DE2410958C2 - Schaltungsanordnung zum Empfang und zum Auswerten von Mehrfrequenzcodezeichen - Google Patents

Description

Die Anmeldung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Empfang und zur Auswertung von Tonfrequenzzeichen nach dem /n(^.)-Code mit einem Signaldetektor, der die Signale hinsichtlich ihrer Amplitude und ihrem gleichzeitigen Auftreten in m Frequenzbereichen während einer Mindestzeit prüft und danach ein Gültigkeitssignal abgibt, welches die Weiterleitung der empfangenen Signale in Zwischenspeicher- und Auswerteschaltungen steuert.

Zu Beginn der geschichtlichen Entwicklung der Mehrfrequenztastenwahl verwendete man nach Möglichkeit elektromechanische Bauelemente wie z. B. Relais, weil diese die zuverlässigsten Organe waren. Von Anfang an galten die Bemühungen im Empfängerbau einer ausreichenden Empfindlichkeit und einem Höchstmaß an Zuverlässigkeit als richtungsweisend.

Es sei hier das US-Patent 30 76 059 genannt, welches ein grundlegendes Empfängerkonzept beschreibt.

Die Autoren L Gasser und E. Ganitta haben 1964 unter dem Titel »Speech Immunity of Push-Button Tone Signalling System Employing Tone Receivers with Guard Circuits« in Band 39 Nr. 2 der »Electrical Communication« auf den Seiten 220 ff. einen Aufsatz veröffentlicht, auf den diese Erfindung aufbaut
Die fernmeldetechnische Industrie verwendet die Mebrfrequenzzeichengabe im Sprachbereich zur Signalisierung sowohl in Fernsprech- als auch in Datenübcrtragungsanlagen. Die Töne werden von Filteranordnungen getrennt, ausgewertet und kanalisiert Bei der

Verwendung in Nebenstellenanlagen sind zur Informationsspeicherung meist elektromechanisch arbeitende Zwischenspeicher verwendet worden.

Eine Schaltungsanordnung der obengenannten Art ist schon bekannt aus der DE-OS 21 63 276.

is In dieser bekannten Anordnung werden die von den Filtern kommenden sinusförmigen Signale, die zusammengesetzt das Codezeichen bilden, einzeln einem Zeichenerkenner zugeführt Dieser Zeichenerkenner prüft in Verbindung mit einer Fehlerüberwachungs-

schaltung, ob jedes Einzelsignal eine Mindestamplitude aufweist, ob eines der Einzelsignale in einem unteren und zugleich ein anderes Einzelsignal in einem oberen Frequenzbereich auftreten. Wenn diese Bedingungen eine Mindestzeit lang erfüllt sind, gibt die Fehlerüberwachurg ein Gutsignal an die Speicher und an die Decodiereinrichtung ab. Das Gutsignal schaltet die Speicher aufnahmebereit für die Einzelsignale und verriegelt die Decodiereinrichtung. Das Gutsignal verschwindet mit dem Codezeichen, wodurch die Decodiereinrichtung entriegelt und von den gespeicherten Signalen beaufschlagt wird.

Nachteilig bei dieser bekannten Anordnung ist die häufige Verwendung aktiver Bauelemente, insbesondere im Zeichenerkenner und in der Fehlerüberwachungsschaltung. Geringfügige Verschiebungen der verstärkungs- und schwellwertbestimmenden Parameter durch temperatur- und altersbedingte Einflüsse multiplizieren die Unsicherheiten dieser funktionssteuernden Anordnungen.

Nachteilig ist ferner, daß die Decodierschaltungen bei

fehlendem Gutsignal entriegelt und während dieser Zeit gegen den Einfluß induktiver und kapazitiver Störfelder nicht geschützt sind.

