DE19720017B4

DE19720017B4 - 90°-Phasenschieber

Info

Publication number: DE19720017B4
Application number: DE19720017A
Authority: DE
Inventors: Kenji Fujita
Original assignee: NEC Compound Semiconductor Devices Ltd
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 1996-05-13
Filing date: 1997-05-13
Publication date: 2004-06-03
Anticipated expiration: 2017-05-14
Also published as: US5914623A; JP3123922B2; DE19720017A1; JPH09307414A

Abstract

9O°-Phasenschieber mit einem Frequenzteiler (Tr1, Tr2), Phasenschiebemitteln (1), die mit dem Frequenzteiler verbunden sind, zur Erzeugung von Ausgabesignalen mit einer vorgegebenen Phasendifferenz von 90°, wobei die Phasenschiebemittel (1) die Ausgabesignale, basierend auf einem ersten Eingangssignal (IN) als auch auf einem zweiten Eingangssignal (IN) für den Frequenzteiler, das ein Komplementärsignal des ersten Eingangssignals ist, erzeugt, gekennzeichnet durch
eine Detektorschaltung (2), die zwischen den Frequenzteiler und die Phasenschiebemittel (1) geschaltet ist zum Erfassen einer Gleichstromkomponente, die einem Offsetfehler in dem ersten (IN) und dem zweiten (IN) Eingangssignal entspricht, und
eine Rückkopplungsschaltung (3, 4), die die Gleichstromkomponente als Vorspannung an mindestens einen Eingangsanschluß des Frequenzteilers rückkoppelt.

Description

Die Erfindung betrifft einen 90°-Phasenschieber aus einem T-Flip-Flop und insbesondere einen Hochfrequenz-90°-Phasenschieber, der für einen orthogonalen Modulator-Demodulator bei digitaler Kommunikation geeignet ist.
Hinsichtlich der digitalen Kommunikation wird im allgemeinen ein Modulation-Demodulation-System wie OPSK (orthogonaler Phasenschiebeschlüssel; orthogonal phase shift keying) usw. für die Umsetzung verwendet. Bei diesem Modulation-Demodulations-System wird ein orthogonaler Modulator verwendet. Signale mit 90° Phasendifferenz zueinander werden in dem orthogonalen Modulator eingesetzt. Es ist erforderlich, daß ein derartiges 90°-Phasendifferenzsignal ein Signal mit hochpräziser Phasendifferenz ist.
Als erstes bekanntes Beispiel eines 90°-Phasenverschiebers ist ein 90°-Phasenverschieber mit T-Flip-Flop in 1 dargestellt. Der 90° Phasenverschieber der 1 umfaßt das T-Flip-Flop aus Signaleingabetransistoren Tr1 bis Tr4 und Bidifferentialtransistoren Tr5 bis Tr12. Sowohl ein Eingangssignal IN als auch ein komplementäres Eingangssignal (Inversionssignal von IN), deren Einschaltverhältnis (duty ratio) auf 50% verbleibt, werden an Eingangsanschlüssen 21 bzw. 22 eingegeben. Dadurch werden Drehphasensignale mit 0°, 180°, 90° und 270° an Ausgangsanschlüssen 23, 24, 25 und 26 ausgegeben, wobei jeweils Lasttransistoren R1 bis R4 jeweils den bidifferenziellen Transistoren entsprechen.

Die japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. Hei 3-159305 beschreibt einen 90°-Phasenschieber. Dies ist das zweite bekannte Beispiel. In diesem Beispiel kann eine Phasenabweichung korrigiert werden. 2 ist ein Blockdiagramm, das den 90°-Phasenschieber gemäß Hei 3-159305 darstellt. Ein Näherungs-90°-Phasenschieber 40 erzeugt eine Ausgabe. Die Ausgabe wird so erzeugt, daß einem Eingangssignal IN1 eine 90°-Phasenverschiebung vermittelt wird. Ein Synchrondetektor 42 übernimmt ein Ausgangssignal V01 eines Addierers 41 (wird später beschrieben) als Bezugssignal. Der Synchrondetektor 42 führt eine Synchronerfassung des Eingangssignals IN1 durch. Ein Multiplizierer 43 multipliziert die Detektorausgabe mit dem Eingangssignal IN1. Ein Addierer 41 addiert die Multiplikationsausgabe zu der Ausgabe des Näherungs-90°-Phasenschiebers 40. Ein Ausgangssignal Vol als Ausgabe des 90°-Phasenschiebers wird erzeugt.

