DE19952950A1 - Ansteuereinheit für ein kapazitives Stellglied - Google Patents
Ansteuereinheit für ein kapazitives StellgliedInfo
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Abstract
Ein kapazitives Stellglied, insbesondere ein Piezoaktor in einem Kraftstoffinjektor, wird von einer als Fly-Back-Konverter mit einem Transformator ausgebildeten Endstufe angesteuert, wobei eine Lade- und/oder Entladevorrichtung mit einem Schalttransistor vorgesehen ist, der mit einem pulsweiten-modulierten Signal in einen leitenden Zustand geschaltet wird, wobei das Tastverhältnis des pulsweiten-modulierten Signals so bestimmt wird, dass der Transistor so lange leitend bleibt, bis ein am Transistor gemessener Stromwert einem variablen Referenzstromwert entspricht.
Description
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum variablen Ansteu
ern wenigstens eines kapazitiven Stellgliedes, insbesondere
eines Piezo-Stellgliedes für einen Kraftstoffinjektor in ei
ner Brennkraftmaschine, gemäß dem Oberbegriff des Anspruches
1.
Die in den letzten Jahren ständig strenger werdenden Abgas
normen für Motoren haben in der Kraftfahrzeugindustrie die
Entwicklung von Kraftstoffinjektoren mit schnellen, verzöge
rungsfrei ansprechenden kapazitiven Stellgliedern ausgelöst.
Hierbei haben sich vor allem Piezo-Antriebe als vorteilhaft
erwiesen. Um bei Piezo-Antrieben den erforderlichen Hub einer
Düsennadel im Kraftstoffinjektor erreichen zu können, ist das
Piezoelement im Allgemeinen aus einem Stapel von Piezo-
Keramikscheiben zusammengesetzt, die über eine elektrische
Parallelschaltung betrieben werden, um die für einen ausrei
chenden Nadelhub notwendigen hohen Feldstärken erreichen zu
können. Ein solcher Vielschicht-Piezoaktor stellt dabei für
die zur Steuerung eingesetzte elektronische Endstufe eine
starke kapazitive Last dar, die in einer sehr kurzen Zeit
spanne auf eine Sollspannung aufgeladen und anschließend wie
der entladen werden muss. Um insbesondere die strengen Abgas
grenzwerte einhalten zu können, muss die Endstufe gewährlei
sten, dass der Piezoaktor so angesteuert wird, dass die ein
gespritzte Kraftstoffmenge von Einspritzvorgang zu Einspritz
vorgang exakt reproduzierbar bleibt. Außerdem soll die End
stufe den Piezoaktor so anzusteuern können, dass neben der
Haupteinspritzung kleinste Kraftstoffmengen vor bzw. nach
dieser Haupteinspritzung vom Kraftstoffinjektor in den Brenn
raum abgegeben werden.
Bei piezoelektrischen Kraftstoffinjektoren werden zur Steu
erung vorzugsweise elektronische Endstufen eingesetzt, die
nach dem Prinzip eines LC-Schwingkreises arbeiten, bei denen
der Piezoaktor den Kondensator darstellt. Bei diesen Endstu
fen erfolgt der Ladeprozess des Piezoaktors als Umschwingvor
gang der Ladung aus einer Ladungsquelle über eine Umla
dungsspule zum Piezoaktor, wobei die Induktivität der Umlade
spule zusammen mit den Kapazitäten der Ladungsquelle und des
Piezoaktors, die Zeitkonstante für den Lade- bzw. Entladevor
gang, d. h. für die Lade- bzw. Entladezeit bestimmt. Eine
solche Endstufe ist u. a. in der US 5,130,598 beschrieben.
Bei den bekannten Endstufen ist es jedoch erforderlich, dass
die Ladungsquelle bei LC-Gliedern wenigstens eine der Hälfte
des maximalen Stellgliedspannung entsprechende Spannung lie
fern kann, was sie sehr kostenintensiv macht. Weiterhin wird
der Piezoaktor immer auf eine Nominalspannung aufgeladen, so
dass schnelle Lade- und Entladevorgänge notwendig sind, um
die gewünschten kleinen Kraftstoffmengen über den Kraftstof
finjektor einspritzen zu können. Solche schnellen Lade- und
Entladevorgänge bei hohen Ladeströmen führen jedoch zu einer
großen Belastung der Piezo-Keramik und darüber hinaus zu ei
ner starken Anregung der Resonanzfrequenzen des Kraftstoffin
jektors, was zu einer hohen Schallentwicklung führen kann.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Vorrichtung
zum variablen Ansteuern eines kapazitiven Stellgliedes, ins
besondere eines Piezoaktors zu schaffen, bei der mittels ei
ner einfachen und kostengünstigen Schaltung beliebige Verläu
fe der Lade- bzw. Entladespannung des kapazitiven Stellglie
des möglich sind.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Bevorzugte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprü
chen angegeben.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zeichnet sich durch einen
Fly-Back-Konverter mit einem Transformator aus, der es ermög
licht, die bei einem Ladevorgang eines kapazitiven Stellgliedes,
insbesondere eines Piezoaktors eingespeiste elektrische
Energie beim Entladen abhängig vom Wirkungsgrad des Piezoak
tors größtenteils zurückzugewinnen, im Konverter zwischenzu
speichern und beim nachfolgenden Ladevorgang z. B. des näch
sten kapazitiven Stellgliedes wiederzuverwenden. Die erfin
dungsgemäße Vorrichtung hat weiter den Vorteil, dass eine
Energiequelle nur eine wesentlich geringere Spannung als die
am Stellglied benötigte Spannung erzeugen muss, wobei sich
die Lade- und Entladedauer und die Spannung am Stellglied, um
einen bestimmten Hub zu erzeugen, beliebig festlegen lassen.
Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird der Schalter der
Lade- bzw. Entladeeinrichtung jeweils mit einem pulsweiten-
modulierten Signal in einen leitenden Zustand geschaltet, wo
bei das Tastverhältnis des pulsweiten-modulierten Signals so
bestimmt wird, dass der Schalter so lange leitend bleibt, bis
eine Vergleichseinrichtung feststellt, dass der am Schalter
gemessene Stromwert einem Referenzstromwert entspricht. Durch
diese Ausgestaltung lässt sich der zeitliche Verlauf der La
de- bzw. Entladespannung beliebig ausformen, wobei insbeson
dere der Spannungsverlauf sich dahingehend optimieren lässt,
dass die Schallentwicklung durch das kapazitive Stellglied
minimiert ist.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform wird als Schalter für
die Lade- bzw. Entladeeinrichtung jeweils ein Transistor ein
gesetzt, wobei der Ladetransistor der Ladeeinrichtung bevor
zugt ein selbstsperrender Feldeffekttransistor ist, der sich
durch eine niedrige Verlustleistung auszeichnet, und wobei
der Schalter der Entladeeinrichtung vorzugsweise ein Bipolar
transistor mit isoliertem Gate ist, der eine hohe Durchbruch
spannung besitzt.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Ausführungsform wird das Re
ferenzsignal über ein Hochpassfilter erzeugt, der einen von
einem konstanten Wert abweichenden Referenzsignalverlauf er
möglicht. Das Hochpassfilter kann dabei als RC-Glied zum Er
zeugen eines logarithmischen Verlaufs der Spannung am kapazitiven
Stellglied oder als LC-Glied zum Erzeugen eines sinus
förmigen Verlaufs der Spannung am kapazitiven Stellglied aus
gestaltet sein. Alternativ kann der Referenzsignalgeber auch
einen Digital/Analog-Wandler aufweisen, der von einem Prozes
sor angesteuert wird, um einen beliebigen Referenzsignalver
lauf zu erzeugen.
Die Erfindung wird im Folgenden anhand der Zeichnungen näher
erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer ersten Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Vorrichtung mit einer Lade
einrichtung;
Fig. 2 ein Diagramm der Signalverläufe in der Vorrichtung
nach Fig. 1 für ein konstantes Referenzsignal;
Fig. 3 ein Diagramm der Signalverläufe bei einem mit einem
RC-Glied erzeugten Referenzsignal;
Fig. 4 ein Diagramm der Signalverläufe bei einem mit einem
LC-Glied erzeugten Referenzsignal;
Fig. 5A ein Prinzipschaltbild einer zweiten Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Vorrichtung mit einer Lade-
und einer Entladeeinrichtung; und
Fig. 5B einen digitalen Referenzsignalgeber, wie er bei der
in Fig. 5A gezeigten Ausführungsform eingesetzt
wird.
