DE2105431C3 - Verstärkende Doppelgegentakt-Mischstufe - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine verstärkende Doppelgegentakt-Mischstufe mit vier aktiven Elementen, insbesondere verstärkenden Halbleiterelementen, die ausgangsseitig auf einen gemeinsamen Verbraucher zusainmengeschaltet sind, wobei von der Gegenkopplung Gebrauch gemacht ist.

Eine derartige Mischstufe ist z. B. aus der DT-AS 12 97 693 bekannt. Die Gegenkopplungsspannung wird dabei an einer Stelle abgenommen, an der die Signaispannungen ausgangsseitig bereits zusammengeschaltet sind. Die Rückkopplungsspannung wird jeweils dem Eingang zweier aktiver Elemente zugeführt. Da abei Unterschiede in den Eigenschaften der aktiven Elemente und im Schaltungsaufbau der zu den einzelnen Elementen gehörenden Netzwerke nicht völlig zu vernachlässigen sind, bringt die Ableitung der Gegenkopplungsspannung jeweils aus der resultierenden Ausgangsspannung und deren gemeinsame Einspeisung in den Eingangskreis dieser aktiven Elemente bezüglich der erwünschten Gleichmäßigkeit der Übertragungscharakteristik jedes einzelnen Verstärkungsweges Schwierigkeiten mit sich. Dies ist von besonderer Bedeutung, wenn die Mischstufe für die Verarbeitung sehr breiter Frequenzbänder ausgelegt werden soll und gleichzeitig hohe Anforderungen an die Linearität und Rauschabstand der Anordnung gestellt werden.

Die Anwendung der Stromgegenkopplung durch ohmsche Widerstände, welche den beiden aktiven Elementen eines Gegentakt-Modulators zugeordnet sind, ist z. B. aus der DT-AS 15 91 608 und der DT-OS 18 03 620 bekannt.

Aus der US-PS 32 42 443 ist ein Gegentaktmodulator bekannt, bei dem für jeden der beiden Transistoren jeweils ein getrennter Gegenkopplungswiderstand zur Spannungsgegenkoppiung vorgesehen ist. in den beiden Zuführungsleitungen des Modulationssignals sind zwei einstellbare ohmsche Widerstände eingeschaltet, welche es gestatten, dieses Signal durch entsprechende Bedämpfung genau zu symmctrieren.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe

zugrunde, bei einer Doppelgegentakt-Mischstufe der eingangs genannten Art eine hohe Linearität und einen guten Rauschabstand sicherzustellen und darüber hinaus zu gewährleisten, daß auch breite Frequenzbänder möglichst linear und zudem weitgehend lastunabhängig verarbeitet werden können. Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß für jedes aktive Element ein getrenntes Gegenkopplungsnetzwerk vorgesehen ist, das jeweils vor der Zusammenschaltstelle der Ausgänge entsprechender Paare von aktiven Elementen angeschlossen und mit deren Eingangselektrode verbunden ist und eine spannungsproportionale Gegenkopplung bewirkt, daß vor der Zusammenschaltstelle der von den aktiven Elementen gelieferten Ausgangsspannungen bei jedem aktiven Element ein an die Ausgangselektrode angeschlossenes Serien-Netzwerk eingeschaltet ist und daß das Serien-Netzwerk nach der Abzweigung für das spannungsproportionale Gegenkopplungsnetzwerk angeschlossen ist. Da dem Eingangskreis jedes aktiven Elementes auf diese Weise nur ein entsprechender Teil seiner eigenen Ausgangsspannung und nicht eine resultierende Ausgangsspannung mehrerer aktiver Elemente zugeführt wird, läßt sich die linearisierende Wirkung bei jedem der aktiven Elemente in optimaler Weise verwirklichen und etwaige Unsymmetrien werden dadurch in besonders vorteilhafter Weise weitgehend ausgeglichen. Dies verbessert auch die Breitbandeigenschaften erheblich. Durch die getrennten Serien-Netzwerke wird ein weitgehend lastunabhängiges Arbeiten der Schaltung sichergestellt und durch die Ankopplung des Gegenkopplungsnetzwerkes vor dem jeweiligen Serien-Netzwerk ist eine spezifische Einstellung der Gegenkopplung für jedes aktive Element sichergestellt.

