DE19750413A1 - Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode (IGBT) - Google Patents
Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode (IGBT)Info
- Publication number
- DE19750413A1 DE19750413A1 DE19750413A DE19750413A DE19750413A1 DE 19750413 A1 DE19750413 A1 DE 19750413A1 DE 19750413 A DE19750413 A DE 19750413A DE 19750413 A DE19750413 A DE 19750413A DE 19750413 A1 DE19750413 A1 DE 19750413A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- base
- regions
- source regions
- region
- doped
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 7
- 230000000149 penetrating effect Effects 0.000 claims 1
- 238000001465 metallisation Methods 0.000 description 9
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000005530 etching Methods 0.000 description 3
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000012447 hatching Effects 0.000 description 1
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 1
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000037230 mobility Effects 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 1
- 229910021420 polycrystalline silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 229920005591 polysilicon Polymers 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 238000009738 saturating Methods 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
- H01L29/70—Bipolar devices
- H01L29/72—Transistor-type devices, i.e. able to continuously respond to applied control signals
- H01L29/739—Transistor-type devices, i.e. able to continuously respond to applied control signals controlled by field-effect, e.g. bipolar static induction transistors [BSIT]
- H01L29/7393—Insulated gate bipolar mode transistors, i.e. IGBT; IGT; COMFET
- H01L29/7395—Vertical transistors, e.g. vertical IGBT
- H01L29/7396—Vertical transistors, e.g. vertical IGBT with a non planar surface, e.g. with a non planar gate or with a trench or recess or pillar in the surface of the emitter, base or collector region for improving current density or short circuiting the emitter and base regions
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
- H01L29/70—Bipolar devices
- H01L29/72—Transistor-type devices, i.e. able to continuously respond to applied control signals
- H01L29/739—Transistor-type devices, i.e. able to continuously respond to applied control signals controlled by field-effect, e.g. bipolar static induction transistors [BSIT]
- H01L29/7393—Insulated gate bipolar mode transistors, i.e. IGBT; IGT; COMFET
- H01L29/7395—Vertical transistors, e.g. vertical IGBT
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Ceramic Engineering (AREA)
- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Bipolar Transistors (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet Leistungshalbleitertechnologie. Sie geht aus von
einem Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode (IGBT) gemäß dem Oberbegriff des
ersten Anspruchs.
Ein solcher IGBT wird beispielsweise in den Europäischen Patentanmeldungen EP 0 690 512 A1
und EP 0 615 293 A1 beschrieben. Ein gattungsgemäßer IGBT umfaßt in einem
Halbleiterkörper zwischen einer ersten Hauptfläche und einer zweiten Hauptfläche ein p-
Gebiet, eine n-Basis und eine Mehrzahl von IGBT-Einheitszellen mit einer wannenförmigen p-
Basis, in welche n-dotierte Sourcegebiete eingelassen sind, wobei die n-Basis zwischen zwei
Einheitszellen an die zweite Hauptfläche dringt. Eine Steuerelektrode wird durch eine leitende
Schicht gebildet, die isoliert über der zweiten Hauptfläche angeordnet ist und Kanalgebiete,
welche durch die zwischen den Sourcegebieten und der n-Basis an die zweite Hauptfläche
dringende p-Basis gebildet werden, überdeckt. Eine erste Hauptelektrode, die die p-Basis und
die Sourcegebiete kontaktiert, und eine zweite Hauptelektrode, die das p-Gebiet kontaktiert,
werden durch entsprechende Metallisierungen gebildet.
Beim Design von solchen IGBTs für Hochspannungsanwendungen besteht ein Hauptproblem
darin, daß neben allen anderen Anforderungen wie schnelles Einschalten, niedrige
Durchlaßverluste usw. auch noch die Kurzschlußfestigkeit bis zu einer maximalen Spannung
erzielt werden soll. In der EP 0 615 293 wird dieses Ziel dadurch zu erreichen versucht, daß
Kanalgebiete mit einer hohen Schwellspannung zwischen die konventionellen Gebiete
eingeschaltet werden. In der EP 0 690 512 wird Analoges durch Variation der Kanallänge
erzielt.
Aus dem US Patent No. 5,173,435 ist außerdem bekannt, die Latch-Up-Festigkeit eines
IGBTs dadurch zu erhöhen, daß der Bahnwiderstand der p-Basis verkleinert wird. Dies wird
nach der in diesem Patent offenbarten Lehre durch einen geätzten Graben im Bereich der p-
Basis erzielt.
Aus der Europäischen Patentanmeldung EP 0 433 825 ist eine andere Art der Beeinflussung
von Bahnwiderständen bekannt. In diesem Dokument, im übrigen desselben Erfinder wie die
vorliegende Anmeldung, wird ein nichtlinearer, sättigender Emitter-Ballastwiderstand in ein
GTO oder einen MCT integriert, um eine erhöhte Festigkeit gegen Stromfilamentierung zu
erreichen.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen IGBT anzugeben, der eine hohe Kurzschlußfestigkeit und
gleichzeitig eine hohe Latch-Up-Festigkeit aufweist, der aber dennoch möglichst einfach
herzustellen ist. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst.