Im Rahmen der auch bei der bekannten Schaltungsan- Ordnung zu lösenden Probleme besteht die Aufgabe der

vorliegenden Erfindung darin, die dem Zeichenerkenner nachgeschalteten Speicher- und Decodiereinrichtungen besonders einfach und betriebssicher auszubilden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine

so Schaltungsanordnung der obengenannten Art besonders einfach und betriebssicher auszubilden.

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß jede Einzelfrequenz des empfangenen Tonfrequenzsignals über eine individuelle Torschaltung einem

individuellen Zwischenspeicher zugeführt wird, daß das Gültigkeitssignal über ein erstes Verzögerungsglied alle Zwischenspeicher freigibt daß durch das Gültigkeitssignal nach weiterer Verzögerung alle Torschaltungen gesperrt werden, daß die Ausgangssignale der Zwischenspeicher über logische Verknüpfungen entsprechend dem gewünschten Code zusammengefaßt werden, daß nach Ablauf einer weiteren Zeit die mit den logischen Verknüpfungen verbundenen Auswerteglieder für eine vorgegebene Zeit freigegeben werden, daß in zeitlicher Abhängigkeit von der Freigabe der Auswerteglieder ein Signal abgeleitet wird, durch das alle Zwischenspeicher gelöscht werden und daß durch ein vom Ende des Gültigkeitssignals und der Löschung

der Zwischenspeicher abgeleitetes Signal die Torschaltungen freigegeben werden.

Es ergibt sich damit der Vorteil, daß die Decodierschaltungen nur kurze Zeit entriegelt werden, womit die Abgabe von Fehlsignalen durch kapazitiv oder induktiv eingestreute Störspannungen in die entriegelte Anordnung fast vollständig vermieden wird.

Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen näher erläutert Es zeigt

Fig. 1 eine schematische Blockschaltung der Empfäng;erschaltung;

F i g. 2 und 3 zusammen ein detailliertes Schaltschema des Signaldetektors, indem F i g. 4 mit F i g. 3 anschlußdecke nderweise mit ihren langen Kanten nebeneinander gelegt werden.

F i g. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung zum Empfang und zum Auswerten von Tonf requenzsignalen, die von einem Fernsprechapparat erzeugt und zum Tonfrequenzempfänger und Ziffernregister gesendet werden. Die in die Anordnung führende Eingangsleitung 12 kann von einer nacht dargestellten gemeinsamen Steuerung, von einer Teilnehmeranschlußleitung oder über einen geeigneten anderen Weg kommen; die empfangenen Signale, ob sie von einem Teilnehmer oder einem nicht dargestellten Datenendgerät kommen, sind nach dem Mehrfrequenzcode erzeugt In bekannter Weise werden von geeigneten Oszillatoren bei Betätigen der Drucktasten am Fernsprechapparat oder am Datenendgerät Mehrfrequenzcodezeichen im Sprachband erzeugt, entsprechend der gedrückten Taste oder der Tastenkombination. Die Tonfrequenzzeichen werden nacheinander in der Reihenfolge, wie sie erzeugt; werden, über die Leitung übertragen. Die Tonfrequenzzeichen müssen von anderen Tonfrequenzen oder Sprachfrequenzen auf der Teilnehmerleitung bezüglich ihrer Gültigkeit unterschieden werden und in passende binäre Codezeichen zur Ansteuerung von Speichern, Wählsystemen oder ähnlichen umgesetzt werdein.

Die verwendeten Frequenzen sind für Fernsprechzwecke genormt worden. Im allgemeinen wird gegenwärtig der zweimal-eins-aus-vier-Code verwendet Die Frequenzen werden in einen oberen und einen unteren Frequenzbereich eingeteilt und ein gültiges Signal enthalt aus jedem Bereich eine Frequenz. Die erzeugten Tonlrequenzsignale müssen eine definierte Länge aufweisen, um von ungewollten Störungen als gültig erkannt zu werden. Jedes Tonfrequenzsignal muß innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereiches liegen, und eine Mindestamplitude aufweisen, um als gültiges Binärcodezeichen akzeptiert zu werden. Die Sumrnenspannung der beiden Tonfrequenzzeichen ruft ein Ausgangssignal hervor.