Der wie oben beschrieben aufgebaute 90°-Phasenschieber vergleicht das Ausgangssignal V01 mit dem Eingangssignal IN1. Eine Rückkopplung entsprechend der Phasenabweichung von der 90°-Phasendifferenz, die durch den Vergleich berechnet wurde, wird dem Ausgangssignal ausgesetzt, so daß die Abweichung einer Ausgabephase automatisch korrigiert wird. Entsprechend diesem Verfahren kann ein Ausgabesignal V01 mit präziser 90°-Phasendifferenz abgenommen werden.

Bei dem 90°-Phasenschieber gemäß dem ersten bekannten Beispiel ergibt sich die Schwierigkeit, daß der Wert des Einschaltverhältnisses sowohl des Eingangssignals IN als auch des komplementären Eingangssignals präzise bei 50% liegen muß. Wenn sich ein Offset im Einschaltverhältnis ergibt, wird der Offset direkt als Phasenabweichung von der 90°-Phase ausgegeben.

Der 90°-Phasenverschieber gemäß dem zweiten bekannten Beispiel kann nur schwierig mit geringem Dissipationsstrom und stabilem Betrieb bei Hochfrequenz betrieben werden, da bei dem obigen Aufbau der 90°-Phasenschieber einen Vergleicher oder einen Operationsverstärker aufweisen sollte. Im allgemeinen ist es hinsichtlich dieser Schaltungen schwierig, sie mit geringer Dissipationsleistung und Hochgeschwindigkeitsbetrieb zu betreiben.

90°-Phasenschieber gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruchs ist bekannt aus DE 40 18 614 C2 .

Hinsichtlich der vorgenannten Nachteile ist es eine Aufgabe der Erfindung, einen 90°-Phasenschieber zu schaffen, der mit geringer Dissipationsleistung und mit Hochgeschwindigkeitsbetrieb arbeitet, wobei ein Ausgangssignal mit einer präzisen 90°-Phasendifferenz stabil abgenommen werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Hauptanspruches.

Vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird zur Lösung der obengenannten Aufgabe ein 90°-Phasenschieber geschaffen mit einem 1/2-Frequenzteiler, der ein T-Flip-Flop einsetzt, und Phasenverschiebemittel zur Erzeugung eines Signals mit einer 90°-Phasendifferenz basierend auf einem ersten Eingangssignal, das auf einem 50%igen Einschaltverhältnis gehalten wird, und einem zweiten Eingangssignal, das ein Komplementärsignal des ersten Eingangssignals ist. Der 90°-Phasenschieber umfaßt Berechnungs- oder Detektormittel zum Erfassen einer Gleichstromkomponente, die einem Offset zum 50%igen Einschaltverhältnis in Bezug auf jedes der ersten und zweiten Eingangssignale entspricht, und Gleichstromrückkopplungsmittel, die eine Rückkopplung der Gleichstromkomponente als eine Vorspannung an ein Eingangsanschlußende des Phasenschiebemittels rückkoppelt.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung weist das Detektormittel bei dem 90°-Phasenschieber einen ersten und einen zweiten Transistor auf, denen das erste und das zweite Eingangssignal eingegeben werden, und eine erste und eine zweite Last, die mit den Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors verbunden sind, zum Abnehmen einer Gleichstromkomponente, die einem Offset zum 50%-Einschaltverhältnis entspricht, vom Kollektorstrom.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist die Last des 90°-Phasenschiebers gemäß dem ersten Aspekt ein Widerstandselement oder ein Induktionselement.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung umfassen die Rückkopplungsmittel bei dem 90°-Phasenschieber gemäß dem ersten Aspekt ein Tiefpaßfilter zum Abnehmen der Gleichstromkomponente von einer elektrischen Potentialdifferenz zwischen der ersten und der zweiten Last, und Verstärkungsmittel zum Verstärken der Gleichstromkomponente vor deren Ausgabe an die Eingangsanschlußenden der Phasenschiebemittel.