Kern der Erfindung ist es also, den Emitter-Ballast-Widerstand der Sourcegebiete so groß zu
wählen, daß eine Potentialdifferenz Vb-Vs zwischen einem Potential Vb der p-Basis und
einem Potential Vs der Sourcegebiete kleiner oder höchstens gleich wie das eingebaute
Potential Vbi des durch die p-Basis und die Sourcegebiete gebildeten PN-Überganges ist.
Der Emitter-Ballast-Widerstand kann nach der Erfindung auf verschiedene Arten beeinflußt
werden. In einer ersten, planaren Realisierung kommt der hohe Emitter-Ballast-Widerstand
durch eine niedrige n-Dotierung der Fortsetzung der n+ Regionen der Sourcegebiete zustande.
Außerdem erreicht man einen hohen Emitter-Ballast-Widerstand durch eine vergleichsweise
große Länge der Sourcegebiet. In einer zweiten Realisierung erreicht man einen hohen
Emitter-Ballast-Widerstand durch eine partielle Anätzung der Sourcegebiete. Auf diese Weise
wird die Dicke der Sourcegebiete stellenweise reduziert, wodurch sich der hohe Emitter-
Ballast-Widerstand einstellt.
Dasselbe Ziel wird in einem dritten Ausführungsbeispiel dadurch erreicht, daß pro
Einheitszelle eine weitere MOSFET-Struktur vorgesehen wird. Diese MOSFET-Struktur
ergänzt die Sourcegebiete. Sie umfaßt eine n+ dotierte Insel zwischen den Sourcegebieten
und den Bereichen, in denen die p-Basis von der zweiten Hauptelektrode kontaktiert wird.
Zwischen den n+ Inseln und den Sourcegebieten tritt die p-Basis an die zweite Hauptfläche
und bildet somit ein n-Kanalgebiet. Die Leitfähigkeit dieses n-Kanalgebietes kann durch eine
zusätzliche Steuerelektrode, welche isoliert darüber angeordnet ist, beeinflußt werden. Ein
spezielle Variante dieser Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, daß die
Steuerelektrode der MOSFET-Struktur und die zweite Hauptelektrode miteinander verbunden
sind.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den entsprechenden abhängigen
Ansprüchen.
Der Vorteil des erfindungsgemäßen IGBTs besteht insbesondere darin, daß durch das Vorsehen
eines hohen Emitter-Ballast-Widerstandes eine hohe Kurzschlußfestigkeit und gleichzeitig
eine hohe Latch-Up-Festigkeit des Bauteils erreicht wird. Wird die erfindungsgemäße
Maßnahme noch mit der aus dem Stand der Technik bekannten Maßnahme der Reduktion
des p-Basis Bahnwiderstandes kombiniert, erreicht man einen IGBT mit optimalen
Eigenschaften.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen im Zusammenhang mit
den Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 Eine Einheitszelle eines erfindungsgemäßen IGBTs nach einer ersten
Ausführungsform;
Fig. 2 Eine Einheitszelle eines erfindungsgemäßen IGBTs nach einer zweiten
Ausführungsform;
Fig. 3 Eine Einheitszelle eines erfindungsgemäßen IGBTs nach einer dritten
Ausführungsform;
Fig. 4 Eine Einheitszelle eines erfindungsgemäßen IGBTs nach einer vierten
Ausführungsform;
Fig. 5 Eine Einheitszelle eines erfindungsgemäßen IGBTs nach einer fünften
Ausführungsform;
Fig. 6 Eine Einheitszelle eines erfindungsgemäßen IGBTs nach einer sechsten
Ausführungsform;
Fig. 7 Eine Einheitszelle eines erfindungsgemäßen IGBTs nach einer siebten
Ausführungsform.
