten-Anschlußstellen. Insbesondere, beschäftigt sich die Erfindung mit Datenmodems, die den gleichzeitigen Betrieb zweier unabhängiger Datensysteme ermöglichen, welche von einem einzigen Modem-Paar be-

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dient werden.

Die schnelle Übertragung digitaler Daten zwischen räumlich weit entfernten Datenanschlußstellen ist heute übliche Praxis. Moderne Modems oder di.gitale Datenübertragung verwendete batengeräte ermöglichen es, daß diese Daten über unangepaßte, auf Sprachübermittlung ausgelegte Telefonleitungen übertragen werden können.

Dabei wird an jeder Datenanschlußstelle ein Modem zur Modulation der Daten, die von einer. Sender-Anschlußstelle aus übertragen werden sollen und zur Demodulation an

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der Empfangs-Anschlußstelle empfangener Daten verwendet. Somit umfaßt jeder Modem zwei grundsätzlich unterscheid-» bare Teile, nämlich den Sender und den Empfänger. Der Sender arbeitet gewöhnlich so, daß er digitale Signale aufnimmt und diese digitalen Signale in modulierte Analogsignale zur Übertragung ül er die Telefonleitungen umsetzt, uer Empfänger nimmt die modulierten Analogsignale auf, und setzt sie in die ursprünglich übertragenen Digitalsignale zurück oder wandelt sie in anderer Weise in diese um. Sender und Empfänger können in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht sein und von einer gemeinsamen Versorgungsschaltung (Netzgerät) oder anderen Allzweck-Komponenten (Taktquelle, usw.) versorgt werden. Da jedoch Sender und Empfänger funktionell unabhängig arbeiten, und beide nur während vollem Duplexbetrieb arbeiten, können sie auch separat untergebracht sein.

Verschiedene Modulationsverfahren wurden von verschiedenen Modem-Herstellern entwickelt, um die gewünschte Datenübertragung erreichen zu können. Eines dieser Modulationsverfahren ist die Phasendifferenz-Modulation, die in besonderer Weise geeignet ist, die bei der Verwendung unangepaßter, auf Sprachübermittlung ausgelegter Telefonleitungen auftretenen Schwierigkeiten zu überwinden. Auf die US-i .tentschriften 3 524 023, 3 590 381 sowie 3 023 darf in diesem Zusammenhang verwiesen werden.

Es ist bekannt, daß die Übertragung digitaler Daten mit mehreren Bitgeschwxndxgkeiten möglich ist. Konventionelle Modems arbeiten mit Datenübertiagungsgeschwxndigkeiten von 300 Bits pro Sekunde bis 9600 Bits pro Sekunde. Es gibt ft ιner Modems, die mit verschiedenen Datengeschwin— digkeiten arbeiten können, wobei für einen speziellen Anwendungstall uie Wahl unter diesen verschiedenen Geschwindigkeiten getroffen werden kann. Es gibt andere Modems, die mit einer einzigen Datengeschwindigkei: arbeiten und mit

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anderen Komponenten des Datensystems kompatibel sind. Wenn beispielsweise Datenquellen die Daten mit Geschwindigkeiten von 2400 Bits pro Sekunde abgeben, empfiehl! es sich, ein Modem zu verwenden, das mit dieser Geschwindigkeit arbeiten kann. Das weitere Hochtreiben der Datengeschwindigkeiten bis zu 4800 Bits pro Sekunde erfordert Veränderungen sowohl innerhalb der Datenquellen wie auch innerhalb der Modems. Selbstverständlich sind die Kosten eines mit hoher Geschwindigkeit arbeitenten Modems bemerkenswert höher als diejenigen für Modems, die mit kleinerer Dai_engeschwindigkeit arbeiten. Beispielsweise kann ein Modem für 4800 Bits pro Sekunde das Dreifache der Kosten erfordern, die für einen Modem für 2400 Bits pro Sekunde aufzubringen wären.

Wie man leicht einsieht, würde das Arbeiten mit zwei vollständigen Datensystemen die Verwendung von vier Modems erfordern, nämlich je ein Paar für jedes Datensystem. Entsprechend würden zwei vollständige Gruppen von Telefonleitungen erforderlich sein. Wenn dagegen zwei derartige unabhängige Datensysteme imstande wären, gleichzeitig auf ein Paar Modems zu arbeiten, würden sich erhebliche Einsparungen an Kosten und Ausrüstungen erzielen lassen, weil gewisse Anlageteile halbiert werden würden, d.h. es würde nur ein Paar Modems und eine Gruppe von Telefonleitungen erforderlich sein.

Dementsprechend ist es Aufgabe der Erfindung, einen Modem tür Multiplex-Datenübertragung zu schaffen, der gleichzeitig zwei unabhängige Datensysteme bedienen kann und damit erheblich den bislang erforderlichen technischen Aufwand und die tdzu nötigen Kosten reduziert.

Zur Lösunq nlägt die Erfindung einen verbesserten Datenmodem vor, ier Gen gleichzeitigen Betrieb zweier unabhängiger Datensysteme ermöglicht.·

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Im einzelnen kann der erfindungsgemäße Modem für Multiplex-Daten zwei unabhängige Datensysteme bedienen, die an eine einzige Gruppe von Telefonleitungen angeschlossen sind, so daß gleichzeitige Übertragung und/oder Empfang von Daten möglich ist. Der erfindungsgemäße Modem enthält einen Sender mit einem Modulator für Phasendifferenzmodulation von Datenbits, die ihm gleichzeitig zur übertragung zugeleitet werden. Der Modem enthält ferner einen Empfänger mit einem Demodulator zur Demodulattion empfanger. <-r Signale, die auf zwei unterschiedliche Datenanschlußstellen aufgeteilt werden. Das Multiplexen (=Ineinanders. !achteln) beim Sender wird erreicht, durch Verschachteln (Interlacing) aufeinanderfolgender Datenbits, die von jeder der beiden Datenquellen geliefert werden, wobei kontinuierlich aufeinanderfolgende Gruppen mehrerer, insbesondere 6 Datenbits gebildet werden, die sich aus jeweils zwei Halb-Gruppen aus jeweils der halben Anzahl von Datenbits, insbesondere ¹On drei Datenbits zusammensetzen. Die drei-Bits-H^lb-Gruppen werden entweder als erste oder als zweite H. .. Gruppe eindeutig identifiziert durch periodische.^ Hinzufügen eines bestimmten Phasenwinkels zu dem Phasendifferenzbetrag der phasendifferenzmodulierten Datensignale. Selbstverständlich kann der bestimmte Phasenwinkel auch in anderer Weise, beispielsweise durch Subtrahieren mit der sich aus der Kodierung ergebenden Phasendifferenz verknüpft werden. L-. c addierte und/oder subtrahierte Phasenwinkel wird am Empfängermodem dupliziert, um einen synchronen Betrieb aufrechtzuerhalten * und dadurch die Demodulation der empfangenen Daten zu ermöglichen. Die Duplizierung des addierten und/oder subtrahierten Phasenwinkels am Empfänger ermöglicht ferner die Identifikation der ersten oder zweiten Halb-Gruppen, um eine genaue verteilung der einzelnen Datenbits auf die richtige von zwei Empfänger-Datenanschlußstellen zu gewährleisten.

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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung gehen aus der nachfolgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung hervor, wobei auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird. Im einzelnen zeigen:

Fig. 1 eine schematische Blockschaltung zur Erläuterung des allgemeinen Zusammenhangs der zwei unabhängigen. Datenquellen, die zum gleichzeitigen Betrieb auf Datenmodems mit multiplextem Datenbetrieb arbeiten können;

Fig. 2 eine graphische Darstellung zur Erläuterung eines Beispiels einer achtwertigen Modulation, die bei der Erfindung verwendet wird;

Fig. 3 eine·Kodiertabelle der achtwertigen Modulation gemäß der Erfindung;

Fig. 4 eine Blockschaltung von Teilen des Multiplexor-Modulators, der in einem erfindungsgemäßen Modem Verwendung finden kann;

Fig. 5 eine graphische Darstellung zur Erläuterung des Zusammenhangs aufeinanderfolgender Dreibit-Halb-Gruppen, die bei dem Betrieb, des erfindungsgemäßen Modems wichtig sind;

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Multiplexor-Demodulators, ^qer in einem erfindungsgemäßen Modem Verwei .ung finden kann;

Fig. 7 eine graphische Darstellung verschiedener Impulszüge, die an einzelnen Stellen der Schaltung nach Fig. 6 auftreten können;

Fig. 8 einige Impulszüge im Zusammenhang mit der Addition des 45 -Phasenwinkels bei bestehender und nichtbestehender Phasenglei-chheit; und

Fiq. 9 einige Impulszüge zur Erläuterung des Betriebsverhaltens der Elemente 14'2,144,146 und 148 aus der Schaltung nach Fig.6.

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Fig. 1 zeigt die wesentlichen Elemente zweier im Multiplexbetrieb arbeitenden Modems, die so verbunden sind, daß sie zwei unabhängige Datensysteme erfindungsgemäß bedienen können. Aus Gründen der vereinfachten Darstellung wild hiernach der Sender eines ersten Modems A und der Empfänger eines zwei ten Modems B im einzelnen. beschrieben, wobei es sich -olbstverständlich versteht, daß jeder der Modems A und B sowohl Empfänger wie auch Sender enthält.

Der Senderteil des Modems gemäß Erfindung weist im wesentlichen einen Multiplexer-Modulator 10 sowie ein bandbegrenzendes Filter 12 auf. Daten, die von zwei Datenguellen 14 und 16 übertragen werden sollen, werden auf den -Multiplexer-Modulator If iegeben und dort verschachtelt und phasendifferenzmodulxert. Die modulierten Daten werden dann durch das bandbegrenzende Filter 12 geleitet und gelangen auf übliche, unangepaßte, für Sprachübertragung ausgeleerte Telefonleitungeri 18 zur Übertragung an eine Bestimmungs-Empfänger-Anschlußstelle, beispielsweise dargestellt als Empfänger im Modem B.

Wie weiter aus der Zeichnung zu erkennen ist, können die Telefonleitungen 18, die von einem Sender ausgehen, mit zu der gewünschten Empfänger-Anschlußstelle führenden Telefonleitungen 20 über ein Vermittlungsamt mit Schalt- und Steuereinrichtungen 21 verbunden sein, das von den üblichen Telefongesellschaften betrieben wird.