Die in Fig. 1 als Prinzipschaltung dargestellte Vorrichtung
zum variablen Ansteuern eines kapazitiven Stellgliedes wird
in der vorgestellten Ausführungsform als Endstufe zum Ansteu
ern eines Piezoelements 1 eingesetzt. Die Endstufe wird von
einer Energiequelle versorgt, die in der gezeigten Ausfüh
rungsform aus einem von einer Bordnetzspannung von 50 V bis
80 V gespeisten DC/DC-Wandler 2 mit einstellbarer Ausgangs
spannung besteht, der einen Ladekondensator 3 auf die jeweils
gewünschten Ausgangsspannung auflädt.
Parallel zum Ladekondensator 3 ist in der Endstufe eine Rei
henschaltung aus der Primärspule 41 eines Transformators 4
und einer ersten Freilaufdiode 51, die vom Bezugspotential
GND zur Primärspule 41 hin stromleitend ist, ausgeführt. Par
allel zur Primärspule 41 des Transformators 4 ist weiterhin
eine erste Snubber-Schaltung 61 angeordnet, die aus einer
Reihenschaltung eines Widerstandes 611 und eines Kondensators
612 besteht. Diese erste Snubber-Schaltung 61 dient dazu, die
durch Streuinduktivitäten des Transformators 4 in der Primär
spule 41 induzierten Spannungsspitzen zu eliminieren.
Parallel zur ersten Freilaufdiode 51 ist eine Ladeeinrichtung
7 geschaltet. Die Ladeeinrichtung 7 weist eine Reihenschal
tung aus einem als Schalter dienenden Ladetransistor 71 und
einer nachgeordneten, als Strommesswiderstand 72 ausgebilde
ten Messeinrichtung 71 auf. Der Ladetransistor 71 ist in der
gezeigten Ausführungsform ein selbstsperrender MOSFET, dessen
Source in Reihe mit der Primärspule 41 geschalten ist. Das
Drain des MOSFETs ist über den Strommesswiderstand 72 mit dem
Bezugspotential GND verbunden. Das Gate des Ladetransistors
71 wird von einem Lade-Flip-Flop 73 angesteuert.
Die am Strommesswiderstand 72 abfallende Spannung wird über
ein Tiefpassfilter 74 abgegriffen und in einen als Ver
gleichseinrichtung eingesetzten Komparator 75 eingespeist,
der daraus den über den Ladetransistor 71 abfallenden Strom
bestimmt. Das Tiefpassfilter 74 dient dazu, Stromspitzen, die
sich durch die Schaltvorgänge des Ladetransistors 71 ergeben,
auszufiltern. Der Komparator 75 wird weiterhin von einem Re
ferenzsignalgeber 76 mit einem Referenzsignal versorgt, das
vom Komparator 75 mit dem gemessenen Stromwert verglichen
wird. Der Referenzsignalgeber 76 wird dabei über ein Lade
steuersignal angestrengt. Der Lade-Flip-Flop 73 zum Ansteuern
des Gate des Ladetransistors 71 wird immer von einem pulswei
ten-modulierten Steuersignal getriggert und vom Komparator 75
zurückgesetzt.
Die Sekundärspule 42 des Transformators 4 ist gegenläufig zur
Primärspule 41 gewickelt und auf der einen Seite an das als
kapazitives Stellglied wirkende Piezoelement 1 angeschlossen.
Auf der anderen Seite der Sekundärspule 42 des Transformators
4 ist eine zweite Freilaufdiode 52 angeschlossen, die vom Be
zugspotential GND zur Sekundärspule 42 hin stromleitend ist.
Parallel zur Sekundärspule 42 des Transformators 4 ist eine
zweite Snubber-Schaltung 62 angeordnet, die sich aus einem
Widerstand 621 und einem Kondensator 622 zusammensetzt. Die
zweite Snubber-Schaltung 62 dient dazu, die in der Sekundär
spule 42 des Transformators 4 aufgrund von Streuinduktivitä
ten induzierten Spannungspitzen zu unterdrücken. Parallel zur
zweiten Freilaufdiode 52 ist eine Entladeeinrichtung 8 ge
schaltet. Der Aufbau (nicht gezeigt) der Entladeeinrichtung 8
ist dabei vorzugsweise symmetrisch zu der Ladeeinrichtung 7,
wobei jedoch als Entladetransistor 81 vorzugsweise ein Bipo
lartransistor mit isoliertem Gate eingesetzt wird, der sich
durch eine hohe Durchbruchsspannung auszeichnet.
