DE19948903A1

DE19948903A1 - Getaktete Stromversorgung

Info

Publication number: DE19948903A1
Application number: DE19948903A
Authority: DE
Inventors: Martin Feldtkeller
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 1999-10-11
Filing date: 1999-10-11
Publication date: 2001-05-23
Anticipated expiration: 2019-10-12
Also published as: CN1285166C; US6515874B2; WO2001028080A1; DE19948903C2; US20020136034A1; CN1378717A; TW511327B

Abstract

Monolithisch integrierbare Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Halbleiterschalters in einem Schaltnetzteil. DOLLAR A Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Halbleiterschalters in einem Schaltnetzteil mit einer Ansteuerung zur Erzeugung von Ansteuerimpulsen für den Halbleiterschalter nach Maßgabe eines variablen Oszillatorsignals, wobei die Dauer der einzelnen Ansteuerimpulse von einem ersten Regelsignal und einem zweiten Regelsignal abhängt. Es ist weiterhin eine Meßanordnung zum Erzeugen des vom Laststrom des Halbleiterschalters abhängigen zweiten Regelsignals vorgesehen. Eine das Oszillatorsignal empfangende Leistungsregelanordnung erzeugt ein drittes Regelsignal und führt dieses der Ansteuerung zu, wobei das dritte Regelsignal umgekehrt proportional zur Quadratwurzel der Oszillatorfrequenz ist. Auf diese Weise ist es möglich, daß die Leistungsabgabe des Schaltnetzteiles unabhängig von der Oszillatorfrequenz konstant bleibt.

Description

Die Erfindung betrifft eine monolithisch integrierbare Schal tungsanordnung zum Ansteuern eines Halbleiterschalters in ei nem Schaltnetzteil mit folgenden Merkmalen:

- Die Schaltungsanordnung weist einen ersten und einen zwei ten Versorgungspotentialanschluß auf;
- Eine Ansteuerung zur Erzeugung von Ansteuerimpulsen für den Halbleiterschalter nach Maßgabe eines variablen Oszil latorsignals, wobei die Dauer der einzelnen Ansteuerimpul se von einem ersten Regelsignal und einem zweiten Regelsi gnal abhängt;
- Eine Meßanordnung zum Erzeugen des vom Laststrom des Halb leiterschalters abhängigen zweiten Regelsignals.

Derartige Schaltungsanordnungen dienen der Regelung der Aus gangsspannung bzw. der Ausgangsleistung eines Schaltnetz teils.

Die von einem Schaltnetzteil aufgenommene bzw. abgegebene Leistung bestimmt sich unter anderem aus der Dauer der peri odisch erzeugten Ansteuerimpulse, welche ein Schließen des Halbleiterschalters für die Dauer der Ansteuerimpulse und da mit ein Fließen des Laststrom bewirken. Die Regelung der Dau er der üblicherweise im Takt des Oszillatorsignals erzeugten Ansteuerimpulse erfolgt in der Schaltungsanordnung abhängig von einem ersten und einem zweiten Regelsignal, wobei das er ste Regelsignal unter anderem von der Ausgangsspannung bzw. der Ausgangsleistung des Schaltnetzteils abhängt.

Bei den bisher bekannten Schaltungsanordnungen erfolgt damit ein Schließen des Halbleiterschalters im Takt des Oszillatorsignals, wobei der Halbleiterschalter abhängig vom Verlauf des ersten und des zweiten Regelsignals wieder geöffnet wird. Üblicherweise sind die Ansteuerimpulse so gewählt, daß sie bei Überschreiten des ersten Regelsignals durch das zweite Regelsignal enden, wodurch der Halbleiterschalter geöffnet wird.

Schaltnetzteile werden unter anderem zur Stromversorgung von Monitoren oder Fernsehgeräten verwendet. Damit dort elektri sche und magnetische Streufelder des Schaltnetzteiles nicht zu Störungen des Bilds führen können, wird das Schaltnetzteil üblicherweise mit der Zeilenfrequenz des Monitors synchroni siert. Es existiert eine Vielzahl an unterschiedlichen Stan dards und unterschiedlichen Bildschirmauflösungen. Deshalb muß sich ein Monitor über einen weiten Frequenzbereich auf unterschiedliche Zeilenfrequenzen anpassen lassen können. Als Untergrenze arbeiten nahezu alle Monitore mit einer Zeilen frequenz von 31,5 kHz, um eine Kompatibilität zum VGA- Standard im DOS-Modus sicher zu stellen.