Der Empfängerabschnitt eines Modems kann im wesentlichen ein Bandpaßfilter 22, einen Entzerrer 24 sowie einen Demultiplexcί-Demo> ilator 26 enthalten, in welchem die . von der Sender-DatV-nanschlußstelle empfangenen,modulierten Signale ent^chachtt ..t und demoduliert werden. Eine eventuell notwendig werdende Freguenzumsetzung der übertragenen und empfang "n Signale wird in diener Beschreibung auch, in Verbindung mit dem Modulator 10 und dem Demodulator

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beschrieben. Die demodulierten Daten werden auf jede von zwei Datenauswerteinrichtungen 28 und 30.verteilt, die jeweils den Datenquellen 14 und 16 entsprechen können.

Die Datenquellen 14 und 16 können Digitaldaten-Kodierer u.dgl.enthalten. In ähnlicher Weise können die Datenauswerteeinrichtungen 28 und 30 Dekodierer für die digitalen Daten umfassen. Bekanntlich werden derartige Kodierer und Dekodierer für digitale Daten häufig in Verbindung mit Modems benutzt, um die Daten in geeigneter digitaler Form, beispielsweise NRZ, Zweiphasenschrift usw. darzustellen. Die Erfindung ermöglicht die Verwendung beliebiger bekannter Kodierer und/oder Dekodierer.

Der konventionelle Entzerrer 24 dient dazu, der durch die Verzöoerung der umhüllenden erzeugten amplitudendämpfung und/ojer Signalverzerrung entgegenzuwirken bzw. diese Erscheinungen zu neutralisieren. Obgleich der Entzerrer 24 im Empfänger des Modems B dargestellt ist, kann der Entzerrer 24 auch im Senderteil des Modems A in beliebiger We; e vorgesehen sein. Auch für den Entzerrer sind Ausführungsformen aus dem Stand der Technik geläufig und können gut im Rahmen dieser Erfindung benutzt werden. Für Einzelheiten wird beispielsweise auf "Data Modem Selection and Evaluation Guide", von Vess V. Vilips, Artech House, Inc., 1972, oder ähnliche Texte verwiesen.

Die Filter 12 und 22 können bandbegrenzende Filter oder Banddurchlaßfilter von an sich bekannter Art sein, die so ausgelegt sind, daß sie als zwei getrennte Filter odei in Kombination als zusammengesetztes Filternetzwerk arbeiten, um lie gewünschte, zusammengesetzte Frequenzabhängigkeit zu bekommen.

Der Modulator 10 und der ι modulator 26 können jeweils

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für die Phasendifferenzmodulation ausgelegt sein. In der die Erfindung verkörpenden Ausführungsform wird ein Modulator verwendet, der mit achtwertiger Modulation arbeitet. Wie bekannt kann eine derartige achtwertige Modulation entweder eine reine Phasenmodulation mit acht Phasenwinkeldiilerenzen oder eine Kombination aus Phasen- und Amplitudenmodulation umfassen, wobei dann vier Phasendifferenzen und zwei Amplitudenhöhen der Kodierung zugrundegelegt werden. Selbstverständlich sieht eine derartige dchtwertige Modulation acht verschiedene Mög-•lichkeiten vor, die den acht verschiedenen Binärwörtern zuordenbar sind, welche aus drei Binärbits gebildet werden können.

Die in Fig. 2 wiedergegebene graphische Darstellung erlä.Lert ein beispielhaftes Kodierungsschema, das von vier Phasendifferenzwinkeln und zwei Amplitudenhöhen ausgeht. Wie dargestellt, entspricht jedes der acht verschiedenen Dreibit-Wörter einer speziellen Phase und Amplitudenhöhe. Die hiernach angegebene Tabelle I stellt die Korrelation zwischen den Phasenwinkeln und Amplituden einerseits und den jeweiligen Dreibit-Wörtern gegenüber, wobei ergänzend auf die Figuren 2 und 3 Bezug genommen wird.

TABELLE ^T

ACHTWERTIGE MODULATION mit vier Phasendifferenzwinkeln und zwei Amplitudenhöhen

Drei- i t-K.-mbination

000 001 010 011 100 101 ■ Ό 111

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Differenz teller- Phasenwinkel	Amplitude
0°	niedrig
0°	hoch
90°	niedrig
90°	hoch
180°	niedrig
180°	hoch
270°	niedrig
270°	hoch

Man bemerke, daß die vorstehende Tabelle nur ein Beispiel für eine mögliche Kodierung darstellt, das also auch andere als in Tabelle I angegebene Korrelationen möglich sind.

Wie bekannt, bilden die im Zusammenhang mit der Phasendiffereniimodulation diskutierten Phasenwinkel die Winkeldifferenz zwischen den Phasen aufeinanderfolgend .empfangener Signale. Dementsprechend muß zur Demodulation empfangener Signale die Phase des zuletzt vorher empfangenen Signals bekannt sein. Wenn beispielsweise das zuletzt empfangene Signa] einen Phasenwinkel von 90 besaß und der Phasenwinkel des nächsten empfangenen Signals ?70 beträgt, würde eine Phasenwinkeldifferenz von 180 den Regeln der Phasendifferenzmodulation entsprechend gegeben sein. Bei dem in Tabelle I gegebenen Kodierungsbeispiel würde eine Phasenwinkeldifferenz von 180 einem der Binärwörter oder Dreibit-Gruppen 100 oder 101 entsprechen. Die Amplitudenhöhe des empfangenen Signales würde dann festlegen, welches der beiden Binärwörter empfangen wurde. Ein hoher Amplitudenwert (in Fig. 3 mit H bezeichnet) würde das Binärwort als 101 bezeichnen, während ein niedriger Amplituden wert (in Fig.3 als L bezeichnet) würde das Binärwort zu 100 bestimmen. Eine ins einzelne gehende Beschreibung und Erörterung bekannter Phasendifferenzmodulatoren und Demodulatoren kann in den erwähnten Patentschriften nachgelesen werden.

Fig. 4 zeigt einen Multiplex-Modulator 10, der-für die Zwecke der hier erläuterten Erfindung geeignet ist. Es sei angenommen, daß aus den Datenquellen 14 und 16 digitale Daten mit «.iner Geschwindigkeit von 2400 Bits pro Sekunde geliefert werden, leiter sollen in den aufeinanderfolgenden Dreib: -Gruppen aus der Datenquelle 14 die einzelnen Bits mit A ,Ap,A_ genannt werden. Ahnlich können die jeweilJ ·η Dreibits aus aufeinanderfolgenden Gruppen

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aus er Datenquelle 16 als B^B und B₃ bezeichnet werden In beiden Fällen bezeichnen die Indizes die Reihenfolge des Auftretens des jeweiligen Bits, so daß beispielsweise das Bit B zeitlich früher auftritt als das Bit

Wie man aus Fig. 4 erkennt, werden .Datenbits aus den Datenquellen 14 und 16 zwei angezapften Schieberegistern 32 und 34 jeweils seriell zugeführt. Jedes der Schieberegister 32 und 34 kann drei Stufen aufweisen, in denen drei aufeinanderfolgend zugeführte Datenbits aufnehmbar sind. Wie uus Nachfolgendem noch deutlich werden wird, kann eine größere Anzahl von Bits aus geeigneten Schieberegistern übertragen werden. Die Schieberegister 32 und sind jeweils so angezapft, daß die in den jeweiligen Stufen der Schieberegister gespeicherten drei Datenbits in regulären Ztitintervallen ausgegeben, abgetastet oder in anderer Weise behandelt werden können. Beispielsweise können aufeinanderfolgende Dreibit-Gruppen mit .einer Geschwindigkeit 800 Hz über ein Übertragungsgatter 33 und unter dessen Steuerung ausgegeben werden. Das Übertragungsgatter 33 kann durch geeignete andere Schaltungen nach Wunsch ersetzt werden, beispielsweise kann das Übertragungsgatter auch ein Mehrbit-Pufferregister sein.

Die Datenbits aus den Schieberegistern 32 und 34 werden über das Übertragungsgatter 33 in ein Sechsbit-Schieberegister 36 übertragen. Wie man aus Fig. 4 erkennt, werden die Bits verschachtelt, beispielsweise in- der dargestellten Reihenfolge, d;h. in der Reihenfolge A ,B ,A ,B_, A_,B^. Ein derartiges Verschachteln oder Zwischenschieben von Bits kann natürlich auch so getroffen werden, daß sich eine andere Anordnung von Bits ergibt. Für die Zwecke uer Modulation ist es jedoch wichtig, daß wenigstens zwei Gruppen aus je drei Bits gebildet werden, um eine Kompatibilität mit dem Modulationsverfahren zu haben.

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Wenn Datenbits gleichzeitig aus zwei Datenquellen 14 und 16 mit einer Geschwindigkeit von 2400 Bits proSekunde geliefert werden, ist klar, daß die Bits dann aus dem Schieberegister 36 mit einer eifektiven Datengeschwindigkeit von 4d00 Bits pro Sekunde ausgegeben werden können.

Die Schieberegister 32,34 und 36 können im übrigen von konventioneller Art sein, und können insbesondere in geeigneter Weise getaktet werden, indem nicht dargestellte Taktimpulse auf uxe Register gegeben werden, um den oben erwähnten Betrieb zu ermöglichen.

Das Diagramm in Fig. 5 zeigt drei aufeinanderfolqende Gruppen von je 6 Bits. Jede Bitgruppe ist in der oben näher beschrieb' nen zeitlichen Reihenfolge der zugehörigen Bits dargestellt.Erfindungsgemäß kann jede Gruppe aus sechs Bits als -.wei Halb-Gruppen aus je drei Bits behandelt werden. Derartige Dreibit-Halbgruppen sind mit dem weiter oben beschriebenen Kodierschema der Dreibits-Differentialmodulation kompatibel. Man sieht, daß die jeweiligen ersten Halbgruppen die drei Bits A.,B.,A„ und die jeweiligen Seitenhalbgruppen die Bits B ",A ,B- enthalten. Natürlich erfordej · das Entschachteln und Demodulieren der übertragenen Daten im Empfänger, daß jede Halbgruppe ,unterscheidbar und erkennbar als erste oder zweite Halbgruppe ist. Eine derartige Erkennbarkeit wird mit besonderem Vorteil in der Weise erreicht, daß die Phasenwinkeldifferenzen entsprechend dem Auftrete'n jeder zweiten Halbgruppe regelmäßig modifiziert werden. Eine-derartige Modifikation kann beispielsweise so aussehen, daß ein Phasenwinkelbetrag hinzugefügt und/oder abgezogen wird. Beispielsweise kann ein 45°-Winkel (oder auch ein anderer Winkelbetrag) addiert oder subtrahiert werden. Natürlich kann eine derartige 45°Winkelmodifikation, wenn sie gewählt wirci, sowohl durch Addition wie auch durch Subtraktion a ..,gewählte Winkel erreicht werden, d.h. durch Addition eines 22,5° Phasenwinkels und Su! t-raktion e.ues 157,5°

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Phasenwinkels. Für die nachfolgende Beschreibung wird davon ausgegangen, daß eine 45 Winkel verwendet wird.