Die in den Zeichnungen verwendeten Bezugszeichen und deren Bedeutung sind in der
Bezugszeichenliste zusammengefaßt aufgelistet. Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche
Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Fig. 1 zeigt einen Ausschnitt eines erfindungsgemäßen IGBTs. Dargestellt ist im Schnitt ein
Teil einer Einheitszelle des IGBTs. Solche Einheitszellen sind in einem IGBT in einer Vielzahl
in Parallelschaltung vorgesehen. P dotierte Gebiete sind in den Figuren von links oben nach
rechts unten einfach schraffiert, n dotierte Gebiete von links unten nach rechts oben. Die
Dichte der Schraffur kann als prinzipieller Hinweis über die Dotierungsstärke angesehen
werden. Mit kleinen waagrechten Strichen sind Metallisierungen schraffiert. Eine Einheitszelle
ist wie folgt aufgebaut: In einem Halbleiterkörper 1 sind zwischen einer ersten Hauptfläche 2
und einer zweiten Hauptfläche 3 eine Mehrzahl von unterschiedlich dotierten Schichten und
Regionen ausgebildet. Von der ersten Hauptfläche her folgt zunächst ein p-Gebiet 4. Daran
anschließend ist eine n-Basis 5 vorgesehen. In der n-Basis 5 ist eine Vielzahl von
wannenförmigen p-Basisgebieten 6 vorgesehen. Die wannenförmigen p-Basisgebiete sind
ihrerseits mit n-dotierten Sourcegebieten 7 ausgestattet. Die n-dotierten Sourcegebiete können
randseitig eine n+ dotierte Region 12 aufweisen. Zwischen zwei Einheitszellen tritt die n-Basis
5 an die zweite Hauptfläche 3. Die p-Basis 6 tritt erstens in einem Kanalgebiet 9, das zwischen
den Sourcegebieten 7 und der n-Basis 5 liegt, an die zweite Hauptfläche und zweitens auf der
anderen Seite der Sourcegebiete 7. Im letztgenannten Bereich werden die p-Basis 6 und das
Sourcegebiet 7 von einer eine zweite Hauptelektrode 11 bildenden Metallisierung kontaktiert.
Im Bereich des Kanalgebietes 9 ist eine isoliert angeordnete Steuerelektrode 8 vorgesehen.
Die Isolation von dem Halbleiterkörper wird durch eine Isolation 16 gewährleistet. Mittels
Anlegen einer geeigneten Spannung an die Steuerelektrode 8 bildet sich in dem Kanalgebiet 9
ein Inversionskanal aus, und der Stromfluß durch das Bauelement kann in bekannter Weise
gesteuert werden.
Emitter-Ballast-Widerstände beeinflussen die Ströme in MOS gesteuerten Bauelementen
durch den aus der Theorie bekannten Substrat-Steuereffekt. Hierunter versteht
man die Abhängigkeit der Schwellspannung des MOSFETs von der
Substratspannung. Beim IGBT beeinflußt die Schwellspannung wiederum
maßgeblich die Höhe des Kollektor-Emitter Stroms. Die für MOSFETs und
IGBTs gültige Beziehung für die Schwellspannung Vth zeigt den Einfluß der
Potentiale der n+ Source (Vs) und des Substrats (Vb). Im allgemeinen erhöht die
Substratspannung die Sperrpolung der Sourcegebiete. Die erhöhte Dicke der
Raumladungszone sowie die darin enthaltene Raumladung sind die Ursache für
den Anstieg der Schwellspannung bei MOSFETs. Beim IGBT stellen sich die
Potentiale Vs von n+ Source (oder n+ Emitter) und Vb des Substrates (d. h. der p-
Basis 6 im Bereich des MOS Kanals) entsprechend den Elektronen- und
Löcherkomponenten des fließenden Gesamtstroms und den Bahnwiderständen
(rn+source für die n+ Source, rp-well für die p-Basis unterhalb der Sourcegebiete 6)
ein. Die Kathodenmetallisierung bewirkt den Kurzschluß von p-Basis 6 und
Sourcegebieten 12 bzw. 7.
Die Sperrpolung von den n+ Sourcegebieten zur p-Basis entspricht dem
sogenannten built-in Potential
Typische Werte liegen bei
Raumtemperatur bei etwa 600 mV bis 700 mV. Bei hochdotierten n+
Sourcegebieten erzeugt der Elektronenstrom nur einen vernachlässigbar kleinen
Anstieg des Potentials Vs. Durch die wesentlich niedrigere Dotierung der p-Basis
hebt der Löcherstrom das Potential des Substrates auf positive Werte an. Die
Potentialdifferenz Vb-Vs wirkt somit effektiv als Flußpolung des PN-Übergangs
zwischen den Sourcegebieten und der p-Basis am sourceseitigen Ende des
Kanalgebietes 9. Wird diese Potentialdifferenz ebenso groß wie das built-in
Potential Vbi, so setzt Injektion ein und der IGBT verliert bei diesem latch-up die
Steuerbarkeit über das Gate. Latch-up ereignet sich im allgemeinen bei hohen
Werten der Kollektor-Emitter Spannung oder mit anderen Worten in der
Sättigung. Bei kleinen Sättigungsspannungen kann man ausgehend von der
Quasineutralitätsbedingung (Elektronendichte = Löcherdichte) das Verhältnis
von Elektronen- und Löcherstrom durch die respektiven Beweglichkeiten
beschreiben. Weiterhin kann man in grober Näherung annehmen, daß sich die
Stromkomponenten auch im Kanalbereich nicht wesentlich ändern. Somit kann
folgende Beziehung hergeleitet werden:
Anhand dieser Beziehung ist erkennbar, daß eine Erhöhung des Emitter-
Ballast-Widerstandes die Vorwärtspolung verringert und damit die kritische
Stromdichte für Latch-up sehr effektiv erhöht. Es zeigt sich ebenfalls, daß der
gleiche Effekt durch die Reduktion des p-Basis-Bahnwiderstandes erreicht wird.