Der in F i g. 1 dargestellte Empfänger ist so konzipiert, nur bestimmte Frequenzen anzuerkennen, echte Tonfrequenzzeichen von anderen zu trennen, zu untersuchen, ob gleichzeitig andere Tonfrequenzzeichen vorhanden sind, ungewollte Tonfrequenzzeichen zurückzuweisen und gültige Tonfrequenzzeichen auszuwerten. Der Empfänger mißt die Zeit, decodiert und codiert die durch diese Signale angezeigten Ziffern in der folgenden, anhand der Zeichnungen beschriebenen Weisis:

Fig. 1 zeigt ein Adernpaar 12, welches einen Analogabschnitt 14 speist Der Analogabschnitt erfüllt die folgenden grundlegenden Aufgaben:

1. überbrückt die Teilnehmerleitung hochohmig,

2. weist Wählimpulstöne und andere Töne unterhalb 680 Hz zurück,

3. verstärkt ankommende Signale auf eine zur Weiterverarbeitung notwendige Amplitudenhöhe und

4. trennt ankommende Tonfrequenzzeichen in ihre Grundfrequenzen.

Schaltkreise, die diese Funktionen ausführen, können aus der DE-OS 21 63 276 entnommen werden.

Die von den entsprechenden Gruppenpaßfiltern in dem Analogabschnitt durchgelassenen Signale erscheinen an den entsprechenden Ausgängen 24 und 26, die die Begrenzerkreise 30 speisen. Die Tonfrequenzzeichen werden in einen niedrigen und einen hohen Frequenzbereich aufgeteilt; dabei müssen die Signale eint genügend große Amplitude aufweisen, um einen Schwellwert überschreiten zu können, der eine im wesentlichen rechteckförmige Wellenform liefert Von den Begrenzern 30 werden höherfrequentere und niederfrequentere Signale mit im wesentlichen rechteckförmiger Wellenform über Ader 31 zu den Bandpaßfiltern des niedrigen Frequenzbereichs und über Ader 32 zu den Bandpaßfiltern des hohen Frequenzbereiches geleitet

Von den Bandpaßfiltern läßt das Filter 40 ein schmales Band mit der Mittenfrequenz 697 Hz, das Filter 41 ein schmales Band mit der Mittenfrequenz 770 Hz, das Filter 42 ein schmales Band mit der Mittenfrequenz 852 Hz und das Filter 43 ein schmales Band mit der Mittenfrequenz 941 Hz durch.

Von den Bandpaßfiltern des anderen Frequenzbereiches sind in ähnlicher Weise das Filter 44 für die Frequenz 1209Hz, das Filter 45 für die Frequenz 1336 Hz, das Filter 46 für die Frequenz 1477 Hz vorgesehen. Wenn nur zehn Ziffern, zwei Symbole und kein anderes Codezeichen benutzt werden, dann kann das achte Filter für die Frequenz 1633 Hz weggelassen werden (wie gezeigt) oder dieser Ausgang bleibt offen. Diese Frequenz (1633 Hz) wird nur für zusätzliche digitale Informationen benutzt, die von dem in Fernsprechanlagen für Wahlzwecke verwendeten zehn Ziffernsysteme getrennt sind.

Die Bandbreite jedes Bandpaßfilters 40 bis 46 beträgt

2 bis 2V₂ ⁰Zo der Filtergrundfrequenz, wobei das abgegebene Signal Sinusform hat Die Ausgangssignale der Filter 40 bis 46 gelangen über zugeordnete Adern 50 bis 56 zum Abschnitt 60.