Die erforderliche Addition eines 45° Phasenwinkels würde mit einer Frequenz von 800 Hz oder bei der Hälfte der effektiven Datengeschwindigkeit auftreten, mit der die ■Dreibit-Halbgruppen aus dem Schieberegister 36 gelesen werden, d.h. der Hälfte von 1600 Bits pro Sekunde.

Eine derartige Phasenaddition ist graphisch durch die mit Pfeilspitze versehenen Kreuze in dem Diagramm der Fig. 5 dargestellt, welche unter den mit den jeweiligen Buchstaben angegebenen Bitgruppen erscheinen. Von links nach rechts sollen die aufeinanderfolgend umgeordneten Pfeilspitzen die Addition eines 45 Winkels anzeigen, die mit jeder zweiten aufeinanderfolgenden Halbgruppe auftritt.

Wie dargestellt, bleibt der 45 Phasenwinkel, der bei der zweiten Halbgruppe von Gruppe I addiert wurde, erhalten, bis das letzte Bit der ersten Halbgruppe von Gruppe II aus dem Schieberegister 36 gelesen wurde. Dann wurde ein 45 Phasenwinkel als nächstes für die zweite Halbgruppe der Gruppe II addiert und würde für die Dauer der ersten Halbgruppe von Gruppe III erhalten bleiben. Eine derartige Addition eines 45° Phasenwinkels wird routinemäßig beim Auftreten jeder aufeinanderfolgenden zweiten Halbgruppe ausgeführt. Kürz gesagt, ein 45° Phasenwinkel wird für jede übernächste Dreibit-Gruppe addiert, die in vorliegendem Fall als jede aufeinanderfolgende zweite Halbgruppe gewählt wurde. Selbstverständlich kann die Phasenwinkeladdition auch zur routinemäßigen Veränderung der Phase der ersten Halbgruppen verwendet werden.

Wie bereits erwähnt, werden die 45° Phasenwinkeladditionen

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mit einer Frequenz von 800 Hz im vorliegenden Fall ausgeführt, in welchem zwei Datenquellen Daten mit einer Geschwindigkeit von 2400 Bits pro Sekunde liefern. In Fig. 5 ist ein 800 Hz-Impulszug eingetragen, der mit den Halbgruppen 'der Dreibits synchronisiert ist und dazu dienen kann, die'-i^ Phasenwinkel bei jeder zweiten Halbgruppe in kontinuierlicher Weise seitlich richtig zu addieren. Jeder der Impulse 38,40 und 42 besitzt eine Impulsbreite, die einer Baud-Periode oder derjenigen Zeitspanne entspricht, die für die drei Datenbits in jeder Halbgruppe benötigt wird. In ähnlicher Weise entspricht die Zeitdauer der zwischen.den Impulsen liegenden Kurvenabschnitte 39,41 und 43 einer Baud-Periode oder der Zeitspanne einer Dreibit-Halbgruppe, so daß diese Signalabschnitte über eine gleiche Zeitspanne andauern, wie die Impulse 38,40 und 42.

Man bemerke, daß die 45°-Phasenwinkel stets addiert werden, welche Phasenwinkeldifferenzen auch immer sich aus der Kombination der übertragenen drei Datenbits ergeben. Wenn beispielsweise die Datenbits Bp, A_ und B- in der zweiten Halbgruppe der Gruppe I von der Form 101 wären, würde die entsprechende Phasenwinkeldifferenz 180° betragen. Nach Addition eines Phasenwinkels von 45° ergibt sich daraus ein Modulationsphasenwinkel von 225 . Natürlich können bekannte Übertragungsverfahren zusätzlich vorgesehen sein, gemäß welchen die tatsächlichen Phasenwinkel der übertragenen Signale"weiter um berechnte Werte geändert werden, ohne daß die Entsprechung zwischen dem gewählten Dreibit-Kode und den zugehörigen Phasenwinkeldifterenzen in irgendeiner Weise beeinträchtigt würde.

Man entnimmt w< ιter der Fig. 4, daß die verschachtelten, aus dem Schieberegister 36 gelieferten Datenbits in einfacher Weise gemäß einer üblichen Technik für die Übertragung phasendifferenzmoduliert werden können, wozu auf

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die bereits erwähnten Patentschriften verwiesen wird. Man erkennt im einzelnen eine für die Ausführung der gewünschten t hasenmodulation geeignete Schaltung, welche drei Flip-Flop-Schaltungen 44,46 und 48 aufweist, die in Peihe geschaltet sind und auf die die Datenbits gegeben werden. Wie dargestellt werden die .Datenbits gleichzeitig bei den Eingangsanschlüssen der Flip-Flop-Schaltung zugeführt. Eine Inverter-Schaltung 50 dient in Verbindung mit dem Rückstell-Eingang (R) der Flip-Flop-Schaltu*.·} 44, so daß ein 1-Bit das Flip-Flop setzt und ein O-Bit die Flip-Flop-Schaltung 44 zurücksetzt. Man erkennt, daß die drei aufeinanderfolgenden Bits, etwa A ,B und A von den Flip-Flop-Schaltungen 48,46 und 44 im wesentlichen gleichzeitig mit dem Empfang dieser Bits aus dem Schieberegister 36 aufgenommen werden können. Die Flip-Flop—Schaltungen 44,46 und 48 werden von einem 4800 Hz Taktsignal aus einer geeigneten, nicht dargestellten Taktquelle g i;aktet, um eine Anpassung an die 4800 Bit pro Sekunde-Ausgangsrate aus de^r Schieberegister 36 -zu haben.

Das Abfühlen der Inhalte der Schieberegister 44,46 und zu Zeitintervallen, die der Datengeschwindigkeit von 1600 Bits pro Sekunde entsprechen und synchron zu den Halbgruppen sind, erlaubt das Feststellen oder Lesen der gewünschten Gruppen von Datenbits für die Modulation. Dementsprechend würden die Datenbits A₁JB₁ und A_ oder die Datenbits B-, A_ ^undB,3 durch die geweiligen Flip-Flop—Schaltungen 48,46 und 44 gespeichert werden, wenn deren Inhalte für die Modulation abgefühlt werden. Wenn die Reihenfolge der Bits eine andere als die in Fig.5 dargestellte sein würde, würden die Inhalte der Flip-Flop-Schaltungen 44,46, und 48 natürlich anders aussehen und jeweils in Entsprechung mit der jeweiligen, benutzten' Bitfolge sein.

Die Inhalte der Flip-Flop—Schaltungen 46 und 48 werden

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auf mehrere Gatter gegeben, um die Phasenwinkelsighale entsprechend dem in Tabelle I und Fig.3 angegebenen Kode zu bilden. Der Inhalt der FliplFlop-Schaltung 48 entspricht dem höchststeiligen Bit (MSB) der Dreibit-Binärwörter, die in den Flip-Flop-Schaltungen 44,46 und 48 enthalten sind. Der Setz-Ausgang der Flip-Flop-Sc! altung 48 ist mit einem Eingang zweier UND-Gatter 52 und verbunden. Der Zurückstell-Ausgang des Flip-Flops 48 ist mit einem Eingang eines dritten UND-Gatters 56 verbunden. In ähnlicher Weise ist der Setz-Ausgang des Flip—Flops 46 mit jeweils einem Eingang der UND-Gatter 52 und 56 verbunden, während der Zurücksetz-Ausgang des Flip-Flops 46 mit einem Eingang des UND-Gatters 54 verbunden ist. Im Ergebnis wird das UND-Gatter 56 für das Binärwort 01 entsprechend einem 90 Winkel kodiert, indem Eingangssignal an beiden Eingangsanschlussen empfangen werden, wenn ein O-Bit urid ein 1-Bit in der Flip-Flop-Schaltung 48 bzw. 46 enthalten ist. In ähnlicher Weise ist-das uuD-Gatter 54 für das Binärwort 10 entsprechend einem 180 -Winkel kodiert, indem Signale an beiden Eingangsanschlussen empfangen werden, wenn ein 1-Bit und ein O-Bit in der Flip-Flop-Schaltung 48 bzw. 40 enthalten ist. Das UND-Gatter 52 schließlich ist für das Binärwort 11 entsprechend einem 270 -Winkel kodiert, indem Signale an beiden Eingängen empfangen werden, wenn ein 1-Bit sowohl in Flip-Flop-Schaltung 48 wie in Flip-Flop-Schaltung 4ö enthalten ist. Demzufolge wird jede Kombination der beiden höchststelligen Bits aufeinanderfolgender Dreibit— Wörter zu einem Ausgang führen, dor aus einem .einzigen der UND-Gatter 52,54 und 56 kommt. Ausgangssignale aus den UND-Gattern 52,54 und 56 entsprechen somit jeweils den Phasenmodulatioi winkel von 270°, 180 und 90° für.die jeweiligen Digitalwörter 11, 10 und 01. Wenn beide Flip-Flop-Schaltungen 46 und 48 0-Bits entsprechend einem 0°- Phasenwinkel enthalten, dann braucht offensichtlich kein Phasenwinkel addiert zu werden, entsprechend der in Tabelle I angegebenen Kodierung der Phasendifferenz-Modulation.

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Zwei ODER-Gatter 58 und 60 empfangen die Ausgänge der jeweiligen UND-Gater 52,54 und 56, so daß für einen 90° Phasenwinkel ein Ausgangssignal von dem ODER-Gatter 60 und für einen 80· Phasenwinkel ein Ausgangssignal von dem ODER-Gatter 58, sowie für einen Phasenwinkel von 270 Ausgangssignale
und 60 geliefert werden.

von 270° Ausgangssignale aus^ beiden ODER-Gattern 58

Wie bereits erläutert, kann bei der verwendeten achtwertigt-n Kodierung mit vier Phasen und zwei Amplitudenhöhen eines der Bits jedes Dreibit-Wortes in bequemer Weise dazu dienen, eine hohe oder niedrige Amplitude je nach Erfordernis zu erzeugen oder erzeugen zu lassen.