In der Praxis ist genau dieser Weg in den meisten Fällen befolgt worden (siehe
z. B. den eingangs genannten Stand der Technik).
In Abkehr vom Stand der Technik geht die Erfindung einen anderen Weg: Statt
den p-Basis-Bahnwiderstand zu reduzieren, wird der Emitter-Ballast-
Widerstand erhöht. Dies bewirkt eine Verbesserung der Kurzschlußfähigkeit
auf dreifache Weise:
- - kleinere Sättigungsströme durch reduzierte effektive Drainspannung,
- - kleinere Sättigungsströme durch erhöhte effektive Schwellspannung und
- - reduzierte kritische Vorwärtspolung des n+source zu p-Wannen Übergangs.
Im folgenden werden einige Maßnahmen angegeben, wie der erhöhte Emitter-
Ballast-Widerstand realisiert werden kann:
Ein erster Punkt zielt darauf, einen Source-zu-p-Basis-Übergang mit hoher n+ Dotierung der Sourcegebiete und auch mit maximaler Barrierenhöhe mit einem integrierten Emitter-Ballast Widerstand zu verbinden. Hierbei ist wesentlich, daß die hohe Barriere nur am sourceseitigen Kanalende benötigt wird, wo sich im Normalfall auch der Latch-up ereignet. Eine erste planare Realisierung ist in Fig. 1 dargestellt. Kanalseitig ist eine höher dotierte n+ Region 12 vorgesehen. Hier kommt der hohe Bahnwiderstand durch eine niedrige n-Dotierung des weiteren Sourcegebietes 7 zustande. Die geforderte Dotierung wird für die n+ Region 12 im Bereich von größer als 1020 cm-3 und für das Sourcegebiet 7 im Bereich von kleiner oder gleich 1018 cm-3 gewählt.
Ein erster Punkt zielt darauf, einen Source-zu-p-Basis-Übergang mit hoher n+ Dotierung der Sourcegebiete und auch mit maximaler Barrierenhöhe mit einem integrierten Emitter-Ballast Widerstand zu verbinden. Hierbei ist wesentlich, daß die hohe Barriere nur am sourceseitigen Kanalende benötigt wird, wo sich im Normalfall auch der Latch-up ereignet. Eine erste planare Realisierung ist in Fig. 1 dargestellt. Kanalseitig ist eine höher dotierte n+ Region 12 vorgesehen. Hier kommt der hohe Bahnwiderstand durch eine niedrige n-Dotierung des weiteren Sourcegebietes 7 zustande. Die geforderte Dotierung wird für die n+ Region 12 im Bereich von größer als 1020 cm-3 und für das Sourcegebiet 7 im Bereich von kleiner oder gleich 1018 cm-3 gewählt.
Für möglichst hohe Emitter-Ballast-Widerstände kann die n-Dotierung der
Sourcegebiete 7 so niedrig gewählt werden, daß bei der Metallisierung kein
ohmscher Kontakt mehr zustande kommt. Mit der Variante nach Fig. 2 wird
dieses Problem gelöst: Hier ist auf der Seite des Kathodenkontaktes ebenfalls
eine höher dotierte n+ Region 12 vorgesehen, die einen guten ohmschen Kontakt
zu der zweiten Hauptelektrode gewährleistet.
Die Forderung nach einem möglichst hohen integrierten Emitter-Ballast-
Widerstand kann auch durch eine vergleichsweise große Distanz zwischen den
beiden hochdotierten Randgebieten 12 der Sourcegebiete, wie in Fig. 2
dargestellt, erreicht werden. Gute Ergebnisse wurden mit Abständen zwischen
den randseitigen n+ Regionen 12 im Bereich von 2 µm bis 5 µm erzielt. Dies
erhöht aber auch den Bahnwiderstand der p-Wanne 6 unterhalb der Source 7.
Dieser Bahnwiderstand sollte aber für eine hohe latch-up Festigkeit so klein wie
möglich sein. Nach Fig. 3 kann der Emitter-Ballast Widerstand durch eine
partielle Ätzung des niedrig dotierten Sourcegebiets 7 gesteigert werden, um
somit die Erhöhung der Länge zu umgehen. Mit dieser Anätztechnik ist es sogar
denkbar, die beiden Ziele Barrierenhöhe und Ballastwiderstand mit nur einer
einzigen Dotierung der Sourcegebiet 7 zu erzielen (siehe Fig. 4).