In Abschnitt 60 wird aus der Dauer, Stärke und so Frequenzbereichslage der empfangenen Signale ein Gültigkeitssignal abgeleitet Die Signale werden gespeichert und in einen eins-aus-zwölf-Code umgewandelt und dann an Abschnitt 80 zur Weiterverarbeitung weitergeleitet.

In Abschnitt 80 werden die ankommenden Signale erneut codiert und die abgehenden Signale zur Weiterverarbeitung in externen Geräten den Leistungsverstärkern 91 —95 zugeführt.

F i g. 2 zeigt einen elektronischen Spannungsteiler mit den 2 folgenden grundlegenden Eigenschaften:

1. aus einer unsymmetrischen Spannungsquelle wird an den Punkten 112, 114 eine symmetrische Versorgungsspannung bereitgestellt;

2. die bereitgestellte symmetrische Versorgungsspannung ist ein viertel so groß wie die der

unsymmetrischen Spannungsquelle.
Somit macht der elektronische Spannungsteiler einen Gleichspannungswandler überflüssig.

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In F i g. 2 wird die externe Versorgungsspannung an die Klemme 101 gelegt. Diese Versorgungsspannung ist die für Fernsprechvermittlungsstellen oder Nebenstellenzentralbatterien typische, die zwischen —44 V — und —56 V - schwankt Die externe Erde wird an Anschluß 102 gelegt. Der Gleichrichter CR101 verhindert rückläufigen Stromfluß über die externe

— VCC Leitung und verhindert die Zerstörung des elektronischen Spannungsteilers.

Die durch die Widerstände R101 und R102 durch zwei geteilte Spannung wird den parallel geschalteten Basen der Transistoren Q101 und Q102 zugeführt Die miteinander verbundenen Emitter werden so ungefähr auf der Spannung — VCCI2 gehalten. Diese Spannung an den Emittern wird nochmals halbiert und den Basen der Transistoren Q103 und Q104 zugeführt so daß die Emitter dieser Transistoren ungefähr auf der Spannung

— VCOA gehalten werden. Da der Lastwiderstand L1 dem von R102 annähernd gleich ist und die Lastwiderstände L1 und L 2 ung'efähr 200 Ω betragen, fließt nur ein kleiner Teil des Stromes durch die Transistoren. Die Lastwiderstände L1 und L 2 stellen im Empfänger verteilte Operationsverstärker dar. Der in Fig.2 dargestellte elektronische Spannungsteiler liefert auf diese Weise genau symmetrische Vorspannungen ±V1 bezüglich des als Erdpunkt betrachteten Anschlußsses 113. Die erzeugten Vorspannungen sind die negative Spannung —VI an Klemme 112 und positive Spannung +Vl an Klemme 114.

Auf diese Weise ist die Forderung nach einer symmetrischen Stromversorgung mit Spannungen, die unterhalb der Durchbruchsspannung der Operationsverstärker liegen, erfüllt

In diesem elektronischen Spannungsteiler fließt nur ein kleiner Teil des Stromes durch die Transistoren. Fast der ganze von den Lastwiderständen L1 und L 2 benötigte Strom fließt durch den Widerstand R105. Die Schaltung hat somit einen Wirkungsgrad von annähernd 50%.

In den meisten Schaltungen, die aus einer höheren Versorgungsspannung eine niedrigere mit großem Wirkungsgrad gewinnen, d.h. die Spannung auf die Hälfte oder mehr reduzieren, und dabei eine symmetrische Versorgungsspannung liefern, verwenden Gleichspannungsumsetzer. Diese Gleichspannungsumsetzer sind teuer und erzeugen Schaltspannungen, die zu Beanstandungen der Arbeitsweise des Empfängers führen. Die hier verwendete Schaltung ist billiger und frei von Schaltspannungen.

Fig.3 und Fig.4 zeigen die genaue Schaltung des Abschnitts 60, der zur Signalerkennung und -Auswertung verwendet wird.