Die obige und weitere Aufgaben und neue Merkmale der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen deutlich. Es soll hier jedoch ausdrücklich deutlich gemacht werden, daß die Zeichnungen lediglich zum Zweck der Erläuterung gedacht sind und nicht eine Definition der Grenzen der Erfindung darstellen.
1 ist ein Schaltungsdiagramm eines ersten bekannten 90°-Phasenschiebers,
2 ist ein Schaltungsdiagramm eines zweiten bekannten 90°-Phasenschiebers,
3 ist ein Schaltungsdiagramm eines 90°-Phasenschiebers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
4A ist ein Zeitablaufdiagramm zur Erläuterung des Betriebs eines 90°-Phasenschiebers im Anfangszustand sowie Signaldiagramme für Eingangsanschlüsse 8 und 9 der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2,
4B ist ein Zeitablaufdiagramm zur Erläuterung des Betriebs des 90°-Phasenschiebers in einem Anfangszustand und Signaldiagramme an Ausgangsanschlüssen 11 bis 14,
5A ist ein Zeitablaufdiagramm zur Erläuterung des Betriebs eines 90°-Phasenschiebers bis zum Erreichen eines stabilen Zustandes sowie Signalverlaufsdiagramme an den Eingangsanschlüssen 8 und 9 der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2, bevor sie einer Rückkopplung ausgesetzt sind,
5B ist ein Zeitablaufsdiagramm zur Erläuterung des Betriebs eines 90°-Phasenschiebers bis zum Erreichen eines stabilen Zustandes und Signalverlaufsdiagramme an den Eingangsanschlüssen 8 und 9 der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2, die einer Rückkopplung ausgesetzt sind,
5C ist ein Zeitablaufsdiagramm zur Erläuterung des Betriebs des 90°-Phasenschiebers bis zum Erreichen eines stabilen Zustandes und Signalverlaufsdiagramme an den Ausgangsanschlüssen 11 bis 14 in dem stabilen Zustand, und
6 ist ein Schaltungsdiagramm eines 90°-Phasenschiebers gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen erläutert.
Schaltungsaufbau
3 ist ein Schaltungsdiagramm eines 90°-Phasenschiebers gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Der 90°-Phasenschieber der 3 umfaßt einen 90°-Phasenschiebe-Schaltungsabschnitt 1, eine Einschaltverhältnisse-Überwachungslast 2, ein Tiefpaßfilter 3 und einen Gleich stromkomponentenverstärker 4.
Der 90°-Phasenschiebeschaltungsabschnitt 1 umfaßt einen 1/2-Frequenzteiler mit einem T-Flip-Flop. Der 90°-Phasenschiebeschaltungsabschnitt 1 ist aus Signaleingangstransistoren Tr1 bis Tr2 und bidifferentiellen Transistoren Tr5 bis Trl2 und Lastwiderständen R1 bis R4 aufgebaut.
Ein Eingangssignal IN wird am Eingangsanschluß 5 eingegeben. Der Eingangsanschluß 5 ist mit der Basis des Signaleingangstransistors Tr1 über eine Kapazität C1 verbunden, die die Gleichstromkomponente unterbricht. Das komplementäre Eingangssignal des Eingangssignals IN wird einem Eingangsanschluß 6 eingegeben. Der Eingangsanschluß 6 ist mit der Basis des Signaleingabetransistors Tr2 über eine Kapazität C2 verbunden, die die Gleichstromkomponente unterbricht. Eine Konstantstromquelle 7 ist zwischen Masse und einen Knoten eingefügt, der gemeinsam mit beiden Emittern der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 verbunden ist.