Eine weitere Möglichkeit zur Realisierung des erfindungsgemäßen Zieles
besteht darin, den Ballastwiderstand als nichtlinearen Widerstand in Form
eines weiteren seriellen MOSFETs zu integrieren. Diese Variante hat
insbesondere bezüglich des geforderten Platzbedarfs große Vorteile. Die Idee
soll zunächst mit Hilfe von Fig. 5 transparent gemacht werden. Betrachtet
wird wieder die p-Wanne 6 eines planaren IGBTs. Das Sourcegebiet wird nun
ergänzt durch einen seriellen planaren MOSFET. Die MOSFET-Struktur
umfaßt eine n+ dotierte Insel 13, die zwischen der n+ Region 12 des
Sourcegebietes und dem Bereich der p-Basis 6, in welchem die p-Basis von der
zweiten Hauptelektrode 11 kontaktiert ist, vorgesehen ist. Die Steuerelektrode
17 der zusätzlichen MOSFET-Struktur kann als zweites IGBT-Gate aus der
gleichen Polysilizium-Schicht geformt werden wie die Steuerelektrode 8. Die n+
Insel dieses MOSFETs ist mit der Kathodenmetallisierung 11 verbunden. Die
Oberfläche der p-Basis, die zwischen den n+ Inseln 13 und den n+ Regionen 12
an die zweite Hauptfläche dringt, wirkt als n-Typ Inversionskanal. Das
Draingebiet der MOSFET-Struktur ist nicht kontaktiert und wird durch die n+
Region für den eigentlichen, schaltenden IGBT Kanal 9 gebildet. Nach
numerischen Simulationen reichen bereits wenige Zehntel µm als Kanallänge
für den seriellen MOSFET. Der durch den MOSFET gebildete steuerbare
Ballastwiderstand kann mit der heutigen Technik in extrem kompakter Form
integriert werden. Die Steuerbarkeit über das zweite Gate 17 bringt einen
prinzipiellen Vorteil: koppelt man die Ansteuerung des zweiten Gates mit einer
Strommessung, so kann beim Überschreiten eines kritischen Stroms die
Gatespannung an der zweiten Steuerelektrode 17 reduziert und damit der
Ballastwiderstand erhöht werden. Dagegen kann beim normalen Einschalten
aus einem Blockierzustand mit voller oder sogar erhöhter Gatespannung an der
zweiten Steuerelektrode 17 gearbeitet werden. Der Vorteil besteht darin, daß je
nach Betriebszustand eine optimale IGBT Charakteristik angeboten werden
kann.
Beim hier diskutierten Einschalten hätte dieser IGBT einen kleinen
Ballastwiderstand, also entsprechend hohe Sättigungsströme. Diese
Eigenschaft, die im Kurzschlußfall katastrophale Folgen hat, wirkt sich aber
beim Einschalten vorteilhaft auf kurze Einschaltzeiten und kleine
Einschaltverluste aus. Eine auf einfachere Weise realisierbare Variante zeigt
Fig. 6: Hier werden die beiden hochdotierten n+ Gebiete 12 und 13 wieder
durch ein niedrigdotiertes Verbindungsgebiet 14 verbunden. Die Funktionalität
bleibt bis auf eine Verschiebung der Schwellspannung erhalten. Mit Vgate-source2 =
Vgs2 = 0 V fließt wegen Vth2 < 0 V noch Strom. Somit kann der IGBT auch bei
einem Kurschluß des zweiten Gates 17 mit der Steuerelektrode 8 betrieben
werden. Das heißt, daß der Sättigungsstrom schon mit Null Volt am zweiten
Gate 17 drastisch reduziert (etwa 20 bis 40%) werden kann.
Demzufolge bietet es sich an, auf die zwar attraktiven, aber doch recht
komplexen Steuer- und Kontrollmöglichkeiten der zweiten Steuerelektrode 17
zu verzichten und diese fest zu verdrahten, so daß sich permanent Vgs2 = 0 V
einstellt. Das Potential von Null Volt steht durch die Kathodenmetallisierung 11
in unmittelbarer Nähe zur Verfügung. Man kann sogar die Kathode 11 selbst als
zweite Steuerelektrode 17 verwenden wie in Fig. 7 geschehen. Das Gateoxid
des seriellen MOSFETs kann die gleiche Dicke wie das Oxid 16 des Hauptgates
8 besitzen.
Insgesamt ergibt sich mit den erfindungsgemäßen Maßnahmen ein IGBT, der
schnell geschaltet werden kann, niedrige Durchlaßverluste aufweist und
unempfindlich gegen Latch-up und sehr kurzschlußfest ist. Im Gegensatz zum
Stand der Technik wird dieses Ziel durch die Erhöhung des Emitter-Ballast-
Widerstandes erreicht.
