DE19855870A1

DE19855870A1 - Flußsensor der wärmeempfindlichen Art

Info

Publication number: DE19855870A1
Application number: DE19855870A
Authority: DE
Inventors: Ryuji Tohyama; Naruki Suetake
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-06-03
Filing date: 1998-12-03
Publication date: 1999-12-16
Anticipated expiration: 2018-12-04
Also published as: JPH11344368A; DE19855870B4; US6205854B1; JP3394908B2

Abstract

Ein Flußsensor der wärmeempfindlichen Art, welcher bei niedrigen Kosten unter Verwendung von diskreten Teilen in kleiner Größe mit hoher Genauigkeit und Zuverlässigkeit hergestellt werden kann, enthält eine Korrekturschaltung, welche in der Lage ist, einen erfaßten Strom, welcher eine Durchflußmenge eines betroffenen Fluids anzeigt und aus einer Flußmengen-Erfassungsschaltung ausgegeben wird, zu kompensieren. Ein Flußsensor der wärmeempfindlichen Art enthält eine Arithmetik-Verarbeitungsschaltung (200) zur Verarbeitung einer Erfassungsspannung (V¶M¶), die aus einer Flußmengen-Erfassungsschaltung (100) zugeführt wird und die Flußmenge angibt, eine Spannung-zu-Strom-Wandelschaltung (504) zur Wandlung der Erfassungsspannung (V¶M¶) in einen Strom (I¶1¶), die in der Lage ist, eine Verstärkungseinstellung durchzuführen, eine Korrekturschaltung (300) zur Korrektur eines Pegels eines Stromsignals (I¶2¶), welches aus der Spannung-zu-Strom-Wandelschaltung (500) ausgegeben wird, und eine Erfassungsstromsignal-Ausgabeschaltung (600) zur Ausgabe des Stromsignals (I¶01¶), welches durch die Korrekturschaltung (300) korrigiert wurde, als Erfassungsausgabe-Stromsignal des Flußsensors der wärmeempfindlichen Art. Die Korrekturschaltung (300) enthält Dioden, welche als diskrete Teile, die keine identische Charakteristik aufweisen müssen, implementiert sind.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Flußsensor der wärmeempfindlichen Art zur Erfassung einer Durchflußmenge eines Fluids unter Verwendung von wärmeempfindlichen Widerständen.

In bislang bekannten Flußsensoren der wärmeempfindlichen Art werden Brückenschaltungen verwendet, welche aufgebaut sind aus einer Vielzahl von Widerstandselementen, einschließlich eines ersten wärmeempfindlichen Widerstands zur Erfassung einer Atmosphären- oder Umgebungstemperatur, und eines zweiten wärmeempfindlichen Widerstands, welcher angeordnet ist innerhalb eines Durchgangs, durch welchen ein Fluid fließt, wie z. B. ein Ansaugrohr eines Verbrennungsmotors, und welcher elektrisch erwärmt wird. Zu diesem Zweck wird ein Heizstrom, der dem zweiten wärmeempfindlichen Widerstand zum Zwecke des elektrischen Heizens zugeführt wird, so gesteuert, daß dessen Temperatur um einen vorbestimmten Wert höher gehalten wird als die Umgebungstemperatur, wobei die Wärmemenge, welche dem wärmeempfindlichen Widerstand durch das Fluid, dessen Durchflußmenge (bzw. Strömungsgeschwindigkeit) gemessen werden soll, entzogen wird, über die Veränderung des durch den zweiten wärmeempfindlichen Widerstand fließenden Heizstroms erfaßt wird. Somit kann die Durchflußmenge des Fluids, wie der Ansaugluft, auf der Grundlage der erfaßten Veränderung des Heizstroms erfaßt werden.

Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung wird zunächst ausführlich ein konventioneller Flußsensor der wärmeempfindlichen Art beschrieben. Fig. 5 ist ein Schaltbild, welches eine Schaltungskonfiguration eines bekannten Flußsensors der wärmeempfindlichen Art zeigt, welcher z. B. in der ungeprüften japanischen Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 117436/1995 (JP-A-7-117436) offenbart wird. Unter Bezugnahme auf diese Figur umfaßt der konventionelle Flußsensor der wärmeempfindlichen Art eine Temperatursteuerschaltung 10, eine Operationsverstärker- Schaltung 15, eine erste Konstantstromschaltung 16, eine zweite Konstantstromschaltung 17, eine erste Konstantstrom- Steuerschaltung 18, eine dritte Konstantstromschaltung 19, eine vierte Konstantstromschaltung 20 und eine zweite Konstantstrom- Steuerschaltung 21, die im folgenden ausführlich beschrieben werden.

Als erstes wird die Temperatursteuerschaltung 10 beschrieben. Wie aus Fig. 5 ersichtlich ist, enthält die Temperatursteuerschaltung 10 eine Brückenschaltung, welche durch Widerstände R₁ und R₂ gebildet wird, einen die Durchflußmenge (bzw. Strömungsgeschwindigkeit) erfassenden, wärmeempfindlichen Widerstand R_h, und einen die Umgebungstemperatur erfassenden, wärmeempfindlichen Widerstand R_c, wobei ein Verbindungspunkt f zwischen dem Widerstand R₁ und dem die Umgebungstemperatur erfassenden, wärmeempfindlichen Widerstand R_c, und ein Verbindungspunkt b zwischen dem Widerstand R₂ und dem die Durchflußmenge erfassenden, wärmeempfindlichen Widerstand R_h der Brückenschaltung jeweils mit Eingangsanschlüssen eines Differentialverstärkers 101 verbunden sind, welcher einen Ausgangsanschluß hat, der mit der Basis eines Transistors 102 verbunden ist, dessen Emitter mit einem Verbindungspunkt a zwischen dem die Durchflußmenge erfassenden, wärmeempfindlichen Widerstand R_h und dem die Umgebungstemperatur erfassenden, wärmeempfindlichen Widerstand R_h verbunden ist, während der Kollektor des Transistors 102 mit einer positiven oder Pluselektrode einer Gleichspannungsquelle 103 verbunden ist, deren andere Elektrode auf Erdpotential gelegt ist.

Als nächstes wird der Betrieb der Temperatursteuerschaltung 10 beschrieben. Wenn die Spannungen an den Verbindungspunkten b und f gleich werden, tritt die Brückenschaltung in einen Gleichgewichtszustand bzw. ausgeglichenen Zustand. In diesem Zustand fließt ein elektrischer Strom I_h, welcher der Durchflußmenge eines betroffenen Fluids entspricht, durch den die Durchflußmenge erfassenden, wärmeempfindlichen Widerstand R_h. Die Ausgangsspannung V_H am Verbindungspunkten b wird durch das Produkt des Stroms I_h und des Widerstandswerts des Widerstands R₂ gegeben. Diese Spannung V_H wird als Durchflußmengen-Signal benutzt.

