DE2248236A1

DE2248236A1 - Verfahren und vorrichtung zur beobachtung und diagnose mittels ultraschall

Info

Publication number: DE2248236A1
Application number: DE19722248236
Authority: DE
Inventors: Thomas D Sachs
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1971-09-30
Filing date: 1972-10-02
Publication date: 1973-05-24
Also published as: FR2155465A5; JPS565535B2; US3771355A; CA957760A; JPS4842588A; GB1403241A

Description

WOLFGANG SCHÖNHERR Trier, den 27.9. 4Wt<L ^ ^V

0 55 T B I E R - HAWSTRASSE 28 '

TEl. 06 5!-3 48 §8

S

Thomas D. Sachs Burlington (Vermont) USA

Verfahren und Vorrichtung zur Beobachtung und Diagnose mittels Ultraschall

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Beobachtung und Diagnose mittels Ultraschall, die insbesondere benutzt werden, um die weichen Gewebe des Körpers eines Patienten kartographisch aufzuzeichnen oder für andere medizinische diagnostische Fälle und für die Bestimmung der inneren Struktur von Bäumen.

309821/09.98

Die bekannten Verfahren zur Gewinnung von Informationen der inneren Struktur von Bäumen basieren im allgemeinen auf Beobachtungen, expirimentellen Bohrungen oder Hammerschlagtönen. Ein Verfahren zur Messung des relativen Anteils von Hartholz und Weichholz beim stehenden Baum ist fUr den Holzbearbeiter von ebenso großer Bedeutung wie das Erkennen von inneren Schäden des stehenden Baumes.

Die Sägewerke bekommen das Holz mit im wesentlichen unbekannten inneren Eigenschaften und versuchen dann ein Maximum an brauchbarem Holz aus dem Stamm zu schneiden. Ein Instrument, das die innere Baumstruktur aufdeckt, die als Datengrundlage für den Computer, der das Schneiden steuert, dient, kann ein Maximum an brauchbarem Holz ergeben, das von einem gegebenen

Stamm erhalten wird.

Die Bestimmung des Blutstromes, insbesondere in kleinen Blutgefäßen, ist für die medizinische Diagnose hilfreich. Die Bestimmung von weichen Körpergeweben, z.B. Tumor, ist bei vielen medizinischen Vorgängen lebenswichtig.

309821/0998

248236

Ein Ultraschallfeld, beispielsweise in Form eines Kegels, wird durch einen in eine Flüssigkeit getauchten Körper gerichtet. Das

Ultraschallfeld hat einen Brennpunkt (Untersuchungspunkt), der erhitzt wird, beispielsweise um einige Zehntel Grad.

Ein zweites Ultraschallfeld in Form eines Wellenbündels ist durch den Körper und den Untersuchungspunkt gerichtet (Untersuchungsbündel). Ein Stoß der Ultraschallwellen des Untersuchungsbündels ohne Hitzeeffekt des Erregerbündels wird mit einem Wellenstoß verglichen, der sofort nach dem Hitzeeffekt des Erregerbündels erscheint. Beide Stöße gehen durch den Untersuchungspunkt, wenn das Erregerbündel weg ist. Die folgenden Stöße gehen durch den gleichen Weg, aber zu verschiedener ZeIt₁, beispielsweise kann jeder Stoß eine Dauer von 10 Mikrosekunden (1,5 cm lang) haben und durch 100 Mikrosekunden getrennt sein, während welcher Zeit der Ultraschallgeber-Umwandler keine Wellen produziert. Ein Vergleich, in Form einer Unterschiedsmessung eines Ausbreitungsparameters des Untersuchungsbündels, findet zwischen den Stößen statt. Der Vergleich wird durch einen Phasenkomparator ausgeführt, der mit einen Empfängerunswandler verbunden ist, der das Untersuchungsbündel empfängt, und mit einem Phasenverschieber, der

309 821 /0998

mit einem Bezugsoszillator verbunden ist. Der Bezugsoszillator ist hochstabil auf Kurzzeitbasis, beispielsweise für eine Periode von einer Millisekunde, vorteilhaft in der Größenordnung

10 8

von einem Teil in 10 und mindestens einem Teil in 10 .

Eine besondere Anordnung dieser Technik, die hernach als thermoakustische Untersuchungstechnik (TAST) bezeichnet wird, ist das Untersuchen von zwei verschiedenen Charakteristiken von lebenden Geweben und ihre Verteilung im Raum. Die erste dieser Charakteristiken ist die Störung "P", die eine Funktion der Raum- und Zeitkoordinaten ist, wobei P = V-⁰Vj⁰C. V_t ist der relative Temperaturkoeffizient der Geschwindigkeit im Gewebe fUr das Untersuchungsbündel. oL i_st der akustische Amplitudenabsorbtionskoeffizient in dem Gewebe für das Erregerbündel.-/* ist die Massendichte des Gewebes und C ist die spezifische Hitzekapazität des Gewebes. V_, Ot,-^ und C sind alles Gewebecharakteristiken, die raum- und temperaturabhängig sind. Die zweite Charakteristik, die als Abnahme "D" bezeichnet wird, wird durch Bestimmung der Zeit gemessen, die fUr den Abfall der räumlichen Verteilung der Temperatur erforderlich ist, die durch das ErregerbUndel am Brennpunkt (Untersuchungspunkt) erzeugt ist. Diese Charakteristik

309821 /0998

des Gewebes ist abhängig von der Rate des Blutes oder Saftflusses in dem Gewebe, die verfügbar ist, um die Hitze wegzubringen, und ist so ein Meßwert des Gehalts des Blutes oder des Saftflusses in dem Gewebe.

Das Erregerfeld wird scharf eingestellt und erhitzt das Gewebe im Brennpunkt mehr als in der unmittelbaren Umgebung» Da dieses erhitzte Volumen im. Weg des Untersuchungsbündels liegt und die Geschwindigkeit der Ausbreitung des Untersuchungsbündels von der Temperatur des Gewebes abhängt, wird die Wellenfront des Untersuchungsbündels räumlich verzerrt und das Signal, das durch den Empfänger des Untersuchungsbündels erhalten wird, bewirkt eine leichte Phasenverschiebung, wenn das Gewebe durch das Erregerfeld erhitzt wcirde.

Die thermoakustische Untersüchungstechnik nach der Erfindung kann ein Messen an irgendeinem Punkt des Gewebes vornehmen. Das Messen ergibt einen Digitalwert für jeden Punkt im Raum. Durch abgestimmtes Bewegen der beiden Bündel wird ein Aufzeichnungsverfahren ausgeführt und eine dreidimensionale Karte von dem infrage stehenden Gewebe erstellt. Das Zwischengewebe stört die mit dieser Technik gewonnene Aussage nicht.

309821/0998

Fig. 1 ist eine perspektivische Ansicht der Anordnung nach der Erfindung, kombiniert mit einem Blockdiagramm, wie es für die medizinische Diagnostik verwendet wird.

Fig. 2 ist ein Zeitdiagramm, das im Prinzip zeigt, wie das Signal zum Messen der Parameter P und D an einem Punkt im Gewebe arbeitet»

Fig. 3 ist ein Zeitdiagramm, das die multiple Pertubation des Gewebes an verschiedenen Punkten zeigt, um eine Linienaufzeichnung der Untersuchungspunkte entlang des Untersuchungsbündels zu ergeben, wobei nur der P-Parameter gemessen ist.

Fig. 4 ist ein Mikrozeitdiagramm für die übertragung und Aufnahme eines einfachen Untersuchungsstoßes.

Fig. 5 ist ein Schaltdiagramm eines Generators zur Erzeugung einer Stoßfolge.

Fig. 6 ist ein Schaltdiagramm eines Phasenkomparators.

309821/0998

Wie in Fig. 1 gezeigt, ist der Teil ,des menschlichen Körpers, der diagnostiziert wird, in diesem Fall ein Nacken (Thyroid), in ein Gefäß von Ultraschallwellen leitender Flüssigkeit, vorzugsweise Wasser, z.B. eine Ringer-Lösung oder Leitungswasser, eingetaucht. Ein erster Umwandler 10, vorteilhaft ein gut gedämpftes, piezoelektrisches keramisches Element oder ein Kristall, erzeugt ein-paralleles oder gerichtetes WellenbUndel 11 im Ultraschallbereich, vorteilhaft von 100 kHz bis 15 HHz in Abhängigkeit von der Anwendung. Vorteilhaft hat das piezoelektrische Material einen hohen elektromechanischen Kupplungskoeffizienten und seine akustische Impedanz ist einem Hintergrund mit Verlustcharakteristik angepaßt, um ein gut gedämpftes System zu erzeugen.

Das Bündel 11 wird durch den Necken gerichtet und durch einen Empfängerumwandler 12 aufgenommen^ der vorteilhaft ein piezoelektrischer keramischer Umwandler von der gleichen Struktur, jedoch kleiner im Durchmesser, als der Umwandler 1Ö ist. Das erste Bündel des sog. Untersuchungsstrahlenbündels geht durch einen Untersuchungspunkt 13, dessen Charakteristiken zu analysieren sind. Ein dritter Umwandler 14, vorteilhaft auch ein

309821/0998

piezoelektrischer Kristall oder keramisches Element, erzeugt ein zweites fokussiertes Ultraschallfeld 15, ein sog. Erregerfeld. Der Umwandler 14 ist entweder ein keramischer Körper, um die Wellen zu fokussieren, oder eine keramische oder kristallische Platte, die mit einer akustischen Linse verbunden ist. Vorteilhaft hat das Feld 15 die Form eines Kegels mit einem Brennpunkt. Vorzugsweise hat das Feld 15 eine unterschiedliche Frequenz von dem Bündel 11, vorteilhaft 100 kHz bis 15 MHz in Abhängigkeit von der Anwendung.