1
Halbleiterkörper
2
erste Hauptfläche
3
zweite Hauptfläche
4
p-Gebiet
5
n-Basis
6
p-Basis
7
Sourcegebiet
8
Steuerelektrode
9
Kanalgebiet
10
erste Hauptelektrode/Metallisierung
11
zweite Hauptelektrode/Metallisierung
12
n+ Region der Sourcegebiete
13
n+ Insel der MOSFET-Struktur
14
Verbindungsgebiet
15
MOSFET-Steuerelektrode
16
Steuerelektrodeisolation
17
Steuerelektrode der MOSFET-Struktur
Claims (9)
1. Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode (IGBT) umfassend
- (a) in einem Halbleiterkörper (1) zwischen einer ersten Hauptfläche (2) und einer zweiten Hauptfläche (3) ein p-Gebiet (4), eine n-Basis (5) und eine Mehrzahl von IGBT-Einheitszellen mit einer wannenförmigen p-Basis (6), in welche n-dotierte Sourcegebiete (7) eingelassen sind, wobei die n-Basis (5) zwischen zwei Einheitszellen an die zweite Hauptfläche (3) dringt;
- (b) eine Steuerelektrode (8), die isoliert über der zweiten Hauptfläche (3) angeordnet ist und Kanalgebiete (9) überdeckt, wobei die Kanalgebiete (9) durch die zwischen den Sourcegebieten (7) und der n-Basis (5) an die zweite Hauptfläche dringende p-Basis (6) gebildet werden;
- (c) eine erste Hauptelektrode (10) die das p-Gebiet kontaktiert (4), und eine zweite
Hauptelektrode (11), die die p-Basis (6) und die Sourcegebiete (7) kontaktiert;
dadurch gekennzeichnet, daß - (d) die Sourcegebiete (7) einen Emitter-Ballast-Widerstand bilden, der so groß ist, daß eine Potentialdifferenz Vb-Vs zwischen einem Potential Vb der p-Basis (6) und einem Potential Vs der Sourcegebiete (7) kleiner oder höchstens gleich wie das eingebaute Potential Vbi des durch die p-Basis (6) und den Sourcegebieten (7) gebildeten PN-Überganges ist.
2. IGBT nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sourcegebiete (7) eine
stark dotierte, den Kanalgebieten (9) benachbarte n+ Region (12) umfassen und
daß die Sourcegebiete (7) gegen die von der zweiten Hauptelektrode kontaktierte
Region hin ein geringe Dotierung kleiner oder gleich 1018 cm-3 aufweisen.
3. IGBT nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sourcegebiete (7)
randseitig gegen die zweite Hauptelektrode (11) eine weitere höher dotierte n+
Region (12) aufweisen.
4. IGBT nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Abstand zwischen den
höher dotierten n+ Regionen (12) mindestens 2 µm beträgt.
5. IGBT nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sourcegebiete (7) und
die p-Basis (6) bereichsweise angeätzt sind.
6. IGBT nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß pro Einheitszelle eine
MOSFET-Struktur vorgesehen ist, die zwischen einer stark dotierten, den
Kanalgebieten (9) benachbarten n+ Region (12) der Sourcegebiete (7) und dem
Bereich, in dem die p-Basis (6) von der zweiten Hauptelektrode (11) kontaktiert
wird, angeordnet ist und die eine n+ dotierte Insel (13) umfaßt.
7. IGBT nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die n+ Regionen (12) und
die n+ dotierten Inseln (13) über ein dazwischen angeordnetes, schwach n-dotiertes
Verbindungsgebiet (14) verbunden sind.
8. IGBT nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die MOSFET-
Struktur eine eigene Steuerelektrode (17) umfaßt, die über den n+ Inseln (13), der
zwischen den n+ Inseln (13) und den n+ Regionen (12) Sourcegebiete an die
zweite Oberfläche dringenden p-Basis (6) oder dem Verbindungsgebiet (14) und
über den n+ Regionen (12) angeordnet ist.