Ini folgenden wird die Arbeitsweise der in F i g. 3 und F i g. 4 detailliert dargestellten Schaltung des Abschnitts 60, der zur Signalerkennung und Auswertung verwendet wird, näher beschrieben.

Wenn mindestens an einem Eingang mit den Eingangsklemmen 50—53 die anliegende hohe Spannung + VCC zu der tiefen Spannung — VCC wechselt dann ändert sich auch das Potential am Verbindungspunkt 120 entsprechend^ da die entsprechende der Dioden CR 0, CR1, CR 2 leitend wird. Jedoch ist dieses niedrigere Potential nicht niedriger als das Bezugspotential des aus den Widerständen KlSO und JM51 gebildeten Spannungsteilers, so daß der Verstärker T seine hohe Ausgangsspanung + VCCbeibehält

Wenn auch mindestens an einem Eingang mit den Eingangsklemmen 54—56 die anliegende hohe Span-

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65 nung + VCC zu der tiefen Spannung — VCC wechselt dann wird die entsprechende Diode CR 4, CR 5 oder CR 6 leitend. Die sich jetzt ergebende Spannungsabsenkung am Verbindungspunkt 121 liegt unterhalb der Spannung V3 am unteren Eingang des Verstärkers T. Der Ausgang des Verstärkers T antwortet darauf mit einem Potentialwechsel von + VCCzu — VCC wodurch der Transistor Q 201 gesperrt wird. Der Kondensator C1 lädt sich nun über die Widerstände R153 und R154 auf.

Wenn nun die Spannung des Kondensators C1 sich auf einen Wert oberhalb des Potentials, was der aus den Widerständen R155 und R158 gebildeten Spannungsteilers aufweist aufgeladen hat dann wechselt der Verstärker V von der tiefen Spannung — VCC zu der hohen + VCC

Wenn jedoch das Eingangssignal entweder auf den Leitungen 54—56 des hohen Frequenzbereichs oder auf den Leitungen 50—53 des niedrigen Frequenzbereichs abklingt bevor der Verstärker V seinen Zustand geändert hat dann kehrt der Ausgang des Verstärkers T sofort zu seiner hohen Spannung + VCCzurück.

Der hohe Spannungszustand des Verstärkers T, macht den Transistor Q 201 leitend und entlädt den Kondensator Cl schnell Ober Λ154. Dieser Vorgang setzt die Koinzidenz von mindestens einem Signal von vorgeschriebener Länge in jedem Frequenzbereich voraus. Diese Koinzidenzforderung bezüglich der Signale minimalisiert die Gefahr der Anschaltung durch Sprachsignale.

Der Ausgang des Verstärkers U liegt an dem invertierenden Eingang des Verstärkers V, so daß bei hohem Spannungszustand + VCC am Verstärkerausgang t/der Verstärkerausgang Vden tiefen Spannungszustand -VCC einnimmt, solange die beiden oben erwähnten Signale anliegen. Dieser Ausgang V zeigt einem nicht näher bezeichneten Signalsteuergerät an, daß die empfangenen Signale bei diesem Vorgang Gültigkeit haben.

Der hohe Spannungszustand am Ausgang des Verstärkers U macht den Transistor Q 202 stromführend. Der Transistor Q 203 war ursprünglich leitend, so daß durch den leitend gewordenen Transistor Q 202 an ihren Kollektoren keine Änderung erfolgt

Die niederohmige Belastung des Verstärkers V sorgt für die Durchschaltung des Transistors Q 204 und somit für eine schnelle Entladung des Kondensators C 22. Die Entladung bis unter die aus den Widerständen R170 und /7171 gebildete Bezugsspannung des Kondensators C22 geschieht in weniger als 500 nsec

Als Ergebnis fällt die Ausgangsspannung des Verstärkers W von dem hohen Spannungszustand + VCCaaf der. tiefer. - VCC