Um eine höhere Bildschirmauflösung sowie eine höhere Verti kalablenkfrequenz des Elektronenstrahls zu erzielen, müssen höhere Zeilenablenkfrequenzen verwendet werden. Mit höheren Zeilenablenkfrequenzen kann das Flimmern des Monitores redu ziert werden. Derzeit liegt bei 17"-Monitoren die Obergrenze der Zeilenfrequenz bei 85 kHz. Bei 21"-Monitoren liegt sie bei 108 kHz. In der Zukunft ist eine weitere Erhöhung der Zeilenablenkfrequenz geplant.

Um die Forderung der Synchronisation der Zeilenfrequenz des Monitors mit der Oszillatorfrequenz des Netzteiles erfüllen zu können, muß das Schaltnetzteil über einen weiten Frequenz bereich von 31,5 kHz bis ca. 120 kHz arbeiten.

Der Leistungsbedarf eines Monitors variiert nach Größe der Bildröhre zwischen ca. 70 W bis 140 W. Aus Kostengründen wird in der Regel ein Sperrwandlernetzteil verwendet. Wegen der geringeren Abstrahlung elektromagnetischer Störfelder wird das Sperrwandlernetzteil bevorzugt im Dreieckstrombetrieb be trieben. Hierbei wird die Primärwicklung des Transformators periodisch so lange mit der gleichgerichteten Eingangsspan nung zwischen dem ersten und dem zweiten Versorgungspoten tialanschluß verbunden, bis der Stromfluß durch die Primär wicklung vom Wert null ausgehend einen von einem Regelsignal abhängigen Wert erreicht hat. Anschließend wird der Stromfluß in der Primärwicklung unterbrochen und die gesamte magnetisch gespeicherte Energie fließt auf der Sekundärseite über Gleichrichterdioden an die Last ab. Die Leistungabgabe eines synchronisierten Sperrwandlernetzteiles im Dreieckstrombe trieb ist abhängig von dem Maximalstrom in der Primärwicklung und der Frequenz des Netzteiles, d. h. der Zeilenablenkfre quenz.

Dies hat zur Folge, daß das Schaltnetzteil in einem Monitor bei der höchsten Zeilenfrequenz eine wesentlich höhere Lei stung abgeben kann wie bei der niedrigsten Zeilenablenkfre quenz. Der tatsächliche Leistungsbedarf eines Monitors hängt jedoch tatsächlich kaum von der gewählten Zeilenablenkfre quenz ab.

Tritt im Betrieb mit einer hohen Zeilenablenkfrequenz ein De fekt auf, bei dem eine beträchtliche zusätzliche Verlustlei stung entsteht, ohne daß die Ausgangsspannung des Schaltnetz teils absinkt und der Fehler hierdurch detektiert werden kann, so könnte der Monitor einen Brand verursachen.

Es ist deshalb aus dem Stand der Technik bekannt, die abgege bene Leistung des Schaltnetzteiles zu begrenzen, indem der Sekundärstrom in der sekundären Transformatorwicklung über wacht wird und eine Rückkopplung zur Ansteuerung des Halblei terschalters vorgesehen ist. Weiterhin ist es bekannt, den Primärstrom abhängig von der Zeilenfrequenz zu steuern. Keine dieser Lösungen läßt sich jedoch in monolithisch integrierter Form ausführen. Zudem arbeitet die Leistungsbegrenzung rela tiv ungenau.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, eine monolithisch integrierbare Schaltungsanordnung anzuge ben, die in jedem Betriebszustand eine übermäßige Leistungs abgabe des Schaltnetzteiles verhindert, um eine Schädigung der Stromversorgung sowie der von ihr versorgten weiteren Bauelemente zu verhindern. Ferner soll die Leistungsregelung mit einer hohen Genauigkeit erfolgen.

Dieses Ziel wird für die Eingangs genannte Anordnung durch folgendes zusätzliches Merkmal erreicht:

- Eine das Oszillatorsignal empfangende Leistungsregelanord nung, die ein drittes Regelsignal erzeugt und der Ansteue rung zuführt, wobei das dritte Regelsignal umgekehrt pro portional zur Quadratwurzel der Oszillatorfrequenz ist.

Die Erfindung geht von der Erkenntnis aus, daß die Leistungs abgabe im Dreieckstrombetrieb bei einem Sperrwandlernetzteil quadratisch mit dem Maximalstrom in der Primärwicklung und proportional mit der Frequenz, d. h. mit der Zeilenablenkfre quenz ansteigt. Die in dem Schaltnetzteil vorgesehene Lei stungsregelanordnung bewirkt, daß der maximale Spitzenstrom in der Primärwicklung umgekehrt proportional zur Quadratwur zel der Frequenz zurückgenommen wird. Die Leistungsrege lanordnung stellt der Ansteuerung deshalb ein drittes Regel signal zur Verfügung, welches abhängig von der gerade gewähl ten Frequenz den Halbleiterschalter derart steuert, daß der maximale Spitzenstrom (Laststrom) in der Primärwicklung dem oben genannten Zusammenhang entsprechend beeinflußt wird.

