DE19703404A1

DE19703404A1 - Kapazitiver Reaktions- Elektronikschaltkreis

Info

Publication number: DE19703404A1
Application number: DE19703404A
Authority: DE
Inventors: Byron Hourmand
Original assignee: Nartron Corp
Current assignee: UUSI, LLC, REED CITY, US; UUSI, LLC, US
Priority date: 1996-01-31
Filing date: 1997-01-30
Publication date: 1997-08-07
Anticipated expiration: 2017-01-31
Also published as: US5796183A; DE19703404B4

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen elektronischen Schaltkreis, ins besondere einen kapazitiven Reaktions-Elektronikschaltkreis, der eingesetzt wird, um einen manuellen, elektronischen "Null-Kraft" Schalter zu ermöglichen.

Manuelle Schalter sind aus dem Stand der Technik in den bekannten Formen von herkömmlichen Kipplichtschaltern, Druckknopfschaltern und Tastaturschal tern unter anderen wohl bekannt. Der größte Teil derartiger Schalter nutzt ei nen mechanischen Kontakt, der den zu schaltenden Schaltkreis "öffnet" und "schließt", wenn der Schalter in einen geschlossenen oder einem offenen Zustand bewegt wird.

Schalter, die durch einen mechanischen Kontakt arbeiten, haben eine Reihe von wohlbekannten Problemen. Erstens macht die mechanische Bewegung von Komponenten innerhalb eines jeden Mechanismus diese Komponenten anfällig für Abnutzung, Alterung und Lockerung. Dies ist ein fortschreitendes Problem, welches mit der Nutzung auftritt und eventuell zu einem Ausfall führt, wenn eine hinreichende Anzahl von Bewegungen aufgetreten ist.

Zweitens produziert ein plötzliches "Schließen" oder "Öffnen" typischerweise einen elektrischen Bogen zwischen leitenden Kontakten, wenn die Kontakte in unmittelbare Nähe zueinander kommen. Die Bogenbildung erzeugt sowohl Funkfrequenzemissionen als auch Hochfrequenzrauschen auf der geschalteten Leitung.

Drittens setzt die Separation von Kontakten, die bei jeder Unterbrechung auf tritt, die Kontaktflächen der Korrosion und Kontamination aus. Ein besonderes Problem tritt auf, wenn der mit einem "Schließen" oder "Öffnen" auftretende Lichtbogen in einer oxidierenden Atmosphäre auftritt. Die Hitze des Lichtbogens in der Anwesenheit von Sauerstoff erleichtert die Bildung von Oxiden auf den Kontaktflächen. Einmal freigelegt, sind die Kontaktflächen von mechanischen Schaltern auch anfällig für Verschmutzungen. Wasservermischbare Kontaminate wie Fette und Salze können ein besonderes Problem auf den Kontaktflächen von Schaltern sein. Ein verwandtes Problem tritt auf, indem die wiederholte Lichtbo genbildung mechanischer Kontakte zu einer Migration von Kontaktmaterial aus dem Bereich des mechanischen Kontaktes führen kann. Die unabhängig vonein ander oder in Kombination wirkende Korrosion, Kontamination und Migration führt oftmals zu einem eventuellen Schalterausfall, bei dem der Schalter in ei nem geschlossenen oder geöffneten Zustand verbleibt.

Ein zusätzliches Problem entsteht aus der für die Betätigung eines mechanischen Schalters notwendigen mechanischen Kraft. Dieses Problem tritt in Systemen auf, in denen ein menschlicher Bediener notwendig ist, um einen gegebenen Schalter oder eine Anzahl von Schaltern wiederholt zu betätigen. Derartige wie derholte Betätigungen treten im allgemeinen bei der Bedienung von elektroni schen Tastaturen, wie den bei Computern eingesetzten auf, sowie bei industriel len Schaltern, wie sie bei Formgebungs- und Montageeinrichtungen unter ande ren Anwendungen verwendet werden. Ein herkömmlicher Typ eines industriel len Schalters ist der Randflächenknopf, der bei Preß- und Einsetzeinrichtungen zu sehen ist. Aus Sicherheitsgründen muß der Bediener den Schalter drücken, bevor ein Einsetzen oder Pressen erfolgen kann. Dies stellt sicher, daß die Hand (die Hände) des Bedieners auf dem Knopf (den Knöpfen) liegt und nicht im Be wegungsbereich der angeschlossenen Maschinerie. Es stellt auch sicher, daß die mechanische Bewegung zu einem gewünschten und kontrollierbaren Zeitpunkt auftritt. Die Schwierigkeit ergibt sich aus der Bewegung und Kraft, die von dem Bediener gefordert wird. In den letzten Jahren stellte man fest, daß wiederholte menschliche Bewegungen in einer Schwächung und schmerzvollen Abnutzung von Gelenken und weichen Geweben führen kann, was Arthritis ähnliche Sym ptome hervorruft. Eine derartige wiederholte Bewegung kann zu einer Schwel lung und Verkrampfung des Muskelgewebes führen, welches mit Umständen wie dem Karpal-Tunnel-Syndrom verbunden ist. Maschinenkonstrukteure bekämp fen diese wiederholte Bewegung oder kummulativen Traumastörungen durch die Einführung ergonomischer Konstruktionen, die in vorteilhafter Weise den Be reich, den Winkel, die Anzahl und die Kraft von Bewegungen steuert, die von einem Bediener gefordert werden, wie auch die Anzahl der Muskelgruppen des Bedieners, die in den notwendigen Bewegungen involviert sind. Prosthetik und Tests werden ebenso eingesetzt, um eine Belastungssenkung der Muskeln, Ge lenke und Glieder des Bedieners zu erreichen.

Bei mechanischen Schaltern kann die zur Bedienung des Schalters notwendige Kraft durch eine Reduzierung der Federkräfte und Reibkräfte zwischen bewegli chen Teilen minimiert werden. Die Reduzierung dieser Kräfte macht derartige Schalter jedoch anfälliger für Ausfälle. Schwächere Federn senken beispielsweise typischerweise den Druck zwischen Kontakten in einem "Schließzustand". Die ser geringere Kontaktdruck erhöht den Widerstand in dem Schalter, was zu einer fatalen Aufheizung in dem Schalter und/oder einem Verlust der an der zu schal tenden Last angelegten Spannung führen kann. Eine Reduzierung der Reibkräf te in dem Schalter durch einen erhöhten Einsatz von Schmiermitteln ist nicht wünschenswert, da Schmiermittel kriechen und die Kontaktflächen verschmut zen können. Ein Schalterkonstrukteur kann ebenso die Reibung reduzieren, in dem er lockerere Passungen zwischen beweglichen Teilen vorsieht. Lockerere Passungen tendieren jedoch dazu, die Abnutzung zu erhöhen und tragen zu ei nem frühzeitigen Schalterausfall bei. Ein Konstrukteur kann die Reibkräfte ebenso durch die Verwendung qualitativ höherwertigerer und teurerer Oberflä chenqualitäten an den Teilen reduzieren. Wie sich aus der vorhergehenden Be schreibung daher ergibt, reduzieren die Maßnahmen, die zu einer Verminderung der Betätigungskraft in mechanischen Schaltern ergriffen werden, die Zuverläs sigkeit und Leistung des Schalters und/oder erhöhen die Kosten des Schalters.

Bei Anwendungen wie Computertastaturen oder Gerätesteuerungen kann die durch einen gegebenen Schalter geschaltete elektrische Last relativ gering in be zug auf Strom und/oder Spannung sein. In derartigen Fällen ist es möglich, Nie derkraftmembranschalter wie in dem US-Patent 4,503,294 beschrieben, einzu setzen. Derartige Schalter können die Bedienerbelastung verringern und sind nicht so anfällig für die Probleme der Lichtbogenbildung, da sie nur geringe La sten schalten. Die flexible Membrane bleibt jedoch anfällig gegenüber Abnut zung, Korrosion und Verschmutzung. Obwohl derartige Schalter eine geringe Be dienungskraft benötigen, basieren sie dennoch auf mechanischen Prinzipien und zeigen daher dieselben Probleme wie alle anderen mechanischen Schalter.

Eine jüngere Erfindung ist die Entwicklung von "Nullkraft"-Be rührungsschaltern. Diese Schalter haben keine beweglichen Teile und keine Kontaktflächen, die die Last direkt schalten. Diese Schalter arbeiten vielmehr durch eine Erfassung der Berührung des Bedieners und nutzen dann die Fest körperelektronik, um die Lasten zu schalten oder aktivieren mechanische Relais oder Triacs um sogar größere Lasten zu schalten. Versuche umfassen optische Näherungs- oder Bewegungsdetektoren zur Erfassung der Anwesenheit oder Be wegung eines Körperteiles wie bei automatischen Kontrollen, die in Urinalen, in einigen öffentlichen Toiletten oder wie im US-Patent 4,942,631 offenbart, einge setzt werden. Obwohl diese kontaktfreien Schalter aufgrund ihrer Natur tat sächlich keinerlei Kraft erfordern, sind sie dennoch unpraktisch, wenn eine Viel zahl von Schaltern in einem begrenzten Bereich, wie in einer Tastatur, erforder lich sind. Neben anderen Problemen leiden diese kontaktfreien Schaltern unter den vergleichsweise hohen Kosten der Elektrooptik und unter Falscherfassun gen, wenn die Hand oder ein anderes Körperteil des Bedieners ungewollt in die Nähe des Erfassungsbereiches des Schalters kommt. Einige optische Berüh rungstastaturen wurden vorgeschlagen, aber keine wurde aufgrund der Leistung und/oder Kostenbetrachtungen zu einem kommerziellen Erfolg.