Man sieht aus der Tabelle gemäß Fig. 3, daß das letzte oder ietztstellige Bit in jeder Dreibit-Halbgruppe als dasjenige Bit verwendet wird, das in bequemer Weise zu definier η erlaubt, welche Dreibit-Kombination einen hohen oder niedrigen Amplitudenpegel haben soll. Wenn das niedrxgststellige Bit eine binäre 0 ist, wird einfach eine kleine eier niedrige Amplitude verwendet. Eine binäre würde dann eine große Amplitudenhöhe bestimmen, beispielsweise wie in den binären Wörtern 001,011,101 und 111. Demzufolge sind die Ausgänge der Flip-Flop-Schaltung 44 so verbunden, daß Steuersignale an einen Amplitudenmodulator 62 geliefert werden, welcher die phasendifferenzmodulierten Signale für die Übertragung empfängt.

Wie bereits erörtert, werden die Datenbits von dem Schieberegister 36 mit einer Geschwindigkeit von 800 Bit pro Sekunde ausgegeben. Demzufolge v/erden die Dreibit-Halbgrupper. mit einer Geschwindigkeit von loOO Bit pro Sekunde geliefert und das Abtasten des Inhalts der Fl-ip-Flop-Schaltungen 44,46 und 48 würde mit der gleichen Geschwindigkeit (1600 Hz) erfolgen. Ein Frequenzteiler 64, der durch 3 dividiert, kann zur Division des Taktsignals von 4800 Hz auf ein

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Taktsignal von 1600 Hz herab verwendet werden, so daß auf diese Weise die nachfolgend beschriebene Schaltung richtig zeitlich getaktet und/oder gesteuert wird.

Wie bereits erwähnt, kann ein 800 Hz-Signal gemäß Fig.5 dazu dienen, die Addition eines 45 -Phasenwinkels für jede übernächste Halbgruppe oder wie in Fig. 5 gezeigt, beim Auftreten jeder aufeinanderfolgenden zweiten Halbgruppe, auszuführen. Somit wird das von dem Frequenzteiler 64 gelieferte 1600 Hz-Signal weiter durch eine Dividierschaltung 66 auf ein 800Hz-Signal dividiert. Wie durch den Rechteck-Kurvenzug in Fig. 5 dargestellt, können die positiven Halbwellen ein hohes Signal repräsentieren und dadurch veranlassen, daß ein 45 -Phasenwinkel auf gleiche Weise addiert wird, auf die ein hoher Ausgang aus den ODER-Gattern 58 und 60 jeweils die Addition von Ph. -enviinkeln von 180° bzw. 90° veranlassen.

Wie bereits ausgeführt, erfordert die Phasendifferenzmodulation, daß ein Modulationsphasenwinkel zu dem Phasenwinkel der zuletzt übertragenen Signale addiert wird. Dazu werden die Phasenwinkel-Steuersignale aus den ODER-Gattern 56 und 58 sowie von der Dividier-Schaltung 66 auf eine Binäraddierschaltung 68 gegeben, die aus einem Speicherregi.ter 70 Signale erhält, die den Phasenwinkel dei -uletzt übertragenen Signale repräsentieren.

Im vorliegenden Beispiel, -bei dem Winkel von 45 , 90 und υ ^} verwendet werden, sollte die Addierschaltung und das Speicherregister 70 jeweils drei Bits aufnehmen können. Die AdJierschaltung 68 arbeitet, so daß ein einen gewünschten Modulationsphasenwinkel repräsentierendes Binärwort zu einem anderen Binärwort binär addiert wird, das den Phasenwinkel der letzten vorher übertragenen Signale repräsentiert.

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Als Beispiel nehme man an, daß das Speicherregister 70 die drei BitSpeichereinheiten 70a,70b und 70c aufweist, die Bits entsprechend den Wink -In 45°, 90° und 180° speichern. Wenn der Phasenwinkel des zuletzt vorher Übertragenen Signals 90° betrug, dann würde das Speicherregister ein Lin^es 1-Signal in der Einheit 70b und binäre O-Signale in den Einheiten 70a und 70c enthalten. Entsprechend würde ein Winkel von 180 bedeuten, daß binären Einsen in den Einheiten 70a und 70b und eine binäre 0 in der Speichereinheit 70c gespeichert sein würden. Da das gleiche Schema für den Ausgang der Dividierschaltung 66 und die ODER-Gatter 60 und 58 in Kombination gilt, kann ein Dreibit-Binärwort dazu dienen/ die gewünschten Phasenwinkel zu repräsentieren. Die hiernach angegebene Tabelle II listet in Tabellelform die Dreibit-Binärwörter auf, die für die verschiedenen Winkel, für das Speiche.rregister 70 und die Ausgänge des Dividierers 66 sowie die ODER-Gatter 58 und 60 anwendbar sind. Man bemerke, daß die -Binärwörter so geschrieben wurden, daß das niedrigststellige Bit links steht, um den Vergleich mit den dargestellten Stellungen der Speichereinheiten des Speicherregisters sowie der Addierschaltung 68.zu erleichtern, in welchen der kleinste Winkel 45° links angegeben ist und nach rechts zu die gröi-ren Winkel stehen.

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TABELLE II

DREIBIT-BINÄRWÖRTER, DIE PHASENWINKEL FÜR REGISTER 7Ö UND DIE AUSGÄNGE DES DIVIDIERERS 66, SOWIE DER - ODER-GATTER 60 UND 58 REPRÄSENTIEREN ■". (höchststelliges Bit rechts)

Phast.-vinkel Einheit 70a Einheit 70b Einheit 70c Dividierer 66 ODER-Gatter 60 ODER-Gatter

0 0 0 0

45°, 1 0 0

90° 0 10

135° 1 1 0

180° 0 0 1

225° 1 0 1

270° 0 11

315° 1 1 1

Bei Fortführung des oben genannten Beispiels würde ein 90° Winkel in dem Register 70 als Binärwort 010 gespeichert sein und würde bei Addition von einem 180° Phasenwinkel in der Form eines Binärwortes 001 die Summe von 270° erzeugen, die von dem Binärwort 011 repräsentiert wird. Entsprechend würde ein 135 Winkel in demRegister 70 als Binärwort 110 gespeichert sein und nach Addition zu einem 3"1^r>° Winkel, repräsentiert durch das Binärwort 111 zu der Winkelsumme von 450 oder 90 führen, die durch das Bi; . rwort 010 dargestellt wird.

Die die Summenwinkel repräsentierenden Signale werden als Ausgangssignale von der Addierschaltung 68 über eine Mehrfachleitung 72 erzeugt. Derartige Summensignale repräsentier enoffensichtlich in Binärform den für die übertragenen Signale benötigten Phasenwinkel und werden somit einer Logikschaltung 74 angeboten, die den Betrieb der Phasenschieberschaltung 7t steuert.

Die Phasenschieberschaltung 76 kann in einfacher Weise drei Dividierschaltungen 76a,76b,76c aufweisen, die in

Reihe geschaltet sind. Die Logikschaltung 74 kann dann drei Flip-Flop-Schaltungen 74a,74b und 74c umfassen, die als Kippschaltung oder im Sperrbetrieb für die entsprechi Je Teilerschaltung in der Phasenschieberschaltung 76 in Abhängigkeit von den Addierersignalen aus der Addierschaltung 68 arbeiten.

Wenn beispielsweise ein 90 Phasendifferenzwinkel erforderlich wäre, wurden die über die Sammelleitung 72 gelieferten Addierersignale dazu dienen, das Flip-Flop 74b die Teilerstufe 76b der Phasenschieberschaltung 76 zu sperren. Entsprechend würde ein 270° Phasendifferenzsignal dazu führen, daß die Flip-Flops 74b und 74c je- . weils die Teilerstufen 76b und 76c der Phasenschieberschaltung sparren wurden. Offensichtlich kann die Sammelleitung 72 in einfachei V/eise drei Einzelleitungen enthalten, die die drei Flip-Flops 74a,74b,74c der Logikschaltung mit den drei Addiererstufen für 45°,90° und 180° jeweile verbinden.

Eine ins einzelne gehende Erörterung des Betriebs des Phasenschiebers 76 ist in der US-Patentschrift 3 643 023 eu finden. Hier genügt zu erwähnen, daß dann, wenn das von der Phasenschieberschaltung 76 auf Ausgangsleitung 78 ausgegebene, phasenverschobene Trägersignal eine Frequenz X hi.-, besitzt, ein Oszillator 80 ein Ausgangssignal von i^;er Frequenz 8 X' Hz liefern würde, und zwar in Anpassung

ι die drei Dividiererstufen, die in dem vorstehend beschriebenen Beispiel vorgesehen sind.

Eine Multivibratorschaltung 82, die Taktsignale von 1600 Hs aus der Frequenrteilerschaltung 64 empfängt, steuert die gewünschte Abtastgeschwindigkeit der Flip-Flop-Schaltung 44,46,48,in dem der Betrieb der Logikschaltung 74 gesteuert wird. Wie man leicht erkennt, werdetr Datenbits von den ilip-Flop-Schaltungen 44,46,48 kontinuierlich geliefert Un-I omit werden die Winkelsignale, die der Addier-

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schaltung 68 aus den ODER-Gattern 58 und 60 und dem Dividierer 66 angeboten werden, kontinuierlich entsprechend den Veränderungen des Inhalts der Flip-Flop-Schaltungen 44,46 und 48 verändert.

Eine Synchronisation des Betriebs der Logikschaltung 74, der Phasenschieberschaltung 76, etc. mit den digitalen Daten, die den Flip-Flop-Schaltungen 44,46 und 48 angeboten werden, wird dadurch erreicht, daß der Ausgang des Oszillators 80 einen Vorbereitungseingang an den Multivibrator 82 liefert.

Die phasendifferenzmodulierten Signale, die am Ausgang 78 der Phasenschieberschaltung 76 geliefert werden, werden der Amplitudenmodulationsschaltung 62 angeboten, um entsprechend mit den Steuersignalen aus den Setz- und Rück-Stellausgängen der Flip-Flop-Schaltung 44 amplitudenmoduliert zu werden. Ein«· geeignete Amplitudenmodulatorschaltung ist in der US-Patentschrift 3 619 503 beschrieben. Dementsprechend würden die von der Amplitudenmodulationsschaltung zur Übertragung ausgegebenen Signale eine erste Amplitudenhöhe haben, die als niedrig zu bezeichnen wäre, wenn die Dreibit-Kombinationen 000, 010,100 oder 110 übertragen werden sollen, und eine zweite Amplitudenhöhe haben, die als hoch zu bezeichnen wäre, wenn die Dreibit-Koinb, ationen 001,011,101 und 111 übertragen werden sollen, wie das in Tabelle I aufgelistet und im Zusammenhang mit Fig. 3oben erwähnt und beschrieben wu-rde.