Die Leistungsregelanordnung weist zu diesem Zweck folgende Merkmale auf:

- einen das Oszillatorsignal empfangenden Impulserzeuger;
- eine Serienschaltung aus einer Stromquelle und einem La dungsspeicher, die zwischen einem dritten und einem vier ten Versorgungspotentialanschluß gelegen ist;
- eine Serienschaltung aus einer MOS-Diode und einem steuer baren Schalter, die dem Ladungsspeicher parallel geschal ten ist;
- Der Schalter wird nach Maßgabe des Impulserzeugers gesteu ert, wobei das Tastverhältnis von dem Oszillatorsignal ab hängig ist.

Das dritte Regelsignal wird dabei an dem Knotenpunkt zwischen der Stromquelle, dem Ladungsspeicher und der MOS-Diode abge griffen.

Der Ladungsspeicher wird über die Stromquelle mit einem kon stanten Strom aufgeladen und periodisch für ein festes Zei tintervall über den zu einer Diode verschalteten MOS-Tran sistor entladen. Die Periodendauer, mit der der Schalter an gesteuert wird, entspricht dabei der Periodendauer des Schaltnetzteiles. Die Differenz der sich im Mittel ergebenden Kondensatorspannung zur Einsatzspannung der MOS-Diode ergibt einen Wert, der zur Begrenzung des Primärspitzenstromes ver wendet werden kann. Dieser Wert stellt das dritte Regelsignal dar, das der Ansteuerung zugeführt wird. Der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, daß die MOS-Diode eine Strom- Spannungskennlinie mit einen quadratischen Verlauf besitzt. Die über der MOS-Diode anliegende Spannung ist folglich eine Quadratwurzelfunktion des durch sie fließenden Stromes. Somit kann der maximale Spitzenstrom in der Primärwicklung umge kehrt proportional zur Quadratwurzel der Frequenz zurückge nommen werden.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Stromquelle und der Ladungsspeicher bei aus dem Stand der Technik bekannten Sperrwandlerschaltnetzteilen bereits vor handen sind, da hierdurch ein sogenannter "Soft-Start" reali siert wird. Abhängig von der an dem Ladungsspeicher anliegen den Spannung wird der Primärspitzenstrom begrenzt. Ein Sperr wandlerschaltnetzteil mit einem "Soft-Start" ist beispiels weise aus dem Lehrbuch "Schaltnetzteile" von W. Hirschmann und A. Hauenstein, Herausgeber: Siemens AG, 1990, Seiten 179 bis 190 bekannt.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung weist die Ansteuerung einen Komparator auf, dem an einem ersten invertierenden Ein gang das erste Regelsignal, an einem zweiten invertierenden Eingang das zweite Regelsignal und an einem nicht-inver tierenden Eingang das von dem Laststrom des Halbleiterschal ters abhängige dritte Regelsignal zugeführt wird.

Hierdurch ist es möglich, eine frequenzabhängige Leistungsbe grenzung vorzunehmen. Im Falle des Normalbetriebs wird der Halbleiterschalter jedoch über das erste Regelsignal gesteu ert, welches ein von der Sekundärseite abgegriffenes Span nungssignal darstellt.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung weist die Lei stungsregelanordnung eine Temperaturkompensationseinrichtung auf, die von der Spannung an dem Knotenpunkt einen vorgegebe nen Wert subtrahiert und dem Komparator als drittes Regelsi gnal zuführt. Abhängig von der Umgebungstemperatur variiert die Spannung, bei der gemäß der quadratischen Strom-Span nungskennlinie der MOS-Diode ein Strom zu fließen beginnt. Dadurch, daß die Leistungsregelanordnung eine Temperaturkom pensationseinrichtung aufweist, kann dieser "Offset" nahezu vermieden werden.

Die Temperaturkompensationseinrichtung weist zu diesem Zweck einen Halbleiterschalter und eine auf das vierte Versorgungs spannungspotenial bezogene Stromquelle auf, wobei der Knoten punkt zwischen dem Halbleiterschalter und der Stromquelle mit dem ersten invertierenden Eingang des Komparators verbunden ist.

Der Halbleiterschalter der Temperaturkompensationseinrichtung weist ein stark temperaturabhängiges Verhalten auf, so daß von der Spannung an dem Knotenpunkt ein von der Temperatur abhängiger Wert subtrahiert wird und der "Offset" vermieden ist.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung sind in dem Im pulserzeuger Mittel vorgesehen, die die temperaturabhängige Kennlinie MOS-Diode der Leistungsregelanordnung kompensiert.

