DE2323939A1

DE2323939A1 - Digitales uebertragungssystem

Info

Publication number: DE2323939A1
Application number: DE2323939A
Authority: DE
Inventors: Richard Arnold Boulter
Original assignee: POST OFFICE LONDON; Post Office
Current assignee: British Telecommunications PLC
Priority date: 1972-05-12
Filing date: 1973-05-11
Publication date: 1973-11-22
Also published as: NL7306452A; AU5537873A; AU467017B2; NL177064B; CA973636A; JPS5442909A; US3892916A; DE2323939B2; JPS4950859A; NL177064C; ZA733077B; GB1381338A

Description

Patentanwälte

Dr.-I.-S· i- & -~ ^ ^{T z} l^r"
« UlnehenU Steiiwdorfate » 232 39 3

41-20.7O2P 11. 5. 1973

THE POST OFFICE. London (Großbritannien)

Digitales Übertragungssystem

Die Erfindung bezieht sich auf digitale Nachrichtenoder Übertragungssysterne, insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Übertragung digitaler Daten im sogenannten Diphasen(Zweiphasen)- oder Dipuls(Zweipuls)-Code nach Hauptpatent ... (Patentanmeldung P 22 51 605.8-31; Anwaltsaktes *Π-19·563Ρ).

Eine Diphasenübertragung wird normalerweise als digitales Basisbandsystem angesehen, bei dem 01 und 10 übertragen werden, um die beiden signifikanten Zustände von Quellendaten darzustellen. Auf diese Weise entspricht das Übertragungsstreckensignal einem seriellen Strom mit der

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doppelten ursprünglichen Modulationsrate, jedoch mit einer Codierungseinschränkung, die eine gewisse Korrelation oder Redundanz einführt. Diese Redundanz ermöglicht es, daß die Taktinformation leicht dem Empfangssignal unabhängig vom Inhalt der übertragenen Daten entnommen wird. Es ist selbstverständlich, daß die Taktinformation immer vorhanden ist, da die Übertragung eines Übertragungsetrecken- oder Leitungssignals immer in der Mitte von jedem Datenelement erfolgt. Gemäß dem Basisbandkonzept kann das Übertragungsstreckensignal mit der doppelten Geschwindigkeit in Tiefpaßform empfangen, regeneriert und digital decodiert werden; und für dieses Konzept wurden bereits einige Modems (Modulator/Demodulator-Einheiten) entwickelt. Es ist erforderlich, Einrichtungen zur Vermeidung von Zeit- und Polaritätsunbestimmtheiten vorzusehen, wobei bei einigen Empfangsarten ein störender 3dB-Rauschabstand auftritt. Wichtiger ist jedoch vielleicht, daß bei allen diesen Verfahren die Übertragungsstreckenkennlinie eine Entzerrung bis zur doppelten Frequenz, die bei einer normalen Basisbandübertragung vorgesehen ist, erforderlich macht.

Eine andere Möglichkeit, die Diphasenübertragung darzustellen', besteht darin, sie als Phasenmodulation oder als Zweiseitenband-Übertragung mit unterdrücktem Träger (DSB-SC-System) zu betrachten, bei dem das modulierende Signal die Phase eines Trägers schaltet, dessen Frequenz in Hz (Grundfrequenz bei einem Rechtecksignal-Träger) die gleiche ist wie die Modulationsrate in Bauds; die vorliegende Erfindung beruht auf dieser Betrachtung der Diphasenüber tragung. Das Signal kann auch empfangen und kohärent zu einer Zweiseitenbandform mit Hilfe eines Trägers demo-

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duliert werden, der dem Übertragungsstreckensignal entnonmen wird. Dieser Träger ist auch ein Taktsignal und unterliegt Unbestimmtheiten, die bei einem Empfang in der Tiefpaßform auftreten. Diese Schwierigkeit kann jedoch beseitigt werden. Weiterhin haben Versuche ergeben, daß bei einem Zweiseitenbandempfang die Korrektur der Signalform weniger erforderlich ist.