Im Hinblick auf die Kompensation von Streuungen in der Durchflußmengen-Erfassung aufgrund von Streuungen der Widerstandswerte der wärmeempfindlichen Widerstände R_h und R_c und der Widerstände R₁ und R₂ sowie deren Temperaturkoeffizienten, wird der Erfassungsausgabewert bei einer vorbestimmten Durchflußmenge (gewöhnlich eine relativ niedrige Durchflußmenge) als ein Ziel- oder Wunschwert eingestellt, durch Einstellen des Widerstandswerts des Widerstands R₁, um dadurch die Erfassungscharakteristik des Flußsensors der wärmeempfindlichen Art entsprechend zu verändern bzw. zu übersetzen.

Nun wendet sich die Beschreibung der Operationsverstärker- Schaltung 15 zu, welche dafür ausgelegt ist, das aus der Temperatursteuerschaltung 10 ausgegebene Durchflußmengen-Signal zu verarbeiten. Die Operationsverstärker-Schaltung 15 enthält einen Operationsverstärker 106, der einen invertierenden Eingangsanschluß und einen mittels eines Rückkoppel-Widerstands R₁₃ verbundenen Ausgangsanschluß hat, und einen Eingangswiderstand R₁₁, dessen eines Ende mit dem Verbindungspunkt b der oben erwähnten Brückenschaltung verbunden ist. Das andere Ende des Eingangswiderstand R₁₁ ist mit dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 106 verbunden.

Die erste Konstantstromschaltung 16 enthält einen Transistor 110, der einen Emitter hat, welcher mit einer Leitung einer Referenzquellenspannung V_ref mittels eines Widerstands R₂₅ verbunden ist, und einen Kollektor, der mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 106 verbunden ist. Anderseits enthält die zweite Konstantstromschaltung 17 einen Transistor 111, der eine Emitterelektrode hat, die mit der Leitung der Referenzquellenspannung V_ref mittels eines Widerstands R₂₆ verbunden ist, und einen Kollektor, der mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 106 verbunden ist. Die Basiselektroden beider Transistoren 110 und 111 sind in Kaskade verbunden und gemeinsam angeschlossen an einen Ausgangsanschluß eines Operationsverstärkers 108, welcher einen Teil der ersten Konstantstrom-Steuerschaltung 18 bildet, welche unten beschrieben wird.

Die oben erwähnte erste Konstantstromschaltung 18 ist ausgelegt, um die jeweiligen Ausgangsstromwerte I₁₆ und I₁₇ der ersten und zweiten Konstantstromschaltungen 16 und 17 auf der Grundlage der voreingestellten Referenzquellenspannung V_ref zu steuern. Zu diesem Zweck wird die erste Konstantstrom- Steuerschaltung 18 gebildet durch Widerstände R₂₀, R₂₁, R₂₂, R₂₃ und R₂₄, und einen Operationsverstärker 108, welche so angeschlossen sind, wie es aus Fig. 5 ersichtlich ist.

Ferner enthält der Flußsensor der wärmeempfindlichen Art die dritte Konstantstromschaltung 19, welche eine ähnliche Struktur hat wie die erste Konstantstromschaltung 16, und enthält die vierte Konstantstromschaltung 20, welche in einer im wesentlichen gleichen Struktur implementiert ist wie die zweite Konstantstromschaltung 17, und enthält die zweite Konstantstrom-Steuerschaltung 21, welche ähnlich implementiert ist wie die erste Konstantstrom-Steuerschaltung 18.

Als nächstes wendet sich die Beschreibung der Operationsverstärker-Schaltung 15 zu. Der Wert bzw. Spannungspegel der Eingangsspannung V_p, welche angelegt wird an den nicht-invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 106, kann bestimmt werden durch Subtrahieren eines Spannungsabfalls, welcher am Widerstand R₁₁ auftritt aufgrund des mittels der ersten Konstantstromschaltung 16 durch den Widerstand R₁₁ fließenden Stroms I₁₆, von der Ausgangsspannung V_H der Temperatursteuerschaltung 10. Die oben erwähnte Eingangsspannung V_p wird nämlich durch den folgenden Ausdruck (1) gegeben:

V_p = V_H - (R₁₁×I₁₆) (1).

Anderseits kann der Wert oder Spannungspegel der Eingangsspannung V_n, welche angelegt wird an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 106, bestimmt werden durch Subtrahieren eines Spannungsabfalls, der auftritt am Widerstand R₁₃ aufgrund des mittels der zweiten Konstantstromschaltung 17 durch den Widerstand R₁₃ fließenden Stroms I₁₇, von der Ausgangsspannung V_o der Operationsverstärker-Schaltung 15. Die oben erwähnte Eingangsspannung V_n wird nämlich durch den folgenden Ausdruck (2) gegeben:

V_n = V_o - (R₁₃×I₁₇) (2).

Der Operationsverstärker 106 steuert die Ausgangsspannung V_o der Operationsverstärker-Schaltung 15, so daß die durch V_p = V_n gegebene Bedingung erfüllt wird. Somit wird die Ausgangsspannung V_o des Flußsensors der wärmeempfindlichen Art durch den folgenden Ausdruck (3) gegeben:

V_o = V_H - (R₁₁×I₁₆) + (R₁₃×I₁₇) (3).

In Zusammenhang mit dem obigen Ausdruck (3) beachte man, daß wenn die Widerstandswerte der Widerstände R₁₁ und R₁₃ geeignet gewählt werden, z. B. R₁₁ = R₁₃, die Ausgangsspannung V_o der Operationsverstärker-Schaltung 15 wie folgt ausgedrückt werden kann:

V_o = V_H - (I₁₇ + I₁₆)×R₁₁ (4).

Als nächstes wird der Betrieb der ersten Konstantstromschaltung 16, der zweiten Konstantstromschaltung 17 und der ersten Konstantstrom-Steuerschaltung 18 beschrieben. Da die Ausgangsspannung V₂₀, welche angelegt wird an den nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 108, abgeleitet wird aus der Spannungsteilung der Ausgangsspannung V_H der Temperatursteuerschaltung 10 durch die Widerstände R₂₀ und R₂₁, wird die Eingangsspannung V₂₀ durch den folgenden Ausdruck (5) gegeben:

V₂₀ = {R₂₁/(R₂₀ + R₂₁)}×V_H (5).

Anderseits wird die Eingangsspannung V₂₂, die angelegt wird an den invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 108, abgeleitet über die Spannungsteilung einer Potentialdifferenz zwischen einer Zwischenanschlußspannung V₂₄, welche auftritt am Widerstand R₂₆, und der voreingestellten Referenzquellenspannung V_ref durch die Widerstände R₂₂ und R₂₃. Dementsprechend wird die Eingangsspannung V₂₂ gemäß dem folgenden Ausdruck (6) bestimmt:

V₂₂ = R₂₂/(R₂₂ + R₂₃)×V₂₄ + R₂₃/(R₂₂ + R₂₃)×V_ref (6).

Der Operationsverstärker 108 steuert die ersten und zweiten Konstantströme I₁₆ und I₁₇, welche durch den Widerstand R₂₄ fließen, durch Steuerung der jeweiligen Basisströme der Transistoren 110 und 111, und steuert weiterhin die Zwischenanschlußspannung V₂₄ des Widerstands R₂₄, so daß die Bedingung V₂₀ = V₂₂ erfüllt werden kann. Dementsprechend gilt der folgende Ausdruck (7).