Ein Frequenzumsetzer 83 nimmt den Ausgang aus der Amplituden-· modulationsschältung 62 auf und setzt die Hochfrequenzsignale von beispielsweise 20,9 kHz, in eine Frequenz um, die zur zur t ertragung über Telefonleitungen geeignet ist, beispielsweise in eine Frequenz von 1700 Hz um.

Es wird jetzt, deutlich geworden sein, daß die in Fig. 4

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dargestellte Schaltung digitale Datenbis, die sich au» zwei unabhängig arbeitenden Datenquellen empfangen hat, verschachtelt und phasendifferenzmoduliert, so daß eine eindeutige Bezeichnung aufeinanderfolgender Dreibit-Gruppen, Öle im Verlauf des Modulationsverfahrens gebildet werden, in der Weise mögDich ist, daß die übertragenen und in einem entfernt gelegenen Empfänger -empfangenen Datensignal genau entschachtelt, demoduliert und auf Auswerte-Schaltungen oder -Gerät· verteilt werden können, die den Datenquellen entsprechend aus welchen die Daten ursprünglich geliefert worden waren.

Wenn sich der Leser nunmehr der Fig. 6 zuwendet, so wird er darin eine Schaltung dargestellt sehen, die als Demultiplexor-Demodulator-Schaltung 26 gemäß Fig. 1 geeignet ist. Einf- Demodulatorschaltung, die allgemein der vorliegenden Demultiplexor-Demodulatorschaltung in gewissen Zügen ähnlich ist, ist im einzelnen in dem bereits erwähnten "US-Patentschriften 3 590 381 u d 3 643 b.23 beschrieben.

Im einzelnen erkennt man aus Fig. 6 den Eingangsanschluß 84 der Demodulatorschaltung, an welchem die empfangenen übertragenen Daten auftreten, nachdem sie den Entzerrer 24 durchlaufen. Diese Eingangssignale stellen gleichzeitig eine Umsetzer- und Formerschaltung 86 sowie eine Amplituden-Diskriminatorschaltung 88 zugeführt. Ein Beispiel von Eingangssimalen findet sich als Kurvenzug A in Fig. 7.

Die Umsetzer-und Formerschaltung 86 .schafft die gewünschte Frequenzumsetzung auf eine vorbestimmte hohe Frequenz, beispielswei - -j 20,9 kHz aus dem niederfrequenten Signal, das wegen der Übertragung über die Telefonleitung notwendig war. Eine deractige Frequenzumsetzung und Impulsformung wird : η Verbindung mit Taktsignalen bewerkstelligt, die von einem Hochfreqüenzoszillator 90 geliefert werden. Bezüglich der Umsetzer-und Formerschaltung wii ... auf die

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bereits mehrfach erwähnte Uö-Patentschrift 3 643 023 Bezug genommen, in welcher eine ähnliche Schaltung dargestellt ist, die die erforderliche Frequenzumsetzung in konventioneller Weise leistet. Die umgesetzten hochfrequenten Signale werden dann in geeigneter Weise geformt, so daß sie schließlich im wesentlichen die gleiche Form besitzen wie die Signale, die-am Ausgang 78 der Phasenschieberschaltung 76 (Fig.4) aufgetreten waren. Der Kurvenzug B aus Fig.7 erläutert das umgesetzte und geformte Ausgangssignal aus der Schaltung 86.

Die Amplitudenhöhen-Detektorschaltung 88 stellt die Amplitudenhöhe der empfangenen Signale fest. Eine hierfür geeignete Schallung ist im einzelnen in der US-Patentschrift 3 619 SU3 erläutert. Auf eine ins einzelne gehende Beschreibung für diesen Punkt kann daher hier verzichtet werden. Die umgesetzten und geformten Datensignale werden gleichzeitig einem UND-Gatter 92 und einer Taktableiterschältung 94 angeboten. Eine für die Zwecke der Erfindung π eignete Taktabieiterschaltung ist in den US-Patentschriften 3 590 381 und "3 643 023 beschrieben. Eine derartige Taktabieiterschaltung 94 liefert eine Reihe von Zeitsignalen (ImpuleeÜge CEF und G in Fig.7), mit welchen verschiedene nachfolgend erwähnte und beschriebene Scheltungsteile zu den jeweili richtigen Zeitpunkten vorbereitet werden, und zwar über Leitungen 96,98,100 und 102· So kann beispielsweise eine beliebige konventionelle Schaltung, wie etwa ein Zähler-o·dgl¹.' als Taktschaltung 94 dienen. . ..,..._

Ein freilaufender Binärzähler 104 arbeitet entsprechend den von dem Oszillator 90 empfangenen Hochfrequenrsignalen. Der Binärzähler 104 enthält im wesentlichen mehrere Stufen 104a,104b,104c und 104d, an deren Ausgängen übliche zweiw rtige Signale in Entsprechung mit dem Jeweiligen Zählstand auftreten. Ändere, nicht dargestellte Zähler-

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stufen ermöglichen die Addition und/oder Subtraktion kleinerer Winkelincremente. Die jeweiligen Zählerstufen 10~4ä,104d. können den Phasenwinkeln 22,5°_r 45°,90° und 180° jeweils entsprechen. Wenn man also davon ausgeht, daß ein Zähler mit der Zählung bei einem Winkel von 0° beginnt, wurden die Ausgangssignale aus den Zählerstufen durch die möglichen verschiedenen Binärwörter laufen, d.h. im einzelnen betragen 0000,1000,0100,1100,0010 etc. und zwar mit einer Geschwindigkeit, die im wesentlichen von dem Oszillator 90 gesteuert wird. Der Ausgang des Zählers 104 kann um einen vorbestimmten Winkel oder Betrag beschleunigt oder verzögert werden, um den Zähler mit den empfangenen zwischenfrequenten Datensignalen (IF), die auf das Eingangsgatter 92 gegeben werden, sowie an die 45 Phasenwinkel Additionen phasenmäßii am Modulator 10 des Senders auftreten.

45 Phasenwinkel Additionen phasenmäßig zu koppeln, die

Man bemerke, daß das höchststeilige Bit der Binärwörter, die von den kombinierten Stufen des Zählers 104 ausgegeben werden, an der rechten Seite dieser Wörter steht, um der Darstellung in Fig. 6 zu entsprechen. Somit entspricht das höchststellige Bit der Stufe 104d für einen Phasenwinkel von 180°.

Der Zähler 104 ist mit den empfangenen IF-Datensignalen, die am Ausgang der Umsetzer- und Formerschaltung 86 geliefert werden, phasenmäßig gekoppelt, um die Null-Durchgänge der empi .mgenen IF-Datensignale an einem ungeradzahligen Vielfachen von 45° Phasenwinkel oder dem Wert des Ausgangs des Binärzählers auftreten zu lassen. Dä'die Daten ursprünglich in vielfachen von 90° im Modulator 10 phasendifferenzmoduliert wurden, würden die Ausgänge der Stufen 104c und 104d die zu demodulierenden Phasendifferenzwinkel repräsentieren, vorausgesetzt, daß die 4F° Winkel-Additionen

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in anderer Weise ausgeschaltet wurden. So kann der Zähler dadurch gestartet werden, daß eine binäre "1" in die Stufe 104b geschrieben wird. Dadurch beginnt der Zähler im Effekt seine Zählung bei 45 , was dem ersten ungerad— zahligen Vielfachen von 45 entsprechen würde. Der Wert der 45°-Stufe des Zählers 104.wird danach zu einer Zeit abgeiragt, die mit dem erststufigen Übergang (Kurvenzug H in Fig. 7) der Datenimpulse während jeder Abtastperiode koinzidiert. Die Abfrage geschieht durch einen Lies/Zähler-Impuls (Kurvenzug D, Fig. 7), der von dem Eingangs-UND-Gatter 290 abgegeben und einer Addier/ Subtrahier-S ialtung 106 wie auch den Registern 108 und 110 und einer binären Subtrahierschaltung 112 (wird noch erläutert) gegeben wird. Wenn eine binäre "1" in Stufe 104b erscheint j subtrahiert die Addier/Subtrahierschaltung 106 einen Increment-Winkel, d.h. beispielsweise 2,8 von der Zählerlesuiig. Wenn eine binäre "0" am Ausgang der Stufe 104b auftritt, addiert die Addier/Subtrahierschaltung 106 diesen incrementellen Winkel zu der Zählerlesung. Eine ähni...;he Addier/Subtrahierschaltung ist in der US-Patentschrift 3 590 038 beschrieben. Der Zähler 104 ist demzufolge phasenmäßig so gekoppelt, daß die Null-Durchgänge des IF-Datensignals im wesentlichen an den Mitten der Halbperioden für das 90° Signal auftreten (wie (iidii aus den Kurvenzügen MN aus Fig. 8 erkennt), jedenfalls solange wie der Empfänger auf andere Weise mit dem Sender phasenrichtig liegt. Eine derartige Phasenkopplung erfordert natürlich', daß der Empfänger synchron die yieichen 45° Phasenwinkel- addiert, die im Sender kontinuierlich addiert werden, um auf diese Weise diese 45° Winkeladditionen wieder rückgängig zu machen und dadurch die Phasendifferenzmodulation zu erleichtern. Derartige 45 Phasenadditionen werden im Empfänger automatisch ausgeführt und beibehalten, und zwar auf noch zu beschreibende Weise.

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Wie man leicht einsieht, erfordert das Phasendifferenz— verfahren lediglich, daß die Phase und die Amplitude der empfangenen Signale festgestellt und decodiert werden. Die Amplitudenfeststellung bzw. Amplitudendiskri-. minierung, die oben bereits erwähnt wurde, wird von der Selektorschaltung 88 ausgeführt. Die Phasendemodulation wird durch Vergleich der .Phase des zuletzt vorher empfanyenen Signals mit der Phase des gegenseitig empfangenen Signals ausgeführt, um eine gegebenenfalls vorhandene Phasendifferenz festzustellen. Ein derartiger Phasenvergleich wird ausgeführt, indem ein der Phase des gerade empfangenen Signals entsprechendes Binärwort einem Bitregister 108 vom Zähler 104 zugeführt wird. Ein Binärwort, das der Phase der zuletzt vorher empfangenen Signale entspricht, wird in einem Bitregister 110 aufbewahrt, welches es von dem Bitregister 1Q8 empfangen hatte.