Das Hauptpatent ... (Patentanmeldung P 22 51 605.8-31) betrifft einen Sender, in dem ein isochrones Basisband-Datensignal mit 60 bit/s in ein Diphasensignal umgesetzt wird. Danach ist ferner ein Empfänger vorgesehen, in dem umgekehrt das isochrone Datensignal aus dem Diphaeensignal zurückgewonnen wird. ,

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den im Hauptpatent beschriebenen Empfänger zu verbessern.

Die vorliegende Erfindung sieht vor eine Schaltungsanordnung oder einen Umsetzer und ein Verfahren zum Umsetzen eines Diphasensignals in ein isochrones Basisband-Datensignal.

Vorzugsweise wird ein Taktsignal mit einer Frequenz gleich dem Kehrwert der Dauer eines Elements der Basisbanddaten extrahiert durch Ableiten der zweiten Harmonischen des Trägersignals und Schicken durch einen Frequenzhalbierer. Das Diphasensignal und das Taktsignal werden in einem Modulo-2-Addierer verknüpft, um das isochrone Basisband-Datensignal zu ergeben.

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Da eine Unbestimmtheit von 18O in der Phase des Taktsignals vorliegt, ist eine Unbestiramtheitsschaltung vorgesehen. Diese Schaltung überwacht das Verhältnis der Phasen des Taktsignals und des isochronen Basisbanddatensignals zueinander und korrigiert dieses Phasenverhältnis (oder relative Phase) bei Auftreten eines Fehlers.

Ein Verfahren zum Umsetzen eines Diphasensignals in ein isochrones Basisband-Datensignal, indem ein Taktsignal mit einer Frequenz gleich dem Kehrwert der Dauer T eines Elements des Basisbanddatensignals aus dem Diphasensignal abgeleitet und das Taktsignal mit dem Diphasensignal verknüpft wird» nach dem Hauptpatent ... (Patentanmeldung P 22 51 605.8-31), ist gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß das Diphasensignal und das Taktsignal in einem Modulo-2-Addierer verknüpft werden, und daß das isochrone Basisband-Datensignal aus dem Ausgangssignal des Modulo-2-Addierers regeneriert wird.

Ein Diphasen-Basisband-Umsetzer, bei dem aus dem Diphasensignal ein Taktsignal gewonnen wird, dessen Frequenz gleich dem Kehrwert der Dauer T eines Elements des isochronen Basisband-Datensignals ist, nach Hauptpatent ... (Patentanmeldung P 22 51 605.8-31), ist gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß das Taktsignal und das Diphasensignal in einem Modulo-2-Addierer verknpfbar sind, dessen Ausgangssignal in einen Regenerator gelangt, von dem das isochrone Basisband-Datensignal ableitbar ist.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen?

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Fig. 1 die Hüllkurve des Amplituden-Frequenz-Spektrums des Basisband-Datensignals;

Fig. 2 die Hüllkurve des Amplituden-Frequenz-Spektrums für zwei Formen eines Übertragungsstrekkensignals;

Fig. 3 das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Diphasen-Empfängers; und

Fig. h das Blockschaltbild eines Phasenunbestimmtheitsdetektors zur Verwendung zusammen mit dem Diphasen-Empfänger von Fig. 3·

Wenn die zu sendenden Daten in NRZ (non return to zero)-Code vorliegen, dann ist die Hüllkurve des Basisband-Frequenz-Amplitudenspektrums gegeben durch

co T
2

sxn „ -_n ,

wie dies in Fig. 1 dargestellt ist. Wenn dieses Signal einen Träger mit der gleichen Frequenz wie die Modulationsgeschwindigkeit amplitudenmoduliert, dann tritt die Schwierigkeit einer Spiegelung, Faltung oder Umklappung auf, da die zweiten Zipfel oder Keulen in den negativen Frequenzbereich fallen. Der Einfluß dieser Spiegelung auf das Spektrum des in die Übertragungsstrecke eingespeisten Signals hängt von der Trägerphase ab. Wenn der Träger mit dem modulierenden Signal in Phase ist, d. h. wenn die Nulldurchgänge des Trägers gleichzeitig mit den