Der Kollektor des Signaleingangstransistors Tr1 ist mit den Emittern der bidifferentiellen Transistoren Tr5, Tr8, Tr10 und Tr11 über einen Widerstand R5 verbunden, der eine Einschaltverhältnis-Überwachungslast 2 darstellt. Der Kollektor des Signaleingangstransistors Tr2 für das Komplementärsignal ist mit den Emittern der bidifferentiellen Transistoren Tr6, Tr7, Tr9, Tr12 über einen Widerstand R6 verbunden, der eine Einschaltverhältnis-Überwachungslast 2 darstellt. Hier sind diese Widerstände R5 und R6 Elemente zur Wandlung von Kollektorströmen jeder der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 in Spannungen.
Beide Kollektoren der bidifferentiellen Transistoren Tr5, Tr6, die Kollektoren der bidifferentiellen Tranistoren Tr7, Tr8, die Kollektoren der bidifferentiellen Transistoren Tr9, Tr10 und die Kollektoren der bidifferentiellen Transistoren Tr11, Tr12 sind mit einer Spannungsquelle Vcc (Gleichstromversorgung) über gemeinsame Lastwiderstände R1, R2, R3 und R4 verbunden. Die gemeinsam verbundenen Kollektoren der Transistoren Tr5, Tr6 sind mit den beiden Basen der bidifferentiellen Transistoren Tr7, Tr9 verbunden, die gemeinsam verbundenen Kollektoren der beiden Transistoren Tr7, Tr8 sind mit den Basen der bidifferentiellen Transistoren Tr6, Tr12 verbunden, die gemeinsam verbundenen Kollektoren der Transistoren Tr9, Tr10 sind mit den Basen der bidifferentiallen Transistoren Tr11, Tr8 verbunden und die gemeinsam verbundenen Kollektoren der Transistoren Tr11, Tr12 sind mit den Basen der bidifferentiellen Transistoren Tr10, Tr5 verbunden.
4-Phasen-Ausgangsanschlüsse 11, 12, 13 und 14 erstrecken sich von den Kollektoren, die gemeinsam miteinander verbunden sind. Phasendifferenzsignale mit 0°, 180°, 90° und 270° werden jeweils von den Ausgangsanschlüssen ausgegeben.
Desweiteren sind die Kollektoren der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 mit dem Tiefpaßfilter 3 verbunden. Das Tiefpaßfilter 3 gibt ein elektrisches Mittelwertpotential (Gleichstromkomponente) aus, das dem Offset des Einschaltverhältnisses zwischen den Basen (Eingangsanschlüsse 8 und 9) der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 entspricht. Die Ausgangsspannung wird differentiell dem Gleichstromkomponentenverstärker 4 eingegeben, um verstärkt zu werden. Die Ausgabeseite des Gleichstromkomponentenverstärkers 4 ist so geschaltet, daß die Basen der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 einer Negativrückkopplung der Gleichstromkomponente ausgesetzt sind. Wie in 3 dargestellt ist, sind sowohl das Tiefpaßfilter 3 als auch der Gleichstromkomponentenverstärker 4 so aufgebaut, daß sie eine Eingabe/Ausgabe des differentiellen Signals bewirken.
Schaltungsbetrieb
Der Betrieb des 90° Phasenschiebers mit dem oben beschriebenen Aufbau des Ausführungsbeispiels wird nun im Detail mit Bezug auf die Zeitablaufdiagramme der 4A, 4B, 5A, 5B und 5C erläutert. Die 4A und 4B sind Zeitablaufdiagramme des Anfangszustandes. Die 5A, 5B und SC sind Zeitablaufdiagramme der Änderung der Bedingung bis zum Erreichen des stabilen Zustandes. In diesem Zeichnungen bezeichnen die Abszisse die Zeit t und die Ordinate eine Spannung v.
Im Folgenden wird der Betrieb unter der Annahme erläutert, daß eine Verzerrung der beiden Eingangssignalformen an den Eingangsanschlüssen 5 und 6 des 90°-Phasenschiebeschaltungsabschnitts 1 auftritt, und daß, wie in den Signalverläufen A und B der 2A dargestellt ist, der Signalverlauf (Frequenz = f₀), dessen Einschaltverhältnisse nicht 50% beträgt, eingegeben wird.
Es werden jeweils die Schaltzeiten der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 für jeweils T1 und T2 genommen. Der Bezug dieser Schaltzeiten am Anfangszeitpunkt wird zu T1 = T2. Unter dieser Annahme gibt jeder der Ausgangsanschlüsse 11 bis 14 des 90°-Phasenschiebers das Signal mit Signalverläufen a, b, c und d aus, deren Phasenbeziehungen 0°, 180°, 90° bzw. 270° betragen, wie in 4B dargestellt ist. Die Frequenz dieser Signalverläufe a bis d wird mittels des T-Flip-Flop in allen Fällen in (1/2) f₀ frequenzgeteilt. Die Ausgabeverzögerung t1 des Signalverlaufs c, der auf der Ausgabe des Signalverlaufs a beruht, wird zu t1 = (T1 – T2), mit dem Ergebnis, daß eine Abweichung von der 90°-Phasendifferenz auftritt.
In Fällen, bei denen Signale mit Verzerrungen an die Eingangsanschlüsse 5 und 6 angelegt werden, werden auf dem elektrischen Kollektorpotential der Signaleingangstransi storen Tr1 und Tr2 elektrische Potentialdifferenzen zwischen den Kollektoren auftreten, wie in 5A dargestellt ist. Insbesondere wird der mittlere Spannungswert des Signalverlaufs A zu einer Spannung V1, wie in derselben Zeichnung dargestellt ist. Andererseits wird der mittlere Spannungswert des Signalverlaufs B zur Spannung V2, wie in derselben Zeichnung dargestellt ist. Wenn diese Spannungen V1 und V2 durch das Tiefpaßfilter 3 gelangen, wird folglich die elektrische Gleichspannungsdifferenz gegeben durch Δv = V1 – V2, die so erhalten wird, daß die Differenz zwischen dem Signalverlauf A und dem Signalverlauf B der Differenzberechnung ausgesetzt wird. Die elektrische Gleichstrompotentialdifferenz Δv wird durch den Gleichstromkomponentenverstärker 4 verstärkt. Die verstärkt elektrische Gleichstrompotentialdifferenz Δv wird an die Eingangsanschlüsse 8 und 9 der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 gegeben. Als Ergebnis wird die Vorspannung des Transistors einer Negativrückkopplung unterworfen.
Wenn die Beziehung zwischen T1 und T2 T1 > T2 ist, wie in 4A dargestellt ist, fällt die Vorspannung des Eingangsanschlusses 8 relativ, während die Vorspannung des Eingangsanschlusses 9 relative ansteigt. Die Signalverläufe der Eingangsanschlüsse 8 und 9 werden zu den Signalverläufen A' und B', die jeweils in der 5B dargestellt sind. Nach dieser Zeit wird die oben dargestellte Rückkopplungsoperation wiederholt. Die elektrische Gleichstrompotentialdifferenz Δv sinkt allmählich mit dem Zeitablauf. Die elektrischen Vorspannungspotentiale der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 kovergieren.
Wenn die Schleifenverstärkung optimiert ist, nachdem die elektrischen Vorspannpotentiale der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 konvergiert sind, werden die Schaltzeiten der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 gleich, was zur Bedingung T1 = T2 führt. Folglich werden, wie in 5C dargestellt ist, an den Ausgangsanschlüssen 11, 12, 13 und 14 vier Phasenausgaben a', b', c' und d' erhalten, die auf einer präzisen 90°-Phasendifferenz verbleiben.
Wie oben beschrieben wurde treten in Fällen, in denen Gleichstromoffsets zwischen den Eingangssignalen existieren, die dem 90°-Phasenschiebeschaltungsabschnitt 1 zugeführt werden, oder wenn das Einschaltverhältnis nicht auf 50% gehalten wird, was durch Signalformverzerrung verursacht wird, Differenzen zwischen Mittelwertströmen auf, die durch die Kollektoren der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 fließen. Die Differenz zwischen den mittleren Stromflüssen wird durch die Lasten (Widerstände R5, R6), die mit den jeweiligen Kollektoren der Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 verbunden sind, in Spannungen gewandelt. Anschließend wird ihre Gleichstromkomponente, die dem Offset des Einschaltverhältnisses entspricht, durch das Tiefpaßfilter 3 abgenommen. Die Gleichstromkomponente wird durch den Gleichstromkomponentenverstärker 4 verstärkt. Die Eingangsanschlüsse 8 und 9 des 90°-Phasenschiebeschaltungsabschnittes 1 werden einer Rückkopplung der Gleichstromkomponente als Eingangsvorspannung so ausgesetzt, daß das Einschaltverhältnis korrigiert wird. Aus diesen Gründen wird der Wert des Einschaltverhältnisses des Eingangssignals, das den Signaleingangstransistoren Tr1 und Tr2 entspricht, zu exakt 50%. Als Ergebnis wird ein Ausgabesignal mit exakt 90°-Phasendifferenz erhalten.
Wenn der 90°-Phasenschieber gemäß der Erfindung eingesetzt wird, wird festgestellt, daß der Phasenfehler wegen Gleichstromoffset oder Offeet im Einschaltverhältnis des Eingangssignals verbessert ist. Insbesondere ist in einem ersten Experiment, bei dem ein Offset von 20 mV zwischen den Eingangssignalen des 90°-Phasenschiebers existiert und wenn das Einschaltverhältnis zwischen den Eingangssignalen sieh nur um 5% verschiebt, in beiden Fällen der Phasenfehler von 1,5° auf weniger als 0,1° verbessert. Gemäß einem zweiten Experiment, bei dem Einschaltverhältnis zwischen den Eingangssignalen um nur 2% verschoben ist, ist in solch einem Fall der Phasenfehler von 1,5° auf weniger als 0,2° verbessert.
Modifiziertes Ausführungsbeispiel
Wie in 6 dargestellt ist, ist, wenn eine Einschaltverhältnis-Überwachungslast 2 gebildet ist, es geeignet, eine Induktivität als Ersatz für einen Widerstand verwendet wird. Derselbe Betrieb und Effekt wie beim obigen Ausführungsbeispiel wird bei einem solchen Aufbau erhalten.
Wie oben beschrieben wurde, wird erfindungsgemäß die Gleichstromkomponente entsprechend dem Offset vom 50%-Einschaltverhältnis sowohl des ersten als auch des zweiten Eingangssignals ermittelt. Das Eingangsanschlußende der Phasenschiebemittel, die Signale mit 90°-Phasendifferenz erzeugen, wird der Rückkopplung der Gleichstromkomponente ausgesetzt. Wenn beispielsweise diese Maßnahmen für den 90°-Phasenschieber mit T-Flip-Flop eingesetzt werden, wird der Effekt erzielt, daß ein Ausgangssignal mit präziser 90°-Phasendifferenz erhalten wird, selbst wenn das Einschaltverhältnis des ersten oder des zweiten Eingangssignals von dem 50%-Wert verschoben wird. Da gemäß diesem Aufbau der Komparator oder der Operationsverstärker wie bei der konventionellen Ausstattung nicht erforderlich ist, wird weiterhin der Effekt erzielt, daß ein stabiler 90°-Phasenschieber mit geringer Leistungsdissipation im Hochfrequenzband realisiert wird.