Die jeweiligen Bitwörter in den Regis.tern 108 und 110 werden auf eine binäre Subtrahierschaltung 112 gegeben und dort subtrahiert, um eine Phasendifferenz zwischen den zuletzt vorher empfangenen Signalen und den gegenseitig empfangenen Signalen festzustellen. Der Binär— subtrahierer 112 kann einen typischen Binärausgang erzeugen, in welchem Bits, im vorliegenden Falle zwei Bits, enthalten sind, die die möglichen Phasendifferenzen repräsentieren und damit die Phasendifferenz zwischen den empfangenen Signalen und den zuletzt vorher empfangenen Signalen repräsentieren. Die demodulierten Signale, die für eine derartige Phasenwinkeldifferenz repräsentativ sind, werden von der Subtrahierschaltung 112 auf zwei Ausgangsleitungen 114 und 116 ausgegeben, die jeweils 90° und 180° entsprechen. Wenn dementsprechend die Phasenwinkeldifferenz 270 war, dann würde auf beiden

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Leitungen 114 und 116 eine binäre "1" erschienen sein. In ähnlicher Weise würde ein einem Vielfachen von 360 entsprechender Phasenwinkel in binären Nullen auf den Leitungen 114 und 116 resultieren.

Die richtige Steuerung der Subtrahierschaltung 112 sowie der Register 108 und 110 wird, wie bereits erwähnt, ent-, sprechend den Tastsignalen erreicht, die von der Tastableiterschaltung 94 geliefert werden·

Eine Decodierschaltung 118 nimmt als Eingänge die Ausgangssignale au±, die von der Amplituden-Detektorschaltung 88 und der !.abtrahierschaltung 112 geliefert werden. Die Decodierschaltuag 118 kann durch geeignete Kombination logischer Gatt, er o. dgl. realisiert sein, welche drei Binärbits zu liefern imstande ist, die dem beispielhaft in Tabelle I wiedergegebenen Code entsprechen. Derartige Kombinationen von Logikgattern sind dem Fachmann geläufig· Eine Möglichkeit bietet sich in der Umkehrung der Gatter 52, 54, 56,58 und 60 aus dem Modulator 10 an.

Wenn beispielsweise die von der Subtrahierschaltung 112 ausgeführte Subtraktion zu einem Differenzwinkel von 180° führen würde, würde ein eine binäre "1" repräsentierendes Signal auf der Ausgangsleitung 116 erscheinen, wahrend ein eine binäre "0" repräsentierendes Signal auf der Ausgangsleitung 114 stehen würde. Zusammengenommen U st d«wn Amplitudenhöhensignal aus der Detektorschaltung würden die übertragenen jeweiligen Gruppen von Bits entsprechend dem verwendeten Code bestimmt werden, d.h. wenn beispielsweise der Amplitudenwert hoch lag, dann würden die Bits 101 übertragen worden sein.

Diese Bits würden das Ergebnis der Phasendifferenz-Demodulation darstellen und könnten einem Dreibit-

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Pufferregister 120 über ein Gatter 122 unter Steuerung der Taktsignale zugeführt werden, die von der Taktableiter schaltung 94 geliefert werden.

Unter Verwendung der bereits erwähnten Bitfolge wird das richtige Entschachteln zur Identifikation der decodierten Bits benötigt, die dem Register 120 entweder als Bits A^, B₁, A~ oder als Bits B«, A₃, B^ zugeführt wurden, die jeweils die erste oder zweite Halbgruppe bilden. Wenn derartige Bits die erste Halbgruppe repräsentieren, wird ein erstes Übertragungsgatter 124 so vorbereitet, daß die Bits an ein Ausgangsregister o. dgl. übertragen werden. Die die zweite Halbgruppe bildenden Bits werden in das Ausgangsregister 126 über ein Gatter 128 nach dessen Vorbereitung übertragen. Das Ausgangsregister 126 überträgt die Bits an die Auswertevorrichtungen 28 und 30 unter Steuerung von aus der Taktableiter schaltung 94 empfangenen Signalen.

Wie dargestellt, werden die in dem Register 120 gespeicherten Bits gleichzeitig beiden Übertragungsgattern 124 und 128 angeboten. Die gewünschte Übertragung wird dadurch en eicht, daß die Übertragungsgatter 124 und 128 abwechselnd mit der gleichen Geschwindigkeit geöffnet werden, die im Sender benutzt wird, d.h. mit 800 Hz. Beispielsweise kann das abwechselnde Öffnen der Gatter 124 und 128 in einfacher Weise dadurch erreicht werden, daß ein 800 Hz-Signal als Eingangssignal auf diese Gatter gegeben wird, wobei das 800 Hz-Signal in noch zu beschreibender Weise erzeugt wurde. In der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform wird das Übertragungsgatter 128 bei den positiven Halbwellen und das Übertragungsgatter 124 wird bei den negativen Halbwellen in der in Verbindung mit Fig. 4 und 5 erlautertenWeise

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geöffnet. Eine Inverterschaltung 134 kann dazu dienen, die negativen Halbwellen zur Öffnung des Gatters 124 zu invertieren.

Wie bereits erläutert, wird die Addition des 45° Phasenwinkels für jede' übernächste Dreibit-Halbgruppe am Empfänger durchgeführt, um die 45 Phasenwinkeladditionen zu kompensieren, die im Modulator 10 des Senders ausgeführt wurden. Diese kompensierende 45 Winkeladdition im Empfänger wird so durchgeführt, daß die gleiche Phasenwinkeladdition am Sender unterdrückt wird. Wenn natürlich die gewählte Winkelmodifikation aus einer Subtraktion eines 45° Winkels im Sender bestünde, dann würde die Winke!subtraktion im Empfänger wiederholt werden.

In Fig. 8 sollen die Kurvenzüge J und K die in richtiger Weise angepaßten Phasenwinkeladditionen im Sender und im Empfänger der weit auseinanderliegenden Modems erläutern. Man sieht, daß eine Phasenwinkeladdition in den Perioden T- und T, relativ zu den jeweiligen, in den Perioden T^ und T₃ bestehenden Phasenwinkeln auftreten« Dagegen zeigen die Kurvenzüge bzw. die Diagramme 0 und P aus Fig. 8, daß die 45° Phasenwinkeladditionen außer Phase stattfinden. Während das Diagramm 0 die Phasenwinkeladditionen an dem Sender darstellt, repräsentiert das Diagramm P die im Empfänger ausgeführten Winkeladditionen; man sieht, daß die 45 Phasenwinkeladdition am Empfänger um eine Zeitperiode der entsprechenden 45° Phasenwinkeladdition im Sender nachhinkt. Das würde der Fall sein, wenn die jeweiligen, im Modulator und Demodulator zur Ausführung der 45 Winkeladditionen benutzten 800 Hz-Signale genau außer Phase liegen. Man nehme an, daß der Kurvenzug M, der ein zur A' ,führung der gewünschten 45° Phasenwinkeladdition

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verwendetes 800 Hz-Signal zeigt, in richtiger Weise mit dem Senderbetrieb in Phase auftritt. Dann würde das als .Kurvenzug Q dargestellte 800 Hz-Signal außer Phase auftreten. Man entnimmt den Diagrammen O und P₁ daß bei Bestehen derartiger Außerphase-Bedingungen jedes übernächste Zeitintervall, d.h. T^, T₃ und T₅, tatsächlich in Phase ist, während die dazwischenliegenden Zeitintervalle T₂ und T₄ außer Phase sind.

Während der Perioden T₂ und T₄ hinkt der im Empfänger festgestellte Phasendifferenzwinkel in unrichtigerweise um 45 bei der beschriebenen Ausführungsform nach. Als Folge wird der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 130, welches die Ausgänge der Stufen 104a und 104b gemäß Kurvenzug 104 erhält, in unerwünschter Weise bezüglich des Ausgangs des UND-Gatters 92 in den Perioden T₂, T₄ usw. verzögert auftreten. Wenn der Ausgang des UND-Gatters 92 zum Takten eines Flip-Flops 132 dient und. der Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 130 dazu verwendet wird, das Flip-Flop 132 zu setzen, würde ein In-Phase-Sein dadurch gekennzeichnet sein, daß ein kontinuierlicher, hoher Ausgang aus dem Flip-Flop 132 entsprechend Kurvenzug N aus Fig. 8 abgegeben würde. Andererseits würde das Flip-Flop abwechselnd in einen niedrigen Zustand übergehen, wenn eine Außer-Phase-Bedingung besteht, wie man dem Kurvenzug R aus Fig. 8 entnehmen kann. Derartige Übergänge können als eine Reihe von binären Einsen und Nullen festgestellt werden. Somit würde der Ausgang des Flip-Flops 132 eine Reihe von binären Einsen und Nullen bei Außer-Phase-Sein betragen. Der konstante hohe Ausgang aus dem Flip-Flop 132, der bei yenauer Phasenlage der 45 Win'-eladdition im Sender und Empfänger auftritt, als eine Kontinuierliche Reihe von binären Einsen festgestellt werden können, was man aus dem Kurgenzug N von Fig. 8 erkennt.

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Somit kann die abwechselnde Folge- von binären Einsen und Nullen, die bei Außer-Phase-Sein auftritt, entsprechend der Erfindung in einfacher Weise festgestellt und zur Phasenkorrektur ausgenutzt werden. Nach einer vorbestimmten Periode, d.h· acht aufeinanderfolgenden 10-Binärkomoinationen, kann das Außer-Phase-Sein als festgestellt betrachtet werden und in einfacher Weise dadurch korrigiert werden, daß das 800 Hz-Signal selektiert wird, das zur Ausführung der 45 Winkeladditionen im Empfänger verwendet wird (vgl. Kurvenzüge M und Q aus Fig. 8).

Blickt man noch einmal zurück auf Figur 6, wird man hearken, daß eine Steuerschaltung 140 für die Addition des 45° Winkels vorgesehen ist, um am Empfänger die gewünschten 45° Phasenwinkeladditionen einfach durch Weiterstellen de.; Zählers 104 vorzunehmen. Eine derartige Addier schaltung 140 würde in einfacher Weise ein Weiterstellen des Zählstandes für die 45° Stufe 104b des Zählers 104 bewirken» Eine Addierschaltung 140 kann im wesentlichen ähnlich aufgebaut sein wie die Addier/Subtrahierschaltung 106 mit der Ausnahme, daß keine Subtraktionen erforderlich sind. Natürlich kann zur Ausführung dieser Funktionen auf bekannte Verfahren zurückgegriffen werden, beispielsweise unter Verwendung von Flip-Flops, Kippstufen und anderes mehr.

Die Addierschältung 140 wird von einem 800 Hz-Signal getaktet entsprechend der Kurvenform M aus Figur 8. Das 800 Hz-Taktsignal kann am Ausgang eines Exklusiv-ODER-Gatters 142 auftreten, dessen Eingänge mit einem Paar Flip-Flop-Schaltungen 144 und 146 verbunden sind. Man entnimmt u.c Figur 6, daß dieses gleiche 800 Hz-Taktsignal auch auf die Gatter 124 und 128 gegeben werden kann.