Die Erfindung sowie Weiterbildungen der Erfindung sind anhand von Zeichnungen näher erläutert, in denen Ausführungsbeispiele dargestellt sind. Es zeigt

Fig. 1 einen Doppelgegentakt-Mischer mit vier gleichen Transistoren,

Fig.2 einen Doppelgegentakt-Mischer mit Komplementärtransistoren ohne Eingangssymmetrierung und

Fig.3 einen Doppelgegentakt-Mischer mit Komplementärtransistoren und ohne Ausgangsübertrager.

In Fig. 1 ist ebenso wie bei den übrigen Figuren die Eingangsklemme für das Hochfrequenzsignal mit EH, die Eingangsklemme für das Oszillatorsignal mit EO und die Ausgangsklemme für das normalerweise in Zwischenfrequenzlage vorliegende Ausgangssignal mit AZ bezeichnet. Kapazitäten, welche der Verblockung gegen Gleichspannung dienen, dagegen für die jeweiligen Wechselstromsignale einen Kurzschluß darstellen, sind mit dem Bezugszeichen CB versehen.

Das hochfrequente Eingangssignal gelangt von der Klemme EH über einen Tiefpaß C, L zu einem Eingangsübertrager Ui, dem ein weiterer Übertrager t/3 nachgeschaltet ist. An den Ausgangsklemmen des Übertragers Ui liegt das hochfrequente Eingangssignal als Gegentaktspannung an, so daß die Windungen des Übertragers U3 als widerstandslos vorausgesetzt werden können und die Gegentaktsignale über die Mittenanzapfungen der Sekundärseite eines Übertragers t/2 zu den Eingängen von über die Basis angesteuerten Transistoren TI, T4 bzw. T2, T3 gelangen. Dabei tritt die Hochfrequenzspannung an den Eingängen der Transistoren Tl und T4 jeweils in Gegenphase zu den Eingängen der Transistoren T2 und T3 auf. Die Oszillatorspannung gelangt von den Sekundärwicklungen des Übertragers t/2 aus zu den Eingangselektroden der Transistoren Tl und T2 bzw. T3 und T4, wobei die Eingangselektrodeii der Transistoren T3 und T4 in Gegenphase im Vergleich zu den Eingangselektroden der Transistoren Tl und T2 angesteuert werden.

Die Dimensionierung des Eingangswiderstandes eines breitbandigen Mischer.·; erfolgt zweckmäßig für einen genormten Wellenwiderstand, in der HF-Technik also 50 Ω. Unter Berücksichtigung des Übersetzungsverhältnisses des Eingangsübertragers kann der Eingangswiderstand für tiefe und mittlere Frequenzen recht gut z. B. durch Gegenkopplungen eingestellt werden. An der oberen Frequenzgrenze kann sich jedoch die Eingangskapazität der Transistoren störend bemerkbar machen, die sich zudem mit der Oszillatoransteuerung ändert. In diesem Fall ist es zweckmäßig, die in Fig. 1 dargestellte LC-Schaltung nach Art einer Tiefpaß-Ergänzung auszulegen, die vor oder in symmetrischer Form auch hinter dem Eingangsübertrager U \ liegen kann. Damit bestimmen der Blindwiderstand der Eingangskapazität der Transistoren und die realisierbaren Übersetzungsverhältnisse des Eingangsübertragers die Impedanz, für die sich der Mischer breitbandig auslegen läßt. Dieses Problem wird bei Schaltungen mit höheren Kollektorströmen besonders akut.