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Übergängen des modulierenden Signals erfolgen, dann bewirkt die Spiegelung, daß der zweite Zipfel oder die zweite Keule des unteren Seitenbandes kohärent zu der Hauptkeule addiert wird, während die dritte Keule kohärent von der Hauptkeule des oberen Seitenbandes abgezogen wird. Dadurch wird das Sendespektrum bei mehr Energie im unteren Seitenband unsymmetrisch. Diese Rolle wird vertauscht, wenn der Träger um 90 phasenverschoben wird. Dabei tritt mehr Energie im oberen Seitenband auf, da die zweite Keule vom unteren Seitenband subtrahiert und die dritte Keule zum oberen Seitenband addiert wird. Die Wirkung auf das" Frequenzspektrum ist in der Fig. 2 zusammen mit einem symmetrischen Spektrum mit gleichen Seitenbändern dargestellt.

Eine Interferenz im Hauptsignal entsteht auch aus den Seitenbändern des Zweiseitenband-Signals, das durch die dritte Harmonische des Trägers erzeugt wird, aber diese sind im Vergleich zur Spiegelung unbedeutend* Diese beiden Effekte können durch die Verwendung eines Vörmodulationsfliters beseitigt werden, um die zweite Keule zu entfernen. Tatsächlich ist die Kombination einer Spiegelung und einer Phasenverschiebung um 90 vorteilhaft, da der Signalpegel zu niedrigen Frequenzen verringert wird, wo die ÜbertragungsStreckenstörung am größten ist, und da der Signalpegel zu hohen Frequenzen gesteigert wird, wo die Dämpfung am größten ist. Dadurch können größere Abstände oder Entfernungen ohne Korrektur der Signalform überbrückt werden. Die zuletzt genannte Art der Diphasenmodulation kann als Zylinderhut("Top hat")-Modulation beschrieben werden, da bei einem Rechtecksignal-Träger die beiden signifikanten Zustände der Quellendaten

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jeweils durch eine aufgerichtete und eine invertierte Zylinderhut-For« dargestellt werden* Ein formellerer Name ist "WAL₂-Träger", wobei WAL₂ eine "Walsh-Funktion" der zweiten Art bezeichnet.

Gesäß Fig. 3 und 4 wird ein Diphasensignal von einer äußeren Übertragungsstrecke (nicht gezeigt) einem Eingang 11 zugeführt und durchläuft einen Übertragungsstrecken- oder Leitungsübertrager 12, der als Hochpaßfilter mit 3 db Dämpfung bei 5 kHz arbeitet.

Vom Leitungsübertrager 12 gelangt das Signal durch ein Tiefpaßfilter 14 zu einem "Hart"-Begrenzer 13. Das Tiefpaßfilter ist ein Butterworth-Tiefpaßfilter dritter Ordnung mit 3 db Dämpfung bei 100 kHz. Der Begrenzer 3 hat zwei nicht rückgekoppelte integrierte Operationsver- . stärker, denen ein TTL-Gatter nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal des Begrenzers 13 wird einer Anzahl von Gattern 42 zugeführt, die schmale Impulse bei jedem Übergang des Begrenzerausgangssignals erzeugen. Diese Impulse werden in ein Monoflop oder monostabiles Kippglied 43 eingespeist, das einen Impuls mit einer Breite oder Dauer kurz unterhalb T/2 erzeugt, wobei T die Dauer eines Ele*· ments des isochronen Basisband-Datensignals (d. h. 16,7 /US in diesem Beispiel) ist. Das Ausgangssignal des Monoflops 43 wird in ein zweites Monoflop 16 eingespeist, das Impulse der Dauer T/4 erzeugt. Das erste Monoflop dient dazu, zu gewährleisten, daß Τ/4-Impulse nicht bei Leitungsübergängen erzeugt werden, die durch die modulierenden Daten verursacht werden, da diese nach einer Zeit von nur T/4 nach den vom Träger verursachten Übergängen auftreten. Das Ausgangssignal des Monoflops 16 wird gedämpft

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und in einen Abstimmkreis oder ein Schmalbandpaßfilter 17 eingespeist. Der Abstimmkreis kann zwei in Serie geschaltete Transistoren haben, wobei Parallelresonanzkreise an deren Kollektoren angeschlossen sind. Diese Resonanzkreise haben eine 3-db-Bandbreite von 1 kHz bei einer Mittenfrequenz von 120 kHz.

Das Diphasensignal, das am Eingang 11 eingespeist wird, enthält keine Komponente eines eingeschwungenen Trägers, da die Trägerphase um 18O° in einer Zufallsphase in Abhängigkeit von den übertragenen Daten geschaltet wird.

Wenn das Signal die Glieder 42, 43 und 16 durchläuft, wird jedoch eine starke zweite Harmonische des Trägers erzeugt, und das Filter 17 ist so abgestimmt, daß diese Frequenz durchgelassen wird. Das Ausgangssignal des Filters 17 wird quadriert und in ein Glied 18 variabler Phase und dann in einen Frequenzhalbierer 19 eingespeist.

Die Phasenbeziehung zwischen dem Träger und den demodulierten Daten ist nicht unabhängig von der Verlustkennlinie oder Streckendämpfung der Übertragungsstre'cke oder Leitung. Tatsächlich bewirkt eine lineare Änderung einer Einfügungsdämpfung, daß die Datenübergänge im modulierten Übertragungsstreckensignal sich relativ zu den Trägerübergängen bewegen. Dies verursacht jedoch keine Demodulationsprobleme, da die Dateninformation vom Übertragungsstreckensignal zurückgewonnen wird und daher in der richtigen Phase für die Demodulation sich befindet. Es wird jedoch ein Taktsignal vom Träger abgeleitet, und wenn der Takt so liegt, daß das empfangene Augen-Diagramm genau mit den

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gegensinnig gepolten beiden Modems regeneriert wird, dann kann nach einer Übertragung über eine Übertragungsatrecke bei linearer Änderung der Einfügungsdämpfung mit der Frequenz der Ort der Taktübergänge sich um bis zu T/3 s verschoben haben. Diesem Problem kann beigekommen werden durch Verschieben des Taktes aus der Mitte des Auges um T/6 B₁ wenn die Modems in gegensinnig gepolter Schaltung vorliegen, so daß eine optimale Regeneration auf einer Übertragungsstrecke mittlerer Länge stattfindet und eine Taktverschiebung über die Mitte des Auges hinaus auf längeren Übertragungsstrecken toleriert wird. Ein Verzögerungsglied 34 bewirkt diese Verzögerung der Frequenz des rückgewonnenen Trägers, die dann als Takt dient.

Das Ausgangssignal der Schaltung 19 ist ein Taktsignal mit der Trägerfrequenz, die phasenmäßig durch einen Phasenabgleicher 33 gesteuert wird, wobei dieses Taktsignal über Leitungen 20 und 22 weitergeleitet wird, um das Eingangssignal eines Modulo-2-Addierers 23 zu bilden, der das Übertragungsstreckenausgangssignal vom Begrenzer 13 an seinem anderen Eingang empfängt. Der Modulo-2-Dadierer arbeitet als ein Phasendemodulator. Das Ausgangssignal des Addierers 23 wird in ein Bessel-Tiefpaß-Filter 24 fünfter Ordnung eingespeist, das eine 2-db-Dämpfung bei 30 kHz zeigt. Das Ausgangssignal des Filters 24 wird in einem Viedergabeglied 25 quadriert, und das wiedergegebene Signal wird einem Regenerator 26 zugeleitet, in dem es neu synchronisiert wird mittels des verzögerten Trägersignals am Eingang von der Leitung 27, um ein isochrones Basisband-Datensignal am Ausgang 28 zu erzeugen. Die Phase des Trägers wird durch das Glied 18 so eingestellt, daß die durch die Glieder 16, 17, 24 und 25 verursachten Verzögerungen ausgeglichen werden, um ein maximales Ausgangssignal von der Einheit 24 zu erhalten.