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Die Flip-Flop-Schaltung 144 wird von einem 1600 Hz-Signal getaktet, das aus einer nicht dargestellten, konventionellen Taktquelle stammt, und dient im wesentlichen als Dividierer zum Liefern eines 800 Hz-Ausgangs am Setzeingang oder 1-1-Gang. Die Flip-Flop-Schaltung 146 andererseits bleibt entweder in einem 1-Zustand oder einem O-Zustand, bis sie von dem Ausgang eines Zählers 148 getaktet wird, der so geschaltet ist, daß er eine ν·..4.-bestimmte Anzahl abwechselnder 1-Bits und O-Bits zählt, die vom Ausgang des Flip-Flops 132 abgegeben werden. Für den Zähler 148 kann an sich irgendein beliebiger bekannter Zähler verwendet werden.

Der Zähler 148 empfängt, wie dargestellt, zu zählende Eingangsimpulse aus einem UND-Gatter 150 und wird von einem Ausgang aus einem UND-Gatter 142 zurückgeführt. Das UND-Gatter 150 kann einfach die erforderlichen Eingänge aus zwei in Reihe geschalteten Flip-Flop-Schaltungen 154 und 156 erhalten, wenn ein 1-Bit und ein 0-Blt nacheinander von dem Flip-Flop 132 ankommen. Wie dargestellt, können die Flip-Flop-Schaltungen 154 und 156 von einem 1600 Hz-Signal getaktet werden, was man unschwer dem Kurvenzug L aus Figur 8 entnimmt. Der Kurvenzug S zeigt dann den Impulszug, der von dem UND-Gatter 150 abgegeben wird und von dem Zähler 148 gezählt werden soll. Zwei aufeinanderfolgende 1-Bits lassen das UND-Gatter 152 den Zähler 148 zurücksetzen. Wenn jedoch eine kontinuierliche R· !he von binären Einsen und Nullen als für eine Außer-Phase-Bedingungen festgestellt wird, wird das UND-Gatter 152 kein derartiges Rückstellsignal an den Zähler 148 abget> was an der Kurve T aus Figur 8 erkenntlich ist.

Der Zähler 148 kann einen Ausgang an die Flip-Flop-Schaltung 146 abgeben, wenn ein vorbestimmter Zählstand erreicht wurde·

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Andere konventionelle Logik kann offensichtlich ebenfalls dazu dienen, die gewünschte Feststellung einer Folge von binären Einsen und Nullen zu leisten, was dann ai..eigt, daß die Phasenwinkel-Additionen im Sender und in dem Empfänger außer Phase sind.

Die Kurven aus Figur 9 erläutern den Betrieb des Zählers 148 in Verbindung mit den Flip-Flop-Schaltungen 144 und 146 und dem Exklusiv-ODER-Gatter 142. Der Kurvenzug V zeigt ein typi. . hes 1600 Hz-Taktsignal, das zum Takten der Flip-Flop-Schaltung 144 dienen kann. Der Ausgang'der Flip-Flop-Sciidltung 144 kann somit durch den Kurvenzug W repräsentiert sein, gemäß welchem die Flip-Flop-Schaltung 144 nacheinander ,esetzt und dann zurückgesetzt wird, und zwar durch jeden Impuls des 1600-Hz-Signals. Wenn man annimmt, daß die Flip-Flop-Schaltung 146 in einem zurückgesetzten Zustand steht, dann kann deren Ausgang als ein konstante ;, niederpegeliges Signal repräsentiert werden, was für die Zeitspanne t_o-t-i durch den Kurvenzug X dargestellt ist. Wenn im Zeitpunkt t^ der Zähler 148 die vorbestimmte Anzahl aufeinanderfolgender binärer Nullen und Einsen abgezählt hat, dann würde der Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 146 auf einen hohen Pegel übergehen, der dann ihrem gesetzten Zustand entspräche. Das Ergebnis ist, daß der Ausgang der Exklusiv-ODER-Schaltung 142, wenn er wie durch Kurve Y gezeigt, hoch wäre, auf hohem Pegel während einer Schwingung des .1600 Hz-Taktsignals bleiben würde, um den 800 Hz-Ausgang des Exklusiv-ODER-Gatters 142 zu invertieren und dadurch zu veranlassen, daß die Addition d* c 45° Phasenwinkel weitergestellt wird und in Phase mit dem Senderbetrxeb kommt.

Wie man aus der vorstehenden Beschreibung unschwer entnehmen wird, dienten die Additionen eines 45 Phasen-

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lediglich dazu, jede übernächste Gruppe von Dreidaten-Bits, die zum Zwecke der Übertragung moduliert wurden, zu identifizieren; daher kann der gleiche Zweck auch durch Addition und/oder Subtraktion anderer Phasenwinkel erreicht werden- Beispielsweise würde bei einer achtwertigen Phasendι· arenzmodulation, die mit den Vielfachen eines 45 v, .-.eis arbeitet (das mit denjenigen von 90° wie in dem oben erläuterten System) eine oder mehrere Additionen und/oder Subtraktionen eines 22,5-Phasenwinkels im Sender und im Empfänger entsprechende Ergebnisse zeitigen.

Aus der vorstehenden Beschreibung ist weiter deutlich, daß die Erfindung einen Modem vorschlägt, der Datenbits aus zwei unabhängigen Datensystemen empfangen und übertragen kann, in dem ein MuItiplex-Modulationsverfahren benutzt wird, das die Mischung der Datenbits von zwei verschiedenen Systemen erlaubt, wobei Dreibit-Gruppen für die Phasendifferei, ^modulation gebildet werden und aufeinanderfolgende Gruppen durch eine vorbestimmte Phasenwinkel-Addition im Sender abwechselnd kenntlich gemacht werden, wobei der zugefügte Phasenwinkel im Empfänger in Phase mit den empfangenen Daten dupliziert und dadurch entfernt wird und somit die Demodulation und das Entmischen und die Verteilung der empfangenen Daten erlaubt.

Insgesamt w rde somit ein Datenmodera. beschrieben, der das gleichzeitige, sehr schnelle Senden und Empfangen digitaler Daten über zwei unabhängige Datensysteme leistet. Gleichzeitig einem Sendermodem zugeführte Datenbits aus zwei unabhängigen Datenquellen werden verschachtelt und bilden einen Strom von Datenbits, die als Datenwörter so gruppiert aind,'daß sie phasendifferenzmoduliert werden können. Die modulierten Daten werden über gewöhnliche für die Sprachübermittlung ausgelegte Telefon-

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leitungen an einen entfernten Empfängermodem übertragen, und zwar im wesentlichen mit dem Doppelten der Bitrate der einzelnen Datenquellen. Aufeinanderfolgende Gruppen von sechs verschachtelten Datenbits werden in zwei Gruppen zu je drei its gegliedert, welche dadurch auseinandergehalten werden, daß ein vorbestimmter Phasenwinkel zu der Phasendifferenz für abwechselnde Dreibit-Gruppen addiert und/oder subtrahiert wird. Der vorbestimmte, hinzugefügte Phasenwinkel wird im Empfängermodem festgestellt und dient zur Identifikation jeweiliger Dreibit-Gruppen, wodurch eine genaue Verteilung der demodulierten Datenbits auf die zugehörigen Datenauswert-Stellen entsprechend den beiden Datenquellen möglich ist.

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Claims (7)

1. Patentansprüche

   j Verfahren zur Übertragung digitaler Daten aus zwei Sinabhängigen Datenquellen über eine einzige Übertragungsstrecke an zwei Datenauswerte-Einrichtungen, wobei in einem Sender die empfangenen Daten moduliert und auf die Ubertragungsstrecke gegeben werden und in einem Empfär ·,·-£■ die über die Übertragungsstrecke empfangenen Sign, e demodulier+ werden, dadurch gekennzeichnet, daß die zu übertragenden Datenbits aus den beiden Datenquellen ( : *: 16) in aufeinanderfolgende Gruppen aufgeteilt und jeae übernächste Gruppe zu ihrer Identifizierbarkeit durch ein vorbestimmtes Merkmal zusätzlich moduliert wird; und daß das Merkmal im Empfänger (26) zur Uhterscheidun. ier übernächsten Gruppen von den dazwischenliegenden Gruppen festgestellt wird; und daß die unterschiedenen Gruppen demoduliert und die Daten in ihrer ursprünglichen, dem Sender (10) zugeführten Form bestimmt werden.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Mod .1 ation ein einzelner Modulator (10) und zur Den.odulatii... ein einziger Demodulator (26) verwendet werden.
3. 3· Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator im Sender die zu übertragenden Datenbits aus aufeinanderfolgenden Gruppen phasendii;erenzmoduliert, und daß der Modulations-Phasenwinkel, der jeder übernächsten Gruppe von Datenbits durch den

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   Modulator zugeordnet wird, durch einen vorbestimmten Phasenwinkel verändert wird.
4. 4. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der im Modulator dem Modulationsph .senwinkel zugefügte vorbestimmte Phasenwinkel in dem Modulator durch Kompensation eliminiert wird.
5. 5. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Phasenwinkel gleich der Hälfte des kleinsten ModulationsphasenwinkeIs ist, der bei der Phasendifferenz-Modulation verwendet wird.
6. 6. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die aus den beiden unabhängigen Datenquellen empfangenen Datenbits in vorbestimmter Ordnung verschachtelt werden und diese Ordnung für je sechs aufeinanderfolgende, aus den Datenquellen empfangene Bits wiederholt wird.
7. 7. Schaltungsanordnung zur Ausführung des Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche mit zwei unabhängigen Datenquellen, einem Sender zur Übertragung eines entsprechend empfangener Daten modulierten Trägersignals über eine Übertragungsstrecke zu einem Empfänger, welcher da« Signal zur Wiedergewinnung der Daten demoduliert, i>- e mit zwei Datenauswerte-Einrichtungen, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Sender (10) die zu übertragenden Daten aus den beiden Datenquellen (14, 16) in aufeinanderfolgende Gruppen unterteilt werden; daß jede übernächste Gruppe mit einem vorbestimmten Unterscheidungsmerkmal gegenüber den dazwischenliegenden Gruppen versehen wird; und daß im Empfänger (26) das Unterscheidungs-

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   merkmal festgestellt wird, die Datengruppen demoduliert und die Daten in ihrer ursprünglichen Form.auf die beiden Datenauswerte-Einrichtungen (28, 30) verteilt werden.