Die Oszillatorfrequenz kann zweckmäßig über der Frequenz des Eingangssignals liegen, wobei der Tiefpaß L, C neben der Unterdrückung von Störungen hochfrequenter Art ein Abfließen von Energieanteilen der Oszillatorfrequenz verhindert. Auch durch den Übertrager t/3 wird vermieden, daß Unsymmetrien im Bereich des Eingangsübertragers t/2 zu einem Austreten von Signalen der Oszillatorfrequenz führen könnten, weil für die im Gleichtakt anliegenden Spannungen der Oszillatorfrequenz dieser Übertrager als Drossel wirkt. Außerdem ist dadurch sichergestellt, daß das Rauschen der Mischstufe durch ein verrauschtes Oszillatorsignal nicht unzulässig verschlechtert wird.

Die Transistoren Tl bis T4 sind untereinander in gleicher Weise beschaltet und weisen jeweils ein von Emitter zu Masse geführtes Strom-Gegenkopplungs-Netzwerk in Form eines ohmschen Widerstandes RE auf. Außerdem ist ein Seriennetzwerk in Form eines ohmschen Widerstandes RS angeschlossen. Darüber hinaus ist zwischen dem Kollektor der Transistoren und dem Serienwiderstand RS bei jedem Transistor ein eigenes Gegenkopplungsnetzwerk vorgesehen, welches aus dem ohmschen Widerstand RG und dem Blockkondensator CS besteht. Dadurch ist sichergestellt, daß durch eine spannungsproportionale Gegenkopplung, welche nur Anteile der jeweiligen Transistor-Ausgangsspannung enthält, jeder Transistor für sich in optimaler Weise linearisiert und stabilisiert wird. Während der Widerstand RG eine Spannungsgegenkopplung bewirkt, ergibt sich durch den Widerstand RE im Emitter eine Stromgegenkopplung. Durch die Dimensionierung dieser Widerstände können die Mischverstärkung und der Eingangswiderstand für jedes Verstärkerelement festgelegt werden. Der Emitterwiderstand RE dient außerdem zur Gleichstromstabilisierung und wird deshalb zweckmäßig so ausgelegt, daß sein Widerstandswert ein Vielfaches des Diffusionswiderstandes der Transistoren beträgt. Dadurch ergibt sich eine besonders vorteilhafte G'eichstromauftcilung.

Im einfachsten Fall arbeiten die Transistoren ohne Ruhestrom, wodurch Abblockelemente im Emitterkreis entfallen können. Der Kollektorstrom ist dann abhängig von der Stärke des Oszillatorsignals. In manchen Fällen

kann es zweckmäßig sein, eine Arbeitsweise mit Ruhestrom zu wählen. In diesem Fall ist die Oszillatoransteuerung so zu wählen, daß der Kollektor-Wechselstrom größer wird als der Kollektor-Gleichstrom (übersteuerter Α-Betrieb mit besonders gutem Mischerfekt). Die Auslegung der Schaltung erfolgt zweckmäßig so, daß die Transistoren T\ bis Γ 4 nicht bis zur Sättigung ausgesteuert werden, da dies die Rauschzahl wesentlich erhöhen würde. Um eine gute Symmetrie auch für höhere Harmonische und Mischprodukte zu gewährleisten, sollen die Transistoren eine möglichst kurze Schaltzeit aufweisen, d. h. für das vorliegende Schaltungsbeispiel soll ihre Kollektor-Basis-Kapazität und die entsprechende Zeitkonstante möglichst klein sein und ihre Grenzfrequenz wenigstens 8 bis 10 mal so hoch gewählt werden, wie die Oszillatorfrequenz. Die Oszillatorleistung, mit der sich die Transistoren aussteuern lassen, und damit auch die Linearität bei starken Eingangssignalen ist um so größer, je höher der Kollektorstrom bei optimaler Grenzfrequenz ist. Dies ist für Eingangsmischer in Funkempfängern besonders des Kurzwellenbereiches, für welche ,die dargestellte Anordnung mit besonderem Vorteil verwendet werden kann, von besonderer Bedeutung.

Der das Seriennetzwerk im Ausgangskreis bildende ohmsche Widerstand RS ergibt ein weitgehend !astunabhängiges Arbeiten der Spannungsgegenkopplung, was für die Symmetrie der Schaltung von besonderer Bedeutung ist. Gegenüber Maßnahmen, welche eine verbesserte Symmetrierung einer Doppelgegentakt-Mischstufe dadurch herbeiführen sollen, daß vor den Eingangselektroden Serienwiderstände eingefügt werden, hat dies den besonderen Vorteil, daß eine Bedämpfung des normalerweise sehr schwachen Eingangssignals vermieden werden kann und damit die Empfindlichkeit der Schaltung vergrößert wird.

Nach den das Seriennetzwerk bildenden Widerständen RSsind die Ausgangsspannungen der Transistoren TI und Γ3 einerseits sowie 7"2 und T4 andererseits zusammengeschaltet und werden über den Ausgangsübertrager U4 als unsymmetrische Ausgangsspannung der Ausgangsklemme AZ zugeführt. Die Zuführung der Betriebsgleichspannung + Ub für die Transistoren erfolgt über einen Entkopplungswiderstand RK. Der an der Ausgangsklemme AZ anzuschließende Widerstand wird zweckmäßig so gewählt, daß die Schaltung unterangepaßt arbeitet, so daß Änderungen der Betriebsspannung Ub die Arbeitsweise des Mischers möglichst wenig beeinträchtigen.

Die Anordnung nach F i g. 2 ist — abgesehen davon, daß Komplementärtransistoren verwendet sind — bezüglich der aktiven Elemente in gleicher Weise aufgebaut wie die Schaltung nach Fi g. 1, und es gelten damit auch die in diesem Zusammenhang angestellten Überlegungen. Da aber vielfach Schaltungen benötigt werden, deren Eingang EH auch für beliebig tiefe Frequenzen oder sogar für Gleichstrom geeignet sein soll, kann es zweckmäßig sein, im Bereich des Signaleingangs ohne Übertrager zu arbeiten. Hierzu ist bei der Schaltung nach Fig. 2 der Eingangskreis so abgewandelt, daß nur für die Zuführung der Os;tillatorspannung ein Übertrager U5 benötigt wird, während die vom Signaleingang EH kommenden Signalspannungen lediglich den LC-Tiefpaß durchlaufen. Durch eine Drossel D 5 ist sichergestellt, daß ein Gleichstromweg gebildet wird. Sofern die nicht dargestellte Spannungsquelle Gleichstrom führt, ist die Drossel DS wegzulassen. Während bei dieser Schaltung der Eingangsübertrager U 5 einfacher ausgebildet ist als nach der Ausführungsform nach Fig. 1, ist der ausgabeseitige Übertrager U6 entsprechend komplizierter und gleicht weitgehend dem Übertrager U2 nach Fig. I. Diese Schaltung eignet sich besonders für die Umsetzung sehr niedriger und mittlerer Frequenzen in eine höhere Frequenzlage.

Bei der Schaltung nach F i g. 3, welche ebenfalls die Verwendung von Komplementärtransistoren vorsieht, kann in besonders vorteilhafter Weise aus der Frequenz zweier sehr hoher Eingangsfrequenzen eine miniere bis sehr niedrige oder sogar bis Gleichstrom reichende Ausgangsfrequenz erzeugt werden. Die Übertrager U7 und t/8 dieser Schaltung, welche abgesehen von der Verwendung von Komplementärtransistoren bezüglich ihrer aktiven Elemente ebenfalls mit der Schaltung nach F i g. 1 übereinstimmt, sind wegen der notwendigen Reihenschaltung der Komplementärtran.sistoren und der Rückführung der Basisströme zum jeweiligen Emitterpotential etwas aufwendiger. Dafür ist jedoch die erzielbare Ausgangsspannung und Ausgangsleistung wesentlich größer als bei einfacheren Ringmodulatoren. Mit dieser Schaltung ist auch ein Betrieb als verstärkender Phasendetektor mit großem Ausgangspegel denkbar.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (14)

Patentansprüche:

1. Verstärkende Doppelgegentakt-Mischstufe mit vier aktiven Elementen, insbesondere verstärkenden Halbleiterelementen, die ausgangsseitig auf einen gemeinsamen Verbraucher zusammengeschaltet sind, wobei von der Gegenkopplung Gebrauch gemacht ist, dadurch gekennzeichnet, daß für jedes aktive Element (71 bis 74) ein getrenntes Gegenkopplungsnetzwerk (RG) vorgesehen ist, das jeweils vor der Zusammenschaltstelle der Ausgänge entsprechender Paare von aktiven Elementen angeschlossen und mit deren Eingangselektrode verbunden, ist und eine spannungsproportionale Gegenkopplung bewirkt, daß vor der Zusammen- '5 schaltstelle der von den aktiven Elementen (TX bis 74) gelieferten Ausgangsspannungen bei jedem aktiven Element ein an die Ausgangselektrode angeschlossenes Serien-Netzwerk (RS) eingeschaltet ist und daß das Serien-Netzwerk (RS) nach der Abzweigung für das spannungsproportionale Gegenkopplungsnetzwerk (RG)angeschlossen ist.

2. Verstärkende Mischstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für jedes aktive Element (71 bis 74) zusätzlich ein eigenes ²S Netzwerk (RE) zur stromproportionalen Gegenkopplung an die dem Eingang und Ausgang gemeinsame Elektrode angeschlossen ist.

3. Verstärkende Mischstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das spannungsproportionale Gegenkopplungsnetzwerk (RG) für Gleichspannugen undurchlässig ist.

4. Verstärkende Mischstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das zur Stromgegenkopplung dienende Netzwerk (RE) so dimensioniert ist, daß sein Widerstandswert ein Vielfaches des Diffusionswiderstandes von als aktive Elemente verwendeten Transistoren beträgt.

5. Verstärkende Mischstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung von Transistoren als aktive Elemente diese ohne Ruhestrom betrieben werden.

6. Verstärkende Mischstufe nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung von Transistoren als verstärkende Elemente die Oszillatoransteuerung so gewählt ist, daß der Kollektor-Wechselstrom größer wird als der Kollektor-Gleichstrom.

7. Verstärkende Mischstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Arbeitswiderstand der Mischstufe kleiner gewählt ist als der von der Ausgangsseite her gesehene Innenwiderstand der Mischstufe.

8. Verstärkende Mischstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die als aktive Elemente verwendeten Transistoren (Tl bis 74) vom Oszillatorsignal nicht bis zur Sättigung ausgesteuert sind.

9. Verstärkende Mischstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die als aktive Elemente verwendeten Transistoren (71 bis 74) so gewählt werde:!!, daß ihre Kollektor-Basiskapazität und die entsprechende Zeitkonstante möglichst niedrig und die Grenzfrequenz wenigstens etwa 8 mal so hoch ist wie die Oszillatorfrequenz.

10. Verstärkende Mischstufe nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als aktive Elemente Komplementärtran:iistoren verwendet sind.

11. Verstärkende Mischstufe nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Signaleingang (EH) der Mischstufe, insbesondere zur Umsetzung niedriger oder mittlerer Frequenzen in eine höhere Frequenzlage, für die Ansteuerung der Transistoren (71 bis 74) einen Gleichstromweg bildet (Fig. 2) und ohne Übertrager arbeitet.

12. Verstärkende Mischstufe nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (71 bis 74), insbesondere zur Umsetzung hoher Eingangsfrequenzen in mittlere oder niedrigere Frequenzen ausgangsseitig ohne Übertrager zusammengeschaltet sind (F i g. 3).

13. Verstärkende Mischstufe nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch die Verwendung als verstärkender Phasendetektor.

14. Verstärkende Mischstufe nach einem der Ansprüche 9 bis 12, gekennzeichnet durch die Verwendung in Funkempfängern, vorzugsweise des Kurzwellenbererhs.