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Da das Taktsignal auf* der Leitung 20 durch ein Verfahren von Multiplikation und Division gewonnen wird, ist es möglich, daß die Taktphase um 18O° fehlerhaft ist. Daher ist ein Unbestimmheitsdetektor vorhanden, um einen derartigen Phasenfehler, falls er auftreten sollte, zu erfassen und zu berichtigen. Die einzige im Empfänger verfügbare Information darüber, ob die Phase richtig ist, kommt von den Übergängen des demodulierten Signals, weshalb diese Übergänge im Unbestimmtheitsdetektor benutzt werden, um die Taktphase zu korrigieren. Wenn das empfangene Übertragungsstreckensignal verzerrungs- und fehlerfrei wäre, würde die Einstellung des Taktes.auf die richtige Phase nicht schwierig sein, es ist jedoch wichtig, daß die Taktphase nicht fehlerhaft durch einen einzigen fehlliegenden Übergang eingestellt wird, da dies zu weiteren Elementfehlern führen würde.

Normalerweise ist die Trägerrückgewinnungsschaltung viel weniger empfindlich gegenüber Rauschen als das demodulierte Signal, so daß es oft zu einem unrichtigen Übergang bei den demodulierten Daten wegen Rauschens kommt, das die Trägerphase nicht beeinträchtigt hätte. Daher ist ein Zähler vorgesehen, um eine Anzahl η von aufeinanderfolgenden unrichtigen Übergängen zu erfassen, bevor irgendeine Phasenkorrektur vorgenommen wird. Wenn η zu klein ist, z. B. nur 1 beträgt, würde dieser unrichtig liegende Übergang bewirken, daß die Phase des Taktes unrichtig geändert würde. Wenn andererseits η zu groß ist und der Takt in der falschen Phase auftritt, würden zu viele Fehler auftreten, bevor die Korrektur vorgenommen wird. Es ist festgestellt worden, daß η = 6 ausreicht, um einen angemessenen Betrieb bei Vorhandensein von Gauß-

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Rauschen zu ergeben, jedoch können auch andere Werte bei anderen Umständen angemessen sein. Wenn drei Modems in Tandem-Schaltung als Regenerator verwendet werden, existiert ein zusätzliches Problem, das durch die Unbestimmtheitsdetektoren bedingt ist, indem nämlich, wenn der Takt beim ersten Modem die Phase ändert, dann trotz fehlender Änderung der Phase des rückgewonnenen Takts beim zweiten Modem die Übergänge der rückgewonnenen Daten sich verschoben haben und nach η Übergängen der Unbestimmtheitsdetektor am zweiten Modem arbeitet, um die Phase des Trägers zu ändern. Gleichzeitig wird jedoch der Unbestimmtheitsdetektor beim ersten Modem die Phase seines Takts ändern, so daß das Verhältnis der Phase des Taktes und der Daten beim zweiten Modem wieder unrichtig wird und weitere η Übergänge erforderlich sind, bevor dies korrigiert wird. Wenn also m Modems in Tandem-Schaltung vorliegen, existiert ein Zeitintervall, während dem mindestens m χ η Übergänge am letzten Empfänger auftreten, wenn die Taktphase sich ändert, was eine große Anzahl von Fehlern verursacht. Um zu gewährleisten, daß die Anzahl der Taktübergänge am letzten Empfänger möglichst nahe der richtigen Anzahl gehalten wird, ist der Unbestimmtheitsdetektor in allen Modems so geschaltet, daß abwechselnd Taktübergänge unterdrückt und eingesetzt werden, wenn die Taktphase korrigiert wird. Dies bedeutet, daß nur dann, wenn der Taktfehler auftritt, im letzten Empfänger ein Übergang mehr oder ein Übergang weniger im aus dem Trägersignal zurückgewonnenen Taktsignal vorhanden sein wird.

Der Unbestimmtheitsdetektor ist schematisch in Fig. abgebildet. Das Ausgangssignal eines Frequenzteilers 19 wird in einen Phasenabgleicher 33 eingespeist, der die

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Phase des vom Träger abgeleiteten Signals um 18O° voreilen lassen oder verzögern kann, je nachdem, ob das von einem Schalter 35 empfangene Signal auf einer Leitung 36 oder 37 ankommt. Das Taktsignal auf der Leitung 20 wird zu einem Verzögerungsglied 35 geleitet, das das Taktsignal um ein Zeitintervall T/4 verzögert. Ein Aufrichte-Ausgangssignal vom Verzögerungsglied 32 gelangt zu einem UND-Gatter 30 auf einer Leitung 39» und ein invertiertes Ausgangssignal gelangt zum UND-Gatter 31 auf einer Leitung 40. Das Glied 29 erzeugt schmale Impulse, die den Übergängen des wiedergegebenen Datensignals auf der Leitung 50 entsprechen. Diese schmalen Impulse werden in die UND-Gatter 30 und 31 eingespeist. ¥enn also ein Fehler in der Taktphase auftritt, wird ein Ausgangsimpuls durch das UND-Gatter 3Q abgegeben. Diese Ausgangsimpulse werden durch einen Zähler Jk gezählt. Wenn jedoch die Taktphase richtig ist, wird ein Ausgangsimpuls vom UND-Gatter 31 erzeugt, der den Zähler 34 rücksetzt. Wenn sechs aufeinanderfolgende Fehler in der Taktphase durch den Zähler 34 erfaßt worden sind, wird ein Ausgangssignal an die Leitung 41 abgegeben, die den Schaltzustand des Schalters 45 ändert und damit den Phasenabgleicher 33 erregt, um die Taktphase zu korrigieren. Nachfolgende Korrekturen der Taktphase sind durch abwechselndes Voreilen und Verzögern der Phase um 18O möglich.

Ein besonderer Vorteil der Erfindung ist, daß sie ermöglicht, Leitungs- bzw. Übertragungsstreckenentzerrer aus den oben genannten Gründen wegzulassen, jedoch kann es in manchen Fällen nützlich sein, einen "Kompromiß"-Entzerrer zu benutzen, der eine Dämpfungs-Frequenz-Kennlinie zwischen einer nichtentzerrten Übertragungsstrecke und einer vollentzerrten Übertragungsstrecke aufweist.

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Claims

Patentansprüche

Verfahren zum Umsetzen eines Diphasensignals in ein isochrones Basisband-Datensignal, indem ein Taktsignal mit einer Frequenz gleich dem Kehrwert der Dauer T eines Elements des Basisbanddatensignals aus dem Diphasensignal abgeleitet und das Taktsignal mit dem Diphasensignal verknüpft wird, nach Hauptpatent ... (Patentanmeldung P 22 51 605.8-31), dadurch gekennzeichnet, daß das Diphasensignal und das Taktsignal in einem Modulo-2-Addierer (23) verknüpft werden, und daß das isochrone Basisband-Datensignal aus dem Ausgangssignal des Modulo-2-Addierers regeneriert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Taktsignal abgeleitet wird, indem eine zweite Harmonische des Trägersignals abgetrennt und in einen Frequenzhalbierer (19) eingespeist wird, an dessen Ausgang das Taktsignal erhalten wird.