Der Ausgangspfad des Verstärkers W kann durch die Diode CR129 und den Widerstand R168 zur Basis des Transistors Q 203 verfolgt werden. Wenn nun der Verstärkerausgang W spanmmgsmäßig herunterfällt, sperrt Transistor Q 203. Da schon vorher der Transistor Q 202 leitend war, ändert sich die Spannung an den verbundenen Kollektoren der Transistoren Q 202 und ζ) 203 nicht Wenn der Tiefspannungszustand am Verstärkerausgang W mit leitendem Transistor Q 202 einhergeht, dann wird der Transistor Q 205 gesperrt, wenn sich die gemeinsame KoDektorspannung ändert Die Spannung am Punkt 210 wird das aus den Widerständen R174 und R175 gebildete Bezugspoten-OaL
An den Eingängen der Anschlüsse 50—56 ist

wenigstens ein Eingangssignal in jeder Gruppe heruntergegangen. Dieser Tiefspannungszustand passiere zum Beispiel den Widerstand R 201. Verfolgt man einen Pfad durch die Diode CR 208, dann findet man den Transistor Q 206 gesperrt vor und deswegen erscheint an der Anode der Diode CR 208 eine Tiefspannung, die die Diode CR 208 sperrend vorspannt.

Der Tiefspannungseingang wird mit dem Hochspannungsausgang + VCC am ( + )-Anschluß des Verstärkers A addiert. Erinnert sei, daß vor der Gültigbewertung des Signals der Transistor Q 205 leitend war und daß am invertierenden Verstärkereingang A das Tiefsignal — VCC lag. Die Summe aus Tiefspannung am Eingang plus Ausgangsspannung von Verstärker A liegt nicht unter der Spannung am invertierenden Verstärkereingang A. So ändert sich am Verstärkerausgang A nichts. Jedoch nach der Bewertung des Signals wird der Transistor Q 205 gesperrt und es erscheint die Bezugsspannung des Verbindungspunktes 210 am invertierenden Eingang des Verstärkers A.

Die Summe aus hohem Spannungszustand am Verstärkerausgang A plus Erscheinen eines Eingangszustandes unterhalb der Bezugsspannung des Verbindungspunktes 210 veranlaßt den Verstärkerausgang A den Tiefspannungszustand einzunehmen. Dieser bleibt erhalten, auch wenn das Eingangssignal den Tiefspannungszustand nicht beibehält

Es sei noch erwähnt, daß der Verstärkerausgang W direkt auf die GQltigbewertung heruntergeht und so den Kondensator C303 über den Widerstand R169 entlädt Wenn C303 bis zu einer Spannung unterhalb der aus dem Teiler mit den Widerständen Ä166 und Λ 167 gebildeten Referenzspannung abgesunken ist, dann ändert der Verstärkerausgang X seinen Zustand von hoch zu tief. Der Ausgangszustand — VCC des Verstärkers X bewirkt die Durchschaltung des Transistors Q 206, schaltet die Diode CR 708 in Durchlaßrichtung, und läßt an der Kathode der Diode CR 208 ein Potential von ungefähr + VCC entstehen. Jetzt können keine weiteren Eingangssignale durch die Verstärker A und G gelangen.

Schließlich enden die Signale an den Eingängen

50—56. Dann kehrt Ausgang T zu seinem Hochspannungszustand zurück, Transistor Q20i wird gesättigt, Kondensator Cl entlädt sich, der Ausgang des Verstärkers U kehrt zu seinem Tiefspannungszustand — VCC zurück und Transistor Q 202 wird stromlos. Transistor ζ) 203 ist schon stromlos, so daß die gemeinsamen Kollektoren der Transistoren Q 202 und Q 203 ihren Tiefspannungszustand verlassen und eine höhere Spannung einnehmen, die von dem Teilverhältnis der Widerstände R 164 und R 165 bestimmt wird. Auf diese Weise erlaubt die Spannung auf Leitung 207 den Ausgängen der Verstärker H vis 5 von + VCC auf — VCC zu wechseln, wenn die Summe der Spannungen eines der zwei Signalverstärker A—G an ihren betreffenden nicht invertierenden Eingängen unter der Spannung an ihren invertierenden Eingängen bleibt. Widerstand Λ 322 und Widerstand Ä345 bilden Spannungsteiler, der den Zwei-aus-sieben-Code von den Verstärkern A — G in einen Zehnercode umwandelt, der einem und nur einem der Verstärker H—Sgestattet, seinen Spannungszustand zu ändern.