Ebenso, wie die Einsatzspannung der MOS-Diode mit der Tempe ratur variiert, so ändert sich auch abhängig davon die Steil heit des Strom-Spannungsverlaufs. Die Temperaturkompensation des Impulserzeugers ändert abhängig von der Temperatur das Tastverhältnis des Schalters der Leistungsregelanordnung. Hierdurch kann die Genauigkeit der Leistungsregelung des ge samten Schaltnetzteiles erheblich verbessert werden. Die Tem peraturkompensation macht sich vor allem dann bemerkbar, wenn die Umgebungstemperatur einen Wert von < 40°C aufweist.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung weist der Impulserzeuger einen Ladungsspeicher auf, dem ein von dem Oszillatorsignal gesteuerter Halbleiterschalter parallel geschaltet ist und dem ein temperaturabhängiger Halbleiterschalter nachgeschal tet ist, wobei die erzeugte Impulsdauer abhängig von der Dau er ist, um den Ladungsspeicher von dem dritten Versorgungspo tential auf ein erstes, vorgegebenes Referenzpotential aufzu laden.

Die Merkmale und weitere Vorteile der Erfindung werden anhand der nachfolgenden Figuren näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 Die prinzipielle Verschaltung eines aus dem Stand der Technik bekannten Sperrwandlerschaltnetzteiles,

Fig. 2 ein erstes, grundsätzliches Ausführungsbeispiel in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemä ßen Schaltungsanordnung und

Fig. 4 ein Ausgestaltungsbeispiel des Impulserzeugers, der eine Temperaturkompensation der Kennlinie der MOS- Diode ermöglicht.

Fig. 1 zeigt die prinzipielle Anordnung eines Sperrwandler schaltnetzteiles. Zwischen einem ersten Versorgungspoten tialanschluß 1, an dem normalerweise ein hohes Versorgungspo tential V_bb anliegt, und einem zweiten Versorgungspoten tialanschluß 2, der ein niedrigeres Bezugspotential, z. B. das Massepotential aufweist, ist die Serienschaltung aus ei nem induktiven Übertrager 3 und einem Schalter 4 vorgesehen. Der Übertrager 3 weist eine Primärspule 3a und eine Sekundär spule 3b auf. Die Primärspule 3a ist mit dem ersten Versor gungspotentialanschluß 1 verbunden. Der Schalter 4, der bei spielsweise als Halbleiterschalter (MOSFET, Bipolartransistor usw.) ausgeführt ist, wird über eine Ansteuerung 5 leitend und sperrend geschaltet. Die Ansteuerung 5 weist üblicherwei se einen Pulsweitenmodulator auf, wobei das Öffnen und Schließen des Schalters 4 im Takt eines Oszillatorsignales stattfindet. Die Sekundärspule 3d ist mit ihrem ersten An schluß über eine Diode 6 mit einem ersten Ausgangsanschluß 8 und mit ihrem zweiten Anschluß mit einem zweiten Ausgangsan schluß 9 verbunden. Zwischen dem ersten und dem zweiten Aus gangsanschluß 8, 9 ist ferner ein Ladungsspeicher 7 in Form eines Kondensators vorgesehen.

Fig. 2 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung. In dem vorliegenden Ausführungs beispiel ist die Ansteuerung 5 genauer ausgeführt. Es handelt sich dabei um eine aus dem Stand der Technik bekannte Anordnung. Ein Oszillator 12 wird über einen Eingang 21 mit einem Taktsignal angesteuert. Ausgangsseitig ist der Oszillator 12 mit dem Set-Eingang eines Flip Flops 14 verbunden. Der Reset- Eingang R des Flip Flops 14 ist mit dem Ausgang eines Kompa rators 15 verbunden. Es ist ferner ein Logikelement 13 vorge sehen, das als UND-Gatter ausgeführt ist. Ein erster Eingang des Logikelementes 13 ist mit dem Ausgang des Flip Flops 14 verbunden. Ein weiterer Eingang des Logikelementes 13 ist mit dem Ausgang des Oszillators 12 verbunden, wobei dieses Signal invertiert ist. Ausgangsseitig ist das Logikelement 13 mit der Steuerelektrode des Halbleiterschalters 4 verbunden. Der Halbleiterschalter 4 ist im vorliegenden Beispiel als MOSFET ausgeführt.