R₂₁/(R₂₀ + R₂₁)×V_H = R₂₂/(R₂₂ + R₂₃)×V₂₄ + R₂₃/(R₂₂ + R₂₃)×V_ref (7).

Aus dem Ausdruck (7) kann die Zwischenanschlußspannung V₂₄ des Widerstands R₂₄, d. h. die am Widerstand R₂₄ auftretende Spannung in Übereinstimmung mit dem folgenden Ausdruck (8) bestimmt werden:

V₂₄ = R₂₁/(R₂₀ + R₂₁)×(R₂₂ + R₂₃)/R₂₂×V_H - R₂₂/R₂₃×V_ref (8).

In Zusammenhang mit dem obigen Ausdruck (8) beachte man, daß wenn die Widerstandswerte der Widerstände R₂₀, R₂₁, R₂₂ und R₂₃ geeignet dimensioniert werden, z. B. R₂₀ = R₂₁ und R₂₂ = R₂₃, dann kann der Ausdruck (8) wie folgt vereinfacht werden:

V₂₄ = V_H - V_ref (9).

Da die Summe der ersten und zweiten Konstantströme, d. h. I₁₆ + I₁₇, gleich einer Summe des Stroms I₂₄ ist, welcher durch den Widerstand R₂₄ fließt, und des Stroms I₂₃, welcher durch eine Reihenschaltung der Widerstände R₂₃ und R₂₂ fließt, d. h. I₂₄ + I₂₃, wird die Summe der ersten und zweiten Konstantströme, d. h. I₁₆ + I₁₇ durch den folgenden Ausdruck (10) gegeben:

I₁₆ + I₁₇ = V₂₄/R₂₄ + (V₂₄ - V_ref)/(R₂₂ + R₂₃) (10).

In diesem Zusammenhang gelten die folgenden Beziehungen.

V₂₄ = V_H - V_ref und R₂₂ = R₂₃ (11).

Dementsprechend wird die Summe der ersten und zweiten Konstantströme, d. h. I₁₆ + I₁₇ durch den folgenden Ausdruck (12) gegeben:

I₁₆ + I₁₇ = (1/R₂₄ + 1/2R₂₂)×V_H - (1/R₂₄ + 1/R₂₂)×V_ref (12).

Mit der in Fig. 5 gezeigten Schaltungskonfiguration ist nur der Quellenstrom, welcher in den Basis strömen der Transistoren 110 und Ill seinen Ursprung hat, von Bedeutung für die Ausgabe des Operationsverstärkers 108, ohne Begleitung durch einen Abfallstrom. Ferner, da der oben erwähnte Quellenstrom zu Null wird solange wie die Eingangsspannung V₂₀, die an den nicht invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 108 angelegt wird, und die Eingangsspannung V₂₂, welche an den invertierenden Eingangsanschluß angelegt wird, die Bedingung V₂₂ ≧ V₂₀ erfüllen, ist der erste Konstantstrom I₁₆ und der zweite Konstantstrom I₁₇ gleich 0, solange wie die Bedingung V₂₂ ≧ V₂₀ erfüllt ist.

Dementsprechend wird die Summe der ersten und zweiten Konstantströme, d. h. I₁₆ + I₁₇ zu Null unter der Bedingung, daß R₂₀ = R₂₁ und R₂₂ = R₂₃. Somit gilt der folgende Ausdruck (13):

V₂₄ + V_ref ≧ V_H (13).

In jenem Fall, aus dem Ausdruck (10) und im Hinblick auf die Bedingung, daß R₂₂ = R₂₃, wird die Spannung V₂₄ gegeben durch den folgenden Ausdruck (14):

V₂₄ = {R₂₄/(2R₂₂ + R₂₄)} + V_ref (14).

Die Zwischenanschlußspannung V₂₄ kann keinen Spannungspegel annehmen, welcher nicht höher ist als der durch den obigen Ausdruck gegebene Wert. Dementsprechend, unter der durch den Ausdruck (15) gegebenen Bedingung, gilt der folgende Ausdruck (16):

{1 + R₂₄/(2R₂₂ + R₂₄)}×V_ref ≧ V_H (15)

und

I₁₆ + I₁₇ = 0 (16).

Als nächstes werden Verhältnisse oder Beziehungen zwischen dem ersten Konstantstrom I₁₆ und dem zweiten Konstantstrom I₁₇ betrachtet. Beide Basen der Transistoren 110 und 111 liegen auf einem gleichen Spannungspegel, da sie gemeinsam mit dem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 108 verbunden sind, wie bereits erwähnt. Dementsprechend, unter der Annahme, daß die Basis-Emitter-Spannung V_be des Transistors 110 und jene des Transistors 111 gleich sind, ist die Zwischenanschlußspannung V₂₅, welche am Widerstand R₂₅ auftritt, gleich der Zwischenanschlußspannung V₂₆, welche am Widerstand R₂₆ auftritt. Somit sind die durch die folgenden Ausdrücke (17) gegebenen Beziehungen gültig.

V₂₅ = I₁₆×R₂₅
V₂₆ = I₁₇×R₂₆
V₂₅ = V₂₆ (17).

Aus dem Ausdruck (17) wird die durch den folgenden Ausdruck (18) gegebene Beziehung gültig.

I₁₆ = (R₂₆/R₂₅)×I₁₇ (18).

Aus den Ausdrücken (12) und (18) kann die Differenz zwischen dem ersten Konstantstrom und dem zweiten Konstantstrom in Übereinstimmung mit dem folgenden Ausdruck (20) bestimmt werden:

I₁₇ - I₁₆ = (1 - G₁)/(1 + G₁)×(I₁₆ + I₁₇) = (1 - G₁)/(1 + G₁)×{(1/R₂₄ + 1/R₂₂)×V_H - (1/R₂₄ + 1/R22)×V_ref} (20)

wobei R₂₆/R₂₅ durch G₁ dargestellt wird.

Aus dem obigen Ausdruck (20) und dem Ausdruck (4), welcher die Ausgangsspannung V_o der Operationsverstärker-Schaltung 15 betrifft, wird die durch den folgenden Ausdruck (21) gegebene Beziehung gültig.

V_o = V_H + R₁₁×(1 - G₁)/(1 + G₁)×(I₁₆ + I₁₇) = V_H + R₁₁×(1 - G₁)/(1 + G₁)×{(1/R₂₄ + 1/2R₂₂) ×V_H - (1/R₂₄ + 1/R₂₂)×V_ref} (21).

Wie aus dem obigen Ausdruck (21) hervorgeht, hängt die Ausgangsspannung V_o der Operationsverstärker-Schaltung 5 von der Ausgangsspannung V_H der Temperatursteuerschaltung 10 ab, und wird gleich der Ausgangsspannung V_H, wenn die durch den folgenden Ausdruck (22) gegebene Bedingung erfüllt wird.

V_H ≦ {1 + R₂₄/(2R₂₂ + R₂₄)}×V_ref (22).