Eine weitere Lösung war es, die Berührung des Bedieners über die elektrische Leitfähigkeit der Haut des Bedieners zu erfassen. Ein derartiges System ist im US-Patent Nummer 3,879,618 beschrieben. Probleme mit diesem System resul tieren aus Änderungen in der elektrischen Leitfähigkeit von unterschiedlichen Bedienern aufgrund der Unterschiede im Schweiß, den Hautfetten oder der Trockenheit und anderen variablen Umgebungsbedingungen wie z. B. der Feuch tigkeit. Ein weiteres Problem besteht darin, daß die Berührungsfläche des Schal ters, welche der Bediener berührt, sauber genug bleiben muß, um einen elek trisch leitenden Pfad zu dem Bediener vorzusehen. Derartige Flächen können anfällig für Verschmutzung, Korrosion und/oder Abnutzung des leitenden Mate riales sein. Diese Schalter arbeiten auch nicht, wenn der Bediener einen Hand schuh trägt. Sicherheitsbedenken entstehen darüberhinaus aufgrund dessen, daß die Bediener ihren Körper in elektrischen Kontakt mit der Schalterelektronik bringen. Ein weiteres Problem entsteht daraus, daß derartige Systeme anfällig für einen Kontakt mit Materialien sind, die ebenso leitfähig oder leitfähiger sind als die menschliche Haut. Beispielsweise kann die Kondensation von Wasser ei nen Leitpfad entstehen lassen, der ebenso gut ist wie derjenige der Haut eines Bedieners, was zu einer Falschaktivierung führt.

Eine bekannte Lösung um einen Nullkraftberührungsschalter zu erzielen, war der Einsatz der Kapazitanz des menschlichen Bedieners. Derartige Schalter, die im folgenden als kapazitive Berührungsschalter bezeichnet werden, nutzen eine von zumindest drei unterschiedlichen Methoden. Die erste Methode umfaßt die Erfassung von Radiofrequenzrauschen oder von Rauschen höherer Frequenz, welches ein menschlicher Bediener kapazitiv mit einem Berührungsterminal verbinden kann, wenn der Bediener einen Kontakt herstellt, wie es im US-Patent Nummer 5,066,898 beschrieben ist. Eine gebräuchliche Quelle des Rauschens ist das 60 Hz-Rauschen, welches von kommerziellen Stromleitungen abgestrahlt wird. Ein Nachteil dieses Ansatzes ist, daß das abgestrahlte elektrische Rauschen in seiner Intensität von Lokalität zu Lokalität variieren kann und dadurch Va riationen in der Schalterempfindlichkeit bewirken kann. In einigen Fällen beru hen installierte Einrichtungen, die diese erste Methode nutzen, auf einem leiten den Kontakt zwischen dem Bediener und dem Berührungsterminal des Schalters. Wie bereits bemerkt, unterliegen derartige Flächen der Verschmutzung, der Kor rosion und der Abnutzung und arbeiten nicht mit behandschuhten Händen. Ein zusätzliches Problem kann aus der Anwesenheit von Feuchtigkeit entstehen, wenn eine Mehrzahl von Schaltern in einer dichten Anordnung, wie z. B. einer Tastatur eingesetzt wird. In derartigen Fällen möchte der Bediener unter Um ständen ein Berührungsterminal berühren, aktiviert aber unabsichtlich andere über den leitenden Pfad, der durch Feuchtigkeitskontamination erzeugt wird.

Eine zweite Methode für die Implementierung von kapazitiven Berührungsschal tern ist es, die Kapazitanz des Bedieners mit einem variablen Oszillatorschalt kreis zu koppeln, der ein Signal abgibt, welches eine Frequenz hat, die mit der an dem Berührungsterminal auftretenden Kapazitanz variiert. Ein Beispiel eines derartigen Systemes ist in US-Patent Nummer 5,235,217 beschrieben. Probleme mit einem derartigen System können entstehen, wenn ein leitender Kontakt mit dem Bediener notwendig ist und wenn der durch eine Berührung hervorgerufene Frequenzwechsel nahe den Frequenzwechseln liegt, die aus einer ungewollten Berührung mit dem Berührungsterminal resultieren würden.

Andere Methoden zur Implementierung von kapazitiven Berührungsschaltern beruhen auf dem Wechsel der kapazitiven Kopplung zwischen einem Berüh rungsterminal und der Erde. Systeme, die eine derartige Methode einsetzen, sind im US-Patent Nummer 4,758,735 und US-Patent Nummer 5,087,825 beschrie ben. Nach dieser Methodenlehre besteht der Erfassungsschaltkreis aus einem Oszillator (oder einem Wechselstromspannungsderivat) der ein Signal an ein Be rührungsterminal abgibt, dessen Spannung dann durch einen Detektor über wacht wird. Das Berührungsterminal wird mit anderen Komponenten elektrisch in Reihe geschaltet, die teilweise als Ladungspumpe wirken. Die Berührung eines Bedieners erzeugt über die Kapazität des Körpers des Bedieners selbst einen ka pazitiven Kurzschluß mit der Erde, was die Amplitude der Oszillatorspannung, die an dem Berührungsterminal auftritt, senkt. Ein großer Vorteil dieser Metho denlehre ist, daß der Bediener nicht in leitenden Kontakt mit dem Berührungs terminal kommen muß, sondern nur in unmittelbare Nähe zu diesem. Ein weite re Vorteil ist, daß das System nicht auf abgestrahlten Emissionen beruht, die durch den Körper des Bedieners aufgenommen werden und die abhängig von der Lokalität variieren können, sondern statt dessen auf der Kapazitanz des mensch lichen Körpers beruht, die über einen akzeptablen Bereich von 20 pF bis 300 pF variieren kann.

Einer zusätzliche Betrachtung bei der Benutzung von Nullkraftschaltern unter liegen die Schwierigkeiten, die aus dem Versuch entstehen, eine dichte Anord nung von derartigen Schaltern einzusetzen. Berührungsschalter, die keinen physischen Kontakt mit dem Bediener erfordern, sondern statt dessen auf der unmittelbaren Nähe des Bedieners beruhen, können zu ungewollten Betätigun gen führen, wenn die Hand des Bedieners oder andere Körperteile in unmittelba rer Nähe zu den Berührungsterminals vorbeigeführt werden. Das obengenannte US-Patent Nummer 5,087,825 setzt leitende Schutzringe um die leitenden Felder eines jeden Berührungsterminals ein, um aneinandergrenzende Berührungsfel der zu entkoppeln und Mehrfachbedienungen zu vermeiden, wenn nur eine Ein fachbedienung gewünscht ist. Im Zusammenhang mit den Schutzringen ist es auch möglich, die Erfassungssensitivität durch eine Einstellung der Schwellspannung zu justieren, mit der die erfaßte Spannung verglichen wird. Die Empfindlichkeit kann auf diese Weise auf einen Punkt eingestellt werden, bei dem das Körperteil des Bedieners, beispielsweise ein Finger, ein Berührungs terminal vollständig überdecken muß und in Kontakt mit dessen dielektrischer Abdeckplatte kommen muß, bevor eine Betätigung auftritt. Obwohl diese Metho den (Schutzringe und Sensitivitätsjustierung) eine beträchtliche Strecke auf dem Weg zu der Möglichkeit zurückgelegt haben, Berührungsschalter in vergleichs weise großer Nähe zueinander anzuordnen, bleibt die Anfälligkeit der Oberflä chenverschmutzung ein Problem. Hautfette, Wasser und andere Verschmutzun gen können leitende Filme bilden, die aneinandergrenzende Felder oder Mehr fachberührungsfelder überlagern und kapazitiv koppeln. Ein Bediener, der einen Kontakt mit dem Film herstellt, kann dann mehrere Berührungsfelder mit der Kapazitanz seines oder ihres Körpers sowie dessen kapazitiver Kopplung mit der Erde koppeln. Dies kann zu einer Mehrfachbedienung führen, wenn nur eine einzelne Bedienung gewünscht ist. Kleine Berührungsterminals, die notwendi gerweise in unmittelbarer Nähe angeordnet sind, erfordern empfindliche Erfas sungsschaltkreise, die in einigen Fällen vorzugsweise von Interferenzen mit den damit zusammenhängenden Lastschaltkreisen isoliert sind, welche sie aktivieren.

Wie bemerkt, können Schalter bei industriellen Steuerungen eingesetzt werden, um die Betätigungszeit zu kontrollieren und sicherzustellen, daß die Hand (die Hände) des Bedieners oder andere Körperteile sich außerhalb des Bewegungsfel des der angeschlossenen Maschinerie befinden. Ein gebräuchlicher bei dieser Anwendung eingesetzter Schalter ist der Handflächenknopf. Der Knopf ist groß genug, so daß der Bediener seine oder ihre Hand schnell in Kontakt mit dem Knopf bringen kann, ohne daß Zeit verloren gehen muß, die notwendig wäre, um einen kleineren Schalter zu erfassen und den Finger mit diesem auszurichten. Nullkraftberührungsschalter sind ebenso wünschenswert bei diesen Anwendun gen, da wiederholte Bewegungen oder kumulative Traumastörungen ein Problem bei Bedienern waren, die Handflächenknöpfe benutzten - insbesondere diejeni gen Handflächenknöpfe, die gegen eine Federkraft betätigt werden müssen. In diesem Bereich sind ebenfalls kapazitive Berührungsschalter eingesetzt worden. Das US-Patent Nummer 5,233,231 ist ein Beispiel einer derartigen Anwendung. Aufgrund des großen Potentiales der Maschinerie, Verletzungen hervorzurufen, sind Falschbetätigungen bei derartigen Anwendungen von besonderer Tragweite.