Die Steuersignale der Ladeeinrichtung 7 und der Entladeein
richtung 8 werden von einer nicht dargestellten Steuerschal
tung ausgegeben, die Teil eines Motorsteuergeräts sein kann.
Die in Fig. 1 gezeigte Endstufe für das Piezoelement 1
stellt einen Fly-Back-Konverter dar, bei dem die bei einem
Ladevorgang in das Piezoelement 1 eingespeiste elektrische
Energie beim Entladen im Wesentlichen zurückgewonnen, im
Schaltnetzteil zwischengespeichert und für den folgenden
Schaltvorgang verwendet werden kann.
Die in Fig. 1 dargestellte Endstufe für das Piezoelement 1
arbeitet dabei wie folgt:
In einem Ausgangszustand ist das Piezoelement 1 entladen und
sowohl der Ladetransistor 71 als auch der Entladetransistor
81 befinden sich in einem nicht leitenden Zustand. Weiterhin
ist der Ladekondensator 3 auf eine vorgegebene Ausgangsspan
nung des DC/DC-Wandlers 2 aufgeladen. Wenn das Piezoelement 1
geladen werden soll, wird die Ladeeinrichtung 7 von der Steu
ereinrichtung (nicht gezeigt) mit den Lade-Steuersignalen an
gesteuert. Die Ansteuersignale für den Referenzsignalgeber 76
und den Lade-Flip-Flop 73 sind in Fig. 2 dargestellt. Wei
terhin ist in Fig. 2 der während des Ladevorgangs am Strom
messwiderstand 72 gemessene Ladestrom und das vom Referenzsi
gnalgeber 76 erzeugte Referenzsignal dargestellt. Außerdem
sind das vom Komparator 75 an den Lade-Flip-Flop 73 ausgege
bene Reset-Signal sowie das vom lade-Flip-Flop 73 an den La
detransistor 71 ausgegebene Ladesignal und die daraus resul
tierende Spannung am Piezoelement 1 gezeigt.
Beim Aufladen wird der Lade-Flip-Flop 73 mit einem Steuersi
gnal in Form eines pulsweiten-modulierten Signals mit einer
vorgegebenen Frequenz, typischerweise im Bereich von 100 kHz,
und einem vorgegebenen Tastverhältnis, vorzugsweise 50%, an
gesteuert. Das pulsweiten-modulierte Signal setzt den Lade-
Flip-Flop 73 mit jedem Puls leitend, wodurch vom Lade-Flip-
Flop 73 auf das Gate des Ladetransistors 71 ein gepulstes La
designal ausgegeben wird. Durch dieses gepulste Ladesignal
wird der Ladetransistor 71 leitend geschaltet, so dass ein
Ladestrom Id aus dem Ladekondensator 3 über die Primärspule
41 und den Ladetransistor 71 fließt. Der Ladestrom Id steigt
dabei wegen der induktiven Last der Primärspule 41 des Trans
formators 4 linear an. Dieser Ladestrom Id wird über die am
Strommesswiderstand 72 abfallende Spannung vom Komparator 75
abgegriffen, wobei das Tiefpassfilter 74 Stromspitzen, die
durch den Schaltvorgang des Ladetransistors 71 erzeugt wer
den, unterdrückt.
Der Komparator 75 vergleicht den gemessenen Stromwert mit ei
nem Referenzstromwert, der vom Referenzsignalgeber 76 während
des Aufladevorgangs an den Komparator 75 angelegt wird. In
der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform ist dieses Referenz
signal auf einen konstanten Wert festgelegt. Stellt der Kom
parator 75 fest, dass der gemessene Ladestrom Id dem vorgege
benen Referenzwert entspricht, wird vom Komparator 75 an den
Lade-Flip-Flop 73 ein Signal ausgegeben, das den Lade-Flip-
Flop 73 zurücksetzt. Das Zurücksetzen des Lade-Flip-Flop 73
bewirkt, dass das vom Lade-Flip-Flop 73 auf das Gate des La
detransistors 71 ausgegebene Ladesignal unterbrochen wird.
Der Ladetransistor 71 sperrt dann wieder und unterbricht da
mit den Ladestrom Id so lange bis der Lade-Flip-Flop 73 durch
das nächste Ansteuersignal neu getriggert wird.
Durch die Änderung des Ladestroms Id in der Primärspule 41
des Transformators 4, insbesondere beim Unterbrechen des La
destroms, wird in der Sekundärspule 42 des Transformators 4
eine dem Windungsverhältnis der Primärspule 41 zur Sekundär
spule 42 entsprechende impulsförmige Spannung erzeugt, die
von einem Filter (nicht gezeigt) geglättet wird. Bei der in
Fig. 2 gezeigten Ausführungsform wird dabei aufgrund des
konstanten Referenzsignals ein pro Ladestrompuls konstanter
Energiepuls in der Sekundärspule 42 des Transformators 4 er
zeugt. Diese konstanten Energiepulse laden das Piezoelement 1
auf, bis am Ende der Aufladezeit die gewünschte Piezo-
Spannung erreicht ist. Der Sekundärstromkreis mit der Sekun
därspule 42 wird beim Laden des Piezoelements 1 dabei über
die Freilaufdiode 52 geschlossen.
Das Entladen des Piezoelements 1 erfolgt dann ebenfalls mit
pulsweiten-modulierten Signalen der Entladeeinrichtung 8, wo
bei der als Bipolartransistor mit isoliertem Gate ausgebilde
te Entladetransistor 81 pulsförmig leitend und nicht-leitend
gesteuert wird, wodurch die Spannung des Piezoelements 1 bis
auf Null absinkt. Die Entladeeinrichtung 8 kann dabei analog
zur Ladeeinrichtung 7 aufgebaut sein mit einem Strommesswi
derstand, einem Tiefpassfilter, einem Komparator, einem Refe
renzsignalgeber und einem Flip-Flop, um das Tastverhältnis
der Ansteuerung des Entladetransistors 81 über eine Messung
des Entladestroms im Sekundärkreis des Transformators 4 zu
bestimmen. Durch das Ändern des Entladestroms über die An
steuerung des Entladetransistors 81 wird ein Teil der Entla
deenergie auf die Primärseite des Transformators 4 zurück
übertragen und in den Ladekondensator 3 rückgespeichert. Der
Primärstromkreis mit dem Ladekondensator 3 und der Primärspu
le 41 des Transformators 4 schließt sich dabei über die Frei
laufdiode 51.
Der in Fig. 2 gezeigte wurzelförmige Verlauf der Ladespan
nung ermöglicht es, das Piezoelement 1 mit Ladepulsen kon
stanter Energie aufzuladen, so dass Peakströme im Piezo-
Antrieb vermieden werden. Der zeitliche Verlauf der Ladespan
nung kann dabei dahingehend optimiert sein, dass eine Schal
lentwicklung am Piezo-Antrieb unterdrückt wird.
Durch die Snubber-Schaltungen 61, 62 wird gewährleistet, dass
Spannungsspitzen aufgrund von Streuinduktivitäten in der Pri
märspule 41 bzw. der Sekundärspule 42, die zu Überspannungen
führen könnten, verhindert werden. Die Snubber-Schaltungen
61, 62 könnten dabei auch, statt parallel zu den Spulen 41,
42 des Tranformators 4, parallel zur Ladeeinrichtung 7 bzw.
Entladeeinrichtung 8 angeordnet sein. Weiterhin besteht die
Möglichkeit, statt der Freilaufdioden 51, 52 den Primär- bzw.