   8. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 7, daaurch gekennzeichnet, daß der Sender einen Modulator zur Phasendifferenzmodulation aufeinanderfolgender Dreibit-Gruppen von Daten enthält, wobei der Modulator eine Phasenmodifiziereinrichtuny (68, 70, 76) zur Veränderung der Modulationsphase für abwechselnde Gruppen um einen vorbestimmten Phasenwinkel enthält; und daß der Empfänger einen Demodulator für die phasendxfferenzmodulierten Signale aufweist, die über die Übertragungsstrecke (18,20) aus dem Sender empfangen wurden, daß der Demodulator eine Phasendetektoreinrichtung zur Feststellung des differentiellen ι hasenwinkels der empfangenen phasendifferenzmodulierten Signale sowie eine Einrichtung zum Feststellen" und ompensieren des vorbestimmten Phasenwinkels enthält, um den die Modulationsphase im Modulator verändert wurde.

   9· Schaltungseinrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Phasenwinkel gleich 4Ö/2 ist, wobei Δ θ gleich dem kleinsten Modulations-Phasenwinkel der Phasendifferenz-Modulation ist.

   10. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-9, dadurch gekennzeichnet, daß Δ 9 gleich 90° ist.

   11. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-9, dadurch gekennzeichnet-, daß Δ© gleich 45 ist.

   12. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-11, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender eine Multiplex-' einrichtung (32, 33, 34, 36) aufweist, in welcher die

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   von den beiden Datenquellen empfangenen Datenbits in vorbestimmter Ordnung kombiniert Werden, und daß die Ordnung sich nach je sechs aufeinanderfolgenden Bits wiederholt.

   13. Schaltunqsemrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichne . daß die Multiplex-Einrichtung ein erstes Pufferregister (32) zur Aufnahme von Datenbits aus der ersten Datenquelle, ein Pufferregister (34) zur Aufnahme der Datenbits aus der zweiten Datenquelle, ein Schieberegister (36) zur Erzeugung eines Dalenbit-Stromes bestehend aus den aufeinanderfolgenden Dreibit-Gruppen sowie ein Übertragungsgatter (33) aufweist, das an das erste und zweite Pufferregister sowie an das Schieberegister angeschlossen ist und periodisch Datenbits aus den beiden Datenquellen in das Schieberegister einspeichert.

   14. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-13, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator einen Speicher (110) enthält, der mit einer Phasenabfühleinrichtung (104) verbunden ist und für die Phase der zuletzt empfangenen phasendifferenzmoduliertfen Signale repräsentative Signale speichert; und daß eine Differenzbildungseinrichtung (112) an die Phasenfeststelleinrichtung sowie an den Speicher (110) angeschlossen ist und die Bestimmung der Phase der empfangenen, phasendifferenzmodulierten Signale bezüglich der Phase der zuletzt vorher empfangenen phasen-

   differenzmodulierten Signale gestattet und entsprechende Phast. Lfferenzsignale abgibt.

   1... Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-14, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator eine Decodiereinrichtung aufweist, mit der die Binärwerte der Gruppen

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   ius Dreidaten-Bits feststellbar sind.

   16. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-15, dau *rch gekennzeichnet, daß der Demouulator ferner eine Amplitudendetektor-Einrichtung (88) aufweist, mit der die Amplitudenhöhe der phasendifferenzmodulierten Signale feststellbar ist und die entsprechende Ausgangssignale abg >t.

   17. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-16, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator eine Decodiereinrichtung (118) aufweist, deren Eingänge an die Differenzbildungseinrichtung (112) und an den Amplitudendetektor (88) angeschlossen sind und die die Binärwerte der Dreibit-Liatengruppen bestimmt.

   18. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator eine Eingangsschaltung (44, 46, 48) aufweist, die die ankommenden Dreibit-. Datengruppen aufnimmt und an deren Ausgangsanschlüssen Signale auftreten, die einem ersten und einem zweiten Binärwert der in jeder Dreibit-Gruppe enthaltenen Daten entsprechen; daß eine Codiereinrichtung (56, 54, 52, 58, 60) an die Eingangsschaltung zur Feststellung der Binärwerte tür wenigstens zwei Bits in jeder Dreibit-Gruppe angeschlossen ist und codierte Signale zur Steuerung der Modulationsphasenwinkel abgibt; daß eine Phasenmodifizier-Einrichtung (64, 66,- 68) die Modulations-Phasenwinkel für die übertragenen Daten um einen vor-" bestimmten Phasenwinkel verändert; und daß eine Ausgangsschaltung (76) die Ausgangssignale von der Codierschaltung aufnimmt und phasendxfferenzmodulierte Signale zur Übertragu .j abgibt.

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   19. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung mehrere bistabile Schaltungen aufweist; daß die Codiereinrichtung mehrere logische Gatter enthält; und daß die Phasenmodifizier-Einrichtung das-Steuersignal zur Erzeugung des zusätzlichen inasenwinkels mit einer Frequenz von f/6 abgibt, ν bei f die doppelte Datengeschwindigkeit ist, mit der die nnabhängigen Datenquellen die Daten abgeben; und daß die Ausjangsschaltung einen Oszillator (80) mit konstanter Ausgangsfrequenz sowie eine Phasenangleichsschaltung (76) umfaßt, die die Phase des Oszillatorausgangssignals entsprechend den codierten Signalen aus der Codierschaltung angleicht und die phasendifferenzmodulierten Signale abgibt.

   20. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-19, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator ferner einen Amplitudenmodulator (62) aufweist, der die Amplitude der phasen.lifferenzmodulierten Signale entsprechend den Binärwerten eines bestimmten Bits aus.jeder Dreibit-Gruppe verändert.

   21. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-20, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator einen Binärzähler (104; aufweist, dessen Ausgangssignale für die Phase der empfangenen phasendifferenzmodulierten Signale bei seiner Abtastung repräsentativ sind; sowie eine Abtasteinrichtung (92, 106) enthält, die an vorbestimmten Zeitpunkten des Modulations-Intervalls die ZMYiI er -Aus gangs signale abfühlt.

   22. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-21, dadurch gekennzeichnet, daß eine Kompensationseinrichtung (140 an den Zähler (104) angeschlossen ist und den Zähler

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   um den vorbestimmten Phasenwinkel, mit dem im Sender die Dreibit-Gruppen zu Unterscheidungszwecken verändert wurden, weiterstellt; und daß der Demodulator eine Detektoreinrichtung (130, 132) aufweist, die ausgewählte Zähler-Ausgangssignale aufnimmt und bestimmt, ob der Zähler von der Kompensationseinrichtung (140) weitergestellt wurde und eine erste Reihe von Ausgangssignalen bei korrektem Betrieb der Kompensationseinrichtung und eine zweite Reihe von Ausgarigssignalen bei nicht wirksamem Betrieb der Kompensationseinrichtung abgibt.

   23. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektoreinrichtung ein Exklusiv-ODER-Gatter (130) aufweist, das eingangsseitig an vorbestimmte, ausgewählte Zählerstufen angeschlossen ist und die erste und zweite Reihe von Ausgangssignalen abgibt.

   24. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung von einem Taktsignal mit einer Frequenz getaktet w rd, die ein Drittel der Datengeschwindigkeit jeder Datenquelle ist; daß eine Addierschaltung ein Weiterstellsignal an den Zähler abgibt, dessen Frequenz gleich einem Drittel der Datengeschwindigkeit der Datenquelle ist; daß ein Ausgangssignal-Detektor (132) auf die zweite Reihe von Ausgangssignalen anspricht und ein Umkehrsignal nach einer vorbestimmten Anzahl von Äusgangssignalen in der zweiten Reihe abgibt; und daß eine Umkehreinrichtung das Umkehrsignal aufnimmt und das Taktsignal umkehrt.

   :>· Schaltungseinrichtung nach Anspruch 24, dadurch ge-v kennzeichnet, daß¹ die Detektoreinrichtung einen rück-

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   stellbaren Zähler (132) aufweist.

   26. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-25, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator eine Entschachtelungseinrichtung (122, 120, 128) aufweist, die in Abhängigkeit von Taktsignalen die Verteilung der Datenbits aus der Decodiereinrichtung ^ 118) auf die Datenauswerte-Einrichtungen (28, 30) veranlaßt.

   2 7. SchaltungseinrJchtung nach Anspruch 26, dadurch gekeni .iichneu, daß die Entschachtelungseinrichtung eine erste und zweite Übertragungseinrichtung (122, 120) umfaßt, die gesteuert von TaktSignalen Datenbits abwechselnd überträgt; und daß sein Ausgangsregistei (126) die aus der ersten und zweiten Übertragungseinrichtung weitergegebenen Datenbits aufnimmt.

   28. Schaltunyseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-27, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung e ,len Phasensubtrahierer (106) enthält, der an den Binärzähler (104) angeschlossen ist und den Zähler um einen dem vorbestimmten Phasenweg entsprechenden Betrag zurück— St( lt.

   29. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-28, dadurch gekennzeichnet, daß die Entschachtelungseinrichtung auf Taktsignale anspricht und die Verteilung der Datenbits aus der Decodiereinrichtung an die Datenauswerte-Einrichtungen (28, 30) entsprechend den Datenquellen veranlaßt.

   30. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die Entschachtelungseinrichtung eine erste und zweite Übertragungseinrichtung (122, 128)

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   aufweist, die abwechselnd Datenbits unter Steuerung
   der Taktsignale überträgt; und daß ein Ausgangsregister (126) die von der ersten und zweiten Übertragungseinrichtung empfangenen Daten an die Datenauswerte-Einrichtungen weitergibt.

   31. Schaltungseinrichtung nach einem der Ansprüche 7-30, dadurch gekennzeichnet, daß.die Steuersignale von der
   Phasenmodifiziereinrichtung eine Zunaiime des Modulationswinkels für die übertragenen phasendifferenzmodulierten Signale entsprechend abwechselnden Dreibit-Gruppen veranlaßt, wobei die Zi. lahme gleich dem vorbestimmten Winkel ist.

   32. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung den Binärzähler um einen Betrag weiterstellt, der dem vorbestimmten Phasenwinkel entspricht*

   33. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignale aus der Phasenmodif iziereinrichtui j eine Erniedrigung des Modulations-ί-hasenwinkels für die übertragenen phasendifferenzmodulierten Signale entsprechend abwechselnden Gruppen aus drei Bits verursacht, wobei die Abnahme gleich dem vorbestimmten Phasenw (eel ist.

   34. Schaltungseinrichtung nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichturiä den I.inärzähler um einen Betrag zurückstellt, der dem vorbestimmten Phasenwinkel entspricht.

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