9. IGBT nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerelektrode (17) der
MOSFET-Struktur mit der zweiten Hauptelektrode (11) verbunden ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19750413A DE19750413A1 (de) | 1997-11-14 | 1997-11-14 | Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode (IGBT) |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19750413A DE19750413A1 (de) | 1997-11-14 | 1997-11-14 | Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode (IGBT) |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19750413A1 true DE19750413A1 (de) | 1999-05-20 |
Family
ID=7848685
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19750413A Withdrawn DE19750413A1 (de) | 1997-11-14 | 1997-11-14 | Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode (IGBT) |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE19750413A1 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1209752A1 (de) * | 2000-05-22 | 2002-05-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Halbleiterbauelement |
Citations (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4495513A (en) * | 1981-06-16 | 1985-01-22 | Thomson-Csf | Bipolar transistor controlled by field effect by means of an isolated gate |
DE3816667A1 (de) * | 1987-05-19 | 1988-12-01 | Gen Electric | Monolithisch integriertes halbleiterelement mit leitfaehigkeit in sperrichtung und verfahren zu seiner herstellung |
US4860072A (en) * | 1986-03-05 | 1989-08-22 | Ixys Corporation | Monolithic semiconductor device and method of manufacturing same |
EP0433825A1 (de) * | 1989-12-21 | 1991-06-26 | Asea Brown Boveri Ag | Abschaltbares Leistungshalbleiter-Bauelement |
US5173435A (en) * | 1987-11-11 | 1992-12-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Insulated gate bipolar transistor |
EP0526939A1 (de) * | 1991-08-07 | 1993-02-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Lateraler, bipolarer Halbleitertransistor mit isolierter Steuerelektrode |
EP0570595A1 (de) * | 1991-12-09 | 1993-11-24 | Nippondenso Co., Ltd. | Vertikale halbleiteranordnung mit isoliertem gate und verfahren zu ihrer herstellung |
EP0581246A2 (de) * | 1992-07-28 | 1994-02-02 | Fuji Electric Co., Ltd. | Halbleiterbauelement vom MOS-Typ |
DE3942490C2 (de) * | 1989-12-22 | 1994-03-24 | Daimler Benz Ag | Feldeffekt-gesteuertes Halbleiterbauelement |
US5304832A (en) * | 1992-03-09 | 1994-04-19 | Nec Corporation | Vertical power field effect transistor having base region inwardly projecting from corners thereof into source region |
EP0657943A2 (de) * | 1993-12-10 | 1995-06-14 | Fuji Electric Co., Ltd. | Halbleiteranordnung mit einer Thyristorstruktur |
DE3824836C2 (de) * | 1987-07-21 | 1996-02-22 | Nippon Denso Co | Isolierschicht-Bipolartransistor |
US5548133A (en) * | 1994-09-19 | 1996-08-20 | International Rectifier Corporation | IGBT with increased ruggedness |
DE19539021A1 (de) * | 1995-10-19 | 1997-04-24 | Siemens Ag | Feldgesteuerter Bipolartransistor |
US5654562A (en) * | 1995-03-03 | 1997-08-05 | Motorola, Inc. | Latch resistant insulated gate semiconductor device |
DE19710731A1 (de) * | 1996-03-15 | 1997-10-30 | Samsung Electronics Co Ltd | Leistungshalbleiterbauteil und Verfahren zu dessen Herstellung |
EP0810671A2 (de) * | 1996-05-30 | 1997-12-03 | Fuji Electric Co. Ltd. | Halbleiterbauelement vom Isolationsgate-Bipolartransistortyp |
-
1997
- 1997-11-14 DE DE19750413A patent/DE19750413A1/de not_active Withdrawn
Patent Citations (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4495513A (en) * | 1981-06-16 | 1985-01-22 | Thomson-Csf | Bipolar transistor controlled by field effect by means of an isolated gate |
US4860072A (en) * | 1986-03-05 | 1989-08-22 | Ixys Corporation | Monolithic semiconductor device and method of manufacturing same |
DE3816667A1 (de) * | 1987-05-19 | 1988-12-01 | Gen Electric | Monolithisch integriertes halbleiterelement mit leitfaehigkeit in sperrichtung und verfahren zu seiner herstellung |
DE3824836C2 (de) * | 1987-07-21 | 1996-02-22 | Nippon Denso Co | Isolierschicht-Bipolartransistor |
US5173435A (en) * | 1987-11-11 | 1992-12-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Insulated gate bipolar transistor |
EP0433825A1 (de) * | 1989-12-21 | 1991-06-26 | Asea Brown Boveri Ag | Abschaltbares Leistungshalbleiter-Bauelement |
DE3942490C2 (de) * | 1989-12-22 | 1994-03-24 | Daimler Benz Ag | Feldeffekt-gesteuertes Halbleiterbauelement |
EP0526939A1 (de) * | 1991-08-07 | 1993-02-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Lateraler, bipolarer Halbleitertransistor mit isolierter Steuerelektrode |