Kapazitive Berührungsschalter, die eine Anfälligkeit für abgestrahltes elektro magnetisches Rauschen zeigen oder die bei einer Nähe des Bedieners arbeiten, laufen Gefahr aktiviert zu werden, wenn die Hand (die Hände) des Bedieners nicht an der gewünschten Position auf dem Handflächenknopf (der Knöpfe) liegt. Im allgemeinen begegnet man dem durch die Anwendung von Redundanzen. In der US-Patent Nummer 5,233,231 wird ein separater Detektor eingesetzt, um das Radiofrequenzrauschen zu messen und das System in einen sicheren Zustand zu deaktivieren, wenn ein übermäßiges Radiofrequenzrauschen vorhanden ist. An dere Systeme, wie z. B. UltraTouch, welches durch Pinnacle System, Inc. verkauft wird, nutzen redundante Erfassungsmethoden. Beim UltraTouch werden sowohl optische als auch kapazitive Sensoren eingesetzt, wobei eine Betätigung nur dann erfolgt, wenn beide Sensorarten die Hand des Bedieners an dem gewünsch ten Ort erfassen. Diese Implementationen haben eine Anzahl von Nachteilen. Im Falle von Erfassungssystemen des Radiofrequenzrauschens ist das System bei Vorhandensein des Radiofrequenzrauschen nicht einsetzbar. Dies zwingt den Bediener dazu, ein mechanisches Notfallschaltsystem einzusetzen oder den Funktionsverlust bei der Anwesenheit von Radiofrequenzrauschen zu akzeptie ren. Das zweite System ist weniger zuverlässig und teurer, da es zwei Sensorsy steme zur Erfüllung derselben Aufgabe benötigt, d. h. um den Bediener zu erfas sen. Derartige Systeme können gegebenenfalls unter dem einem optischen Sy stem innewohnenden Problemen leiden, namentlich der Anfälligkeit gegenüber der Blockierung des optischen Pfades und der Notwendigkeit spezifische optische Ausrichtungen herzustellen und aufrechtzuerhalten. Ein weiteres Problem ist, daß dieses System den Winkel und die Bewegungsrichtung, die der Bediener bei der Betätigung des Schalters einhalten muß, beträchtlich einschränkt.

Derzeit existieren verschiedene Nullkrafthandflächenknöpfe am Markt. Diese Produkte nutzen eine optische und/oder kapazitive Kopplung zur Aktivierung eines normal geschlossenen (NC) oder eines normal offenen (NO) Relais, wobei 110 V Wechselstrom, 220 V Wechselstrom oder 24 V Gleichstrom auf die Maschi nensteuerung geschaltet wird. Der UltraTouch von Pinnacle Systems, Inc. setzt zwei Sensoren ein (infrarot und kapazitiv) mit isolierten Schaltkreisen, um ein Relais zu aktivieren, wenn ein Maschinenbediener seine Hand in einen U-förmigen Sensoraktivierungstunnel steckt. Die Firma behauptet, daß aufgrund der Tatsache, daß man dem Maschinenbediener erlaubt, die Maschine ohne Kraft oder Druck und mit der Hand und dem Handgelenk des Bedieners in der ergo nomisch neutralen Position zu aktivieren (d. h. 0° Handgelenkwinkel und 100% Handkraftposition wie in Fig. 1.0-1 gezeigt), Belastungen der Hand, des Hand gelenkes und des Armes minimiert werden und zum Karpal-Tunnel-Syndrom beitragende Elemente vermieden werden. Nachdem ein Maschinenzyklus einge leitet wurde, muß der Bediener eine anfangs eingenommene Haltung aufrechter halten, bis der Zyklus beendet ist. Eine typische Zykluszeit dauert ungefähr 1 bis 2 Sekunden und wird ca. 3000 Mal täglich wiederholt. Dies addiert sich zu ca. 1 ½ Stunden pro Tag, während derer der Bediener in dieser Haltung ist. Während dieses Modul die Belastung auf das Handgelenk und die Hand reduziert, belastet es die Muskeln im Vorderarm. Aufgrund des begrenzten Raumes, in die der Be diener seine Hand stecken kann, belastet es den Bediener auch mental und re duziert die Produktivität, indem es Ermüdung hervorruft. Darüberhinaus beru hen die Infrarotemitter und -detektoren auf dem Vorhandensein eines freien We ges zwischen dem Transmitter und dem Empfänger und arbeiten nicht korrekt, wenn Verschmutzungen den Lichtstrahl blockieren.

Die vorliegende Erfindung löst die obengenannten Probleme durch den Einsatz der Methode der Erfassung der Körperkapazitanz zur Erde, im Zusammenhang mit redundanten Erfassungsschaltkreisen. Zusätzliche Verbesserungen werden durch die Konstruktion von Berührungsterminals (Handflächenknöpfen) selbst geboten sowie durch den Erfassungsbereich der Körperkapazitanz zur Erde, was die Anfälligkeit gegen Hautfett und andere Verschmutzungen minimiert. Die Erfindung erlaubt es dem Bediener darüberhinaus, das System mit oder ohne Handschuhe zu bedienen, was von besonderem Vorteil in einer industriellen Umgebung ist.

Die spezifische Berührungserfassungsmethode der vorliegenden Erfindung äh nelt der Vorrichtung nach US-Patent Nummer 4,758,735 und US-Patent Num mer 5,087,825. Signifikante Verbesserungen werden jedoch in der Art der Erfas sung und bei der Entwicklung eines Gesamtsystemes zur Anwendung von Be rührungsschaltern in einer dichten Anordnung geboten und in einem verbesser ten Nullkrafthandflächenknopf. Der Berührungserfassungsschaltkreis der vor liegenden Erfindung arbeitet bei Frequenzen von 50 kHz oder darüber, bzw. bei vorzugsweise bei 800 kHz oder darüber, um die Effekte der Oberflächenver schmutzung durch Materialien wie Hautfette und Wasser zu minimieren. Er bie tet darüberhinaus Verbesserungen in der Erfassungssensitivität, die eine genaue Steuerung des Annäherungsgrades erlauben (idealer Weise sehr starke Annähe rung), die für eine Betätigung notwendig ist und um einen Einsatz einer Vielzahl von Berührungsterminals geringer Größe in einer physikalischen Anordnung, wie z. B. einer Tastatur zu ermöglichen. Die Verschaltung der vorliegenden Er findung minimiert die für die menschlichen Bedienerbewegungen notwendige Kraft und eliminiert ungünstige Winkel und andere Beschränkungen dieser Be wegungen. Die äußere Fläche des Berührungsschalters besteht typischerweise aus einer kontinuierlichen dielektrischen Schicht, wie Glas oder Polykarbonat, ohne mechanische oder elektrische Durchleitung. Die Oberfläche kann ohne Vertiefungen ausgebildet sein, die organisches Material einfangen oder halten würden. Aus diesem Grunde läßt sie sich leicht reinigen und sauberhalten und ist so ideal für hygienische Anwendungen wie medizinische Einrichtungen oder Einrichtungen zur Verarbeitung von Nahrungsmitteln.

In einer ersten bevorzugten Ausführungsform bietet der Schaltkreis eine verbes serte Erfassungssensitivität, um einen zuverlässigen Betrieb mit kleinen (fingergroßen) Berührungsfeldern zu ermöglichen. Die Anfälligkeit gegenüber Änderungen der Versorgungsspannung und gegenüber Rauschen werden durch den Einsatz von getrennter Masse und Versorgung minimiert, die dem Oszilla torsignal folgen, um den Erfassungsschaltkreis zu betreiben. Die verbesserte Sensitivität erlaubt den Einsatz eines Oszillatorsignales mit einer Amplitude von 26 V oder weniger, die an das Berührungsterminal und den Erfassungsschalt kreis angelegt wird. Diese geringere Spannung (im Vergleich zu der Vorrichtung nach US-Patent Nummer 4,758,735) beugt dem Bedarf an teuren UL genehmigten Hochspannungskonstruktionsmaßnahmen und Tests vor, um zu handhaben, was anderenfalls Spannungen einer Größenordnung wären, um Sicherheitsbedenken hervorzurufen. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung wird in der Art und Weise gesehen, in der der Berührungsterminalerfassungsschaltkreis mit den Berührungsterminals und externen Steuerungssystemen verbunden ist. Ein hier für vorgesehener auf das unabhängige Netz und Masse bezogener Microprozessor des Erfassungsschaltkreises kann eingesetzt werden, um eine Anzahl von Berüh rungsterminalerfassungsschaltkreisen kostengünstig zu multiplexen und die Ausgangssignale der damit verbundenen Berührungsterminals über einen mit zwei Leitungen versehenen optischen Bus zu einem hierfür bestimmten Micro prozessor zu vervielfältigen, der auf eine feste Spannung und wahre Masse bezo gen ist. Ein zusätzlicher Vorteil des Microprozessors ist eine erweiterte Fähigkeit der Erfassung von Fehlern, d. h. eines Feldes, das für einen zu großen Zeitraum berührt wird, was von vornherein als unwahrscheinliche Betriebsbedingung an gesehen wird oder zwei oder mehrere Felder, die zur gleichen Zeit oder in fal scher Abfolge berührt werden. Zusätzlich kann der Microprozessor eingesetzt werden, um eine gewünschte Vielzahl von Berührungsfeldern simultan oder se quentiell zu unterscheiden, d. h. zwei oder mehr Schalter, die in einer gegebenen Reihenfolge innerhalb eines gegebenen Zeitraumes berührt werden. Der Micro prozessor kann eingesetzt werden, um darüberhinaus eine Systemdiagnose durchzuführen. Der Microprozessor erlaubt auch den Einsatz von visuellen Indi katoren wie z. B. LEDs oder Meldegeräten, wie Glocken oder Tongeneratoren, um die Betätigung eines gegebenen Berührungsschalters oder einer Mehrzahl von Schaltern zu bestätigen. Dies ist besonders nützlich in den Fällen, in denen eine Sequenz von Betätigungen notwendig ist, bevor eine Wirkung eintritt.