Sekundärstromkreis bei einer Spannungsinduktion über Transi
storen synchron zu schließen. Der als Ladetransistor 71 in
der Ladeeinrichtung 7 verwendete selbstsperrende MOSFET
zeichnet sich durch einen geringen Widerstand beim Stromfluss
zwischen Drain und Source aus. Hierdurch werden Verluste im
Ladetransistor, die sich aufgrund der hohen Ströme beim Lade
vorgang ergeben könnten, klein gehalten. Statt des verwende
ten MOSFETs besteht jedoch auch die Möglichkeit andere Tran
sistorbauelemente oder grundsätzlich andere Schalterformen
einzusetzen. Dies gilt auch für den als Entladeschalter 81 in
der Entladeschaltung 8 verwendeten Bipolartransistor mit iso
liertem Gate. Dieser wird deshalb bevorzugt eingesetzt, da er
sich durch eine hohe Durchbruchsspannung auszeichnet. Eine
solche hohe Durchbruchsspannung ist insbesondere wegen der
hohen auf der Sekundärseite auftretenden Spannungen wün
schenswert.
Bei der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform wird, wie erläu
tert, durch das konstante Referenzsignal des Referenzsignal
gebers 76 eine Aufladung des Piezoelements 1 mit konstanten
Ladungspulsen erreicht, wodurch sich ein wurzelförmiger Ver
lauf der Ladespannung am Piezoelement 1 einstellt. Bei der in
Fig. 1 gezeigten Endstufe besteht jedoch auch die Möglich
keit, andere zeitliche Verläufe der Spannung am Piezoelement
1 zu erzeugen.
In Fig. 3 sind die der Fig. 2 entsprechenden Signalverläufe
für einen Referenzsignalgeber 76 gezeigt, der als RC-Glied
ausgebildet ist. Dieses RC-Glied setzt sich aus einem Inver
ter 761, einen Kondensator 762 und einen Widerstand 763 zu
sammen, die in Reihe geschaltet sind, wobei das Referenzsi
gnal zwischen dem Kondensator 762 und dem Widerstand 763 ab
gegriffen wird. Diese Schaltung führt zu einem exponentiell
abnehmenden Verlauf des Referenzsignals und damit zu einem
logarithmisch ansteigenden Verlauf der Ladespannung am Piezo
element 1, wie Fig. 3 zeigt. Durch diese Ausgestaltung wird
erreicht, dass mit dem Fly-Back-Konverter mit pulsweiten-
modulierten Signal das Verhalten einer RC-Endstufe nachge
stellt wird.
Fig. 4 zeigt eine weitere mögliche Ausgestaltung, bei der
der Referenzsignalgeber 76 als RC-Glied ausgestaltet ist.
Hierbei sind eine Spule 764 und ein Kondensator 765 in Reihe
geschaltet, wobei das Referenzsignal zwischen der Spule 764
und dem Kondensator 765 abgegriffen wird. Hierdurch ergibt
sich ein im Wesentlichen cosinus-förmiger Verlauf des Refe
renzsignals, wodurch ein sinus-förmiger Verlauf der Ladespan
nung des Piezoelements 1 erzeugt wird. Der Fly-Back-Konverter
bildet somit eine LC-Endstufe nach.
Die Verwendung von Hochpassfiltern als Referenzsignalgeber
76, wie in Fig. 3 und Fig. 4 gezeigt, erlaubt jedoch nur
eine begrenzte Anzahl von Kurvenformen der Ladespannung bzw.
Entladespannung am Piezoelement 1 zu erzeugen. Gemäß einer
weiteren Ausführungsform, die in Fig. 5A gezeigt ist, kann
deshalb der Referenzsignalgeber als Digital/Analog-Wandler 92
ausgestaltet sein, der von einem Mikroprozessor 91 angesteu
ert wird, um Referenzsignale mit beliebigen Kurvenformen zu
erzeugen. Die Ankopplung des Mikroprozessors 91 an den Digi
tal/Analog-Wandler 92 kann dabei, wie in Fig. 5B gezeigt
ist, mit einem einzigen 8-Bit-Port erfolgen. Der wesentliche
Vorteil dieser Anordnung liegt darin, dass der Mikroprozessor
91 nicht selbst die pulsweiten-modulierten Signale mit bei
jedem Puls neu kalkulierten Tastverhältnis erzeugt, sondern
bei jedem Puls einen Digitalwert an den Digital/Analog-
Wandler 92 ausgibt, der dann ein dem Digitalwert entsprechen
des Referenzsignal erzeugt. Der Mikroprozessor 91 kann dabei
auch zusätzlich die Steuersignale für den Lade-Flip-Flop 73
bzw. den Entlade-Flip-Flop 83 generieren, da diese Signale
als einfache pulsweiten-modulierte Signale z. B. mit einem
50-%-Tastverhältnis ausgestaltet sind.
Wie Fig. 5A zeigt, kann der vom Mikroprozessor 91 gesteuerte
Digital/Analog-Wandler 92 als gemeinsamer Referenzsignalgeber
sowohl für die Ladeeinrichtung 7 als auch für die Entladeein
richtung 8 eingesetzt werden, da diese beiden Signale ja nur
zu unterschiedlichen Zeitpunkten benötigt werden. Bei der in
Fig. 5A gezeigten Ausführungsform ist eine der Ladeeinrich
tung 7 entsprechende Entladeeinrichtung 8 mit dem Entlade-
Flip-Flop 83, einem Strommesswiderstand 82, einem Tiefpass
filter 84 und einem Komparator 85 gezeigt. Die in Fig. 5A
gezeigte Vorrichtung arbeitet dabei prinzipiell ähnlich wie
die in Fig. 1 gezeigte Endstufe.
Durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung einer Vorrichtung
zum variablen Ansteuern eines kapazitiven Stellgliedes als
Fly-Back-Konverter mit einem Transformator bei dem das
Tastverhältnis der pulsweiten-modulierten Signale zum Ansteu
ern des Lade- bzw. Entladetransistors über eine Messung der
jeweiligen Ströme erfolgt, ist es möglich, beliebige Formen
der Lade- bzw. Entladespannung am kapazitiven Stellglied zu
erreichen. Eine solche Vorrichtung eignet sich insbesondere
als Endstufe für einen Piezoaktor.
Die in der vorstehenden Beschreibung, der Zeichnung und den
Ansprüchen offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl
einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirkli
chung der Erfindung in ihren verschiedenen Ausgestaltungen
von Bedeutung sein.
1
Piezoelement
2
DC/DC-Wandler
3
Ladekondensator
4
Transformator
7
Ladeeinrichtung
8
Entladeeinrichtung
41
Primärspule
42
Sekundärspule
51
Freilaufdiode
52
Freilaufdiode
61
Snubber-Schaltung
62
Snubber-Schaltung
71
Ladetransistor
72
Strommesswiderstand
73
Lade-Flip-Flop
74
Tiefpassfilter
75
Komparator
76
Referenzsignalgeber
81
Entladetransistor
82
Strommesswiderstand
83
Entlade-Flip-Flop
84
Tiefpassfilter
85
Komparator
91
Mikroprozessor
92
Digital/Analog-Wandler
611
Widerstand
612
Kondensator
761
Inverter
762
Kondensator
763
Widerstand
764
Spule
765
Kondensator
Claims (11)
1. Vorrichtung zum variablen Ansteuern wenigstens eines ka
pazitiven Stellgliedes, insbesondere eines Piezoelements (1)
in einem Kraftstoffinjektor, mit einem von einer Energiequel
le (2) auf ein bezüglich eines Bezugspotentials vorgegebene
Spannung aufladbaren Ladekondensator (3),
dadurch gekennzeichnet,
dass parallel zum Ladekondensator (3) eine Reihenschaltung der Primärspule (41) eines Transformators (4) und einer Lade einrichtung (7) angeordnet ist,
dass die Sekundärspule (42) des Transformators (4) mit einer Entladeeinrichtung (8) und dem kapazitiven Stellglied (1) in Reihe geschaltet ist,
dass parallel zur Ladeeinrichtung (7) ein vom Bezugspotential (GND) weg stromleitendes Element (51) und parallel zur Entla deeinrichtung (8) ein vom Bezugspotential (GND) weg stromlei tendes Element (8) geschaltet ist, und
dass die Ladeeinrichtung (7) und/oder Entladeeinrichtung (8) einen Schalter (71, 81), eine zwischen dem Schalter und dem Bezugspotential angeordnete Messeinrichtung (72, 82) zum Be stimmen des über den Schalter fließenden Stroms, einen Refe renzsignalgeber (76, 92) zum Erzeugen eines Referenzstromwer te darstellenden Signalverlaufs, eine Vergleichseinrichtung (75, 85) zum Vergleichen des gemessenen Stromwertes mit dem Referenzsignal und eine Steuereinrichtung (73, 83) zum An steuern des Schalters (71, 81) mit einem pulsweiten- modulierten Signal, um den Schalter in einen leitenden Zu stand zu schalten, aufweist, wobei das Tastverhältnis des pulsweiten-modulierten Signals so bestimmt wird, dass der Schalter (71, 81) so lange leitend bleibt, bis die Vergleichseinrichtung (75, 85) feststellt, dass der gemessene Strom wert dem Referenzsignal entspricht.
dadurch gekennzeichnet,
dass parallel zum Ladekondensator (3) eine Reihenschaltung der Primärspule (41) eines Transformators (4) und einer Lade einrichtung (7) angeordnet ist,
dass die Sekundärspule (42) des Transformators (4) mit einer Entladeeinrichtung (8) und dem kapazitiven Stellglied (1) in Reihe geschaltet ist,
dass parallel zur Ladeeinrichtung (7) ein vom Bezugspotential (GND) weg stromleitendes Element (51) und parallel zur Entla deeinrichtung (8) ein vom Bezugspotential (GND) weg stromlei tendes Element (8) geschaltet ist, und
dass die Ladeeinrichtung (7) und/oder Entladeeinrichtung (8) einen Schalter (71, 81), eine zwischen dem Schalter und dem Bezugspotential angeordnete Messeinrichtung (72, 82) zum Be stimmen des über den Schalter fließenden Stroms, einen Refe renzsignalgeber (76, 92) zum Erzeugen eines Referenzstromwer te darstellenden Signalverlaufs, eine Vergleichseinrichtung (75, 85) zum Vergleichen des gemessenen Stromwertes mit dem Referenzsignal und eine Steuereinrichtung (73, 83) zum An steuern des Schalters (71, 81) mit einem pulsweiten- modulierten Signal, um den Schalter in einen leitenden Zu stand zu schalten, aufweist, wobei das Tastverhältnis des pulsweiten-modulierten Signals so bestimmt wird, dass der Schalter (71, 81) so lange leitend bleibt, bis die Vergleichseinrichtung (75, 85) feststellt, dass der gemessene Strom wert dem Referenzsignal entspricht.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
dass der Schalter (71, 81) der Ladeeinrichtung (7) und/oder
Entladeeinrichtung (8) ein Transistor ist.
3. Vorrichtung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
dass der Schalter (71) der Ladeeinrichtung (7) ein
selbstsperrender Feldeffekttransistor ist.
4. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
dass der Schalter (81) der Entladeeinrichtung (8) ein Bipo
lartransistor mit isoliertem Gate ist.
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (73, 83) ein Flip-
Flop zum Ansteuern des Schalters (71, 81) aufweist, wobei das
Flip-Flop von einem konstanten Steuersignal getriggert wird
und von der Vergleichseinrichtung (75, 85) zurückgesetzt
wird, wenn der gemessene Stromwert dem Referenzsignal ent
spricht.
6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, dass der Referenzsignalgeber (76) ein Hoch
passfilter zum Erzeugen eines von einem konstanten Wert ab
weichenden Referenzsignalverlaufes aufweist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
dass der Referenzsignalgeber (76) ein RC-Glied zum Erzeugen
eines logarithmischen Verlaufes der Lade- bzw. Entladespan
nung am kapazitiven Stellglied (1) aufweist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
dass der Referenzsignalgeber (76) ein LC-Glied zum Erzeugen
eines sinusförmigen Verlaufes der Lade- bzw. Entladespannung
am kapazitiven Stellglied (1) aufweist.
9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, dass der Referenzsignalgeber (76) einen Digi
tal/Analog-Wandler (92) aufweist, der von einem Mikroprozes
sor (91) angesteuert wird, um den Referenzsignalverlauf zu
erzeugen.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch
gekennzeichnet, dass die Ladeeinrichtung (7) und die Entlade
einrichtung (8) einen gemeinsamen Referenzsignalgeber aufwei
sen.
11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch
gekennzeichnet, dass parallel zum Transformator (4) ein Snub
ber-Netzwerk geschaltet ist, um die durch Streuinduktivität
im Transformator (4) erzeugten Spannungsspitzen zu dämpfen.
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EP00987071A EP1226348B1 (de) | 1999-11-03 | 2000-11-03 | Ansteuereinheit für ein kapazitives stellglied |
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