EP0570595A1 (de) * | 1991-12-09 | 1993-11-24 | Nippondenso Co., Ltd. | Vertikale halbleiteranordnung mit isoliertem gate und verfahren zu ihrer herstellung |
US5304832A (en) * | 1992-03-09 | 1994-04-19 | Nec Corporation | Vertical power field effect transistor having base region inwardly projecting from corners thereof into source region |
EP0581246A2 (de) * | 1992-07-28 | 1994-02-02 | Fuji Electric Co., Ltd. | Halbleiterbauelement vom MOS-Typ |
EP0657943A2 (de) * | 1993-12-10 | 1995-06-14 | Fuji Electric Co., Ltd. | Halbleiteranordnung mit einer Thyristorstruktur |
US5548133A (en) * | 1994-09-19 | 1996-08-20 | International Rectifier Corporation | IGBT with increased ruggedness |
US5654562A (en) * | 1995-03-03 | 1997-08-05 | Motorola, Inc. | Latch resistant insulated gate semiconductor device |
DE19539021A1 (de) * | 1995-10-19 | 1997-04-24 | Siemens Ag | Feldgesteuerter Bipolartransistor |
DE19710731A1 (de) * | 1996-03-15 | 1997-10-30 | Samsung Electronics Co Ltd | Leistungshalbleiterbauteil und Verfahren zu dessen Herstellung |
EP0810671A2 (de) * | 1996-05-30 | 1997-12-03 | Fuji Electric Co. Ltd. | Halbleiterbauelement vom Isolationsgate-Bipolartransistortyp |
Non-Patent Citations (6)
Title |
---|
BALIGA,B.J., HUANG,Y.S.: Dielectrically Isolated Lateral Emitter Switched Thyristor. In: Electronics Letters, 22nd Oct. 1992, Vol.28, No.22, S.2051,2052 * |
BALIGA,Jayant B., HUANG,Yih-Shyan: Lateral Junction-Isolated Emitter Switched Thyristor. In: IEEE Electron Device Letters, Vol.13, No.12, Dec. 1992, S.615-617 * |
CHEN,W., et.al.: A CMOS Compatible Lateral * |
LEE,Byeong-Hoon, et.al.: Latch-up Suppressed Insu-lated Gate Bipolar Transistor by the Deep p·+·Ion Implantation under the n·+·Source. In: Jpn.J.Appl.Phys., Vol.33, Jan.1994, Part 1, No.1B, S.563-566 * |
SHEKAR,M.S., BALIGA,B.J.: Modeling The On-State Characteristics Of The Emitter Switched Thyristor.In: Solid-State Electronics, Vol.37, No.7, 1994, S.1403-1412 * |
ZENG,J., et.al.: Design Of IGBTs For Latch-Up Free Operation. In: Solid-State Electronics, Vol.37, No.8, 1994, S.1471-1475 * |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1209752A1 (de) * | 2000-05-22 | 2002-05-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Halbleiterbauelement |
EP1209752A4 (de) * | 2000-05-22 | 2008-01-16 | Mitsubishi Electric Corp | Halbleiterbauelement |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE69034157T2 (de) | Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode und Verfahren zur Herstellung | |
EP1051756B1 (de) | Mos-feldeffekttransistor mit hilfselektrode | |
DE19964481B4 (de) | MOS-Halbleiteranordnung mit Schutzeinrichtung unter Verwendung von Zenerdioden | |
DE102004014744B4 (de) | Halbleiterbaugruppe mit einem Graben zum Treiben eines Schaltselement und Vermeiden eines Latch-up Durchbruchs | |
EP0043009A2 (de) | Steuerbarer Halbleiterschalter | |
DE2505573C3 (de) | Halbleiterschaltungsanordnung mit zwei Isolierschicht-Feldeffekttransistoren | |
DE2047166B2 (de) | Integrierte Halbleiteranordnung | |
DE69302244T2 (de) | Halbleiter-Schutzkomponente | |
DE10250575A1 (de) | IGBT mit monolithisch integrierter antiparalleler Diode | |
EP0929910A1 (de) | Vertikaler leistungs-mosfet | |
EP0913000B1 (de) | Durch feldeffekt steuerbares halbleiterbauelement | |
DE19528998C2 (de) | Bidirektionaler Halbleiterschalter und Verfahren zu seiner Steuerung | |
DE3631136C2 (de) | ||
DE19630341B4 (de) | Halbleitereinrichtung mit hoher Durchbruchsspannung | |
EP0014435B1 (de) | Thyristor mit Steuerung durch Feldeffekttransistor | |
DE4310606C2 (de) | GTO-Thyristoren | |
DE4022022A1 (de) | Hochspannungshalbleitervorrichtung | |
EP0487869B1 (de) | Abschaltbares Leistungshalbleiter-Bauelement | |
EP0017980B1 (de) | Thyristor mit Steuerung durch Feldeffekttransistor | |
DE10023956A1 (de) | Halbleiter-Leistungsbauelement | |
DE10123818B4 (de) | Anordnung mit Schutzfunktion für ein Halbleiterbauelement | |
EP1259989B1 (de) | Monolithisch integriertes halbleiterbauelement | |
WO2000033380A1 (de) | Steuerbares halbleiterbauelement mit einem gatevorwiderstand | |
DE102005045910A1 (de) | Laterales SOI-Bauelement mit einem verringerten Einschaltwiderstand | |
DE102005029263A1 (de) | Halbleiterbauelement mit verbesserter dynamischer Belastbarkeit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OM8 | Search report available as to paragraph 43 lit. 1 sentence 1 patent law | ||
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |