DE2021887B2 - Phasenstabilisierungsschaltung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf .ine Phasenstabilisierungsschaltung mit einer Regelschleife aus einem Phasendetektor, einem Filter und einem spannungsgeregelten Oszillator, wobei das Eingangssignal der Phasenstabilisierungsschaltung mit dem Ausgangssignal des spannungsgeregelten Oszillators in dem Phasendetektor verglichen wird. Eine solche Phasenstabilisierungsschaltung wird in einer Bit-Synchron'-sationsschaltung und anderen Schaltungen verwendet.

Die Schwingungsfrequenz des spannungsgeregelten Oszillators wird durch die Phasendifferenz zwischen Eingangssignal der Phasenstabilisierungsschaltung und dem Ausgangssignal des spannungsgeregelten Oszillators geregelt. Bei einer bekannten Phasenstabilisierungsschaltung wird ein Phasendeiektor mit kcsinusförmiger Ausgangsspannung, also mit Periode 2 n, verwendet. Üblicherweise ist dieser Phasendetektor von einem Ringmodulator gebildet. Dieser Phasendetektor wird zwar wegen seines einfachen Aufbaus allgemein bevorzugt, hat jedoch den Nachteil, daß eine iange Zeit für das Mitnehmen der Phase von einem Punkt bis zum von diesem entfernt liegenden Stabilisierungspunkt um π benötigt wird. Das rührt daher, daß bei der Kosinuswelle der Wert der Funktion bei π/2 gleich 0 und deshalb ein künstlicher Stabilisierungspunkt wird und daß die Phasendifferenz über π zurücklaufen muß.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, diesen Nachteil zu vermeiden und zu ermöglichen, daß die Phase zu jeder Zeit schnell mitgenommen werden kann. Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, daß die eingangs erwähnte Phasenstabilisierungsschaltung gekennzeichnet ist durch einen zweiten Phasendetektor, dem einerseits ebenfalls das Eingangssignal der Phasenstabilisierungsschaltung und andererseits von dem spannungsgeregelten Oszillator eine Vergleichsspannung zugeführt wird, deren Phase um .τ/2 gegenüber der dem ersten Phasendetektor zugeführten Vergleichsspannung verschoben ist, durch einen Spannungsvergleicher zur Unterscheidung der Polarität des Ausgangssignals des zweiten Phaser.detektors, durch einen Inverter zum Umkehren des Eingangssignals des ersten Phasendetektors entsprechend dem Ausgangssignal des Spannungsvergleichers und durch einen weiteren Inverter, der das Ausgangssignal des spannungsgeregelten Oszillators mit der Umsteuerung des ersten Inverters umkehrt.

ίο Durch die Erfindung wird somit die Zeit verkürzt, die für die Stabilisierung der Phase erforderlich ist. Die Erfindung wird beispielhaft an Hand der Zeichnung beschrieben, in der zeigt

F i g. 1 das Schaltbild einer Ausführungsform einer Phasenstabilisierungsschaltung nach der Erfindung,

F i g. 2 Beziehungen zwischen der Spannung V und der Phase q,

F i g. 3 das Schaltbild eines bei der Erfindung verwendeten Phasenschiebers und

F i g. 4 das Schaltbild einer Ausführungsform eines bei der Erfindung verwendeten Spannungsvergleichers.

Wie es in F i g. 1 gezeigt ist, werden die an der Eingangsklemme 1 angelegten Signale aufgeteilt und durch Transistor-Verstärker TS₁ und TS₄ verstärkt. Dioden D₁ bis D₄ und Transformatoren T₁ und T, bilden einen ersten Ringmodulator 10. Wenn die an dem Eingang A liegende Spannung positiv ist, werden die Eingangssignale ohne Umkehr der Phase dem Transistor-Verstärker Γ5., zugeführt. Ist die Spannung negativ, wird die Phase umgekehrt. Der Eingang A des Ringmodulators 10 ist mit dem Ausgang A des Spannungsvergleichers 9 verbunden. Dioden D₅ bis D₈ und Transformatoren T₃ und T_x wirken als erster Phasendetektc^r 7. Eine kosinusförmige Spannung, die der Phasendifferenz zwischen den an den Transistorverstärkern TS₁ bzw. Γ5¹., und TS₃ anliegenden Signalen entspricht, kann am Ausgang des Phasendetektors 7 abgegriffen werden. Der Ausgang B des Phasendetektors 7 ist mit dem Eingang B des Filters 3 verbunden.

Das Ausgangssignal des Phasendetektors 7, dessen Frequenz der Phasendifferenz zwischen den an die Transistorverstärker TS₁ bzw. TS.₂ und TS₃ gelegten

Signalen entspricht, hat die in Fig. 2(a) und 2(b) gezeigte Form. Das Ausgangssignal (a) in F i g. 2 wird erhalten, wenn die Spannung an dem Eingang A des Ringmodulators 10 positiv ist, und das Ausgangssignal (b) in F i g. 2 wird bei negativer Spans'-' nung erhalten. Die Phase des Signals (ä) ist um .τ gegen die Phase des Signals (b) verschoben, weil, wie es oben beschrieben wurde, die Phase um 180° durch die Polarität des Eingangssignals des Ringmodulators 10 umgeschaltet ist. Dioden D₀ bis D₁₂

und Transformatoren T^und T_a bilden einen zweiten Phasendetektor 8. Die Phase des Transistorverstärkers TS₄ ist mit der des Transistorverstärkers TS₁ identisch. Eine Induktivität L₂ und Kapazitäten C, und C₄ wirken als Phasenschieber 11 mit einer Phasenverschiebung von nl2.

Aus F i g. 3 ist offensichtlich, daß eine Phasendifferenz von .-r/2 zwischen der Eingangsspannung e,- und der Ausgangsspannung e₀ besteht, wenn L = RUo und C=IIwR ist, wobei ω die Winkelfrequenz und R der Wellenwiderstand sind. Deshalb wird die Phase des Phasendetektors 8 um π/2 gegen die Phase des Phasendetektors 7 verschoben, und das Ausgangssignal des Phasendetektors 8 nimmt die in

Fig. 2 mit (c) bezeichnete Form an. Eine Induktivität L₁ und Kapazitäten C₁ und C₁ bilden ein Tiefpaßfilter zum Ausfiltern der unnötigen höheren harmonischen Komponente. Eine Schaltung aus einer Kombination eines Linearverstärkers /C₁ mit hoher Verstärkung und Dioden D₁₇ und D_1S arbeitet als Spannungsvergleicher 9. der die dem Vorzeichen des Aussangssignals des Tiefpaßfilters aus der Induktivität L₁, der Kapazität C₁ und der Kapazität C₁ entsprechende Polarität unterscheidet und eine konstante positive oder negative Spannung erzeugt, wobei dieses Ausgangssignal negativ wird, wenn die Phasendifferenz γ zwischen 0 und .τ liegt, und positiv wird, wenn die Phasendifferenz y zwischen .-τ und 2 τι liegt. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 7 nimmt also die in F i g. 2 mit (b) bezeichnet Form an, wenn <jr zwischen 0 und π liegt, und nimmt die mit (a) bezeichnet Form an. wenn r/ zwischen.- und 2 π liegt, und danach nimmt das Ausgangssignal des Phasendetektors 7 die mit (d) in F i g. 2 bezeichnete Phasenlage an.

Eine phasenfeste Schleife ist aus dem Phasendetektor 7, dem Filter 3, das einen Breitband-Linear-Verstärker /C₁, eine Kapazität C₅ und Widerstände R_v /?., und R₃ enthält, und einem spannungsgeregelten Oszillator 4 vom Hartley-Typ gebildet, der einen Transistor TS₇, eine Diode D₀ mit variabler Kapazität und einen Transformator T₆ aufweist. Wenn die Eingangsphase zwischen 0 und π (Radiant) liegt, wird die Schleife am stabilen Punkt π '2 gehalten, und wenn die Eingangsphase zwischen π und 2 π (Radiant) liegt, wird die Schleife am stabilen Punkt 3 .t/2 (Radiant) gehalten. Die Schleife hat also Stabilisierungspunkte bei .τ/2 oder 3 .-'2 in Fig. 2, d. h. zv-;i Stabilisierungspunkte im Bereich 2 .τ, wodurch das Ausgangssignal mehrdeutig wird. Wie aber aus F i g. 2 (c) klar wird, ist das Ausgangssignal des Phasendetektors 8 am Stabilisierungspunkt .τ/2 negativ und bei 3 .τ/2 positiv. Durch Ausnutzung dieser Eigenschaft kann ein eindeutiger Zustand herbeigeführt werden. Dioden D₁₃ bis D₁₀ und ein Transformator T_n bilden einen zweiten Ringmodulator 12. Der Eingang A' des Ringmodulators 12 ist mit dem Ausgang Λ' des Spannungsvergleichers 9 verbunden. Daher wird bei einem Stabilisierungspunkt bei 3 n<2, d. h. also bei positivem Wert des Ausgangssignals des Phasendetektors 8, die Phase des Ausgangssignals des spannungsgeregelten Oszillators nicht umgekehrt. Liegt der Stabilisierungspunkt bei .τ/2, ist also das Ausgangssignal des Phasendetektors 8 negativ, wird die Phase des spannungsgeregelten Oszillators durch den Ringmodulator 10 umgekehrt und ein Ausgar.gssignal ausgesendet. Dadurch kann die Mehrdeutigkeit der Phase des Ausgangssignals eliminiert werden. Da zwei Stabilisierungspunkte im Bereich von 2.7 liegen, kann die größte Phase zur Zeit der Mitnahme π/2 sein, und die Amplitudenabhängigkeit von der Phase der phasenfesten Schleife ist sägezahnförmig mit der Periode π, und eine Mitnahme mit hoher Geschwindigkeit kann verwirklicht werden. Statt der Phasendetektoren 7 odu:. 8 in F i g. 1 kann jede Phasendetektorschaltung verwendet werden, und der Ringmodulator 10 oder 12 kann durch jede die Phase umkehrende Schaltung ersetzt werden. Ebenso können der Phasenschieber 11, der spannungsgcregelte Oszillator 4 und das Filter 3 durch entsprechende andere Schaltungen ersetzt werden.

Die Phasenstabilisierungsschaltung gemäß der Erfindung kann zur Bildung von zur Demodulation von Burstsignalen in einem Zeitmultiplex-Satellitennachrichtensystem oder ähnlichem verwendeten Bit-Taktgaben verwendet werden. Burstsignale eines jatellitennachrichtensystems sind eine Gruppe von einer Mehrzahl von Bodenstationen in dem System zugeteilten Signalen. Jedes der Burstsignale weist beispielsweise ein Startsignal, ein Bit-Taktgebungs-Regeneriersignal, ein Stations-Diskriminatorsignal. Daten

ίο und andere Informationen auf. In diesem System werden die Daten durch ein vor den Daten gesendetes Bit-Taktgebungs-Regeneriersignal und ein von den Daten abgeleitetes Signal demoduliert, aber es ist auch möglich, daß in einigen Fällen das Bit-Taktgebungs-Signal nicht bei der Demodulation der Daten gewonnen werden kann. In diesem Falle kann ein richtiges Regelsignal nicht ,n Ausgang des Spannungsvergleichers 9 in der Schaltung in F i g. 1 erzeugt werden. Die Erfindung hat das obige Problem dadurch gelöst, daß der Spannungsvergleicher nicht nur die Polarität unterscheidet und ein Ausgangssignal als Ergebnis dieser Unterscheidung aussendet, sondern die Polarität oder das Ergebnis der Unterscheidung der Polarität auch festhält.

Eine Ausführung dieser Schaltung ist in F i g. 4 gezeigt. Die Induktivität L₁ und die Kapazitäten C₁ und C, bilden ein Tiefpaßfilter, wie es in F i g. 1 gezeigt ist, und der Linearverstärker /C₁ mit hoher Verstärkung und Dioden D₂₀ und D₂₁ bilden einen Spannungsvergleicher 15, dessen Arbeitsweise der des Spannungsvergleichers 9 in F i g. 1 entspricht. Mit der Bezugszahl 17 ist ein Spannungsvergleicher mit einem Differentialverstärker /C₄ und Dioden D.,., und D.,₃ bezeichnet und mit 18 ein gleicher Spannungsvergleicher mit einem Differentialverstärker IC- und Dioden D._n und D.,.. In jedem der DifFerentialverstärker /C₄ und /C₅ liegt an einem der beiden Eingangsklemmen eine positive oder negative Vorspannung. Ist das Eingangssignal an dtm anderen Eingang höher als die Vorspannung, wird eine positive Spannung am Ausgang des Difterentiaiverstärkers IC_x und eine negative Spannung am Ausgang des Verstärkers /C- erzeugt.

Mit 19 und 22 sind Flipflop-Schaltungen vom Einstell-Rückstelltyp bezeichnet, die durch bekannte transistorisierte Flipflop-Schaltungen realisiert sein können. Mit 23 und 24 sind UND-Schaltungen und mit 20 und 25 ODER-Schaltungen bezeichnet, die durch bekannte Dioden-Schaltungen und transistorisierte Schaltungen realisiert sein könner. Der Widerstand R_ti und die Kapazität C₁, bilden einen Integrator 16 mit einer Zeitkonstante τ = R₁. C₁.. Die Eingangsklemme 14 und die Ausgangsklemme 26 ir Fig.4 sind den Kontaktpunkten X und Y in Fig. 1 äquivalent. Der Eingangsklemme 21 wird von außer ein Steuersignal zugeführt, das dem Zustand »1« ent spricht, wenn kein Burstsignal auftritt, und das den Zustand »0« bei Auftreten eines Burstsignab ent spricht. Die Flipflop-Schaltung 22 befindet sich in Zustand »0« an der Spitze des Bursts. UND-Schal tungen 23 und 24 bilden eine Umschalt-Schaltunj Wenn sich die Flipflop-Schaltung 22 im Zustand »0 befindet, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 1 der Ausgangsklemme 26 zugeführt. Dieser Zustan entspricht vollständig dem mit Bezug auf Fig. beschriebenen, in dem eine Mitnahme mit hohi Geschwindigkeit ermöglicht wird. Als Folge wird d phaseiifeste Schleife in die Phase bei π/2 oder 3 π/

mitgenommen, wie es in F i g. 2 zu sehen ist, und wie ebenfalls in Fig.2 mit der Kurve(c) gezeigt ist, liegt an der Ausgangsklemme des Phasen-Detektors 8, also an der Eingangsklemme 14, eine positive oder negative Gleichspannung. Diese Spannung wird einem Integrator 16 zugeführt. Die Ausgangsspannung des Integrators 16 wächst exponentiell an. Wenn die Ausgangsspannung des Integrators 16 die Vorspannung an den Differentialverstärkern /C₄ oder /C₆ überschreitet, d.h., wenn sich die Ausgangsspannung dem Stabilisierungspunkt, beispielsweise π/2, nähert und eine bestimmte positive Spannung überschreitet, ändert sich der Zustand des Differentialverstärkers/C₄ vom Zustand »0« zum Zustand »1«. Als Folge wird die Flipflop-Schaltung 19 in den Zustand »1« geschaltet und die Flipflop-Schaltung 22 ebenfalls geöffnet. In diesem Zustand ist die phasenfeste Schleife sicher in dem Punkt bei 3 π/2 hineingezogen. Vom Ausgang der Flipflop-Schaltung 19 wird deshalb an Stelle des vom Komparator 15 kommenden Ausgangssignals ein Ausgangssignal zur Ausgangsklemme 26 gesendet. Zu diesem Zeitpunkt entspricht das Ausgangssignal dem Zustand »1«. Wenn die phasenfeste Schleife in den Punkt π/2 hineingezogen ist, kommt der Differentialverstärker /C₅ nach einer gewissen Zeit in den Zustand »1«. Als Folge davon wird die Flipflop-Schaltung 19 in den Zustand »Q« und die Flipflop-Schaltung 22 in den Zustand »1« geschaltet, und der Ausgangsklemme 26 wird ein dem Zustand »0« entsprechendes Ausgangssignal zugeführt. Die Flipflop-Schaltung 20 hält also fest, ob das Mitnehmen der Phase beendet ist oder nicht, und die Flipflop-Schaltung 19 zeigt an, in welchem der Phasenpunkte π/2 oder 3 π/2 die phasenfeste Schleife hineingezogen ist, wenn der Flipflop 22 offen ist, d. h., nachdem das Hineinziehen in die Phase beendet ist. Der Integrator 16 beseitigt die

ίο Rauschkomponente des Eingangssignals. Die Zeitkonstante ist durch die für das Mitnehmen in die Phase benötigte Zeitdauer bestimmt. Nach dem Abschalten des Bursts wird das Steuersignal an der Eingangsklemme »1«, und die Füpflop-Schaltung 22 wird zurückgestellt und der Ausgangszustand wiederhergestellt. Durch Speicherung des Zustandes mit einer Speicherschaltung der oben beschriebenen Art wird es möglich, auch dann richtige Ausgangssignale zu erhalten, wenn die Eingangssignale für eine

ao gewisse Zeit abgeschaltet sind, während der Phasen-Regeloszillator zur Regeneration der Bit-Taktgaben oder für andere Zwecke verwendet wird.

In dieser Beschreibung wurde ein bevorzugtes Ausfühxvngsbeispiel beschrieben, ohne damit den Bereich

as der Erfindung einschränken zu wollen. Beispielsweise kann die in F i g. 3 gezeigte Schaltung nicht nur mit Burstsignalen, sondern auch mit diskontinuierlichen Bit-Synchronisationssignalen wirksam arbeiten.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Phasenstabilisierungsschaltung mit einer Regelschleife aus einem Phasendetektor, einem Filter und einem spannungsgeregelten Oszillator, wobei das Eingangssignal der Phasenstabilisierungsschaltung mit dem Ausgangssignal des spannungsgeregelten Oszillators in dem Phasendetektor verglichen wird, gekennzeichnet durch einen zweiten Phasendetektor (S), dem einerseits ebenfalls das Eingangssignal der Phasenstabilisierungsschaltung und andererseits von dem spannungsgeregelten Oszillator eine Vergleichsspannung zugeführt wird, deren Phase um n/2 gegenüber der dem ersten Phasendetektor (7) zugeiührten Vergle^hsspannung verschoben ist, durch einen Spannungsvergleicher (9) zur Unterscheidung der Polarität des Ausgangssignals des zweiten Phasendetektors (8), durch einen Inverter (10) zum Umkehren des Eingangssignals des ersten Phasendetektors (7) entsprechend dem Ausgangssignal des Spannungsvergleichers (9) und durch einen weiteren Inverter (12), der das Ausgangssignal des spannungsgeregelten Oszillators mit der Umsteuerung des ersten Inverters umkehrt.