Zwischen dem MOSFET 4 und dem zweiten Bezugspotentialanschluß 2 ist eine Meßanordnung zur Erfassung des Laststromes, z. B. in Form eines Widerstandes 10 vorgesehen. Am Knotenpunkt zwi schen dem Halbleiterschalter 4 und dem Widerstand 10 kann ei ne dem Laststrom proportionale Spannung abgegriffen werden, die dem nicht invertierenden Eingang 15c des Komparators 15 der Ansteuerung 5 zugeführt wird. An einem ersten invertie renden Eingang 15b des Komparators 15 liegt ein der Spannung am Ladungsspeicher 7 der Sekundärseite entsprechendes Signal an. Der weitere invertierende Eingang 15a des Komparators 15 ist mit einer Leistungsregelanordnung 11 verbunden.

Ein Eingang der Leistungsregelanordnung 11 ist mit dem Aus gang des Oszillators 12 verbunden. Die Leistungsregelanord nung 11 weist einen Impulserzeuger 16 auf, der mit seinem Eingang 16a den Eingang der Leistungsregelanordnung 11 bil det. Der Ausgang 16d des Impulserzeugers 16 steuert einen Schalter 18 an. Der Schalter 18 könnte beispielsweise als MOSFET oder Bipolartransistor ausgeführt werden. Prinzipiell ist jede Art von Schalter denkbar.

Die Leistungsregelanordnung weist ferner die Serienschaltung aus einer Stromquelle 19 und einem Ladungsspeicher 20 auf.

Die Serienschaltung ist zwischen einem dritten Versorgungspo tentialanschluß 24 und einem vierten Bezugspotentialanschluß 25, an dem das Massepotential anliegt, verschalten. An dem dritten Versorgungspotentialanschluß 24 liegt eine interne Versorgungsspannung V_cc an, die wesentlich kleiner als das erste Versorgungspotential V_bb im ersten Versorgungspoten tialanschluß 1 ist. Der Ladungsspeicher 20 ist als Kondensa tor ausgeführt und steht mit dem Bezugspotentialanschluß 25 in Verbindung. Die Stromquelle 19 ist mit dem dritten Versor gungspotentialanschluß 24 verbunden. Der Knotenpunkt zwischen der Stromquelle 19 und dem Ladungsspeicher 20 ist einerseits mit dem weiteren invertierenden Eingang 15a des Komparators 15 verbunden und bildet somit den Ausgang der Leistungsrege lanordnung. Andererseits ist er über einen zu einer MOS-Diode verschaltenen Transistor 17 mit einem Anschuß eines Schalters 18 verbunden. Der andere Anschluß des Schalters 18 ist mit dem vierten Bezugspotentialanschluß 25 verbunden. Der zu ei ner MOS-Diode verschaltene Transistor 17 ist mit seinem Drain- und Gateanschluß mit dem Knotenpunkt der Stromquelle 19 und des Ladungsspeichers 20 verbunden. Sourceseitig ist der Transistor 17 mit dem Schalter 18 verbunden.

Die Stromquelle 19 ist derart ausgeführt, daß sie einen kon stanten Strom unabhängig von der Spannung am dritten Versor gungspotentialanschluß 24 liefert. Die Stromquelle 19 und der Ladungsspeicher 20 sind vielfach in der Ansteuerung eines Sperrwandlerschaltnetzteiles enthalten. Dort werden sie für einen sogenannten "Soft-Start" verwendet. Der "Soft-Start" dient dazu, die vom Pulsweitenmodulator erzeugte Impulsbreite bzw. den Primärspitzenstrom nach dem Einschalten des Netztei les rampenförmig ansteigen zu lassen. Beim Einschalten des Schaltnetzteiles ist der Ladungsspeicher 20 entladen. Dieser wird über die Konstantstromquelle 19 rampenförmig aufgeladen. Der Komparator 15 hat zwei invertierende Eingänge, von denen der mit der jeweils kleineren Spannung dominiert. Die von der Ansteuerung 5 erzeugte Impulsbreite bzw. der Primärspit zenstrom steigt nach dem Einschalten des Schaltnetzteils rampenförmig an, bis die Kondensatorspannung den Spannungswert des Regelsignales am Eingang 15b des Komparators 15 über steigt. Von diesem Zeitpunkt an bestimmt das Regelsignal 15b den Primärspitzenstrom, welcher dann durch die Spannung am ersten Ausgangsanschluß 8 der Sekundärseite bestimmt ist.

Der Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung besteht deshalb darin, daß die Leistungsregelanordnung 11 mit nur we nigen zusätzlichen Bauelementen auskommt, um eine äußert prä zise Regelung der Ausgangsleistung vornehmen zu können.