Als Ergebnis sperrt der Transistor (?204 und Kondensator C22 lädt sich auf, wenn der Ausgang des Verstärkers U zu seinem Tiefspannungszustand zurückgekehrt ist Solange Kondensator C22 noch nicht die aus dem Spannungsteiler R 170 und R171 eebijdete Bezugsspannung erreicht hat, kann das Ausgangssignal eines der Verstärker H—S bestehen bleiben. Wenn jedoch der Kondensator C22 ausreichend geladen ist, kehrt ein Ausgang des Verstärkers IV zu seinem hohen

Spannungszustand zurück, der Transistor Q 203 wird

leitend und der Kreis kehrt zu seiner Normallage zurück.

Aus dem Ausführungsbeispiel ist ersichtlich, daß die

Zeitmessung durch eine spannungsempfindliche Anordnung geschieht und kein pulsgesteuerter Multivibrator wie in bekannten Systemen verwendet wird. Das vorgestellte System ist deswegen störungsanfälliger.
Es ist ein verzögerter Ausgang vorgesehen, dessen direkter Vorteil es ist, daß bei Nebenstellenanlagen, die an öffentliche Vermittlungsstellen angeschlossen sind, keine Speicher notwendig sind.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

230232/125

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Empfang und zur Auswertung von Tonfrequenzzeichen nach dem n^^yCode mit einem Signaldetektor, der die Signale hinsichtlich ihrer Amplitude und ihrem gleichzeitigen Auftreten in m Frequenzbereichen während einer Mindestzeit prüft und danach ein Gültigkeitssignal abgibt, welches die Weiterleitung der empfangenen Signale in Zwischenspeicher- und Auswerteschaltungen steuert, dadurch gekennzeichnet, daß jede Einzelfrequenz des empfangenen Tonfrequenzsignals über eine individuelle Torschaltung (R 201, CR 208) einem individuellen Zwischenspeicher (A-G)zugeführt wird, daß das Gültigkeitssignal (u) über ein erstes Verzögerungsglied (C22) alle Zwischenspeicher (A-G) freigibt, daß durch das Gül'igkeitssignai nach weiterer Verzögerung (C3O3) alle Torschaltungen gesperrt werden, daß die Ausgangssignale der Zwischenspeicher (A-G) über logische Verknüpfungen (R 322, 77323) entsprechend dem gewünschten Code zusammengefaßt werden, daß nach Ablauf einer weiteren Zeit die mit den logischen Verknüpfungen verbundenen Auswerteglieder (H- S) für eine vorgegebene Zeit freigegeben werden, daß in zeitlicher Abhängigkeit von der Freigabe der Auswerteglieder ein Signal (am Punkt 210) abgeleitet wird, durch das alle Zwischenspeicher gelöscht werden und daß durch ein vom Ende des Gültigkeitssignals und der Löschung der Zwischenspeicher abgeleitetes Signal (Durchschaltung von Q 206) die Torschaltungen freigegeben werden.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für das Signal zur Freigabe der Auswerteglieder zusätzlich das Ende des Gültigkeitssignals ausgewertet wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Zwischenspeicher Operationsverstärker (A—G) verwendet werden und daß das Ausgangssignal auf den Signaleingang derart zurückgeführt wird, daß ein nach dem Sperren der Torschaltung abgegebenes Signal bis zur Löschung des Zwischenspeichers aufrechterhalten wird.