Claims

9O°-Phasenschieber mit einem Frequenzteiler (Tr1, Tr2), Phasenschiebemitteln (1), die mit dem Frequenzteiler verbunden sind, zur Erzeugung von Ausgabesignalen mit einer vorgegebenen Phasendifferenz von 90°, wobei die Phasenschiebemittel (1) die Ausgabesignale, basierend auf einem ersten Eingangssignal (IN) als auch auf einem zweiten Eingangssignal (IN) für den Frequenzteiler, das ein Komplementärsignal des ersten Eingangssignals ist, erzeugt, gekennzeichnet durch eine Detektorschaltung (2), die zwischen den Frequenzteiler und die Phasenschiebemittel (1) geschaltet ist zum Erfassen einer Gleichstromkomponente, die einem Offsetfehler in dem ersten (IN) und dem zweiten (IN) Eingangssignal entspricht, und eine Rückkopplungsschaltung (3, 4), die die Gleichstromkomponente als Vorspannung an mindestens einen Eingangsanschluß des Frequenzteilers rückkoppelt.
Phasenschieber nach Anspruch 1, wobei der Frequenzteiler einen ersten (Tr1) und einen zweiten (Tr2) Transistor aufweist, in die das erste (25) und das zweite Eingangssignal eingegeben werden, wobei die Detektorschaltung eine erste (R5) und eine zweite (R6) Last aufweist, die mit den jeweiligen Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors (Tr1, Tr2) verbunden sind, zum Wandeln eines Stroms von den jeweiligen Kollektoren in jeweilige Spannungssignale für die Eingabe in die Phasenschiebemittel (1).
Phasenschieber nach Anspruch 2, wobei die erste und zweite Last Widerstandselemente (R5, R6) oder Induktionselemente (L1, L2) sind.
Phasenschieber nach Anspruch 1, wobei die Rückkopplungsschaltung eine erste Schaltung (3) zum Abnehmen der Gleichstromkomponente von einer elektrischen Potentialdifferenz zwischen einer ersten und einer zweiten Last der Detektorschaltung aufweist und eine zweite Schaltung (4) zum Verstärken der Gleichstromkomponente vor der Ausgabe der Gleichstromkomponente an den mindestens einen Eingangsanschluß des Frequenzteilers (Tr1, Tr2).
Phasenschieber nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Rückkopplungsschaltung eine erste Schaltung (3) zum Abnehmen der Gleichstromkomponente von einer elektrischen Potentialdifferenz zwischen der ersten und der zweiten Last aufweist und eine zweite Schaltung (4) zum Verstärken der Gleichstromkomponente vor der Ausgabe der Gleichstromkomponente an mindestens einem Eingangsschluß des Frequenzteilers (Tr1, Tr2).
Phasenschieber nach Anspruch 1, wobei der Offsetfehler ausgewählt ist aus einem Offset in zumindest einem des ersten (IN) und des zweiten IN Eingangssignals von einem 50% Einschaltverhältnis und einem Gleichstromoffset zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangssignal.
Phasenschieber nach Anspruch 6, wobei das Rückkoppeln der Gleichstromkomponente an zumindest den einen Eingangsanschluß des Frequenzteilers bewirkt, daß das erste und das zweite Eingangssignal auf einem Einschaltverhältnis von 50 % gehalten werden, um so einen Phasenfehler zwischen den Ausgangssignalen aufgrund des Offsetfehlers in zumindest dem ersten (IN) und zweiten (IN) Eingangssignal zu korrigieren.
Phasenschieber nach Anspruch 7, wobei die vorgegebene Phasendifferenz eine Phasendifferenz im Bereich von 0° bis 360° inklusive der Eckwerte ist.
Phasenschieber nach Anspruch 1, wobei der Frequenzteiler ein 1/2-Frequenzteiler ist.
Phasenschieber nach Anspruch 1, wobei der Frequenzteiler eine T-Flip-Flop-Schaltung aufweist.
Phasenschieber nach Anspruch 4 oder 5, wobei die erste Schaltung (3) ein Tiefpaßfilter ist.