In dem vorliegenden ersten Ausführungsbeispiel, welches die Grundvariante der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dar stellt, kann der Impulserzeuger 16 mit einer festen Impuls dauer betrieben werden. Die Impulsdauer ist dabei prinzipiell beliebig einstellbar. Es muß jedoch sichergestellt sein, daß die maximale Impulsdauer, d. h. die Zeit, in der der Schalter 18 geschlossen ist, kleiner als die Periodendauer bei der höchsten Frequenz des Oszillators 12 ist. Eine feste Impuls dauer ist insbesondere dann möglich, wenn das Schaltnetzteil bei Umgebungstemperaturen zwischen 0 und 40°C betrieben wird. Wird das Schaltnetzteil außerhalb dieses Temperaturbe reiches eingesetzt, so kann aufgrund der Temperaturbeeinflus sungen auf die MOS-Diode die Leistungsregelung unpräziser werden.

Mit Ausnahme des Ladungsspeichers 20, der als externe Kapazi tät ausgeführt ist, können alle Bauelemente der Leistungsre gelanordnung 11 in integrierter Form ausgeführt werden.

Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist wie folgt. Der zu einer Diode verschaltete MOS-Transistor 17 hat eine Strom-Spannungs-Kennlinie mit einem quadratischen Verlauf. Die an der MOS-Diode anliegende Spannung ist folg lich eine Quadratwurzelfunktion des durch sie fließenden Stromes. Der Ladestrom in dem Ladungsspeicher 20 kann nur während der Zeitintervalle über die MOS-Diode wieder abfließen, während der diese dem Ladungsspeicher 20 parallel ge schaltet ist. Ist die abfließende Ladungsmenge zu gering, er höht sich die Spannung des Ladungsspeichers 20 langsam über viele Perioden. Die während jeder Periode abfließende La dungsmenge steigt entsprechend der quadratischen Kennlinie des MOS-Tranistors an, bis die Ladungsbilanz ausgeglichen ist. Ab diesem Zeitpunkt steigt die Spannung an dem Knoten punkt zwischen der Stromquelle 19 und dem Ladungsspeicher 20 nicht weiter an. Das Verhältnis der Höhe der Stromimpulse durch die MOS-Diode zu dem in dem Ladungsspeicher 20 fließen den Konstantstrom ist bei eingeschwungener Ladungsspeicher spannung gleich dem Verhältnis aus der Periodendauer und der Impulsbreite. Wenn sich also die Periodendauer des Oszilla torsignals am Ausgang des Oszillators 12 vergrößert, erhöht sich im gleichen Maße die Höhe der Stromimpulse durch die MOS-Diode. Gleichzeitig erhöht sich die Spannung an dem La dungsspeicher 20 umgekehrt proportional der Quadratwurzel aus der Oszillatorfrequenz.

Auf diese Weise ist sichergestellt, daß bei der höchsten Zei lenfrequenz nicht ein Vielfaches an Leistung durch das Schaltnetzteil abgegeben wird wie bei der kleinsten möglichen Zeilenfrequenz des Schaltnetzteiles. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung verhindert somit eine unnötige Verlust leistung auf der Sekundärseite.

Fig. 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung. Gegenüber der in Fig. 2 gezeig ten prinzipiellen Schaltungsanordnung weist das zweite Aus führungsbeispiel zusätzlich Bauelemente zur Temperaturkompen sation der Einsatzspannung der MOS-Diode 17 auf. Zu diesem Zweck ist eine Serienschaltung aus einem MOS-Transistor 22 und einer Stromquelle 23 zwischen dem dritten Versorgungspo tentialanschluß 24 und dem vierten Versorgungspotentialan schluß 25 vorgesehen. Der Knotenpunkt der Stromquelle 19 mit dem Ladungsspeicher 20 ist mit dem Steueranschluß des MOS- Transistors 22 verbunden. Der MOS-Transistor 22 ist als Source-Folger zwischen dem dritten Versorgungspotentialanschluß 24 und dem invertierenden Eingang 15a des Komparators 15 ge schalten. Die Stromquelle 23, die beispielsweise als Wider stand ausgeführt sein kann, ist ebenfalls mit dem Eingang 15a des Komparators 15 verbunden. Mit ihrem anderen Anschluß steht sie mit dem Bezugspotentialanschluß 25 in Verbindung.

Abhängig von der Umgebungstemperatur variiert die Spannung, bei der die MOS-Diode 17 einen Strom zu leiten beginnt. Durch die Temperaturkompensation mittels des MOS-Transistors 22 und der Stromquelle 23 wird dem Eingang 15a des Komparators 15 ein Spannungssignal zugeführt, bei dem von der Spannung am Ladungsspeicher 20 die MOS-Einsatzspannung des MOS-Tran sistors 22 subtrahiert wurde. Die quadratische Strom- Spannungs-Kennlinie der MOS-Diode 17 wird somit quasi "in den Ursprung" des Koordinatenkreuzes geschoben, d. h. die MOS- Diode leitet bereits dann einen Strom, wenn die Spannung nur wenig von null verschieden ist.

Da mit einer variierenden Umgebungstemperatur nicht nur die Eingangsspannung der MOS-Diode variiert, sondern auch deren Steigung, muß auch diese idealerweise temperaturkompensiert werden. Diese Temperaturkompensation findet in dem Impulser zeuger statt, der dann entsprechend der Umgebungstemperatur das Tastverhältnis für den Schalter 18 variiert.

Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen Impulserzeu ger, die die Temperaturabhängigkeit der Strom-Spannungs- Kennlinie der MOS-Diode kompensiert. An dem Eingang 16a des Impulserzeugers 16 liegt das von dem Oszillator erzeugte Os zillatorsignal an. Der Eingang 16a ist einerseits mit dem Steuereingang eines Halbleiterschalters 30 und andererseits mit dem ersten Eingang 26a eines Logikelementes 26 verbunden. Das Logikelement 26 ist als UND-Gatter ausgeführt. Der Halb leiterschalter 30 ist vorteilhafterweise als p-Kanal-MOS- Transistor ausgeführt. Die Drain-Source-Strecke des Halblei terschalters 30 ist an dem Ladungsspeicher 29 parallel geschaltet. Der Ladungsspeicher 29 ist vorzugsweise ein mono lithisch integrierbarer Kondensator. Der Sourceanschluß des Halbleiterschalters 30 ist mit dem dritten Versorgungspoten tialanschluß 24, an welchem eine Referenzspannung V_cc an liegt, verbunden. Mit dem Drainanschluß des Halbleiterschal ters 30 ist einerseits der nicht invertierende Eingang eines Komparators 27 sowie der Drainanschluß eines weiteren Halb leiterschalters 28 verbunden. Der Sourceanschluß des weiteren Halbleiterschalters 28 steht mit dem vierten Versorgungspo tentialanschluß 25 in Verbindung. Am invertierenden Eingang des Komparators 27 liegt an einer Klemme 33 eine erste Refe renzspannung V_REF1 an. Die erste Referenzspannung weist einen niedrigeren Wert als der Versorgungspotentialanschluß 24 auf. Zwischen dem dritten Versorgungspotentialanschluß 24 und ei ner zweiten Referenzspannung an einer Klemme 34 ist die Seri enschaltung aus einer Stromquelle 31 und einem zu einer MOS- Diode verschaltenen Halbleiterschalter 32 vorgesehen. Die Stromquelle 31, die als Widerstand ausgeführt sein kann, ist dabei mit dem dritten Versorgungspotentialanschluß 24 ver schalten. Der Steueranschluß der MOS-Diode 32 ist mit dem Steueranschluß des weiteren Halbleiterschalters 28 verbunden. Die zweite Referenzspannung V_REF2 weist einen geringeren Wert als die erste Referenzspannung V_REF1 auf. Der Komparator 27 ist ausgangsseitig mit dem zweiten Eingang 26b des Logikelem tens 26 verbunden. Der Ausgang des Logikelementes 26 bildet den Ausgang 16b des Impulserzeugers 16, welcher den Schalter 18 der Leistungsregelanordnung 11 ansteuert.

Die Funktionsweise ist wie folgt. Mit steigender Temperatur nimmt der Proporionalitätsfaktor der Quadratwurzel aus dem Drainstrom geteilt durch die Gatespannung der MOS-Diode 17 ab. Dies würde deshalb bei steigenden Temperaturen bei glei cher Oszillatorfrequenz zu einem höheren Primärspitzenstrom führen. Der Impulserzeuger nach Fig. 4 erzeugt eine von dem Proportionalitätsfaktor abhängige Impulsbreite, in dem er den temperaturabhängigen Halbleiterschalter 28 mit der vorgegebe nen zweiten Referenzspannung V_REF2 plus der MOS-Einsatzspannung der MOS-Diode 32 betreibt. Der sich aus dieser Span nung ergebende Drainstrom lädt den Ladungsspeicher 29 bis zur ersten Referenzspannung V_REF1 auf. Wenn sich der Drainstrom temperaturabhängig verringert, verlängern sich die von dem Impulserzeuger 16 abgegebenen Impulse, so daß sich die La dungsbilanz im Ladungsspeicher 20 der Leistungsregelanordnung auch bei variierenden Umgebungstemperaturen nicht verändert.