Die beiden Bündel sind so gerichtet, daß sie sich im Untersuchungspunkt kreuzen würden, wenn beide zur gleichen Zeit bestehen würden (was sie nicht tun). Der Empfängerumwandler 12 enthält einen Integralverstärker, um eine Signalfluktuation von der physikalischen Bewegung des Kabels zu verhindern, wobei der Verstärker ein koaxiales Kabel hat, das zu einem Phasenkomparator 20 führt. Der Sender-(übertragungs)-umwandler 10 ist durch eine Leitung 17 mit einem Generator 22 zur Erzeugung von Stoßfolgen verbunden. Die Eingänge des Generators 22 sind Auslösesignde aus einer Leitung 44 der Hauptzeitsteuerung 23 und ein sehr stabiles fortlaufendes RF-Signal durch eine Leitung 48

309821/0998

eines sehr stabilen hochfrequenten Bezugsoszillators 18. Der Generator 22 erzeugt einen Wellenzug aus zusammenhängenden Phasen, d.h. ein Start- und Stopsignal, in dem der Anfang und das Ende des Stoßes mit dem kontinuierlichen RF-Signal, das durch die Leitung 48 zugeführt wird, synchronisiert sind, wodurch die Periode des Stoßes an ist. Die Hauptzeitsteuerung erhält das Signal des Wellenzuges auf der Leitung 26.

Die Hauptzeitsteuerung 23 sendet Zeitsignale für den Stoß (Start und Stop des Stoßes mit geeigneter Verzögerung) zu dem Phasenkomparator 20 durch eine Weglängenausgleichsschaltung und eine Leitung 27, über eine Leitung 39 zu einem Analog-Digital-Umwandler 28 und über eine Leitung 36 zu der Weglängenausgleichsschaltung 25. Die Weglängenausgleichsschaltung 25 folgt der verstrichenen Zeit durch Zählen der Schwingungen von dem Präzisionsoszillator 18, der durch eine Leitung 51 gespeist wird und der beispielsweise einen zweiten Zeitverzögerungsgeherator nach der Art, wie er in Fig. 5 gezeigt ist, benutzt.

Kurz bevor das Untersuchungsbündel 11 den Empfängerumv/andler erreicht, muß das Null- und alte Patenvernichtungssignal, das

309821/0998

in der Leitung55 vorhanden ist, weggenommen werden, wie es in Fig. 6 gezeigt ist, so daß der Phasenkomparator auf beiden Stellen Null' ist und in der Lage ist, neue Daten aufzunehmen. Ungefähr eine Schwingung, ehe das UntersuchungsbUndel 11 den Empfängerumwandler 12 erreicht, fuhrt die Weglängenausgleichsschaltung das Datenfenstersignal der Leitung 27 zu, siehe Fig. 6. Dieses Signal verstärkt den Phasenkomparator 20, um neue Daten Über die Leitung 16 aufzunehmen. Dieses Wellenzugsignal von der Weglängenausgleichsschaltung 25 hält den Phasenkomparator 20 aktiv bis etwa eine Schwingung nach dem UntersuchungsbUndel auf der Leitung 16.

Das Phasenausgangssignal von dem Phasenkomparator 20 erscheint auf einer Ausgangsleitung 29 und geht zu dem Analog-Digital-Umwandler 28, der sehr leicht und oft bei größter Empfindlichkeit ausschlägt, und wenn sich dies ereignet, dann ein Signal auf einer Leitung 34 zu der Weglängenausgleichsschaltung 25 erzeugt. Zur gleichen Zeit wird das Zeichen des Ausschlages durch eine Leitung 33 der Hauptzeitsteuerung 23 zugeführt, wodurch die Empfindlichkeit dee Analog-Digital-Umwandlers auf ein Minimum verringert wird, was durch die Hauptzeitsteuerung 23 Über eine Leitung 52 erfolgt.

309821/0998

Der nächste Untersuchungsbündelstoß wird einen Digitalausgang der Weglängenausgleichsschaltung 25 zu einem Phasenverschieber auf einer Leitung 32 bewirken, die beide die Richtinj und die Größe ergeben, bei der die Bezugsphasen (vom stalülen Oszillator 18 über eine Leitung 2Ί zum Phasenverschieber 24) durch den Phasenverschieber 24 verschoben wird, ehe sie durch die Leitung 3Ί zu dem Phasenkomparator 20 geführt wird. Nun, wenn das System auf Null gestellt ist, steigert die Hauptzeitsteuerung 23 die Empfindlichkeit des Analog-Digital-Umwandlers 28 durch eine Leitung 52, wobei Korrekturen am Phasenverschieber 24, wenn es notwendig ist, vorgenommen werden, wenn die Empfindlichkeit wächst, bis die maximale Empfindlichkeit des Untersuchungsbündelsystems erreicht ist. Wenn der Phasenverschieber 24 nun bei einem konstanten Wert gehalten wird, dadurch, daß der Digitalwert auf der Leitung 32 fixiert wird, und eine Störung dem System durch das Erregerfeld mitgeteilt wird, werden die Verschiebungen im Ausgang des Analog-Digital-Umwandlers ein^direktes Maß der Störung sein.

Es ist nicht möglich, einen hochstabilen Stoßoszillator herzustellen, wegen des Aufkommens von Ausgleichströmen, die unvermeidlich in Erscheinung treten, wenn immer ein Oszillator @in-

309821/0998

geschaltet wird. Stattdessen ist es notwendig, den Bezugsoszillator 18 kontinuierlich laufen zu lassen und entsprechende Teile seiner Signale auszublenden, unter Steuerung des Zeitverzögerungsgenerators, der in dem Generator 22 enthalten und in Fig.5 gezeigt ist. Der Generator 22, der als ein Ganzes gesehen wird, ergibt einen Stoß von bipolaren rechtwinkligen Wellen, wie in Fig. 5 gezeigt, auf Leitung 17, die mit dem Oszillator synchronisiert sind und zu etwa der gewünschten Zeit (innerhalb einar RF-Periode) erscheinen. Die wirkliche Zeit des Stoßbeginns wird dann die Zeitbezugsgröße für den Rest des Systems. Wegen ihrer Rechteckform ist das Ausgangssignal sehr reich an einer seltsamen Harmonie des gewünschten Signals. Es wurde gefunden, daß man einen Phasenvergleich des Signals in dem erhaltenen akustischen Stoß machen kann, wenn das sinusförmige Bezugssignal vom Oszillator 18 benutzt wird und man ein entsprechend stabiles Ausgangssignal von dem Phasenkomparator 20 erhält, trotz des Vorhandenseins dieser unerwünschten Harmoniekotnponenten in dem Signal, das dem Ubertragungsumwandler 10 zugeführt wird. Der Grud da#ür, daß dies möglich ist, ist der, daß die Ubertragungs- und Empfängerumwandler 10 und 12 wie Filter wirken, wie es das Medium selber tut, durch Absorbierung der höheren Frequenz stär-

309821/0998

leer als der niederen Frequenz, wobei die niedere Frequenz das interessierende Signal ist.

Das Bezugssignal von dem Oszillator 18 muß zur gleichen Zeit vorhanden sein, wie der vom Umwandler 10 ausgesandte Stoß, den Umwandler 12 erreicht, was etwa 700 Mikrosekunden für einen Raum von 1 m zwischen diesen Umwandlern bedeutet. Das Bezugssignal muß auch ganz stabil während dieser Zeitperiode bleiben, so daß ein Phasenvergleich möglich ist. Da das Bezugsoszillatorsignal in dem Untersuchungsbündel benutzt wird und auch in der Weglängenausgleichsschaltung.kann eine Phasenverschiebung von 360 _T die am Empfänger zu sehen ist, durch Verschiebung des Verzögerungsgenerators ausgeglichen werden, der von diesem Sjgnal abhängig und dessen Phase über eine volle Schwingung mit ihm synchron ist. Dies wird erreicht durch Änderung einer Digitalzahl, die dem Phasenverzögerungsgenerator durch eine Einheit zugeführt wird. Diese Zahl ist in Fig. 5 als Nummer 96 angegeben.

Der Bezugsoszillator 18 ist ein extrem stabiler^ hochfrequenter, drehbarer Oszillator. Ein geeigneter Typ hat eine Sfcabilitat von einem Teil in 2 χ 10 und einen Frequenzbereich von 0,1 bis 15 MHz.

309821/0998

Die Arbeitsfrequenz des Bezugsoszillators 18 variiert bei verschiedenen Anwendungen, wie sie durch das Untersuchurgsbündel gegeben ist. Die Frequenzen des UntersuchungsbUndels und des Erregerfeldes können gleich oder verschieden sein.

Das Grundelement des Phasenkomparator 20, siehe Fig. 6, ist ein doppeltabgeglichener Mischer 60, der einen Ausgang von 0 V liefert, wenn die Radiofrequenzsignale von dem Bezugsoziilator über den Phasenverschieber 24 und die Leitung 31 und den Empfängerverstärker 12 in Phase sind. Ein tätiger Verstärkerfolger mit Verstärkung 61 liefert ein Verstärkungssignal an seinem Ausgang 62, das frei von den meisten der RF-Durchsickersignale ist, die von dem doppeltabgeglichenen Mischer 60 kommen, wegen der begrenzten FrequenzrUckgabe. Dieses verstärkte Signal Wird dann zu einem Gitterintegrator 63, beispielsweise einem tätigen Verstärker in der gezeigten Form, geführt. Während der Zeit, wenn der N-Kanal-Feld-Transistor 64 einen niedrigen Widerstand hat, wird das Signal vom Ausgang des tätigen Verstärkers 63 integriert, das ein Ausgangssignal an die Leitung 29 liefert, das eine entgegengesetzte Polaritut zu dem der Spannung hat, die von dem doppeltabgeglichenen Mischer 60 kommt. Das Gitter

309821/0998

des Feldeffekttransistors 64 arbeitet auf Erde, wenn das Eingangssignal einer Leitung 27 null V hat und so sind die beiden Transistoren 65 und 66 beide abgeschaltet. Unter diesen Bedingungen fließt positiver Strom von einer Erdklemme 67 durch eine Diode 68 zu der -15 V-Leitung durch einen 1,5 K-Widerstand 69. Dieser bestimmt die Spannung an einer Leitung 7O₇ die die beiden Dioden 68, 71 zu einer negativen Diodenabgangsspannung in Bezug auf Erde verbindet. Das Gitter des Feldeffekttransistors 64 wird eine Diode in Bezug auf die Leitung 70 positiv machen wegen dss Stromflusses von der -15 V-Zufuhr durch einen 2,7 K-Widerstand 72 und die Diode 71. So wird das Gitter des Feldeffekttransistors 64 bei einem Erdpotential sein, wenn immer der Eingang an der Leitung 27 bei logisch "0" ist. Wenn die Leitung 27 eine logische "1" zeigt, sind die beiden verbundenen Transistoren 65 und 66 angeschaltet und der Transistor liefert einen Strom van etwa 10 Milliampere und bringt das Gitter auf den N-Kanal-Feldeffekttransistor 64 zu eta -10 V, was den Feldeffekttransistor 64 zu ex&i hohen Widerstandsrate schaltet. Bei dieser Bedigung ist das Integratorsystem in eine "Halte¹-Stellung geschaltet, die das Integral, das von dem direkt vorhergehenden Stoß am Ausgang 29 entwickelt ist, während der Analog-Digital-Umwandler arbeitet, hält.

309821 /0998

-16- 224B236

In dieser Haltestellung kann die Drift des Ausganges des Integrators 63 auf Null gebracht werden durch die Stromquelle, die ihre negative Eingangsklemme speist. Diese extrem niedrige Stromquelle wird durch Verwendung eines cut-off-Feldeffekttransistors 73 hergestellt, der als ein sehr hoher Widerstand (10 Ohm) in Reihe mit einer Spannung eines den Haltedrift einstellenden Potentiometers 74 ausgebildet ist. Die Quelle führt genügend Strom, um den Gitterstrom und den Verluststrom an der negativen Eingangsklemme des Verstärkers 63 zu kompensieren, ohne unnötig empfindlich für Feuchtigkeit, Fingerdruck oder Verstellung zu sein. Wenn der Analog-Digital-Umwandler 28 den Ausgang der Leitung 29 umgewandelt hat, dann muß das System selbst zu Null werden in Vorbereitung für die nächste Messung. Dies wird durch Kurzschließen des Integrator-Kondensators mit einem P-Kanal-Feldeffekttransistor 75 erreicht, der angestellt wird, indem seine Gitterspannung auf etwa 0 V gedreht wird, was erfolgt, wenn eine logische "1" an der Leitung 55 erscheint, was den Transistor 76 einschaltet. Angenommen, daß die beiden Eingangssignale cos wt + cos (wt + φ) sind, wird das Ausgangssignal sin 2 4 sein. Angenommen, es wird die Phasenverschiebung zwischen den beiden Eingangssignalen auf einem sehr kleinen Wert gehalten,

309821/0998

so wird sin 2 § annähernd 2 <j>, so daß der Ausgang des Phasenkomparators linear mit der Phase für kleine Phasenwinkeldiffe-' renzen zwischen dem Bezugsoszillator und dem erhaltenen Stoß- ^: ist. ■"-'■·

Der Generator für die Stoßfolge, besteht aus drei Teilen, einem Zeitverzögerungsgenerator, der links in Fig. 5 gezeigt ist, einem bipolaren Stoßumwandler und einem Ausgangsverstärker«.

Der Zeitverzögerungsgenerator erfordert drei Eingänge. Im Falle des Generators 22 ist die Anzahl der Verbindungsleitungen in Fig. 1 gezeigt, aber dieser Zeitverzögerungsgenerator wird auch in der Weglängenausgleichsschaltung 25 benutzt, wo verschiedene Verbindungsleitungen anwendbar sind. Der Verzögerungsgenerator erfordert eine Digitalzeiteingabe, die ihm sagt, wieviel Schwingungen gezählt werden sollen, ehe er seine Aüsgangsimpulse beenden will. Im Fall des Generators 22 ist die Anzahl einmal gesetzt und sie wird während des ganzen Analysevorganges belassen, aber in dem Fall der Weglängenausgleichsschaltung 25 und seiner Zusammenarbeit mit dem Phasenverschieber 24 werden die Phasenverschiebungen, die 360 übersteigen, durch Änderung der DxfL

309821/0998

zahl ausgeglichen, um dem Zeitverzögerungsgenerator zugeführt zu werden.

Unter Bezugnahme auf Fig. 5 kommt das Eingangssignal von dem stabilen Oszillator bei 48 an und wird kapazitiv in der Basis des NPN-Transistors 80 gekoppelt und wird in einer Leitung 81 als eine Rechteckwelle entwickelt, da der Transistor 80 übersteuert ist. Die Symmetrie der Rechteckwelle wird durch Einstellung der Gitterspannung an der Basis des Transistors 80 mit einem Potentiometer 82 gesteuert. Diese symmetrische Rechteckwelle wird ds Eingangssignal zu dem bipolaren Stoßumwandler und auch zu den zählenden Schaltungen im Zeitverzögerungsgenerator, was alles als Leitung 81 bezeichnet ist, bringen. Der positive Ausgleichsstrom, der dem Eingang 44 zugeführt wird, startet die Tätigkeit des Zeitverzögerungsgenerators, indem er zuerst verstärkt, umgekehrt und differenziert wird in der Schaltung, die an einem Transistor 83 angeschlossen ist und so den RS-Flip-Flop (bestehend aus NAND-Gittern 85 und 86) in die Stellung schaltet, bei der eine Leitung 87 hoch und eine Leitung 88 niedrig ist. Diese beiden Leitungen speisen einen JK-Flip-Flop 89 und bereiten ihn vor, um seinen Q-Ausgang an einer Leitung 90 hoch an die nächste negative Überleitung an eine Uhreingangslöitung 81 von

30982 1 /0990

dem RF-Signal zu schalten. Wenn ein Gitter 91 beim negativen Durchgng über die Leitung 81 aktiviert wird, bleibt eine Leitung 92 hoch für einen halben Zyklus des RF auf der Leitung 81 und dann schaltet er nieder auf den ersten positiven Durchgang in Leitung 81 nach dem ersten negativen Durchgang auf dieser Leitung, der dem Auslöseimpuls bei 44 folgt« Der negative Durchgang bei 92 wird nicht gezählt durch den vier Bit gebenden Auf/Niederzähler, der hier als ein gebender Niederzähler 93 benutzt wird. Der Zähler 93 wartet noch einen weiteren Zyklus bis der positive Durchgang auf der Leitung 92 erscheint und dann ihn auslöst. Wie weit der Niederzähler, bestehend aus 93, 94 und 95, zählt, ehe er durch Null geht, hängt von der Digitalzahl am Digitalzeitverzögerungseingangssignal 96 ab und bestimmt die Zahl der Impulse der Leitung 92^ die gezählt wer-

den, ehe eine Ausgangsieitung 97 vom Hohen zum Niederen übergeht und dabei den RS-Flip-Flop zurücksetzt, der aus den Gittern 85 und 86 besteht, so daß das Ausgangs-Q von 89 an der Leitung 90 beim nächsten negativen Durchgang auf der Leitung niedrig wird« So ist der Ausgang 89 phasensynchron mit dem RF-Signal bei 81 und wird durch eine Kombination des Eingangsstartsignales bei 44 und des Digitalzeitverzögerungssignales

309821 /0998

_ 20 -

bei 96 bestimmt und die Frequenz wird dem Eingang 48 zugeführt. Die Zähler sind wieder zwischen den Stößen geladen von 96, wenn die Leitung 98 niedrig wird.

Ein Zeitschloß 89 gibt auf die Leitungen 90 und 98 bei einer bestimmten Phase in Bezug auf das Oszillatorsignal, das auf die Leitung 91 eingeführt ist, ein Start- und Stopsignal, aber die Phase der RF, bei der diese Durchgänge auf den Leitungen und 98 erscheinen, ist nicht verstellbar. Um die Start- und Endphase verstellbar zu machen, nehmen zwei Einschaltmultivibratoren 99 und 100 Eingangssignale entsprechend von den Leitungen 98 und 90 und geben Ausgangssignale entsprechend auf die Leitungen 101 und 102. Die Wellenformen, die auf diesen Leitungen erscheinen, sind der Skizze der Wellenformen der Fig. 5 zu entnehmen. Die Wellenform 98 wird durch zwei Gitterverzögerungen 103, 104 verzögert und sie wird zur Wellenform auf einer Leitung nach einer Verzögerung von etwa 20 Nanosekunden. Diese Verzögerung ist notwendig, um ein Glitch auf der Leitung 107 zu verhindern, der in anderer Weise erscheinen würde, wenn die Leitung 98 ins Positive übergegangen wäre, ehe die Leitung 102 ins Negative übergegangen wäre. Ein Gitter 106 hat die"Stop-Verzögerung" 100 mit dem Zeitschloß 89 kombiniert, um die Wellenform

309821/0998

224823B

auf einer Leitung 107 zu formen. Die "Startverzögerung" ist kombiniert mit dem Signal auf der Leitung 107 durch 103, die das Signal auf einer Leitung 109 formt. Die Wellenform auf der Leitung 109 hat ihr Beginnen verzögert dureh einen Shot 99 und ihr Ende ist verzögert durch einen Shot 100. So bewirken die Steuerungen am Shot 99 und am Shot 100 die Phasensteuerungsverstellung am Anfang und am Ende der Ausgangsverzögerungszeit, Das Signal an der Leitung 109 wird durch 110 umgekehrt^, um zum Signal auf 26 zu werden, das das Ausgangssignal des Zeitverzögerungsgenerators zu dem bipolaren Stoßumsetzer und der Hauptzeitsteuerung 23 ist.

Die Aufgabe der Bipolarstoßkonvertorschaltung ist es, zwei monopolare Signale in einen bipolaren Stoß umzuwandeln, wobei die Signale entweder 0 V oder +3 V je nach dem TTL-Schaltspiegel haben, d.h. einen, der mit 0 beginnt, dann abwechselnd positiv und negativ während der Tätigkeit schwingt und nach 0 zurückkehrt, nachdem der Stoß vorüber ist.

Solch ein Paar von Signalen erscheinen auf den Leitungen 26 und 81. Ein· monopolares Stoßsignal kann in zwei Komponenten

309821/0998

aufgeteilt werden, einen RF-Stoß von bipolaren Rechteckwellen und eine Überlagerte Rechteckwelle von der Länge des Stoßes. Die überlagerte Rechteckwelle wird, wenn sie an den Umwandler angelegt wird, differenziert und führt zu dem Anfang und dem Ende des Durchganges in dem akustischen Stoß. Da der Umwandler 10 ein Resonanzsystem ist, obwohl er ein sehr niedriges Q hat, erzeugt jede Veränderung in der Anfangs- oder Endphase oder jede ungeeignete Anfangs- oder Endphase Durchgänge in dem Stoß, die die Tätigkeit des Phasenkomparator 20 stören wird und so ein unnötiges Geräusch erzeugt.

Die Eingänge von den Leitungen 81 und 26 werden zu dem bipolaren Stoßumwandler (Fig. 5) geführt und die Ausgänge erscheinen bei einer Leitung 111 mit der Wellenform, die bei 17 gezeigt ist. Zwischen den Stoßen ist die Leitung 26 niedrig, was garantiert, daß die Leitungen 116 und 117 niedrig sind und so die Transistoren 118, 119, 120 und 121 abgeschaltet sind und kein Strom durch den Ausgangswiderstand fließt. Es ist daher eine Nullspannung an der Leitung 111 zwischen den Stößen. Wenn die Leitung 26 während des Stoßes hoch wird, werden die Gitter und 113 einfach umgekehrt und 112 speist 113. So ergänzen sich

30982 1 /0998

die Ausgänge an.diesen zwei Gittern während des Stoßes. Die Ausgänge der Gitter 114 und 115, die einfach umgekdhrt verbunden sind, sind so ebenfalls komplementär während des Stoßes und 0zwischen den Stößen. Wenn beispielsweise die Leitung 116 hoch ist, dann ist der Transistor 118 angeschaltet. Er arbeitet als konstante Stromquelle und liefert eine feste Spannung an die Verbindung der beiden Widerstände, die die Basis des Transistors 120 speisen. 120 ist der Reihe nach eine Stromquelle, die einen Strom zu einen Ausgangswiderstand 124 liefert und die Leitung 111 auf eine positive Spannung bringt, die durch einen Widerstand 122 festgelegt ist. Dabei v/erden gleichzeitig die Transistoren 119 und 121 abgestellt. Während der anderen Hälfte des RF-Zyklus , der bei 81 angelegt ist_y kehrt sich die Situation um und die Transistoren 118 und 120 werden abgeschaltet, während 119 und 121 angeschaltet werden« 119 wirkt als Stromquelle für 121, der so einen festen Ausgangsstrom liefert, der die Leitungen 111 negativ auf ein festes Potential im Bezug auf Erde bringt, welches Potential,durch einen Stromquellensteuerwiderstand 123 gegeben ist* So ergibt sich ein Schwingen bei 111 positiv und negativ im Bezug auf Erde, welches das gleiche ist, wie das an der Leitung 17«, Um zu sichern, daß kein

309821 /0998

Durchgang, der Impulse erzeugt, verbleibt, müssen die positiven und negativen Durchgänge des Signals an der Leitung 111 identisch sein. Die Größe der positiven ud negativen Schwingungen wird durch Widerstände 122 und 123 entsprechend festgelegt.

Der Ausgangsverstärker ist ein Rückführungsverstärker von geeigneter Bandbreite, der positiv und negativ in Bezug auf Erde schwingen kann und geeignet ist, den Umwandler mit einer Impedanz von etwa 200 Ohm anzutreiben. Er hat etwa eine 1/2 Watt Ausgangsleistung.

Es soll erwähnt werden, daß die physikalische Konstruktion von allen Teilen des Generators 22 kritisch sein kann. Vorteilhaft sollen die Schaltungen auf eine gedruckte Schaltkarte gebaut werden, in der sehr schwere Felder für alle Verbindungen mit großem Metallanteil benutzt werden, die zwischen den Signalleitungen geerdet sind, um als Schild zu wirken.

Wenn einmal der Generator 22 sein Startsignal auf der Leitung erhalten hat, wartet er bis die RF-Phase des Oszillators geeignet ist und dann liefert er einen Durchgang zu einer logischen "1" auf der Leitung 26, die der Hauptzeitsteuerung 23 sagt, daß

309821/0998

der Stoß begonnen hat. Am Ende der geeigneten Zahl der Schwingungen, einschließlich des richtigen Phaseneinstellens am Beginn und Ende des Stoßes, um zu verhindern, daß der Umwandler zu dieser Zeit Durchgänge erzeugt, wird das Signal auf Leitung 26 wieder logisch "0", was der Hauptzeitsteuerung anzeigt, daß der Stoß beendet ist. Diese Information wird der Reihe nach durch die Hauptzeitsteuerung 23 der Weglängenausgleichsschaltung 25 über die Leitung 36 zugeführt, die erlaubt, die notwendige Zeit für das Signal vom Umwandler 10 zum Umwandler auszubreiten. Das Zeitverzögerungsgittersignal auf Leitung wird durch einen anderen Zeitverzögerungsgenerator (etwas vereinfacht wie der, der in Fig. 5 schon zur Phasensynchronisation beschrieben wurde), erzeugt, der in der Weglängenausgleichsschaltung ist. Ein Gitterimpuls , der durch diesen Verzögerungsgenerator beginnt, wird auf der Leitung 27 dem Phasenkomparator 20 als Datenfester zugeführt, was dem späteren System sagt, wann Daten aufzunehmen sind. Die unerwünschten Signal^ die ,. von dem Empfängerumwandler 12 zu irgendeiner richtigen Zeit empfangen werden, werden durch das System ignoriert.

Die Zeitverzögerung, die für das Signal erforderlich ist, um vom Umwandler 10 zum Umwandler 12 zu gehen, hängt prinzipiell

309821/0 9 98

_₂₆_ 2248238

von der Menge des Gewebes ab₇ das durchdrungen werden soll und von der Geschwindigkeit des Untersuchungsbundeis im Gewebe. Die Ausbreitungszeit zwischen diesen Umwandlern ändert sich als eine Funktion des Materials zwischen ihnen (Bewegung des Patienten), und es ist notwendig, diese verschiedenen Ubertragungszeiten genau genug auszugleichen, so daß der Ausgang des Phasenkomparators immer nahe 0 ist, was einen sehr hohen Grad von Präzision bei diesem Ausgleichen einschließt. Hierfür ist die Weglängenausgleichsschaltung erforderlich und daß der Digitalzeitverzögerungsgenerator in der Weglängenausgleichsschaltung fUr sich alleine ungenügend ist und mit der Steuerung des Phasenverschiebers 24 gekoppelt werden muß, um eine adäquate Präzision in der Anordnung des "Datenfesters" zu erreichen, um dsn erhaltenen Stoß zu leisten und auch den Ausgang des Phasenkomparators sehr nahe bei 0 zu halten, wie erforderlich.

Der Untersuchungsstoß 11 wird durch Einblenden eines Teiles des Signales von dem äußerst stabilen Oszillator 18 erzeugt, (der mit der gewünschten akustischen Frequenz betrieben wird), so daß der Beginn und das Ende des Stoßes mit der Phase des Oszillators zusammenhängen. Der Stoß wird dann auf den Ubertragungs-

309821/0998

_₂₇_ 224B236

umwandler 10 weitergegeben, durch das Gewebe ausgebreitet und von dem Empfängerumwandler 12 aufgenommen. Nach Verstärkung wird das Signal Über die Leitung 16 zu dem Phasenkomparator 20 geleitet, wo es mit dem phasenkorrigierten Oszillatorsignal auf der Leitung 31 verglichen wird. Der Ausgang des doppeltabgeglichenen Mischers 60 wird verstärkt, während der Zeit, in der der Stoß auf den Empfängerumwandler trifft, integriert (Schaltanordnung in Fig. 6), und das Integral digital ausgewertet und gespeichert» Das Erregerfeld 15 wird jetzt angelegt. Nachdem das Gewebe von dem Erregerfeld 15 aufgewärmt worden ist, wird ein weiterer Untersuchungsbündelstoß TI erzeugt und ebenso in demselben elektronischen System Über den Prozeß der Digitalverarbeitung benutzt. Wenn dieses zweite Resultat gespeichert ist, wird es von dem ersten abgezogen. Die resultierende digitale Differenz ist proportional der Störung des biologischen Mediums durch das Erregerfeld 15 und folglich proportional zu folgendem:

der P-Faktor am Brennpunkt des Erregerfeldes, der Intensität I des Erregerfeldes an seinem Brennpunkt^ der Zeitspanne T, während der das Erregerfeld wirksam isi^ und der Weglänge des Untersuchungsbündels durch das Gebiet, auf das der Brennpunkt

309821/0 9-9

des Erregerfeldes gerichtet ist, welches dasselbe wie der Durchmesser des Erregerfeldbrennpunktes ist. Diese Digitaldifferenz ist ein Maß der Zeitverzögerung des UntersuchungjbUndels, die durch die Störung verursacht wird und ihr Wert t, kann wie folgt angegeben werden:

*d ⁼ JV"y^Xo^(x'^y'^{z) P} (^x'y'²'^T'^fp) ^dx 0)

- ο»

iJl ot(x,y,z,T,f) (2),

V oFr ^{der re}^^a*^^ve Temperaturkoeffizient der Geschwindigkeit,

o6 der akustische Amplitudenabsorbtionskoeffizient, P die Massendichte, C die spezifische Wärme des Gewebes, T die Zeitspame des akustischen Erregerstoßes, J = 4.186 Joules pro Kalorie und

V die Geschwindigkeit des Geräusches sind.

Die Schwankungen in den elektronischen akustischen Systemen spiegeln sich in der Digitalzahl proportional t, wieder. Die Abweichungen dieser Werte von dem Mittelwert von TT sindcft ,. Die Zahl der möglichen Abstufungen G von t ,, die wirksam voneinander unterschieden werden können, wenn eine einzelne Messung vorgenommen wird, sind somit G = t ,xTt, .

309821/0998

Der Wert von G kann mittels Signalverstärkungstechniken, so wie unten beschrieben, vergrößert werden. Wenn man H Messungen vornimmt und diese mittelt, wird der Geräuschpegel um VN fallen, so daß die Zahl der unterscheidbafen Abstufungen wird;

VK

^G = 77— .(3)

Das Integral in Gleichung(i)ist über den Weg des Untersuchungsbündels 11 über die räumlichen Veränderungen in der Intensität des Erregerfeldes 15 zu bilden. Unter der Annahme, daß diese Intensität in der Zone der gegenseitigen Beeinflussung I ist und 0 an beliebiger anderer Stelle, erhält man durch Kombination der Gleichungen (l), (2) und (3) :

G - 2 VK T I dfP (4)

J Wt,
a

worin d_f der Durchmesser der Brennzone des Erregerfeldes ist und somit die Länge des gestörten Mediums, durch welches das Untersuchungsbündel verläuft.

Die Beanspruchung des Patienten ist E =Tl, worin T die Zeit der Anwendung des Erregerfeldes und I die Intensität in Watt

309021/0998

2
pro cm sind. Somit ist E proportional zu der gesamten Energie, die durch das Gewebe dringt, und ebenso zu dem Temperaturanstieg. T'^ann die Zeit eines einzigen Stoßes sein, wenn lediglich einer aufgebracht wird, oder kann die Summe der Stoßzeiten sein, wobei es dann die gesamte Strahlungszeit bezeichnet.

Wenn ein einziger Stoß eines Erregerfeldes 0,1 Sekunden lang

2 und mit 100 Watts pro cm Intensität aufgebracht wird, ist der Beanspruchungsparameter 1 % von dem, der fUr eine krankhafte Veränderung gemäß der unten bezifferten veröffentlichten Kriterien für erforderlich gehalten wird. Die TAST-Technik erfordert lediglich einen einzigen Stoß eines Erregerfeldes, um Informationen über einen einzigen Punkt im Raum zu erhalten, weil dip Information digital aufgenommen und für eine später benötigte Anzeige verfügbar gemacht wird. Die Beanspruchungen könnten noch weit mehr herabgedrUckt werden, wenn gewünscht, auf Kosten entweder der räumlichen Abstufung oder der Gewebetypen.

Die eigentliche Bedeutung für die Klinik der Gleichung (4) ist leichter zu erkennen, wenn sie in der Form

G = kVTT E d_f P (5)

309821/0998

geschrieben wird, worin k = 2/JvVt , eine Konstante für diese

Analyse ist, da die durchschnittliche Schallgeschwindigkeit im Gewebe für die Steuerung nicht zugänglich ist und der Schallpegel <f t. für eine einzige Messung als feststehend betrachtet wird. E ist der Beanspruchungsparameter I T, der proportional der Erwärmung ist und von dem die Gewebereaktion im einzelnen abhängt unter den Bedingungen, die von Free und Taylor (Free u.A. usw.) angegeben ist. Der Durchmesser des Brennpunktes, der von dem Erregerfeld hervorgebracht wird, ist d^, der ein Maß der räumlichen Auflösung des Systems und umgekehrt poportional zur Frequenz des Erregerfeldes ist. P ist der Störfaktor, ein Gewebeparameter, der proportional zu der Frequenz des Erregerfeldes ist. N ist die Zahl der von dem System ausgeführten und gemittelten Messungen. 1000 Messungen können in 0,1 Sekunde ausgeführt werden, so daß N leicht in der Größenordnung von 1000 sein kann.

Für ein klinisch brauchbares System müssen folgende Bedingungen erfüllt werden:

1. Es muß möglich sein, soviele Abstufungen von Gewebecharakteristiken, wie möglich zu unterscheiden, d.h. G muß aufs Höchstmaß gebracht werden.

309821/0998

2. Die Beanspruchung E muß auf sicherem Niveau gehalten werden.

3. Die räumliche Auflösung soll groß sein, d.h. d- ist klein zu halten.

4. N ist auf einem vernünftigen Wert zu halten, so daß der Untersuchungsprozeß nicht zu lange in Anspruch nimmt und die Gefühlsregungen des Patienten nicht zu stark werden.

Man nähert sich dem Problem, indem man G berechnet, unter der Annahme eines Satzes vernünftiger Werte für die anderen Para-

2 meter. Für E nimmt man einen Wert von I = 100 Watt pro cm und Y= 0,1 Sekunden an. Die Frequenz des Erregerfeldes f wird zu 2 MHz gewählt, was einen Brennpunktdurchmesser d, von 0,2 cm beinhaltet, was wiederum eine Auflösung in der Größenordnung von 1mm mit sich bringt. N ist mit 1000 gewühlt und somit ist die Signalverarbeitungszeit ungefähr gleich mit der Zeit des Erregerstoßes. Die Schallgeschwindigkeit im Gehirn (Temperatur nicht bestimmt) oder Wasser von 37° C ist V = 1,6 χ 10 cm pro Sekunde,

</*t, wird als Geräuschpegel für eine einzige Messung angenommen d

-12 und ist erfahrungsgemäß 36 χ 10 Sekunden. Es wird angenommen, daß der relative Temperaturkoeffizient der Geschwindigkeit in Ge-

4°C weben der des Wassers ist, d.h. bei 37 C ist dieser 9,94 χ 10

309821 /0998

Der Absorbtionskoeffizient für Gewebe, wie Gehirn, Leber oder Nieren ist bei 2 MHz ungefähr 2 db je cm, oder 0,231 Nepers/cm.

Unter derAnnahme, daß die Dichte und spezifische Wärme ungefähr

-4 2/ die des Wassers sind, finden wir einen P Faktor von 2,3 χ 10 cm / Kalorie. Für einen willkürlichen Muskel würde der Wert ungefähr das Doppelte davon betragen, während er für Fett etwa die Hälfte wäre. Für Blut würde der Wert ungefähr ein Fünftel desjenigen für Gehirnsubstanz sein. Auf der anderen Seite sollte Meningjomas

-4 2
4 χ 10 cm pro Kalorie haben, wenn man Berichtigungen für die Frequenzdifferenzen in den Absorbtionsdaten, die zu dieser Zeit erhältlich sind, anbringt.

-4 2 Löst man G in Gleichung 5 auf, wobei P = 2,3 κ 10 cm pro Kalorie eingesetzt wird unter den obigen Annahmen, findet man für G = 1200. Da lediglich ein G-Wert von 2 oder 3 benötigt wird, um Fett von Gehirnsubstanz zu unterscheiden, oder Gehirnsubstanz von einem willkürlichen Muskel, und nur einen G-Wert von 1, um Gehirnsubstanz von einer Zyste oder Meningjoma, zeigt dieses Ergebnis an, daß eine extrem hohe P Wert Auflösung erhältlich ist, falls erforderlich. Wenn solch eine hohe Auflösung für eine Typenbestimmung des Gewebes (P Wert) nicht nötig

309821/0998

ist, könnte man den Beanspruchungsfaktor im Austausch für eine geringere P Wert-Auflösung verringern.

Unter der Annahme, daß d_f 2 mm ist, gilt implizit, daß die Grenze der Auflösung des Systems ungefähr 1 mm ist. Wenn dieser Grad räumlich nicht benötigt wird, könnte der Brennpunkt des Erregerfeldes erweitert und die erforderliche Beanspruchung verringert werden, oder wenn die Beanspruchung konstant gehalten und der Brennpunkt erweitert wird, kann die P Wert-Auflösung G vergrößert werden.

Um nach den Werten verschiedener Punkte im Körper zu forschen, befiehlt die Systemregeleinrichtung 45 jetzt, die im Grunde ein Computer ist, über die Leitung 47, daß der Wandler für das Erregerfeld 14 von einem mechanischen Antriebssystem 46 bewegt wird, so daß er noch entlang dem Untersuchungsbündel verläuft, aber in unterschiedlicher Stellung dazu ist. In diesem System ist zu überprüfen, ob der Ausgang des Phasenkomparators, wie durch die letzte Analog-Digital-Umwandlung angedeutet, solch einen Wert hat, daß darin Platz für noch eine Phasenverschiebung ist, ohne den Analg-Digital-Umwandler 28 außer Anzeige zu bringen.

309821 /0998

Wenn solcher Platz verfügbar ist, dann kann der sich darauf be- , ziehende Gewebemeßprozeß für diesen neuen Punkt im Raum wiederholt und die geeigneten Werte für P und D im Speichersystem 41 gesammelt werden. Sollte es vorkommen, daß die nächste Messung über den Meßbereich des Analog-Digital-Umwandlers hinaus geht, dann stellt sich die Kompensationsschaltung für die Ausbreitung der Weglänge von selbst wieder auf den richtigen Meßbereich ein. Der Phasenschieber 24 wird von der Weglängenausgleichsschaltung 25 wieder ein justiert, bis der Ausgang des Analog-Digital-Umwandlers wieder nahe 0 ist,. -

Solche Justierung wird über eine Reihe von Untersuchungsstößen ausgeführt, beginnend mit einer Empfindlichkeit des Analog-Digital-Umwandlers 28₇ die auf ihren niedrigsten Wert eingestellt ist, über die Leitung 52, in der die Weglängenausgleichsschaltung 25 de Hauptzeitsteuerung 23 über die Leitung 35 informiert hat, daß diese Bedingung existiert und die Hauptzeitsteuerung in die Null werdende Zeitfolge verschoben hat. Für den Fall, daß der Phasenverschieber 360 überschritten hat,ändert die Weglängenausgleichsschaltung 25 auch die Verzögerungszeit für die Ausbreitung des Untersuchungsbündelstoßes, durch die Zeit, die für eine volle Schwingung bnötigt wird, wobei

309821/0998

diese Korrektur digital vorgenommen wird im digitalen Zeitverzögerungssystem (Fig. 5), welches auf der akustische Untersuchungsbündelfrequenz arbeitet, und dies bedingt nur eine einfache Schaltniveauänderung. Jetzt, wenn das System wieder auf Null eingestellt ist, kann der Prozeß von neuem beginnen. Nachdem die ganze Länge des Untersuchungsbündels innerhalb des Gewebes genau geprüft worden ist, kann das Untersuchungsbündel in eine neue Lage gebracht und eine neue Prüfung begonnen werden.

Neue Einstellungen der Zeitverzögerung und des Phasenverschiebers werden erforderlich, wegen der neuen Dicke des Gewebes, durch das das Untersuchungsbündel jetzt geht. Diese Korrektur könnte prinzipiell von Hand vorgenommen werden, aber vorteilhaft erfolgt sie elektronisch durch Vergleich der Ankunftzeit des Untersuchungsbündelstoßes mit dem digitalen Zeitverzögerungssystem und folglich der Bestimmung der Schwingungszahl, die direkt gezählt werden soll, die an diese Zeitverzögerung angeschlossen werden und dann dem System erlauben, seinen oben geschilderten Standardphasenprozeß der Signal-Null-Abgleichung zu durchlaufen.

Der Synchrongenerator 30 für die Körperfunktion zeichnet den Puls und die Atembewegung der Testperson auf und wählt eine

309821 /0998

2248233

Zeitspanne unter Berücksichtigung dieser beiden Parameter und der Kraftleistungsphase aus, bei der Messungen vorgenommen werden sollen. Da Erregungen des Patienten Geräusche im Systemausgang hervorrufen, ist es wichtig, daß Messungen zu Zeiten vorgenommen werden, wenn ein Minimum an Erregung auftritt. Gleichzeitig gibt es gewisse Phasen der Kraftleitung, während der beträchtliche Geräuschimpulse auftreten wegen des Schaltens von Ausgleichströmen von Synchronisierschaltvorrichtungen, wie beispielsweise Silikon gesteuerte Gleichrichter. Um dieses Geräusch im System zu vermeiden, ist es üblich, alle Messungen in solchen Phasen der Wechselstromleitung vorzunehmen, wo solche Geräusche nicht auftreten.

Der Synchronisierungsgenerator für die Körperfunktion erzeugt zuerst ein Zeitsignal, wenn de Wellenform mit der längsten Zeitdauer, namentlich beim Ausatmen, eine ruhige Phase erreicht, sodann beobachtet er den Puls und sobald dieser eine ruhige Phase erreicht hat, lenkt er seine Aufmerksamkeit auf die Wechselstromleitung und sobald diese eine ruhige Phase erreicht hat, betätigt er den Abzug für das Grundsystem, welches das Hauptzeitsteuersystem in Gang setzt. Es ist möglich, daß dort,

309821/0998

wo lange Verzögerungen gewünscht sind, wiederholte Bezugnahmen auf den Synchronisierungsgenerator für die Körperfunktion nötig sind, um einen höchstmöglichen ruhigen Zustand sowohl vom Körper als auch elektrischer Umgebung sicherzustellen.

Eine Methode, dieses System dazu zu benutzen, Mittelwerte aus den Signalen zu bilden, um die Geräusche herabzusetzen, wird nachfolgend beschrieben.

Der zweite (Erregerfeld) Umwandler 14 ist an einen Kraftstromoszillator 19 über die Leitung 37 angeschlossen. Die Hauptzeitsteuerung 23 empfängt ein allgemeines Auslösesignal vom Synchronisierungsgenerator 30 für die Körperfunktion und löst einen oder eine Vielzahl von Stößen aus dem Generator 22 über die Leitung 44 aus. Diese Stöße werden durch das Gewebe geleitet, empfangen, in ihren Phasen verglichen und als digitale Zahlen erfaßt und (über eine Leitung 50) in das Rechen- und Speicherwerk 40 geleitet, welches die Hauptzeitsteuerung ebenso über Leitung 43 informiert hat, daß diese Signale fällig sind. Diese digitalen Zahlen werden als "Gruppe A" von der Hauptzeitsteuerung 23 identifiziert, die ebenso das Rechen- und Speicherwerk 40 von dieser Tatsache über eine Leitung 53

30982 1/0998

informiert hat. Alle diese Ziffern werden zusammengezählt und als Ziffer ¹¹V-" gespeichert. In Fig« 2 ist ein Durchschnittswert dieser verschiedenen Messungen als V. auf der vierten unteren Linie gezeigt. Die Hauptzeitsteuerung 23 aktiviert dann den Kraftstromoszillator 19 über eine Leitung 49, welcher dann den Untersuchungspunkt 13 mittels Umwandler 14 erwärmt, der an die Leitung 37 angeschlossen ist. Die Steuerleitung 42 zeigt dem Kraftstromoszillator 19 an, welches Kraftniveau er herstellen soll - nach den dem System zur Verfügung stehenden Kenntnissen über das Medium, durch das das Erregerfeld 15 durchgeht - und so den benötigten Kraftbedarf, um den Untersuchungspunkt 13 mit richtiger Stärke zu erregen. Danach aktiviert die Hauptzeitsteuerung 23 wieder den Generator 22 über die Leitung 44 für dieselbe Zeitspanne wie vorher, aber in der Zwischenzeit hat die Hauptzeitsteuerung 23 diese Gruppe über die Leitung 53 als "Gruppe B" identifiziert. Diese Analog-Digital-Umwandlungszahlen werden wieder addiert und die Summe als Zahl ¹¹Vg" gespeichert, gemäß Fig„ 2. Diese Zahl V_ß ist die Summe der Phasenwerte, die von dem System für jeden aufeinanderfolgenden Stoß des Untersuchungsbündels in der Meßgruppe "B" gemessen worden ist. Jede dieser Phasenwerte stellt eine Messung

309821/ 0 998

des Mediums nach dem Erwärmen des Untersuchungspunktes dar. Die Differenz zwischen V. und V_ß wird gebildet und solange wie die Zahl der gemessenen Stöße gleich ist, ist das Resultat die Differenz zwischen der mittleren Phase vor und nach der Erregung, multipliziert mit der Zahl der Messungen. Um den P Wert zu messen, ist es lediglich erforderlich, diese Differenz V. - V_R mit geeigneten Umwandlungsfaktoren zu multiplizieren. Diese Zahl wird dann Über die Leitung 54 in den Speicher und das Sichtanzeigesystem 41 Übergeleitet und mit dem speziellen Punkt im Raum verbunden, auf den der Untersuchungspunkt bereits während dieser Meßserie eingestellt war, wie durch die mechanische Lage der Umwandler angegeben, gemäß Leitung 38.

Um eine Messung des D-Faktors (das Maß fUr die GewebeabkUhlung), an diesem selben Punkt im Raum vorzunehmen, muß z.B. die Hauptzeitsteuerung 23 einen weiteren Satz UntersuchungsbUndel Über die Leitung 44 auslösen, wie in Fig. 2 gezeigt, nachdem eine vorgegebene Verzögerung T_c erfolgt ist. Diese Verzögerung sollte genügend groß fUr eine Veränderung des Temperaturprofils am Untersuchungspunkt 13 sein. Die nächsten Messungen werden

309821/0998

wieder digital ausgewertet und addiert und als Zahl '%," gespeichert. Als nächstes wird eine Funktion von V^ - V. und

ο ■ A - " '

Vp - V. und die Zeitverzögerung T_c als Maß des Paramters D berechnet. Andere Messungen des Parameters D können vorgenommen werden durch Erzeugung späterer Stoßfolgen von Untersuchungsbündelmessungen und Bezeichnung derselben mit den Zahlen V-, V_, Vp usw. und anschließende Gegenüberstellung, z.B. mit derselben Funktion V_ß - V. und Vp - V. und der Verzögerung zwischen B und E uws. Es ist zu beachten, daß V. den Grundwert darstellt, der von allen Messungen abgezogen werden muß* Vg- V. bedeutet die Größe der anfänglichen Störung und Vy - V. stellt die Größe der bleibenden Störung dar, wenn X eine andere spätere Meßfolge ist, die zur Zeit Ty nach B abläuft. Es gibt eine Funktion V_y - V. , welche proportional

V-V
^VB ^VA

der durchschnittlichen Abnahmerate der thermischen Störung des Untersuchungsschallbündels ist und somit ein Maß für den Flüssigkeitsdurchfluß im Gewebe. Z.B. bedeutet die durch die Abnahmerate des thermischen Feldes gewonrtsre biologische Information, die durch die Abnahmekurven, wie in Fig. 2 gezeigt, bestimmt sind, die Durchströmung des Gewebes, d.h. die Literzahl

3 09 8 21/099Ö

der pro Sekunde und pro kg Gewebe durchfließende Blutmenge, die in der Lage ist, die Hitze abzuführen.

Veränderungen des vorliegenden Erfindungsgedankens können im Rahmen der nachfolgenden Ansprüche vorgenommen werden. Einige der Veränderungen sind folgende:

1. Der Vergleichsbündelstoß des UntersuchungsbUndels kann anstatt, daß er vor dem Erwärmen durch das fokussielten Erregerbündel erfolgt, nach der Erwärmung stattfinden. Eine Vielzahl von Stößen kann nach solch einer Erwärmung untereinander verglichen werdey um die Abkühlungsrate zu bestimmen.

2. Die Untersuchung kann entlang des Untersuchungsbündels erfolgen, das feststehend ist. Der Brennpunkt des Erregerbündels wird entlang des feststehenden UntersuchungsbUndels bewegt, um das Material entlang der Strecke des UntersuchungsbUndels zu untersuchen. Die Lage des Untersuchungsbürtbls kann dann geändert und wieder festgestellt werden, um eine zweite Untersuchung entlang einer anderen Linie durchzuführen, wobei der Brennpunkt des Erregerbündels entlang dem UntersuchungsbUndel bewegt wird. Bei dieser Untersuchungstechnik können die der Erwärmung die-

309 821/099 8

nenden fokussierten Ultraschallwellen in Stoßen erzeugt werden, um einer unterschiedlichen Bewegung des Erregerbrennpunktes entlang dem Untersuchungsbündel zu entsprechen. Ebenso kann die Stärke des Erregerfeldes computerkontrolliert sein, um am Brennpunkt die gleiche Intensität herzustellen, trotz unterschiedlicher dazwischenliegender Gewebestärke.

3. Es ist wichtig, daß die Stöße der Ultraschallwellen des Untersuchungsbündels identisch sind, d.h. von gleicher Daueramplitude und Frequenz. Zu diesem Zweck sollte die Amplitude bis auf ein 2500stel konstant gehalten werden. Zusätzlich soll ein Vergleich zwischen Eingangs-(Leitung 17) und Ausgangs-(Leitung 16) -amplituden jedes Stoßes erfolgen und die Korrektur am Ausgangssignal des Phasenkomparator 29 ebenso wie zwischen den Ausgangssignalen angebracht werden.

4. Obgleich die oben beschriebene Vorrichtung sich auf lebendes oder totes Gewebe bezieht, kann die Erfindung auch als Untersuchungsvorrichtung für andere Fälle benutzt werden. Z₀B. kann weiches, in einer harten Hülle enthaltenes Material untersucht werden, ohne die Hülle zu zerstören oder es kann die innere Struktur eines Baunes untersucht werden.

309821/0998

5. Die vorliegende Erfindung kann in Verbindung mit anderen Techniken, z.B. Holographie oder Echographie verwandt werden. Die Gebiete besonderen Interesses können aufgezeigt und das TAST-System der vorliegenden Erfindung dazu benutzt werden, solche Gebiete im Detail zu untersuchen. Wahlweise können Flecken in statistischer Verteilung oder als Reihen mit bestimmtem Muster analysiert werden, um Gebiete weiterer Forschung auszuwerten.

6. Da die Frequenzabhängigkeit des P-Faktors verschiedener Tumortypen oder anderer Materialtypen von Fall zu Fall verschieden ist, kann man die spezifischen Strukturen dadurch voneinander unterscheiden, daß man die Frequenz des Erregerfeldes zu einer oder mehreren unterschiedlichen Frequenzen schaltet und von dem Unterschied in der Frequenzabhängigkeit des P-Faktors Gebrauch macht, um die in Frage stehenden Objekte zu unterscheiden*

Die Erkennung des Gewebetyps über den P-Faktor und die Frequenzabhängigkeit des P-Faktors setzt voraus, daß die Intensität des Erregerfeldes am Brennpunkt bekannt ist. Diese Information muß urtbhängig fUr jede Frequenz geschaffen werden,

309821/0998

22*8236

so daß eine Untersuchung oder eine Teiluntersuchung für jede Frequenz des Erregerfeldes nötig ist.

7. Die Techniken der Musterbestimmung entwickeln sich schnell auf dem Computergebiet. Ein Problem in der Medizin ist es, Daten zu erhalten und dann eine klinische Abschätzung vorzunehmen, welche eine Art Strukturbestimmung ist, worin die Strukturen solcher spezifischer Krankheiten oder spezifischer Organe sind . Der Computer kann solche Dinge wirksamer erledigen als der -menschliche Geist für viele Situationen, wenn die reinen Digitaldaten ihm zur Verfügung gestellt werden können.

Die vorliegende Erfindung schafft ein Ziffernnetz für den Raum.. Es ist möglich, die Lage des Organs mit minimalen Informationen zu bestimmen und^Jaftsr die Wahrscheinlichkeit zu überprüfen, daß die Lageerkenntnis richtig ist. Nachdem die Lokalisierung vorgenommen ist, ist es dann möglich, die Struktur des Organes zu analysieren und die Fehler ζυ erkennen, wobei wiederjJie Wahrscheinlichkeit überprüft werden kann, daß die Kenntnis der Fehler richtig ist. .

309821/0 9 98

8. Man kann so schnell wie möglich unter Benutzung der Messungen für den P-Faktor und, wenn einmal die Gewebeabmesgjngen klar sind, Messungen der Blutzufuhr (Durchströmung) an bestimmten Punkten des Gewebes vornehmen, um festzustellen, wie sehr der Tumor mit ^r Gefäßen an verschiedenen Punkten durchsetzt ist. Es ist eine andere Charakteristik, durch die sich ein Tumor von anderen unterscheidet, so daß der Gebrauch beider Parameter zur Abschätzung eines zu untersuchenden Gewebevolumens viel wertvollere Informationen als eine Messung allein ergibt.

9. Der Blutstrom in einem weiten Gefäß kann dadurch gemessen werden, daß ein Blutkörperchen durch das Erregerfeld markiert (erhitzt) und eine bekannte Strecke entlang dieser Blutbahn mit dem UntersuchungsbUndel beobachtet wird. Die anfänglich mit dem UntersuchungsbUndel festzustellende Störung kann Null sein, wenn dieses Bündel nicht durch den erhitzten Teil des Gewebes ginge. Da das markierte Körperchen sich jedoch abwärts bewegt, gerät es in den Weg des Untersuchungsbündels und die Zeit des Durchganges des Körperchen zwischen dem Brennpunkt des Erregerfeldes und der Kreuzung des Untersuchungsbündels mit der Blutbahn wird durch die Phasenwechsel angezeigt, die von dem UntersuchungsbUndel festgestellt werden. Dies ist eine direkte Geschwindigkeitsmessung des Blutes in diesem Gefäß.

309821/0998

Claims

Hf

Patentansprüche

Γ 1.^Vorrichtung für eine Ultraschallbeobachtung einer Substanz, bestehend aus einem thermoakustischen Erregerorgan, um das Innere der Substanz durch Ultraschallwellen zu erhitzen, wobei das thermoakustische Organ einen Ultraschallumwandler, einen Oszillator, der mit dem Umwandler verbunden ist, und Organe aufweist, um die Ultraschallwellen, die durch den Umwandler erzeugt werden, zu fokussieren, gekennzeichnet durch ein Organ zum Erzeugen eines Ultraschalluntersuchungswellenbündels, das durch die erhitzte Zone gerichtet ist, und durch einen zweiten Ultraschallumwandler, Schaltorgane zum Verbinden des zweiten Umwandlers mit einem Oszillator, einen Ultraschall-Empfängerumwandler und eine Phasenvergleichsschaltung, die mit dem Empfängerumwandler verbunden ist, um auf Phasenänderungen in dem Untersuchungsbündel zu antworten, die durch Übertragung durch das erhitzte Volumen verglichen zu der Übertragung durch das Volumen ohne Erhitzung bewirkt werden .^~ ~ —

309821/0998
2. Vorrichtung nach Anspruch I₇ gekennzeichnet durch ein erstes Schaltorgan, das mit dem Oszillator verbunden ist, um Ultraschallerregerwellen in Stößen zu erzeugen, und durch ein zweites Schaltorgan, das mit den Schaltitteln des zweiten Umwandlers verbunden ist, um die Untersuckngsultraschallwellen stoßwsise zu erzeugen.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der UntersuchungsbUndel erzeugende Umwandler durch einen Hochfrequenzpräzisionsgenerator antreibbar ist und der Generator mit einem Bezugsoszillator verbunden ist, dessen Frequenz ein Teil auf

1 χ 10⁸ ist.
4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuerverbindung zwischen dem Oszillator und der Phasenvergleichsschaltung angeordnet ist, wobei die Phasenvergleichsschaltung eine Datenfensterschaltung einschließt, die mit einem Stoßsteuerorgan verbunden ist, wobei das Datenfenster nur bei Beginn des Untersuchungsstoßes geöffnet ist.

309821 /0998
5. Vorrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen veränderbaren Phasenverschieber,der zwischen dem Bezugsoszillator und dem Phasenkomparator entweder in der Signal- oder in der Bezugsstrecke angeschlossen ist, wobei die Einstellung des Phasenverschiebers durch eine Weglängenausgleichsschaltung steuerbar ist.
6. Verfahren zur Ultraschallbeobachtung einer Substanz, bei dem eine Störung P im lebenden Gewebe durch ein Ultraschallbündel analysiert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Ultraschallbündel durch einen Untersuchungspunkt innerhalb des Gewebes geht, daß das Gewebe durch Fokussierung eines Ultraschallfeldes im Untersuchungspunkt erregt und erwärmt wird, daß nochmals ein Ultraschallbündel durch den Untersuchungs^/nkt geleiü wird, nachdem das Gewebe am Untersuchungspunkt erwärmt worden ist, und daß die beiden Ültraschallbürcel aufgefangen und die Veränderungen ihrer Phasen, die durch das Hindurchleiten durch den erhitzten Untersuchungspunkt entstanden sind, gemessen werden.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß clie Störung V_ xw ist, worin V_T der relative Temperaturkoeffise

309821/0998

so

-*- 2248?36

zient der Geschwindigkeitscharakteristik des Gewebes für das Untersuchungsbündel, °*- der akustische Amplitudenabsorbtionskoeffizient für das Erregerfeld im Gewebe, s^die Massendichte des Gewebes und C die spezifische Wärme des Gewebes sind.
8. Verfdren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Geschwindigkeit, mit der die Störung P verschwindet, durch

■i ...L₁

mehrfaches Durchleiten des UltraschallbUndels durch den Untersuchungspunkt und Bestimmung der Geschwindigkeit mit der die Differenz der Phasenverschiebung als ein Maß des Wärmeabflusses vorn Untersuchungspunkt gemessen wird, wobei der Wärmeabfluß ein Maß des Flüssigkeitsdurchflusses (Durchströmung) am Untersuchungspunkt im Gewebe ist.
9. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Untersuchungsbündel erst durch den Untersuchungspunkt geleitet wird, wenn das Ultraschallerregerfeld abgestellt ist, und daß das Untersuchungsbündel aus unterschiedlichen Stößen von Ultraschallwellen besteht.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein Flüssigkeitskörperchen am Untersuchungs-

309821/0998

punkt in einem Gefäß erregt und durch Fokussierung eines Ultraschallfeldes erhitzt wird, daß ein Ultraschallbündel durch einen abwärts führenden Teil des Gefäßes geleitet wird, vvobei später wieder ein Ultraschallbündel durch den abwärts liegenden Punkt geschickt wird, wenn sich das Körperchen der erwärmten Flüssigkeit zu dem abwärts gelegenen Punkt bewegt, und daß die einzelnen Ultraschallbündel aufgenommen und deren Phasenunterschiede, die dadurch zustande kommen, daß das erwärmte Körperchen an dem abwärts gelegenen Punkt erscheint, gemessen werden»
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Maß des Flüssigkeitsstromes gleich der Entfernung zwischen dem Untersuchungspunkt und dem abwärts gelegenen Punkt dividiert durch die Zeit ist, die das Flüssigkeitskörperchen für die Bewegung von dem einen zum anderen Punkt benötigt«
12. Ultraschallanalysegerät, gfennzeichnet durch einen Hochfrequenzbezugsoszillator, einen daran angeschlossenen Stoßgenerator zur Erzeugung von Stößen elektrischer Schwingungen, einen Umwandler für die übertragung, der an den Stoßgenerator angeschlossen ist, um im Raum Stöße von Ultraschallwellen zu erzeugen,

30 9821/099 8

Sl

einen Empfängerumwandler zum Empfang der Wellen und zur Umwandlung in elektrische Signale, einen Phasenkomparator, der an den EmpfdngeruBwandler und den Bezugsoszillator zum Vergleich

¹I.

der Übertragenen und empfangenen Wellen angeschlossen ist, einen Kraftoszillator, einen fokussierbaren Ultraschallwandler, der an den Kraftoszillator angeschlossen und fUr die Fokussierung einesUltraschallfeldes zu einem Brennpunkt geeignet ist und Mitteln zur Verstellung des Umwandlers fUr die Übertragung und den Empfang, wobei die Stöße durch den Brennpunkt geleitet werden.
13. Gerät nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch einen veränderbaren Phasenverschieber, der zwischen dem Bezugsoszillator und dem Phasenkomparator angeschlossen ist, wobei die Phasenverschiebung von einer Weglängenausgleichsschaltung gesteuert ist, die durch die Frequenz des Bezugsoszillators verzögerbar ist, wobei die Frequenz identisch mit der Übertragenen und als Ultraschallstoß empfangenen Frequenz ist.
14. Gerät nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch Organe zur Aufzeichnung des fokussierbaren Ultraschallwandlers entlang dem

309821/0998

SS

Weg der Ultraschallstöße im Raum zwischen dem Umwandler für die Übertragung und dem Empfang.
15. Gerät nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß alle drei Ultraschallumwandler aufeinander abgestimmt bewegbar sind, um eine dreidimensionale Aufzeichnung vorzunehmen.·
16. Gerät nach Anspruch 12, gekennzeichrsb durch Computerhilfsmittel zur Bestimmung der Korrekturen für die akustische Intensität des Ultraschallfeldes am Brennpunkt aufgrund des Durchganges des Ultraschallfeldes vom fokussierbaren Ultraschallumwandler zum Brennpunkt durch das Untersuchungsmaterial, wobei die anzubringenden Korrekturen auf akustischen Absorbtionskoeffizienten im Untersuchungsmaterial beruhen, und durch die Messungen der Störung angenähert v/erden, die vorher durch Untersuchung des Prüfmaterials von seiner Oberfläche zum Inneren bestimmt worden sind.
17. Gerät nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch Organe zur Steuerung des Leistungsausganges des Bezugsoszillators, wobei die Intensität des Fokus während der Untersuchung konstant bleibt.

309821/099
18. Gerät nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch Organe zur Korrektur der Phasenänderungsmessungen auf der Basis der Intensität am Fokus, wobei der Ausgang des Systems ein direktes Maß fUr die Störung P wird.

309821 /0998

SS

Le e rs e i te