3*. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die relative Phase des Taktsignals und des isochronen Basisband-Signals überwacht wird, und daß die relative Phase abgeglichen wird, wenn die relative Phase außerhalb vorbestimmter Grenzen liegt»

h. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die relative Phase an diskreten Zeitintervallen überwacht wird, und daß die relative Phase nur abgeglichen wird, wenn die relative Phase außerhalb der vorbestimmten Grenzen bei η aufeinanderfolgenden Fällen (mit η > 1) liegt,

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5. Verfahren nach Ansprach 4, dadurch gekennzeichnet, daß.η gleich 6 ist.

6. Verfahren nach Anspruch h oder 59 dadurch gekennzeichnet, daß die aufeinanderfolgenden Abgleichungen der relativen Phase gegensinnig ausgeführt werden«

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet j daß zum Abgleich der relativen Phase diese im wesentlichen nm ISO geändert wird*

8» Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7» dadurch gekennzeichnet, daß das Taktsignal um im wesentlichen T/6 gegenüber deri Träg-u.rsignal verzögert wird,

9· Diphasen-Basisbasiel-TJmsetzer_s bei dem aus dem Dipiiasensignal ein Taktsignal gewonnen wird, dessen Frequenz gleich dem Kehrwert der Dauer T eines Elements des isochronen Basisband-Datensigiie:!.? ist, nach Hauptpatent „ « « (Patentanmeldung P 22 51 605*8-31), dadurch gekennzeichnet $ daß das Taktsignal und das Diphasensignal in einem Modulo-2-Addierer (23) verkniipfbar ind, dessen Ausgangssignal in einen Regenerator (26) gelangt, von dem das isochrone Basisband-Datonsignal ableitbar ist.

10» Umsetzer nach Anspruch 9 ₃ gekennseichnet durch Schaltungsgileder (kZ* hj. 16) aiir Srz&ug-asig einer zweiten Harmonischen des Trägersignals, wobei die Schaltungsglieder einen Eingang habfr.; der das Biphasetisigüsl empfängt, und durch einen FreqiienzhElbierer (19)_S "ναΐ^ dem

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ein Eingang die zweiten Harmonischen empfängt und ein Ausgang das Taktsignal abgibt.

11. Umsetzer nach Anspruch 9 oder.10, gekennzeichnet durch einen Unbestimmtheits-Detektor zur Überwachung der relativen Phase des Taktsignals und des isochronen Basisband-Signals und zur Erzeugung eines Betätigungssignals, wenn die relative Phase außerhalb vorbestimmter Grenzen liegt, wobei das Betätigungssignal einen Phasenabgleicher (33) betätigt, der mit dem Ausgang des Frequenzhalbierere (19) verbunden ist und bei Betätigung die relative Phase um im wesentlichen i80 ändert.

12. Umsetzer nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Unbestimmtheits-Detektor aufweist einen Phasenfühler zum Erfassen der relativen Phase an diskreten Intervallen und zur Erzeugung eines Fehlerimpulses, wenn die relative Phase außerhalb der vorbestimmten Grenzen liegt, und daß ein Zähler (34) die Fehlerimpulse zählt und das Betätigungssignal nach Zählen von zwei oder mehr Fehlerimpulsen erzeugt.

13· Umsetzer nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler das Betätigungssignal erzeugt nach Zählen von sechs aufeinanderfolgenden Fehlerimpulsen.

14. Umsetzer nach einem der Ansprüche 11 bis 13» dadurch gekennzeichnet, daß aufeinanderfolgende Betätigungssignale den Phasenabgleicher (33) die relative Phase in entgegengesetztem Richtungssinn ändern lassen.

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15· Umsetzer nach einem der Ansprüche 12 bis lk, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (3*0 durch einen Rücksetzimpuls rücksetzbar ist, der durch den Phasenfühler erzeugt wird, wenn die relative Phase innerhalb der*» vorbestimmten Grenzen liegt.

16. Umsetzer nach einem der Ansprüche 10 bis 15» gekennzeichnet durch eine Verzögerungseinrichtung zur Verzögerung um T/6 mit einem an den Phasenabgleicher (33) gekoppelten Eingang und mit einem an den Regenerator (2.6) gekoppelten Ausgang.

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