Ferner, wenn die Bedingung, welche durch den folgenden Ausdruck (23) gegeben ist:

V_H < {1 + R₂₄/(2R₂₂ + R₂₄)}×V_ref (23)

erfüllt wird, wird ein Wert, welcher von der Differenz zwischen der Ausgangsspannung V_H und der voreingestellten Quellenspannung V_ref und von Widerstandswerten der Widerstände R₁₁, R₂₂, R₂₄ und den Werten des Verhältnisses G₁ zwischen den Widerständen R₂₅ und R₂₆ abhängt, von der Ausgangsspannung V_H abgezogen bzw. zu ihr hinzu addiert, abhängig vom Betrag bzw. vom Wert des oben erwähnten Verhältnisses G₁ bezüglich 0.

Wie aus der vorangegangenen Beschreibung hervorgeht, werden bei dem konventionellen Flußsensor der wärmeempfindlichen Art die Schaltungskonstanten für die Konstantstrom-Steuerschaltungen unter der Annahme bestimmt, daß die Basis-Emitterspannung V_be der Transistoren 110 und 111, welche die Konstantstrom- Schaltungen 16 und 17 jeweils bilden, gleich sind, und daß die Anschlußspannungen, welche an den Widerständen auftreten, die jeweils mit den Emittern der Transistoren verbunden sind, gleich sind.

In vielen der bekannten Flußsensoren der wärmeempfindlichen Art, sind die Transistoren 110 und 111, welche jeweils Teil der Konstantstromschaltungen 16 und 17 sind, als diskrete Komponenten montiert. Folglich ist es in der Praxis sehr schwierig bzw. unmöglich gleiche Betriebscharakteristiken für diese Transistoren sicherzustellen. In anderen Worten, die Charakteristiken dieser Transistoren werden sich unweigerlich unterscheiden. Als Folge kann die Ausgangsspannung V_o der Operationsverstärker-Schaltung nicht unbedingt das Entsprechungsverhältnis zur Ausgangsspannung V_H, welche aus der Temperatursteuerschaltung abgeleitet wird, mit hinreichender Treue halten. Um dieses Probleme auszuschließen, ist es erforderlich die ersten und zweiten Konstantstromschaltungen, sowie die dritten und vierten Konstantstromschaltungen als integrierte Schaltungen zu implementieren, um dadurch die Charakteristiken dieser Transistoren gleich zu machen. Der Versuch der Implementierung der Konstantstrom-Schaltungen in der integrierten Schaltung führt jedoch zu einem weiteren Problem, wonach die bei der Herstellung des wärmeempfindlichen Strömungsmessers auftretenden Kosten unprofitabel ansteigen.

Im Lichte des obigen Standes der Technik ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Flußsensor der wärmeempfindlichen Art zu schaffen, welcher mit hoher Treue oder Genauigkeit sowie Zuverlässigkeit hergestellt werden kann, selbst wenn die oben erwähnten Schaltungselemente durch den Einsatz diskreter Teile verwirklicht werden.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines Flußsensors der wärmeempfindlichen Art, welcher mit kleinen Abmessungen und geringen Kosten hergestellt werden kann.

Allgemein lehrt die vorliegende Erfindung die Ausstattung eines Flußsensors der wärmeempfindlichen Art mit einer Korrektur- oder Kompensationsschaltung, welche in der Lage ist mit hoher Genauigkeit einen Erfassungsstrom zu korrigieren oder zu kompensieren (bzw. diesen wettzumachen), welcher eine Durchflußmenge eines betroffenen Fluids anzeigt und aus einer Flußerfassungseinrichtung ausgegeben wird.

Somit, im Hinblick auf die obigen und weitere Aufgaben, welche mit fortschreitender Beschreibung erkennbar werden, wird gemäß eines allgemeinen Aspekts der vorliegenden Erfindung ein Flußsensor der wärmeempfindlichen Art geschaffen, welcher eine Flußmengen-Erfassungseinrichtung enthält, welche in Beziehung zu einem Durchgang angeordnet ist, durch welchen ein Fluid fließt, um eine Durchflußmenge des Fluids zu erfassen, um damit eine Spannung eines Pegels aus zugeben, welcher die Flußmenge anzeigt, eine Spannungs/Strom-Wandeleinrichtung zur Wandlung der Ausgabespannung der Flußmengen-Erfassungseinrichtung in einen Strom, eine Korrektureinrichtung zur Korrektur eines Pegels eines Stromsignals, welches aus der Spannungs/Strom- Umwandlungseinrichtung ausgegeben wird während sich der Pegel der Ausgangsspannung, welche die Flußmenge bzw. Strömungsgeschwindigkeit anzeigt, verändert bzw. driftet, und eine Stromausgabeeinrichtung zur Ausgabe eines Stromsignals, welches von der Korrektureinrichtung korrigiert wurde, als ein Erfassungsausgangsstrom-Signal, welches die Flußmenge des Fluids anzeigt.

Durch das Vorsehen der oben erwähnten Stromkorrektur- bzw. Stromkompensationseinrichtung, kann ein Flußsensor der wärmeempfindlichen Art geschaffen werden, dessen Erfassungsausgangsstrom-Signal im wesentlichen unbeeinflußt bleibt von Einflüssen von Spannungsveränderungen oder Spannungsdrifts, die stattfinden in dem Flußsensor der wärmeempfindlichen Art aufgrund der Streuung bzw. der Varianz von Charakteristiken der oben erwähnten Schaltungselemente. Nebenbei kann der Flußsensor der wärmeempfindlichen Art kostengünstig mit gleichbleibenden Charakteristiken unter Verwendung diskreter Schaltungselemente hergestellt werden.

In einem Modus zur Durchführung der Erfindung sollte die Korrektureinrichtung eine Vorrichtung enthalten, um einen Korrekturstartpunkt variabel zu machen, abhängig von der Veränderung der Ausgangsspannung, welche die Durchflußmenge anzeigt.

Mit der oben erwähnten Anordnung, kann der Stromkorrektur- bzw. Stromkompensations-Startpunkt leicht verändert werden, was Vorteile schafft.

In einem weiteren Modus zur Durchführung der Erfindung sollte die Korrektureinrichtung vorzugsweise entworfen sein, um eine Einrichtung zu enthalten, zur Veränderung über der Zunahmegeschwindigkeit des Pegels des Stromsignals, welches aus der Stromausgabeeinrichtung ausgegeben wird, beginnend ab dem Korrekturstartpunkt.

Aufgrund der oben erwähnten Anordnung kann die verlangte Stromcharakteristik leicht verwirklicht werden, was weitere Vorteile schafft.

Gemäß eines weiteren Modus zur Durchführung der Erfindung, sollte die Korrektureinrichtung so entworfen sein, daß der Korrekturstartpunkt eingestellt wird zu einem Zeitpunkt, bei welchem der Pegel der Ausgangsspannung, welcher die Durchflußmenge anzeigt, einen vorbestimmten Referenzspannungswert erreicht oder überschreitet und/oder zu einem Zeitpunkt, bei welchem der Pegel der Ausgangsspannung, welcher die Durchflußmenge anzeigt, niedriger wird als ein vorbestimmter Spannungswert.

Aufgrund der oben erwähnten Anordnung, kann der Stromkorrektur- oder Stromkompensations-Startpunkt einfach verändert werden, was Vorteile schafft.

Bei einem weiteren Modus zur Durchführung der Erfindung, kann eine Vielzahl der Korrekturstartpunkten in Zusammenhang mit der Korrektureinrichtung eingestellt werden.

Mit der oben erwähnten Anordnung, kann sowohl der Korrektur- oder Kompensations-Startpunkt, als auch der Korrektur- bzw. Kompensationsstrom wie verlangt ohne Schwierigkeiten eingestellt werden, was Vorteile schafft.

In einem weiteren Modus zur Durchführung der Erfindung können die Ausgangsschaltung jeweils der Spannung/Strom- Wandelschaltung und der Stromausgabeeinrichtung durch eine Transistorschaltung mit Darlington-Verbindung gebildet werden.

Aufgrund der oben erwähnten Anordnung, können Fehler bzw. Abweichungen des Basisstroms des Transistors aufgrund von Streuungen der Werte und Temperaturcharakteristiken zwischen den Komponenten von Teilen des Flußsensors der wärmeempfindlichen Art verringert werden, was seinerseits bedeutet, daß das Erfassungs-Ausgangsstromsignal mit hoher Treue und Genauigkeit erhalten werden kann.

Bei einem weiteren Modus zur Durchführung der Erfindung sollte die Spannung/Strom-Wandeleinrichtung eine Verstärkungsanpassungs-Einrichtung enthalten, zur Anpassung des Pegels des Erfassungsausgangsstrom-Signals.

Mit der oben erwähnten Anordnung kann die Zahl der Komponententeile verringert werden. Ferner kann der Flußsensor der wärmeempfindlichen Art auf einem Substrat stark reduzierter Größe implementiert werden, was schließlich zur kostengünstigen Implementierung des Flußsensor der wärmeempfindlichen Art in einer verkleinerten Struktur führt, was weitere Vorteile schafft.

Die obigen und weitere Aufgaben, Merkmale und begleitende Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch das Lesen der folgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungen besser verständlich, zusammengenommen mit den beispielhaft dargelegten Zeichnungen.

Im Verlauf der folgenden Beschreibung wird auf die Zeichnungen Bezug genommen, in welchen:

Fig. 1 ein Schaltbild ist, welches eine Schaltungs konfiguration eines Flußsensors der wärmeempfindlichen Art gemäß einer ersten Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 2A bis 2C charakteristische Schaubilder sind, zur Veranschaulichung des Betriebs einer Korrektur- oder Kompensationsschaltung, die eingebaut ist in dem Flußsensor der wärmeempfindlichen Art gemäß der ersten Ausführung der Erfindung, wobei die Fig. 2A eine Ansicht zur Veranschaulichung des Betriebs der Korrekturschaltung in einem ihrer Zustände ist, die Fig. 2B eine Ansicht zur Veranschaulichung des Betriebs der Korrekturschaltung in einem weiteren ihrer Zustände ist, und die Fig. 2G eine Ansicht zur Veranschaulichung des Betriebs der Korrekturschaltung in einem weiteren ihrer Zustände ist;

Fig. 3 ein Schaltbild ist, welches eine Schaltungs konfiguration eines Flußsensors der wärmeempfindlichen Art gemäß einer zweiten Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 4 ein Schaltbild ist, welches eine Schaltungs konfiguration eines Flußsensors der wärmeempfindlichen Art gemäß einer dritten Ausführung der vorliegenden Erfindung zeigt; und

Fig. 5 ein Schaltbild ist, welches einen konventionellen, bekannten Flußsensor der wärmeempfindlichen Art zeigt.

Die vorliegende Erfindung wird nun ausführlich in Zusammenhang mit dem beschrieben, was gegenwärtig als bevorzugte oder typische Ausführung angesehen wird, unter Bezugnahme auf die Zeichnungen.

Ausführung 1

Nun wird eine erste Ausführung der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben, welche ein Schaltbild ist, das eine Schaltungskonfiguration eines Flußsensors der wärmeempfindlichen Art gemäß der ersten Ausführung der Erfindung zeigt. In der Figur umfaßt der nun betrachtete Flußsensor der wärmeempfindlichen Art eine Temperatursteuerschaltung 100 und eine Arithmetik- Verarbeitungsschaltung 200, welche ihrerseits eine Kompensations- oder Korrekturschaltung 300 und eine Ausgabeschaltung 400 enthält, wobei die Ausgabeschaltung 400 eine Spannung/Strom-Wandelschaltung 500 und eine Erfassungsstromsignal-Ausgabeschaltung 600 umfaßt.

Im allgemeinen ist der Flußsensor der wärmeempfindlichen Art gemäß der vorliegenden Ausführung der Erfindung so implementiert, daß eine Erfassungsspannung V_M, welche ausgegeben wird aus der Temperatursteuerschaltung 100 und die Strömungsgeschwindigkeit bzw. Durchflußmenge eines fließenden Fluids anzeigt, einer Spannung-zu-Strom-Umwandlung durch die Spannung/Strom-Wandelschaltung 500 unterzogen wird, wobei ein Strom I₂,welcher aus der zuvor erwähnten Spannungs/Stromwandlung hervorgeht, durch die Kompensations- oder Korrekturschaltung 300 korrigiert oder kompensiert wird, zur Ausgabe eines Ausgangsstromsignals 101, welches die Durchflußmenge mit hoher Treue angibt bzw. wiedergibt, durch die Erfassungsstromsignal-Ausgabeschaltung 600.

Als erstes wird die Temperatursteuerschaltung 100 beschrieben. Wie in Fig. 1 ersichtlich ist, umfaßt die Temperatursteuerschaltung 100 eine Brückenschaltung, welche einen die Durchflußmenge (bzw. Strömungsgeschwindigkeit) erfassenden wärmeempfindlichen Widerstand R_H enthält, einen die Atmosphären- bzw. Umgebungstemperatur erfassenden wärmeempfindlichen Widerstand R_K, einen die Durchflußmenge erfassenden festen Widerstand R_M und einen die Temperatur kompensierenden festen Widerstand R₁, einen Differentialverstärker 101 mit Eingangsanschlüssen, die jeweils mit Verbindungspunkten b und f der Brückenschaltung verbunden sind, einen Transistor 102 und eine Gleichspannungsquelle 103, wie im Fall des konventionellen Flußsensors der wärmeempfindlichen Art.

Genauer gesagt ist der Ausgangsanschluß des Differentialverstärkers 101 mit der Basiselektrode des Transistors 102 verbunden, dessen Emitter mit einem Schaltungspunkt a der Brückenschaltung verbunden ist, während der Kollektor des Transistors 102 mit der positiven bzw. Pluselektrode der Gleichspannungsquelle 103 verbunden ist, deren andere Elektrode auf Erdpotential gelegt ist. Übrigens kann die Gleichspannungsquelle 103 durch eine Batterie gebildet sein, wie sie in einem Kraftfahrzeug eingebaut ist. Der Betrieb der Temperatursteuerschaltung 100 ist bekannt und wurde zuvor in Zusammenhang mit dem konventionellen Flußsensor der wärmeempfindlichen Art beschrieben. Dementsprechend ist eine Wiederholung der Beschreibung nicht notwendig.

Nun wird die Arithmetik-Verarbeitungsschaltung 200 beschrieben. Die Arithmetik-Verarbeitungsschaltung 200 umfaßt die Ausgangsschaltung 400, welche entworfen ist den Strom I₂ auszugeben, durch Spannung-zu-Strom-Umwandlung der Erfassungsspannung V_M, welche die Flußmenge anzeigt, wie sie von der Temperatursteuerschaltung 100 zugeführt wird, und die Korrekturschaltung 300 zur Korrektur bzw. Kompensation des Stroms I₂, der sich aus der Spannung-zu-Strom-Umwandlung ergibt.

Genauer gesagt enthält die Ausgabeschaltung 400 eine Spannung/Strom-Wandelschaltung 500 zur Wandlung der Erfassungsspannung V_M, die von der Temperatursteuerschaltung 100 zugeführt wird und die Durchflußmenge anzeigt, in einen Strom I₂, und eine Erfassungsstromsignal-Ausgabeschaltung 600 zur Ausgabe, als Erfassungsausgabestrom-Signal I₀₁ des Flußsensors der wärmeempfindlichen Art, des Stroms I₂, welcher sich aus der oben erwähnten Spannung-zu-Strom-Umwandlung ergibt und die Durchflußmenge anzeigt, nach der Korrektur oder Kompensation des Stromes I₂ durch die Korrekturschaltung 300.

Die Spannung/Strom-Wandelschaltung 500 enthält einen Operationsverstärker 501, welcher einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß hat, an welchen die Erfassungsspannung V_M mittels eines festen Widerstands 503 angelegt wird. Ein Spannung/Strom-Wandelwiderstand 504 ist eingefügt zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 501 und dem Erdpotential. Ferner ist der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 501 mit der Basis eines Transistors 505 mittels eines festen Widerstands 502 verbunden. Andererseits ist der Emitter des Transistors 505 mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 501 verbunden, während feste Widerstände 605 und 606, die Teile der Erfassungsstromsignal-Ausgabeschaltung 600 bilden, in Reihe zwischen dem Kollektor des Transistors 505 und einem Anschluß der Referenzquellenspannung V_cc angeschlossen sind.

Als nächstes wird der Betrieb der Spannung/Strom- Wandelschaltung 500 beschrieben. Der Operationsverstärker 501, der feste Widerstand 502 und der Transistor 505 arbeiten zusammen, um eine negative Rückkoppelschaltung zu bilden. Somit, wenn das Potential am invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 501 durch V_M' dargestellt wird, gilt der folgende Ausdruck (24).

V_M' = V_M (24).

Das Potential bzw. die Spannung V_M' wird mittels des Spannungs/Strom-Wandelwiderstands 504 in einen Strom I₁ umgewandelt, in Übereinstimmung mit dem folgenden Ausdruck (25):

I₁ = V_M'/R2 = V_M/R₂ (25)

wobei R₂ den Widerstandswert des Spannungs/Strom- Wandelwiderstand 504 darstellt.

Auf diese Weise wird die Erfassungsspannung V_M, welche die Durchflußmenge eines Fluids anzeigt, der Spannungs/Stromwandlung unterzogen, um in einen Erfassungsstrom I₁ umgewandelt zu werden, welcher die Durchflußmenge anzeigt. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß durch Implementierung des Spannungs/Strom-Wandelwiderstands 504 mit dem Widerstandswert R₂ als einem einstellbaren, variablen Widerstand anstelle eines festen Widerstands, es möglich ist gleichzeitig die Spannungs/Stromwandlung und die Verstärkungseinstellung zu bewirken.

Wenn man den Kollektorstrom und den Emitterstrom des Transistors 505 jeweils durch I_c1 und I_e1 darstellt, gilt der folgende Ausdruck (26).

I_c1 ≈ I_e1 = I₁ (26).

Die Erfassungsstromsignal-Ausgabeschaltung 600 enthält einen Operationsverstärker 601, welcher einen nicht-invertierenden Eingangsanschluß hat, welcher mit einem Verbindungspunkt zwischen den festen Widerständen 605 und 606 verbunden ist, wobei dessen invertierender Eingangsanschluß verbunden ist mit dem Anschluß der Referenzquellenspannung V_cc mittels eines festen Widerstand 604. Ferner ist der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 601 mit der Basis eines Transistors 603 mittels eines festen Widerstands 602 verbunden. Andererseits ist der Emitter des Transistors 603 mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 601 verbunden, wobei das Erfassungsstromsignal 101 des Flußsensors der wärmeempfindlichen Art aus dem Kollektor des Transistors 603 ausgegeben wird.

Der Betrieb der Erfassungsstromsignal-Ausgabeschaltung 600 wird nun zum Zwecke der Vereinfachung der Beschreibung ohne Berücksichtigung des Betriebs der Korrekturschaltung 300 beschrieben. Aufgrund der Spannungs/Stromwandlung, welche durch die Spannungs/Strom-Wandelschaltung 500 durchgeführt wird, fließt der Erfassungsstrom I₁, welcher die Durchflußmenge eines Fluids anzeigt, durch den Transistor 505, den festen Widerstand 605 mit einem Widerstandswert R₃ und den festen Widerstand 606 mit einem Widerstandswert R₄. In jenem Fall können die Zwischenanschluß-Spannungen V₁ und V₂, welche an den festen Widerständen 605 und 606 jeweils auftreten, durch die folgenden Ausdrücke (27) und (28) auf Grundlage des Ausdrucks (25) dargestellt werden.

V₁ = V_cc - {(R₃ + R₄)/R₂}×V_M (27)

V₂ = V_cc - (R₃/R₂)×V_M (28).

Da der Operationsverstärker 601, der feste Widerstand 602 und der Widerstand 603 zusammenwirken, um die bereits erwähnte negative Rückkoppelschaltung zu bilden, herrscht ein sogenannter imaginärer Kurzschlußzustand. Folglich, wenn das Potential am invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 601 durch V₂' dargestellt wird, gilt der folgende Ausdruck (29).

V₂' = V₂ (29).

Somit fließt der durch den weiter unten angegebenen Ausdruck (30) gegebene Strom I_o durch einen festen Widerstand 604, welcher einen Widerstandswert R₅.

I_o = (V_cc - V₂)/R₅ = {R₃/(R₂×R₅)}×V_M (30).

Stellt man den Kollektorstrom und Emitterstrom des Transistors 603 jeweils durch I_c2 und I_e2 dar, gilt der folgende Ausdruck (31)

I_c2 ≈ I_e2 =I_o (31).

In Wirklichkeit ist jedoch der durch die festen Widerstände 605 (R₃) und 606 (R₄) fließende Strom als Summe des Erfassungsstroms I₁, welcher die Durchflußmenge angibt, und des Stroms I₂ gegeben, da die Korrekturschaltung 300 vorgesehen ist.

Die Kompensations- oder Korrekturschaltung 300 wird durch Operationsverstärker 301 und 306, Dioden 302 und 307, feste Widerstände 303, 304, 308 und 309, und variable Widerstände 305 und 310 gebildet, welche so miteinander verbunden sind, wie es aus der Figur ersichtlich ist.

Beim Betrieb wird angenommen, daß der Korrekturstrom I₂ zur Korrekturschaltung 300 fließt, wie in Fig. 1 veranschaulicht. Dann werden die Spannungen V₁ und V₂, welche an den festen Widerständen 605 und 606 auftreten, durch die folgenden Ausdrücke (32) und (33) gegeben.

V₁ = V_cc - (R₃ + R₄)×(I₁ + I₂) (32)

V₂ = V_cc - R₃×(I₁ + I₂) (33)

wobei I₁ den Erfassungsstrom darstellt, der von der Durchflußmenge abhängt, und I₂ die Stromkomponente darstellt, welche für die Korrektur verwendet wird und als Kompensations- oder Korrekturstrom bezeichnet wird.

Aus den Ausdrücken (30) und (33) wird der Strom I_o, welcher durch den festen Widerstand 604 fließt, durch den folgenden Ausdruck (34) gegeben:

I_o = (R₃/R₅)×(I₁ + I₂) (34).

An diesem Punkt können die Potentiale oder Spannungen V_r1 und V_r2 an den nicht-invertierenden Eingangsanschlüssen der Operationsverstärker 301 und 306 jeweils durch die folgenden Ausdrücke (35) und (36) gegeben werden:

V_r1 = {R₇/(R₆ + R₇)}×V_cc (35)

V_r2 = {R₉/(R₈ + R₉)}×V_cc (36).

Aufgrund der idealen Diodenverbindungen, jeweils zwischen dem Operationsverstärker 301 und der Diode 302 bzw. zwischen dem Operationsverstärker 306 und der Diode 307, wie in Fig. 1 gezeigt, wird ein Korrekturstrom I₂ zur Korrekturschaltung 300 fließen, welcher die durch die folgenden Ausdrücke (37) und (38) gegebenen Bedingungen erfüllt:

V_r1 = V_r1' (37)

V_r2 = V_r2' (38)

wobei V_r1' und V_r2' jeweils Potentiale an den invertierenden Eingangsanschlüssen der Operationsverstärker 301 und 306 darstellen.

Die Korrektur bzw. Kompensation, welche durch die Korrekturschaltung durchgeführt wird, wird unter Bezugnahme auf die Fig. 2A bis 2C erklärt. Fig. 2A ist eine Ansicht, welche graphisch die V_M-zu-V₁-Charakteristik und V_M-zu-I_o- Charakteristik veranschaulicht, unter der Annahme, daß ein variabler Widerstand 310, welcher einen Widerstandswert R₁₁ hat und in Fig. 1 gezeigt ist, geöffnet wird. Indem die Erfassungsspannung V_M, welche aus der Temperatursteuerschaltung 100 ausgegeben wird, als Parameter genommen wird, kann das Potential V₁ und der Strom I_o (siehe Fig. 1) wie folgt ausgedrückt werden:

V₁ = V_cc - {(R₃ + R₄)/R₂}×V_M
I_o = {R₃/(R₂×R₅)}×V_M.

Die Korrektur des Erfassungsstroms I₁ wird durchgeführt, wobei die nicht-invertierende Eingangsspannung V_r1 in Übereinstimmung mit dem Ausdruck (35) auf die unten beschriebene Weise eingestellt wird.

Wenn V₁ < V_r1, ist die Richtung, in welche der Korrekturstrom I₂ fließt, entgegengesetzt zur Durchlaßrichtung der Diode 302. Dementsprechend kann kein Korrekturstrom fließen. Im Gegensatz dazu, wenn V₁ ≦ V_r1, wie in Fig. 2A gezeigt, stimmt die Richtung des Korrekturstroms I₂ mit der Durchlaßrichtung der Diode 302 überein. Dementsprechend fließt der Korrekturstrom I₂.

Somit wird die Bedingung, welche die Korrektur bzw. Kompensation des Erfassungsstroms erlaubt durch

V₁ ≦ V_r1 (39)

gegeben, wobei V_r1 gegeben ist durch:

V_r1 = V_cc - {(R₃ + R₄)}×V_M (40).

Indem die Erfassungsspannung V_M, welche die durch den Ausdruck (40) gegebene Bedingung erfüllt, als V_M1 bezeichnet wird, kann die Bedingung, welche die Korrektur oder Kompensation ermöglicht, wie folgt ausgedrückt werden:

V_M ≧ V_M1 (41).

Andererseits kann der Korrekturstrom I₂ wie folgt bestimmt werden:

I₂ = (V₁ - V_r1)/R₁₀ (42).

Aus den Ausdrücken (25), (42) und (34), wird der Strom I_o durch den folgenden Ausdruck (43) gegeben:

I_o = {R₃/(R₂×R₅)}×V_M + {R₃/(R₅×R₁₀)} ×(V₁ - V_r1) (43).

Auf der Grundlage der Ausdrücke (35) und (43) kann der Korrekturpunkt einfach eingestellt werden, durch Einstellen des Verhältnisses der Spannungsteilung, welche durch den festen Widerstand 303 (R₆) und den festen Widerstand 304 (R₇) bewirkt wird, während der Korrekturstrom I₂ mittels des variablen Widerstands 305 (R₁₀) einfach eingestellt werden kann.

Fig. 2B ist eine Ansicht, welche graphisch die V_M-zu-V₁- Charakteristik und die V_M-zu-I_o-Charakteristik veranschaulicht, unter der Annahme, daß der variable Widerstand 305, welcher einen widerstandswert R₁₀ hat und in Fig. 1 gezeigt ist, geöffnet wird. Indem die Erfassungsspannung V_M als Parameter genommen wird, kann das Potential V₁ und der Strom I_o wie folgt ausgedrückt werden:

V₁ = V_cc - {(R₃ + R₄)}×V_M
I_o = {R₃/(R₂×R₅)}×V_M.

Die Korrektur des Erfassungsstrom I₁ wird durchgeführt, wobei die nicht-invertierende Eingangsspannung V_r2 in Übereinstimmung mit dem Ausdruck (36) auf die unten beschriebene Weise eingestellt wird.

Wenn V₁ < V_r2, ist die Richtung, in welcher der Korrekturstrom I₂ fließt, entgegengesetzt zur Durchlaßrichtung der Diode 307. Dementsprechend kann kein Korrekturstrom fließen. Im Gegensatz dazu, wenn V₁ ≧ V_r2, wie in Fig. 2B gezeigt, stimmt die Richtung des Korrekturstroms I₂ mit der Durchlaßrichtung der Diode 307 überein. Dementsprechend fließt der Korrekturstrom I₂.

Somit wird die Bedingung, welche die Korrektur des Erfassungsstroms ermöglicht, gegeben durch

V₁ %V Vr₂ (44)

wobei V_r2 gegeben ist durch

V_r2 = V_cc - {(R₃ + R₄)/R₂}×V_M (45).

Indem die Erfassungsspannung V_M, welche die durch den Ausdruck (45) gegebene Bedingung erfüllt, als V_M2 dargestellt wird, kann die Bedingung, welche die Korrektur ermöglicht, wie folgt ausgedrückt werden:

V_M ≦ V_M2 (46).

Andererseits kann der Korrekturstrom I₂ wie folgt bestimmt werden:

I₂ = (V₁ - V_r2)/R₁₁ (47).

Aus den Ausdrücken (25), (47) und (34) wird der Strom I_o durch den folgenden Ausdruck (48) gegeben:

I_o = {R₃/(R₂×R₅)}×V_M + {R₃/(R₅×R₁₁)} ×(V₁ - Vr₂) (48).

Aus den Ausdrücken (36) und (48) kann der Korrekturpunkt leicht eingestellt werden durch Einstellen des Verhältnisses der Spannungsteilung, welche durch den festen Widerstand 308 (R₈) und den festen Widerstand 309 (R₉) bewirkt wird, während der Korrekturstrom I₂ mittels des variablen Widerstands 310 (R₁₁) leicht eingestellt werden kann.

Fig. 2C ist ein Schaubild, welches grafisch die V_M-zu-V₁- Charakteristik und die V_M-zu-I_o-Charakteristik veranschaulicht, wenn die beiden in den Fig. 2A und 2B veranschaulichten Korrekturen gleichzeitig durchgeführt werden. In diesem Fall kann der Korrekturpunkt und der Strom für die Korrektur oder Kompensation des Erfassungssignals leicht eingestellt werden, wie aus der im Zusammenhang mit den Fig. 2A und 2B durchgeführten Beschreibung leicht hervorgeht.

Ausführung 2

Gemäß der Lehre der vorliegenden Erfindung, verwirklicht in deren zweiten Ausführung, wird vorgeschlagen, den Transistor 505 und den Transistor 603, welche jeweils einen Teil der Spannung/Strom-Wandelschaltung 500 bzw. der Erfassungsstromsignal-Ausgabeschaltung 600 bilden, jeweils in der Form von Darlington-Transistorschaltungen 603A und 505A zu implementieren, wie in Fig. 3 gezeigt. Mit einer solchen Schaltungsanordnung kann ein großer Stromverstärkungsfaktor zur Verfügung gestellt werden. Dies bedeutet seinerseits, daß Fehler aufgrund von Streuung bzw. Ungleichheiten unter den Komponententeilen und aufgrund von Variationen der Basisströme aufgrund von Temperaturcharakteristiken der Transistoren unterdrückt werden können, wodurch das Ausgabesignal des Flußsensors der wärmeempfindlichen Art mit hoher Genauigkeit und Zuverlässigkeit erhalten werden kann.

Ausführung 3

In dem Flußsensor der wärmeempfindlichen Art gemäß einer dritten Ausführung der vorliegenden Erfindung werden die elektronischen Teile, welche die ideale Diodenschaltungen bilden, unter Verwendung von Basisemitter-Übergängen (PN- Übergängen) von Transistoren 302A und 307A implementiert. Aufgrund dieser Anordnung wird es unnötig, Dioden mit identischer Charakteristik zu verwenden. In anderen Worten, die idealen Diodenschaltungen können unter Verwendung von diskreten Teilen implementiert werden, was seinerseits bedeutet, daß die Herstellungskosten für den Flußsensor der wärmeempfindlichen Art verringert werden können, was einen weiteren Vorteil schafft.

Viele Modifikationen und Variationen der vorliegenden Erfindung sind im Lichte der obigen Techniken möglich. Es versteht sich, daß diese Erfindung innerhalb des Umfangs der angehängten Ansprüche anders umgesetzt werden kann als es ausdrücklich beschrieben wurde.

Claims

1. Flußsensor der wärmeempfindlichen Art, umfassend:
eine Flußmengen-Erfassungseinrichtung (100), welche in Zusammenhang mit einem Durchgang angeordnet ist, durch welchen ein Fluid fließt, zur Erfassung einer Durchflußmenge des Fluids, um dadurch eine Spannung (V_M) eines Pegels auszugeben, welcher die Durchflußmenge anzeigt,
eine Spannung-zu-Strom-Wandeleinrichtung (500) zur Umwandlung der Ausgangsspannung der Flußmengen- Erfassungeinrichtung in einen Strom (I₁),
eine Korrektureinrichtung (300) zur Korrektur eines Pegels eines Stromsignals (12), welches aus der Spannung-zu- Strom-Wandeleinrichtung (500) ausgegeben wird als Pegel der Ausgangsspannung (V_M), welche die Flußmengenveränderungen anzeigt, und
eine Stromausgabeeinrichtung (600) zur Ausgabe eines Stromsignals (101), welches durch die Korrektureinrichtung (100) korrigiert wurde, als ein Erfassungsausgangsstrom- Signal, welches die Flußmenge des Fluids anzeigt.

2. Flußsensor der wärmeempfindlichen Art nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (300) eine Einrichtung (303, 304; 308, 309) enthält, um einen Korrekturstartpunkt variabel zu machen, abhängig von der Veränderung der Ausgangsspannung (V_M), welche die Durchflußmenge angibt.

3. Flußsensor der wärmeempfindlichen Art nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (300) eine Einrichtung (301, 302, 305; 306, 307, 310) enthält, zur Veränderung über die Zunahmegeschwindigkeit des Pegels des Stromsignals, welches aus der Stromausgabeeinrichtung (600) ausgegeben wird, startend ab dem Korrekturstartpunkt.

4. Flußsensor der wärmeempfindlichen Art nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (300) so entworfen ist, daß der Korrekturstartpunkt eingestellt wird zu einem Zeitpunkt, an welchem der Pegel der Ausgangsspannung, welche die Durchflußmenge anzeigt, einen vorbestimmten Referenzspannungswert erreicht oder überschreitet, und/oder zu einem Zeitpunkt, an welchem der Pegel der Ausgangsspannung, welche die Durchflußmenge anzeigt, niedriger wird als ein voreingestellter Referenzspannungswert.

5. Flußsensor der wärmeempfindlichen Art nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vielzahl der Korrekturstartpunkte in Zusammenhang mit der Korrektureinrichtung eingestellt werden.

6. Flußsensor der wärmeempfindlichen Art nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Ausgabeschaltung der Spannung-zu-Strom-Umwandlungseinrichtung (500) und der Stromausgabeeinrichtung (600) durch eine Transistorschaltung in Darlington-Verbindung gebildet wird.

7. Flußsensor der wärmeempfindlichen Art nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung-zu-Strom- Umwandlungseinrichtung (500) eine Verstärkungseinstell- Einrichtung (504) enthält, zur Einstellung des Pegels des Erfassungsausgabestrom-Signals (I₀₁).