Die durch ein visuelles oder akustisches Anzeigengerät erzeugte Rückmeldung an den Bediener, die durch den Microprozessor in Abhängigkeit von unterbrochenen Berührungen in einer notwendigen Sequenz aktiviert wird, kann den Zeitverlust und/oder die Frustration auf Seiten des Bedieners aufgrund von falschen Bedie nungen durch Teilberührungen oder Falschbetätigungen durch eine Berührung des falschen Feldes in einer gegebenen notwendigen Sequenz oder Kombination von Berührungen minimieren. Der zweite Microprozessor kann eingesetzt wer den, um mit dem Steuerungssystems des Benutzers zu kommunizieren. Zusätzli che Merkmale umfassen einen "Schlafmodus" um die Energieaufnahme während Zeiträumen der Nichtbenutztung oder Energieausfällen zu reduzieren sowie red undante Steuerschaltkreise, um eine "fail to safe"-Bedienung zu erleichtern. Ei ne weitere Verbesserung ergibt sich aus dem Vorgehen, einen Großteil der Ko sten des Systems in vereinfachte herkömmliche integrierte Schaltkreise zu len ken, die eine einfache Sensitivitätsjustierung und Montage erlauben.

In einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel kommt ein verbesserter Handflächenknopf zum Einsatz. Durch den Einsatz einer dielektrischen Hülle, kann ein großes metallisches Berührungsterminal eingesetzt werden, welches zwischen der Berührung eines Fingers oder der teilweisen Berührung und der vollen Berührung einer Handfläche unterscheidet. Auf diese Weise vermeidet das System eine Falschaktivierung aufgrund von ungewollten Fingerberührungen oder einem Streifkontakt mit der Handfläche vor oder nach einer gewollten Be rührung. Die zweite Ausführungsform umfaßt auch redundante Kontrollschalt kreise, um eine "fail to safe"-Bedienung zu erleichter.

Um diese und andere Vorteile zu erzielen und in Übereinstimmung mit dem Zweck der Erfindung wie ausgeführt und hier beschrieben, umfaßt der kapazitive Reaktionselektronikschalterkreis einen Oszillator, der ein periodisches Aus gangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder größer erzeugt, ein Eingabebe rührungsterminal, welches einen Bereich für die Eingabe durch Berührung eines Bedieners definiert und einen Erfassungsschaltkreis, der mit dem Oszillator ge koppelt ist, um das periodische Ausgangssignal des Oszillators aufzunehmen und der ebenfalls mit dem Eingabeberührungsterminal verbunden ist. Der Erfas sungsschaltkreis reagiert auf die Signale von dem Oszillator und die Anwesenheit der Kapazitanz des Körpers eines Bedieners, welche mit dem Berührungstermi nal gekoppelt ist, wenn es durch einen Bediener berührt wird, um ein Ausgangs steuersignal zu erzeugen. Vorzugsweise erzeugt der Oszillator ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 800 kHz oder mehr.

Dieses und andere Merkmale, Gegenstände und Vorteile der Erfindung können mittels der Einrichtungen und Kombinationen realisiert und erzielt werden, die in der Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen sowie den beigefügten Zeichnungen besonders hervorgehoben werden.

Fig. 1 ist ein elektrisches Schema eines Testschaltkreises, welcher eingesetzt wird, um die Impedanz eines menschlichen Körpers zu messen;

Fig. 2 ist ein elektrisches Schema eines Testschaltkreises, der eingesetzt wird, um die Impedanz von Wasser zu messen;

Fig. 3 ist ein elektrisches Schema eines äquivalenten Schaltkreismodelles für die Analyse eines menschlichen Körpers in Kontakt mit Glas, das mit Was ser bedeckt ist;

Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines kapazitiven Reaktionselektronikschalt kreises, der in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;

Fig. 5 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Spannungsregulator schaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektronik schaltkreis wie in Fig. 4 gezeigt;

Fig. 6 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Oszillatorschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Elektronikschaltkreis nach Fig. 4;

Fig. 7 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten unabhängigen Massege neratorschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektro nikschaltkreis nach Fig. 4;

Fig. 8 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Berührungsschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreis nach Fig. 4;

Fig. 9 ist ein dreidimensionales Balkendiagramm, welches das Verhältnis von Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz bei T = 105°C dar stellt;

Fig. 10 ist ein dreidimensionales Balkendiagramm, welches das Verhältnis von Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz bei T = 22°C darstellt;

Fig. 11 ist ein Blockdiagramm eines kapazitiven Reaktionselektronikschalt kreises, der in Übereinstimmung mit einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;

Fig. 12 ist ein Blockdiagramm eines kapazitiven Reaktionselektronikschalt kreises, der in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist;

Fig. 13 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Spannungsregulators, Oszillators und Berührungsschaltkreises für den Einsatz in dem kapaziti ven Reaktionselektronikschaltkreis, der in Fig. 12 gezeigt ist;

Fig. 14 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Treiberschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Elektronikschaltkreis, der in Fig. 12 ge zeigt ist;

Fig. 15A bis C sind jeweils Drauf-, Seiten- und Vorderansichten eines Bei spieles eines flachen Handflächenknopfes, der in Übereinstimmung mit der vorliegend Erfindung konstruiert ist;

Fig. 16 ist eine Schnittansicht eines Beispieles eines dornförmigen Handflä chenknopfes, der in Übereinstimmung der vorliegenden Erfindung konstru iert ist;

Fig. 17 ist ein elektrisches Schema eines Berührungsschaltkreises der vorlie genden Erfindung, der in einem herkömmlichen integrierten Schaltkreis implementiert ist;

Fig. 18 ist eine elektrisches Schema eines Oszillators mit einem Abschalt schaltkreis für den Einsatz in dem kapazitiven Elektronikschaltkreis der vorliegenden Erfindung;

Fig. 19 ist eine bildliche Ansicht einer Vorrichtung, die zwei Handflächen knöpfe und ein Anzeigenlicht aufweist, das in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung betrieben wird; und

Fig. 20 A bis C sind bildliche Ansichten einer anderen Ausführungsform der Vorrichtung wie in Fig. 19 gezeigt.

Wie sich aus der obigen Zusammenfassung ergibt, arbeitet der Berührungs schaltkreis der vorliegenden Erfindung bei höheren Frequenzen als bekannte Berührungserfassungsschaltkreise. Der Schritt zu einem Hochfrequenzbetrieb (50 bis 800 kHz) ist keine einfache Wahl bezogen auf den Niederfrequenzbetrieb (60 bis 1000 Hz), wie er in dem Stand der Technik wie dem US-Patent Nummer 4,758,735 und US-Patent Nummer 5,087,825 gesehen wird. Höhere Frequenzen erfordern im allgemeinen kostenaufwendigere, schnellere Teile und führen oft mals zu zusätzlichen Kosten spezieller Entwurfsmaßnahmen um die elektroni schen Emissionen und die Einleitung von Hochgeschwindigkeitsrauschen in Stromversorgungslinien zu minimieren. Der Vorzug derartiger Hochfrequenzen basiert auf einer Studie, die ausgeführt wurde, um zu stimmen, ob der Hochfre quenzbetrieb die Berührung eines Bedieners und eine Leitung über Oberflächen verschinutzungsfilme, wie Feuchtigkeit erlaubt, wobei ein leitender Pfad von ei nem nicht berührten Bereich zu einem berührten Bereich hergestellt wird. Die Studie bestimmt darüberhinaus, ob ein Hochfrequenzberührungsschaltkreis über einen ausreichend breiten Temperaturbereich arbeiten, eine Zusammenstellung von überlagernden dielektrischen Schichtdicken und Materialien und in Anwe senheit von wahrscheinlichen Energieversorgungsfluktuationen könnte. Die fol genden Berechnungen und Messungen sind das Resultat dieser Studie. Die Re sultate fassen die Forschung zusammen, welche durchgeführt wurde, um die Kreuzkopplung auf dem dielektrischen Teil (Glas) aufgrund der Kondensation von Wasser zu reduzieren. Durch eine Erhöhung der Betriebsfrequenz wird die Impedanz des Glaskörpers im Vergleich zur Impedanz von Wasser zwischen den Berührungsfeldern reduziert. Der äquivalente Schaltkreis der Körperimpedanz wurde unter Benutzung des in Fig. 1 gezeigten Testschaltkreises 10 gemessen. Der Testschaltkreis 10 umfaßt einen Oszillator 20, der zwischen eine externe Masseplatte und einen seriellen 100 kΩ Widerstand 22 gekoppelt ist sowie parallel zu einem 10 MΩ Widerstand 24, einem 21 pF Kondensator 26 und Kontakten zur Verbindung mit einem menschlichen Körper, der in der Figur als eine Impedanz last 15 identifiziert ist, die ein Impedanz ZB hat, welche die Impedanz des Kör pers repräsentiert.

Zwei Arten von Messungen wurden vorgenommen. Eine mit der getesteten Per son, stehend auf einer großen Bodenplatte, d. h. einer Betonplatte; und eine an dere stehend auf einem Unterboden. Der Unterboden wurde eingesetzt, um ein typisches nordländisches Haus zu simulieren, d. h. Holzbalken mit Sperrholzver schalung. Als zusätzliche Isolationsschicht wurde ein Teppich eingesetzt. Die fol gende Tabelle 1 zeigt den gemessenen Körperwiderstand und die Kapazitanz für fünf verschiedene Individuen.

Tabelle 1

Wie sich aus der obigen Tabelle 1 und der folgenden Diskussion ergibt, kann die Impedanz des Körpers eines Menschen durch eine serielle Kombination eines 20 bis 300 pF Kondensators und eines 1 k bis 2 kΩ Widerstandes repräsentiert wer den. Die Impedanz von Wasser, welches im wesentlichen einen Widerstand dar stellt, wurde unter Einsatz des Testschaltkreises 30 wie in Fig. 2 gezeigt, ge messen. Der Testschaltkreis 30 umfaßt einen Oszillator 40, der seriell mit einem 1 Ω Widerstand 42 sowie Kontakten gekoppelt ist, über die Wasser gegeben wird, um eine Impendanzlast 35 zu definieren, mit einer Impendanz ZW, was die Im pedanz von Wasser repräsentiert. Ein echter RMS Spannungsmesser 45 ist über alle Kontakte der Impedanzlast 35 verbunden.