Bezugszeichenliste

1

erster Versorgungspotentialanschluß

2

zweiter Versorgungspotentialanschluß

3

Überträger

3

a Primärspule

3

b Sekundärspule

4

HL Schalter

5

Ansteuerung (PWM)

6

Diode

7

Ladungsspeicher

8

erster Ausgangsanschluß

9

zweiter Ausgangsanschluß

10

Widerstand

11

Leistungsregelanordnung

12

Oszillator

13

Logikelement (UND)

14

Flip Flop

15

Komparator

15

a invertierender Eingang

15

b Regelsignaleingang

15

c nicht-invertierender Eingang

16

Impulserzeuger

16

a Eingang

16

b Ausgang

17

MOS-Diode

18

Schalter

19

Stromquelle

20

Ladungsspeicher

21

Eingang

22

Halbleiterschalter

23

Stromquelle (Widerstand)

24

dritter Versorgungspotentialanschluß

25

vierter Versorgungspotentialanschluß

26

Logikelement (UND)

27

Komparator

28

HL Schalter (MOSFET, n-Kanal)

29

Ladungsspeicher

30

HL-Schalter (MOSFET, p-Kanal)

31

Stromquelle (Widerstand)

32

MOS-Diode

33

erster Referenzspannungseingang

34

zweiter Referenzspannungseingang

Claims

1. Monolithisch integrierbare Schaltungsanordnung zum Ansteu ern eines Halbleiterschalters (4) in einem Schaltnetzteil mit einem ersten und einem zweiten Versorgungspotentialan schluß mit folgenden Merkmalen:

- eine Ansteuerung (5) zur Erzeugung von Ansteuerimpulsen für den Halbleiterschalter (4) nach Maßgabe eines varia blen Oszillatorsignales, wobei die Dauer der einzelnen An steuerimpulse von einem ersten Regelsingal (15b) und einem zweiten Regelsignal (15c) abhängt;
- einer Meßanordnung (10) zum Erzeugen des vom Laststrom der Halbleiterschaltung (4) abhängigen zweiten Regelsignals

gekennzeichnet durch

- eine das Oszillatorsignal empfangende Leistungsregelanord nung (11), die ein drittes Regelsignal (25a) erzeugt und der Ansteuerung (5) zuführt, wobei das dritte Regelsignal (15a) umgekehrt proportional zur Quadratwurzel der Oszil latorfrequenz ist.

2. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsregelanordnung (11) folgende Merkmale aufweist:

- einen das Oszillatorsignal empfangenden Impulserzeuger (16);
- eine Serienschaltung aus einer Stromquelle (19) und einem Ladungsspeicher (20), die zwischen einem dritten und einem vierten Versorgungspotentialanschluß (24, 25) gelegen ist,
- eine Serienschaltung aus einer MOS-Diode (17) und einem steuerbaren Schalter (18), die dem Ladungsspeicher (20) parallel geschalten ist;
- Der Schalter (18) wird nach Maßgabe des Impulserzeugers (16) gesteuert, wobei die Dauer der einzelnen Impulse von dem Oszillatorsignal unabhängig ist.

3. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß am Knotenpunkt zwischen der Stromquelle (15), dem Ladungs speicher (20) und der MOS-Diode (17) das dritte Regelsignal abgegriffen wird, wobei dieses aus der Differenz der sich im Mittel ergebenden Ladungsspeicherspannung zur Einsatzspannung der MOS-Diode gebildet ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Patentansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerung (5) einen Komparator (15) aufweist, dem an einem ersten invertierenden Eingang (15a) das dritte Regel singal, an einem zweiten invertierenden Eingang (15b) das er ste Regelsignal an einem nicht invertierenden Eingang das von dem Laststrom des Halbleiterschalters (4) abhängige zweite Regelsignal zugeführt wird.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Patentansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsregelanordnung (11) eine Temperaturkompensati onseinrichtung (22, 23) aufweist, die von der Spannung an dem Knotenpunkt einen vorgegebenen Wert subtrahiert und dem Kom parator (15) als drittes Regelsignal zuführt.

6. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Temperaturkompensationseinrichtung einen Halbleiterschal ter (22) und eine auf das vierte Versorgungspotential bezoge ne Stromquelle (23) aufweist, wobei der Knotenpunkt zwischen dem Halbleiterschalter (22) und der Stromquelle (23) mit dem Komparator (15) verbunden ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Patentansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulserzeuger (16) Mittel (24 bis 34) aufweist, die die temperaturabhängige Kennlinie der MOS-Diode der Leistungsre gelanordnung kompensiert.

8. Schaltungsanordnung nach Patentanspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulserzeuger (16) einen Ladungsspeicher (29) aufweist, dem ein Oszillatorsignal gesteuerter Halbleiterschalter (30) parallel geschaltet ist, und dem ein temperaturabhängiger Halbleiterschalter nachgeschaltet ist, wobei die erzeugte Im pulsdauer abhängig von der Dauer ist, um den Ladungsspeicher von dem dritten Versorgungspotential auf ein erstes Referenz potential aufzuladen.