Der Widerstand von Leitungswasser in einem Bereich von 1 × 1 Zoll und einer Tiefe von 1/32 Zoll wurde mit ungefähr 160 kΩ gemessen.

Die folgende Kalkulation steht für den Widerstand von Regenwasser, wobei c die Leitfähigkeit von Regen ist:

wobei,

daher

Die Dicke einer auf einer Oberfläche von Glas kondensierten Wasserschicht ist jedoch wesentlich geringer als ein 1/32 Zoll und sein Widerstand ist höher als der von Leitungswasser. Zu Entwurfszwecken wurde ein Widerstandswert von 1 MΩ eingesetzt, um kondensiertes Wasser zu simulieren.

Die Kapazitanz eines Glasstückes mit den Maßen ½ Zoll × ½ Zoll × ¼ Zoll ist un gefähr 2 pF.

wobei

A = 0.25 in²
L = 0.25 in

daher

C_max = 10 × 0.08842 × 10^-6 × 2.54 × 10^-6 = 2.25 pF
C_min = 6 × 0.08842 × 10^-6 × 2.54 × 10^-6 = 1.35 pF

Die folgende Tabelle 2 zeigt die dielektrische Konstante für unterschiedliche Ar ten von Glas:

Tabelle 2

Der äquivalente Schaltkreis 50 eines das Glas berührenden Körpers bei der An wesenheit von Wasser ist in Fig. 3 gezeigt. Wie gezeigt, umfaßt der äquivalente Schaltkreis 50 eine Polykarbon (PCB) Platte 50 mit zumindest zwei darauf aus gebildeten Feldern 57 und 59, eine Glasplatte 60 angrenzend an die PCB-Platte 55, Wasser 65 auf der Glasplatte 60, das zumindest zwei Berührungsfeldbereiche überdeckt und einen Körper 70 in Kontakt mit dem Wasser 65 und der Glasplat te 60 in einem Berührungsfeldbereich. Die Impedanzglasplatte 60 wird durch zwei 2 pF Kondensatoren 62 und 64 angenähert, die mit den Feldern 57 und 59 jeweils verbunden sind. Das Wasser 65 wird durch einen 1 MΩ Widerstand 68 an genähert, der zwischen den Kondensatoren 62 und 64 angeschlossen ist. Der Körper wird durch einen 20 bis 300 pF Kondensator 72 repräsentiert, der an ei nem Ende mit dem Wasserwiderstand 68 und dem Glasplattenkondensator 62 gekoppelt ist und durch einen 1 bis 2 kΩ Widerstand, der mit den andern Enden des Kondensators 72 und einer externen Erde gekoppelt ist.

Bezogen auf Fig. 3 ist ersichtlich, daß die menschliche Berührung des gegen überliegenden Feldes 57 das Feld 57 über den Kondensator des Glases 62 mit der Erde und den seriellen Kontakt mit der Impedanz des menschlichen Körpers ge koppelt ist, welche durch den 20 bis 300 pF Kondensator und den 1 k bis 2 kΩ Widerstand eines typischen menschlichen Körpers zur Verfügung gestellt wird. Dies hat den Effekt des Saugens jeglicher Spannung auf dem Feld zur Erde. Das Feld 59 wird entsprechend betroffen sein, wobei seine Kopplung mit der Erde nicht nur durch die Kapazitanz 64 und die serielle Kapazitanz und den Wider stand des menschlichen Körpers erfolgen wird sondern auch durch den ohm schen Widerstand von Wasser auf der Glashülle zwischen der nahen Anordnung des Feldes 59 und des berührten Feldes 57 zueinander. Da die menschliche Ka pazitanz bedeutend größer ist als die 2 pF Kapazitanz des Glases wird die Impe danz des Pfades zur Erde für die Felder 57 und 59 durch die Impedanzen des Glases und des Wassers dominiert sein. Wenn die Impedanz des Wasserpfades im Vergleich zu derjenigen des Glases von Bedeutung ist, wird der Effekt einer Be rührung des Feldes 57 bedeutender sein als die des Feldes 59. Um den Effekt der Kondensation oder möglichen Wasserverschüttens zu umgehen, wird die Impe danz des Glases vorzugsweise so klein gemacht, wie es im Vergleich zur Prakti kanz des Wassers praktikabel erscheint. Dies erlaubt eine Unterscheidung zwi schen berührenden und angrenzenden Feldern. Da die Wasserimpedanz vorder grundig einen Widerstand bildet und die Glasimpedanz vordergründig kapazitiv ist, wird die Impedanz des Glases mit der Frequenz fallen.

Fig. 3A zeigt die maximale und minimale Glasimpedanz als Funktion der Fre quenz. Die gezeigten maximalen und minimalen Glasimpedanzen wurden wie folgt berechnet.

e. = 8.854 × 10^-12 C²/(nm²)

K_gmin = 6
K_gmax = 10
A = 0.25 in²
L = 0.25 in
C_max = K_gmaxe₀A/L C_max = 2.249 pF
C_min = K_gmine₀A/L C_min = 1.349 pF
Zgmin_frequency = 1/(2πC_maxfrequency)
Zgmax_frequency = 1/(2πC_minfrequency)

Wie zu erkennen ist, ist die kapazitive Impedanz des Glases bei 1 kHz wesentlich größer als die nominalen 1 MΩ der Wasserbrücke zwischen den Feldern. Als Fol ge dessen, bestünde bei 1 kHz eine kleine Differenz zwischen den Impedanzpfa den der zwei aneinandergrenzenden Felder zur Erde, wenn eines von beiden be rührt wird. Dies würde dazu führen, daß die Spannung auf beiden Feldern in vergleichbaren Mengen zur Erde gesaugt wurde. Umgekehrt fällt die Glasimpe danz bei 100 kHz auf ungefähr 1 MΩ, was dazu führt, daß die Impedanz des Fa des zur Erde für das Feld 59 doppelt so groß ist, wie diejenige des berührten Fel des 57. In Fällen, wo das Hintergrundrauschen und die Temperaturschwankung vergleichsweise klein sind, würde eine 100 kHz Oszillatorfrequenz einen ausrei chend niedrigen Erfassungsschwellwert zulassen, der einzustellen wäre, um zwi schen dem Signalwechsel zu differenzieren, die durch eine menschliche Berüh rung beider Felder im Gegensatz zu einem einzelnen Feld induziert werden. Bei 800 kHz fällt die Impedanz des Glases auf 200 kΩ oder weniger, was zu einem Verhältnis der Impedanzdifferenz von mehr als 5 zu 1 zwischen den Pfaden zur Erde des berührten Feldes 57 und des angrenzenden Feldes 59 führt. Schließlich kann das Impedanzverhältnis 10 zu 1 übersteigen, wie in der folgenden Kalkula tion dargestellt. Dies läßt eine Einstellung des Erfassungsschwellwertes für das berührte Feld unterhalb desjenigen für ein angrenzendes Feld zu, was zu einer wesentlich geringeren Wahrscheinlichkeit einer ungewollten Betätigung angrenz ter Berührungsfelder in Bezug auf das Berührungsfeld führt. Idealerweise würde die Betriebsfrequenz bei 800 kHz der bevorzugten Ausführungsform oder sogar höher gehalten. Wie bereits früher bemerkt, erfordert eine höhere Betriebsfre quenz jedoch den Einsatz von kostspieligeren Komponenten und Konstruktio nen. Für Anwendungen, bei denen die Temperaturschwankungen und das Ni veau des elektronischen Rauschens niedrig ist, könnte ein Betrieb bei oder in der Nähe von 100 kHz möglich sein. Bei 10 kHz und niedriger wird die Impedanz des Glases jedoch sehr viel größer als diejenige von möglichen Wasserbrücken zwischen den Feldern, was dazu führt, daß aneinandergrenzende Felder ebenso durch eine Berührung betroffen sind, wie das berührte Feld selbst. Obwohl die bevorzugte Frequenz vorzugsweise bei oder über 100 kHz liegt, bzw. weiter be vorzugt bei 800 kHz oder darüber, ist es denkbar, daß Frequenzen herab bis zu 50 kHz eingesetzt werden könnten, vorausgesetzt, daß die Frequenz eine Diffe renz in den Impedanzfaden aneinandergrenzender Felder erzeugt, die ausrei chend ist, um genau zwischen einer gewollten Berührung und der Berührung eines angrenzenden Feldes zu unterscheiden. Der Einsatz von Frequenzen her unter bis zu 50 kHz kann auch abhangig von der Art des Glases der Hülle oder der Dicke desselben, die für das Berührungsfeld eingesetzt werden, möglich sein. In Fällen, bei denen jedoch wenig oder keine Oberflächenverschmutzung auftritt, kann die Betriebsfrequenz sehr wohl unter 50 kHz fallen. Die gewählte Frequenz wird letztendlich eine Abwägung zwischen der Wahrscheinlichkeit einer Oberflä chenverschmutzung und den Kosten eines Betriebes bei höheren Frequenzen sein, um eine Kreuzkopplung aufgrund einer derartigen Verschmutzung zu ver meiden. Die folgende Analyse illustriert ein Beispiel, wie eine Frequenz auf der Basis typischer Parameter, die eingesetzt werden, um einen Berührungsschalter zu konstruieren und der typischen Impedanz einer Verschmutzung, wie z. B. Re genwasser kalkuliert werden kann. In der folgenden Analyse versucht man ein 10 : 1 Verhältnis der Impedanz von Wasser zu Glas zu erreichen.

Um eine Kreuzkopplung aufgrund der Kondensation von Wasser auf dem Glas zu eliminieren, muß die Kombination der Impedanz des Körpers (Z_B) und Glas (Z_G) sehr viel niedriger sein als die Impedanz von Wasser (Z_W). Da die Impedanz von Glas sehr viel höher ist als die Körperimpedanz, wird ausschließlich C_g be rücksichtigt.

Daher

10 |Z_g| < |Z_W|

wobei

daher

f < 796 kHz

Nachdem eine Basis für die Benutzung höherer Frequenzen vorgesehen wurde, wird nun die Basiskonstruktion des elektronischen Schaltkreises, der in Über einstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist, mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben. Der elektronische Schaltkreis umfaßt einen Spannungsregeler 100 einschließlich einer Eingangsleitung 101 und 102 zur Aufnahme einer 24 V Wechselstrom-Leitungsspannung und einer Leitung 103 zur Erdung des Schaltkreises relativ zu einer externen Erde, wie beispielsweise dem tatsächlichen Boden. Der Spannungsregler 100 konvertiert die aufgenommene Wechselstromspannung in eine Gleichstromspannung und liefert über die Leitungen 104 und 105 einen regulierten 5 Volt Gleichstrom an einen Oszillator 200. Der Spannungsregler versorgt über die Leitung 106 auch den Oszillator 200 mit einem 26 Volt Gleichstrom. Die Details des Spannungsreg lers 100 sind im folgenden mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben.

Indem der Oszillator 200 durch den Spannungsregler 100 gespeist wird, generiert er eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von 50 kHz und vorzugsweise größer als 800 kHz und hat eine Amplitudenspitze von 26 V. Die durch den Oszillator 200 generierte Rechteckwelle wird über eine Leitung 201 an den getrennte Masse Generator 300, eine Berührungsfeldschildplatte 460, einen Berührungsschalt kreis 400 und einen Microcontroller 500 übermittelt. Der Oszillator 200 wird im folgenden mit Bezug auf Fig. 6 beschrieben.

Der getrennte Masse Generator 300 empfängt die Rechteckwelle mit 26 V Spit zenamplitude von dem Oszillator 200 und gibt eine regulierte getrennte Masse ab, die 5 V unterhalb des Rechteckwellenausgangs des Oszillators 200 liegt und dieselbe Phase und Frequenz wie die aufgenommene Rechteckwelle hat. Der Ausgang dieser getrennten Masse wird über eine Leitung 301 an den Berüh rungsschaltkreis 400 und den Microcontroller 500 gegeben, so daß die Ausgangs rechteckwelle des Oszillators 200 und der getrennte Masseausgang des getrennte Masse Generators 300 Strom an den Berührungsschaltkreis 400 und den Micro controller 500 liefern. Details des getrennte Masse Generators 300 werden im folgenden mit Bezug auf Fig. 7 beschrieben.

Der Berührungsschaltkreis 400 erfaßt die Kapazitanz eines Berührungsfeldes 450 über die Leitung 451 und gibt über die Leitung 401 ein Signal an den Micro controller 500, wenn am Berührungsfeld 450 eine Kapazitanz erfaßt wird, die den Schwellwert übersteigt. Details des Berührungsschaltkreises 400 werden im folgenden mit Bezug auf Fig. 8 beschrieben.

Wenn eine Indikation von dem Berührungsschaltkreis 400 empfangen wird, das eine ausreichende Kapazitanz (typischerweise zumindest 20 pF) am Berührungs feld 450 anliegt, gibt der Microcontroller 500 über die Leitung 501, bei der es sich vorzugsweise um einen optischen Zweiwegkopplungsbus handelt, ein Signal an den laststeuernden Microcontroller 600 ab. Der Microcontroller 600 reagiert dann auf eine vorbestimmte Art und Weise, um eine Last 700 zu steuern.

Nachdem die Basiskonstruktion der ersten Ausführungsform im allgemeinen beschrieben worden ist, wird mit Bezug auf die Fig. 5 bis 8 die bevorzugte Detailkonstruktion der gezeigten Komponenten beschrieben. In Fällen, in denen die Anzahl der zu schaltenden Leitungen klein ist, kann der Microcontroller 600 durch zusätzliche optische Kopplungsleitungen ersetzt werden. Die Anzahl der zu schaltenden Leitungen bestimmt, ob es kosteneffektiver ist über einen opti schen Bus mit zwei Leitungen, wie die Leitung 501, zu multiplexen und einen Microcontroller zum Demultiplexen einzusetzen, oder eine Vielzahl von opti schen Kopplungsleitungen zu verwenden. Andere Betrachtungen wie die Zuver lässigkeit und Energieaufnahme können diese Wahl ebenso beeinflussen. In die sem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Einsatz eines einzelnen Paares von optischen Kopplungspfaden (Leitung 501) und eines Microcontrollers 600 ge zeigt, um die Möglichkeiten hervorzuheben, eine große Anzahl von Leitungen zu schalten.

Ein bevorzugter Schaltkreis für die Implementierung eines Spannungsreglers 100 ist in Fig. 5 gezeigt. Der Spannungsregler 100 umfaßt vorzugsweise einen Wechselstrom/Gleichstromkonverter 110, um auf Leitung 119 einen nicht regu lierten Gleichstrom von 29 V bis 36 V zu generieren. Dieser nicht regulierte Gleichstrom wird an einen 5 Volt Gleichstromregler 120 und einen 26 V Gleich stromregler 130 gegeben. Der Wechselstrom/Gleichstromkonverter 110 umfaßt die Dioden 112, 114 und 116 und 118, die den zur Verfügung gestellte 24 V Wechselstrom gleichrichten, die auf den Stromleitungen 101 und 102 zur Verfü gung gestellt werden. Die Anode der ersten Diode 112 ist mit der Stromleitung 101 und mit der Kathode der zweiten Diode 114 gekoppelt. Die Kathode der er sten Diode 112 ist mit der Ausgangsleitung 119 gekoppelt. Die Anode der zweiten Diode 114 ist über die Leitung 103 mit der Erde gekoppelt und mit der Anode der vierten Diode 118. Die Anode der ersten Diode 116 ist mit der Kathode der vier ten Diode 118 und mit der Stromleitung 102 gekoppelt. Die Kathode der dritten Diode 116 ist mit der Leitung 119 und mit der Kathode der ersten Diode 112 ge koppelt. Die Anode der vierten Diode 118 ist über die Leitung 103 mit der Erde gekoppelt. Die Dioden 112, 114, 116 und 118 sind vorzugsweise Dioden mit der Teilnummer 1N4002 von LITEON. Der Wechselstrom/Gleichstromkonverter 110 umfaßt vorzugsweise auch einen Kondensator 115 zur Filterung der gleichgerich teten Abgabe der Dioden. Der Kondensator 115 ist vorzugsweise ein 1000 µF Kondensator, der über die Leitung 103 zwischen die Ausgangsleitung 119 und die Erde gekoppelt ist.

Der 5 V Regler 120 umfaßt vorzugsweise einen 500 Ω Widerstand 120, der zwi schen die Leitung 119 und die 5 Volt Ausgangsleitung 104 gekoppelt ist, und eine Zenerdiode 124, einen ersten Kondensator 126 und einen zweiten Kondensator 128, die parallel angeordnet sind und zwischen die Ausgangsstromleitungen 104 und 105 geschaltet sind. Die Zenerdiode 124 ist vorzugsweise eine 5.1 Volt Zenerdiode mit der Teilenr. 1N4733A von LITEON, der erste Kondensator 126 hat eine Kapazitanz von 10 µF, der zweite Kondensator 128 hat eine Kapazitanz von 0,1 µF.

Der 26 V Regler 130 umfaßt vorzugsweise einen Transistor 134 mit einem Kol lektor, der über einen ersten Widerstand 132 mit der Leitung 119 verbunden ist, eine Basis, die über einen zweiten Widerstand 136 mit der Leitung 119 verbun den ist und einen Emitter, der mit der regulierten 26 V Ausgangsstromleitung 106 gekoppelt ist. Der 26 V Regler 130 umfaßt vorzugsweise auch einen Konden sator 137 und eine Zenerdiode 138, die parallel zwischen die Basis des Transi stors 134 und die Erdeleitung 103 geschaltet sind. Vorzugsweise ist der erste Wi derstand 132 ein 20 Ω, 0,5 W Widerstand, der zweite Widerstand 136 ist ein 1 kΩ 0,5 W Widerstand, der Kondensator 137 ist ein 0,1 µF Kondensator und die Zenerdiode 138 ist eine 27 V, 0,5 W Diode mit der Teilnummer 1N5254B von LITEON. Wie sich für den Fachmann ergibt, können verschiedene Komponenten des Spannungsreglers 100 hinzugefügt oder fortgelassen werden, abhängig von der zur Verfügung stehenden Stromquelle zur Versorgung des Oszillators 200. Wenn beispielsweise die zur Verfügung stehende Energie eine kommerzielle 110 V, Wechselstrom, 60 Hz Stromleitung ist, kann ein Transformator zugefügt wer den, um die 110 V Wechselstromspannung auf 24 V Wechselstrom zu konvertie ren. Wird alternativ dazu eine Gleichstrombatterie eingesetzt, kann der Wechsel strom/Gleichstromkonverter neben anderen Komponenten eliminiert werden.

Ein bevorzugtes Beispiel eines 800 kH Oszillators ist in Fig. 6 gezeigt. Der Os zillator 200 umfaßt vorzugsweise einen Rechteckwellengenerator 210, der durch einen 5 V Regler 120 über die Leitungen 104 und 105 versorgt wird, um eine Rechteckwelle mit 5 V Amplitudenspitze zu generieren, die die gewünschte Fre quenz hat sowie einen Pufferschaltkreis 230, der über die Leitung 106 durch den 26 V Regler 130 versorgt wird, um die Abgabe des Rechteckwellengenerators 210 zu puffern und seine Amplitudenspitze von 5 V auf 26 V zu erhöhen, während die bevorzugte Frequenz beibehalten wird. Der Rechteckwellengenerator 210 ist vor zugsweise ein astabiler Multivibrator, der mit zumindest zwei seriell verschalte ten Invertierungsgates 212 und 214 konstruiert ist sowie optional einem dritten seriell verschalteten Invertierungsgate 216. Die Invertierungsgates 212, 214 und 216 sind vorzugsweise in einem einzelnen integrierten Schaltkreis vorgesehen, bei dem das Teil 74HC04 von National Semiconductor vorgesehen ist. Der Aus gang des ersten Invertierungsgates 212 ist über die Widerstände 218 und 222 mit seinem Eingang gekoppelt und ist über den Kondensator 224 mit dem Ausgang des zweiten Invertierungsgates 214 gekoppelt. Der Eingang des zweiten Invertie rungsgates 214 ist mit dem Ausgang des ersten Invertierungsgates 212 gekoppelt und der Ausgang des zweiten Invertierungsgates 214 ist mit dem Ausgang des Einganges des optionalen dritten Invertierungsgates 213 gekoppelt. Um einen 800 kHz Ausgang zu erzeugen, hat der Widerstand 218 vorzugsweise einen Wert von 10.0 kΩ, der Widerstand 222 hat vorzugsweise einen Wert von 1.78 kΩ und der Kondensator 224 ist vorzugsweise ein 220 pF Kondensator.

Die Rechteckwelle mit 5 V Amplitudenspitze, die durch den Rechteckwellengene rator 210 generiert wird, wird entweder durch den Ausgang des Invertierungsga tes 214 oder den Ausgang des optionalen Invertierungsgates 216 über einen er sten Widerstand 232, der mit einem Kondensator 234 parallel verbunden ist, an die Basis eines ersten Transistors 238 geleitet. Die Basis des ersten Transistors 238 ist über einen zweiten Widerstand 236 mit der 26 V regulierten Gleichstrom leitung 106 verbunden. Der Kollektor des ersten Transistors 238 ist über einen dritten Widerstand 240 mit der 26 V Stromleitung 106 und der Basis eines zwei ten Transistors 244 verbunden. Der Emitter des ersten Transistors 238 ist mit der Erde verbunden sowie über einen vierten Widerstand 242 mit seinem eigenen Kollektur und der Basis des zweiten Transistors 244. Der Kollektor des zweiten Transistors 244 ist direkt mit der 26 V Stromleitung 106 verbunden und der Emitter des zweiten Transistors 244 ist über einen fünften Widerstand 246 mit der Erde verbunden. Der zweite Transistor 244 gibt einen Rechteckwellenaus gang mit 26 V Amplitudenspitze an die Leitung 201, die mit seinem Emitter ver bunden ist. Im Betrieb veranlaßt das an die Basis des Transistors 238 gegebene Rechteckwellensignal den Kollektor des Transistors 231 dazu, zwischen der Gleichstromversorgungsspannung 106 und der Kollektor-Emitter sättigungsspannung zu schwingen. Der Kondensator 234 ist vorgesehen, um das Abschalten des Transistors 238 zu verbessern. Der Transistor 244 zu sammen mit den Widerständen 242 und 246 werden eingesetzt, um das Recht eckwellensignal, welches durch den Transistor 238 generiert wird, zu puffern. In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Werte der Widerstände und des Kondensators wie folgt: Der erste Widerstand 232 hat 5,1 kΩ, der Kondensator 234 hat 0,0047 µF, der zweite Widerstand 236 hat 1 MΩ, der dritte Widerstand 240 hat 1,6 kΩ, der vierte Widerstand 242 hat 100 kΩ und der fünfte Widerstand 246 hat 4.7 kΩ. Vorzugsweise sind die Transistoren 238 und 244 diejenigen, die durch die Teilenummern ZTX600 identifiziert sind und die von ZETEX erhältlich sind. In dieser Konfiguration erzeugt der Oszillator 200 80 mA, um getrennte 5 V Gleichstrom zu generieren und versorgt die Berührungsschaltkreise 400, den Microcontroller 500 und die Schmitt getriggerten Gates 420 (Fig. 8). Wie sich für den Fachmann ergibt, können die Werte der Widerstände und Kondensato ren, wie im Oszillator 200 eingesetzt, von den oben offenbarten abweichen, um andere Oszillatorausgangsfrequenzen vorzusehen. Wie weiter oben besprochen, ist der Oszillator 200 jedoch vorzugsweise so konstruiert, daß er eine Ausgangs rechteckwelle mit einer Frequenz von 50 kHz oder größer abgibt, und noch wei ter bevorzugt 800 kHz oder größer. In einigen Fällen kann es notwendig sein, Transistoren oder eine Filterung mit einem geringeren Verstärkungsfaktor-Band breitenprodukt einzusetzen, um ein weiches Abrollen von den Rechteckkan ten zu erzielen, um die Rauschemissionen hoher Frequenzen zu reduzieren. Wenn dies erfolgt ist, muß die Amplitude der Oszillatorspannung erhöht werden, um zu kompensieren.

Die bevorzugte Konstruktion des getrennten Massegenerators 300 ist in Fig. 7 gezeigt und umfaßt vorzugsweise eine Zenerdiode 310 mit einer Kathode, die mit dem Oszillatorausgang auf Leitung 201 verbunden ist sowie eine Anode, die mit der Ausgangsleitung 301 der getrennten Masse verbunden ist und über den Wi derstand 316 und die Diode 318 mit der Erde. Der Generator 300 für die getrenn te Masse umfaßt vorzugsweise auch einen ersten Kondensator 312 und einen zweiten Kondensator 314, die parallel mit der Zenerdiode 310 verbunden sind. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Zenerdiode 310 eine 5.1 V Zenerdi ode, welche durch die Teilnummer 1N4733A identifiziert wird und von LITEON erhältlich ist. Der Kondensator 312 ist ein 47 µF Tantal Kondensator, der Kon densator 314 ist ein 0.1 µF Kondensator, der Widerstand 316 ist ein 270 Ω Wi derstand und die Diode 318 ist eine Diode, die durch die Teilnummer 1N914B identifiziert ist und von LITEON erhältlich ist.

Der Berührungsschaltkreis 400, wie in Fig. 8 gezeigt, umfaßt vorzugsweise ei nen Transistor 410 mit einer Basis, die über den Widerstand 413 und die Leitung 451 mit dem Berührungsfeld 450 verbunden ist und einen Emitter, der mit der Oszillatorausgangsleitung 201 verbunden ist und einen Kollektor, der über einen Impulsstreckerschaltkreis 417 mit der Leitung 301 der getrennten Masse ver bunden ist, wobei der Impulsstreckerschaltkreis einen Widerstand 416 und einen Kondensator 418 einschließt, die parallel zwischen den Kollektor des Transistors 410 und die Leitung 301 der getrennten Masse geschaltet sind. Um die Anfällig keit gegen Rauschen zu minimieren, muß die physikalische Länge des Pfades zwischen dem Berührungsfeld 450 und der Basis des Transistors 410 minimal gehalten werden. Zusätzlich können in der Leitung 401 RC Filter zwischen dem Ausgang des Berührungsschaltkreises 400 und dem Eingang des Microcontrollers 500 angeordnet sein, um eine zusätzliche EMI/RFI Immunität vorzusehen. Zu sätzlich ist das Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt, das vom Transistor 410 benötigt wird, umso höher, je höher die Frequenz ist. Das Verstärkungsfaktor-Band breitenprodukt muß ausreichend sein, um zu garantieren, daß der Oszilla tor während hoher Oszillatorimpulse anspringt. Eine weitere Abwägung ist es, ein höheres Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt zu nutzen, um niedrigere Oszillatorspannungen zu ermöglichen oder höhere Oszillatorspannungen um den Einsatz eines Transistors mit einem geringeren Verstärkungsfaktor-Band breitenprodukt zu ermöglichen. Die Kombination aus Oszillatorspannung, Frequenz und Transistor-Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt, welches ein gesetzt wird, wird zwangsläufig mit den Kosten, den Sicherheits- und Zuverläs sigkeitsanforderungen einer gegebenen Anwendung variieren. Die vorliegende Kombination wurde gewählt, um die Oszillatorspannung niedrig zu halten und einen Betrieb bei 800 kHz zur Minimierung einer Kreuzkopplung zu ermögli chen. Bei höheren Frequenzen wären höhere Verstärkungsfaktor-Band breitenprodukt-Transistoren in sowohl dem Oszillator 200 als auch den Er fassungsschaltkreisen 400 notwendig. Der Berührungsschaltkreis 400 umfaßt vorzugsweise auch eine Diode 414 mit einer Anode, die mit der Basis des Transi stors 410 und dem Widerstand 413 verbunden ist und eine Kathode, die mit dem Emitter des Transistors 410 verbunden ist sowie mit einem Widerstand 412, der parallel mit der Diode 414 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 410 geschaltet ist. Der Impulsstreckerschaltkreis 417 wird als solcher bezeichnet, da die Sensitivität des Berührungsschaltkreises durch eine Änderung des Wider standes 416 angehoben oder abgesenkt werden kann. Der Widerstand 413 wird eingesetzt, um den Basisstrom zu begrenzen.

Der Berührungsschaltkreis 400 kann zusätzlich zumindest ein Schmitt getrigger tes Gate 420 einschließen, welches durch die Spannungsdifferenz zwischen den Oszillatorleitungen 201 und 301 versorgt wird und einen Eingangspol hat, wel cher mit dem Kollektor des Transistors 410 gekoppelt ist sowie einen Ausgang, der mit dem Microcontroller 500 über die Ausgangsleitung 401 gekoppelt ist. Das Schmitt getriggerte Invertierungsgate 420 ist optional vorgesehen, um die An stiegszeit des Berührungsschalterausganges zu verbessern und den Ausgang zu puffern. Vorzugsweise handelt es sich bei dem Transistor 410 um die Teilenum mer BC858CL von Motorola, der Widerstand 412 ein 12 MΩ Widerstand, die Di ode 410 ist die Teilenummer 1N914B von Diodes, Inc., der Widerstand 416 ist ein 470 kΩ Widerstand, der Kondensator 418 ist ein 0,001 µF Kondensator und der Widerstand 413 ist ein 10 kΩ Widerstand.

Wie oben ausgeführt, hat der Körper des Bedieners eine Kapazitanz, die sich bei einer typischen Person zwischen 20 und 300 pF bewegen kann. Der Basispol des Transistors 410 ist über den Widerstand 412 mit seinem Emitter gekoppelt, so daß wenn keine Kapazitanz des Bedieners, der das Berührungsfeld 450 berührt, vorhanden ist, der Transistor 410 nicht vorwärts betrieben wird und nicht leitet. Wenn das Berührungsfeld 450 daher nicht berührt wird, hat das Ausgangssignal am Kollektorpol des Transistors 410 und über den Impulsdehnerschaltkreis 417 einen Wert von 0 V. Wenn eine Person jedoch das Berührungsfeld 450 berührt, koppelt die Kapazitanz des Körpers der Person die Basis des Transistors 410 über den Widerstand 413 mit der Erdung 103, wodurch der Transistor 410 vor wärts betrieben wird und leitet. Dies lädt den Kondensator 418, der eine positive Gleichstromspannung bezüglich der Leitung 301 zur Verfügung stellt und den Ausgang des Schmitttriggers 420 veranlaßt, herabzugehen. Die Diode 414 ist über die Basis mit dem Emitter-Basis-Zonenübergang des Transistors 410 ge koppelt, um die Basisemitterumkehrspannung auf -0,7 V festzulegen, wodurch die Vorwärtserholzeit und die Anspringzeit reduziert wird.

Das Berührungsfeld 450 umfaßt ein Substrat, auf dem eine Vielzahl von elek trisch leitenden Plattenteilen auf einer Fläche desselben befestigt sind. Das Substrat ist ein Isolator und die Platten sind voneinander beabstandet, um die Platten voneinander und von der Erde zu isolieren. Ebenfalls auf dem Substrat ist ein Sicherheitsband positioniert, im allgemeinen mit 460 bezeichnet. Das Si cherheitsband 460 ist ein Gitter aus Leitersegmenten, die sich zwischen aneinan dergrenzenden Paaren von Plattenteilen erstrecken. Alle Leitersegmente sind physikalisch miteinander verbunden, um eine Vielzahl von Räumen zu definie ren, mit einem Plattenteil, das zentral innerhalb jedes Raumes positioniert ist. Komponenten des Berührungsschaltkreises können auf der Seite des Substrates angeordnet sein, die gegenüber den Plattenteilen und dem Sicherheitsband 460 liegt.

Ein ebenes dielektrisches Teil ist von den in Richtung des Substrates gerichteten Platten beabstandet. Das dielektrische Teil ist aus einem nicht porösen Isolati onsmaterial, wie Polycarbonat oder Glas gemacht. Eine Vielzahl von elektrisch leitenden Federkontakten ist zwischen der inneren Fläche des dielektrischen Teiles um dem Substrat angeordnet. Eine Induzierungsschicht kann an der inne ren Fläche des dielektrischen Teiles befestigt sein, um eine Indikation der Funk tion eines jeden Eingabebereiches vorzusehen.

Wie oben bemerkt, ist die Schnittstelle zwischen dem dielektrischen Teil und ei ner leitenden Platte ein metallischer Federkontakt, der auf der Rückseite des dielektrischen Teiles befestigt ist. Der Federkontakt bietet Vorteile bei extrem hohen Temperaturen. Für ausreichend enge Temperaturbereiche werden jedoch bevorzugt leitende Polymerschaumkissen eingesetzt, die auf die Größe der Be rührungsfelder geschnitten sind, um den Spalt zwischen der leitenden Fläche und der dielektrischen Schicht zu füllen. Die Funktion der Federkontakte oder leitenden Schaumkissen ist es, den kapazitiven Beitrag des luftgefüllten Spaltes zwischen den leitenden Feldern und der darüberliegenden dielektrischen Schicht zu eliminieren.

Ein Problem der kapazitiv reagierenden Tastaturen ist die Tendenz der Schalter, die in einem Tastatursystem eng angeordnet sind, ungewollterweise aktiviert zu werden, obwohl der Benutzer einen angrenzenden Schalter berührt. Dieses Pro blem wird darüber hinaus durch die Anwesenheit von Verschmutzungen auf der äußeren Fläche des dielektrischen Teiles stark verschlimmert. Eine Verschmut zung wie Hautfett oder Feuchtigkeit verursacht einen fehlerhaften Tastaturbe trieb, wobei eine Vielzahl von Schaltern anspringt, obwohl nur ein Schalter be rührt wird. Durch einen Betrieb bei hohen Frequenzen wie 100 kHz oder 800 kHz wird die Impedanz der seriellen Kombination aus Körper und Glaskapa zitanz im Vergleich zur Impedanz der Kontamination auf dem Glas gesenkt, wo durch die Kreuzkopplung reduziert wird.

Wenn die Glasdicke geringer als 3/16 Zoll ist, wird der Berührungsschaltkreis anfälliger für die Körperkapazitanz. Es existieren zwei Wege, um die Sensitivität so zu justieren, daß die Kreuzkopplung nicht auftritt: Entfernung der Diode 414 und/oder Reduzierung des Widerstandswertes des Widerstandes 416. Eine Stei gerung des Widerstandswertes des Widerstandes 416 würde den Einsatz eines dickeren Glases zulassen. Dieser Widerstand sollte jedoch vorzugsweise nicht über 750 kΩ gehen. Dies liegt an der maximalen niedrigen Eingangsspannung von 0,8 V und dem Eingangsleckstrom von 1 µA an dem Schmitt getriggerten Gate 420.

Die Oszillatorverschaltung, wie in Fig. 6 gezeigt, ist über den Temperaturbe reich von -40°C bis 150°C sehr stabil. Der Ausgang der Berührungsschalterver schaltung fällt mit einer Geschwindigkeit von ungefähr 40 mV/°C, wenn die Temperatur unter 0°C fällt. Wenn die Anwendung einen Betrieb bei niedrigen Temperaturen (-40°C) erfordert, können die folgenden drei Methoden eingesetzt werden, um den Ausgang des Schalters zu erhöhen: Erhöhung der regulierten Versorgungsspannung des Oszillators, Erhöhung des Widerstandswertes des Wi derstandes 416 und der Einsatz eines Transistors 410 mit einem höheren Ver stärkungsfaktor. Alle diese Methoden würden die Sensitivität bei hohen Tempe raturen erhöhen. Ein anderer Weg zur Korrektur dieses Problemes ist der Ein satz eines Thermistors, um die regulierte Versorgungsspannung als Funktion der Temperatur zu variieren.

Da die Eingangsleistung auf 26 V Gleichstrom reguliert ist, beeinflußt eine Va riation der Leistung (24 V Wechselstrom ± 10% oder 29 V Gleichstrom bis 36 V Gleichstrom) nicht den Schaltkreisbetrieb. Die folgende Tabelle 3 zeigt die ge messene Ausgangsspannung des Schalters für unterschiedliche Versorgungs spannungen.

Tabelle 3

Um den Einfluß der Körperkapazitanz auf den Schaltkreisbetrieb zu bestimmen, wurde der Schaltkreis nach Fig. 3 eingesetzt, um Glas, Wasserwiderstand und Körperkapazitanz zu simulieren. Die folgenden zwei Bedingungen wurden simu liert und getestet:

1. - Maximale Körperkapazitanz, die keine Kreuzkopplung bewirkt, bei
Temperatur = 105°C
Versorgungsspannung = 36 V Gleichstrom
Glaskapazitanz = 2 pf
Wasserwiderstand = 330 k bis 1 MΩ
2. - Minimale Kapazitanz zum Anschalten eines Schalters, bei
Temperatur = 0°C
Versorgungsspannung = 29 V Gleichstrom
Glaskapazitanz = 2 pF
3. - Betrieb bei Raumtemperatur

Die folgende Tabelle 4 zeigt die Signale und Rauschspannungen beim Schalter ausgang für unterschiedliche Werte der Körperkapazitanz und des Widerstandes der Verschmutzung.

Tabelle 4

S = Signal (Berührung)
N = Rauschen (keine Berührung)
Versorgungsspannung = 36 V Gleichstrom
Temperatur = 105°C

Bei einem Verschmutzungswiderstand von 1 MΩ oder mehr, reagiert der Schalt kreis nicht auf Variationen der Körperkapazitanz und hat ein minimales Ver hältnis von Signal zu Rauschen von -34 dB. Ohne Verschmutzung liegt das Ver hältnis von Signal zu Rauschen bei ungefähr -54 dB. Das Diagramm in Fig. 9 zeigt das Verhältnis von Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz, für unterschiedliche Werte des Verschmutzungswiderstandes bei 105°C. Die mi nimale Körperkapazitanz zum Anschalten eines Schalters ist 20 pF.

Bei Raumtemperatur nimmt die Kreuzkopplung aufgrund eines Abfallens des Verstärkungsfaktors des Transistors 210 ab. Die folgende Tabelle 5 zeigt dies bei Raumtemperatur, wobei der Schaltkreis eine Verschmutzung mit 205 kΩ ab weist, unabhängig von der Körperkapazitanz. Unterhalb 250 kΩ beeinflußt die Körperkapazitanz die Kreuzkopplung.

Tabelle 5

S = Signal (Berührung)
N = Rauschen (keine Berührung)
Versorgungsspannung = 36 V Gleichstrom
Temperatur = 25°C

Das Diagramm in Fig. 10 zeigt das gemessene Verhältnis von Signal zu Rau schen gegenüber der Körperkapazitanz, für unterschiedliche Widerstandswerte der Verschmutzung bei Raumtemperatur.

Die besonderen Vorteile des vorhergehenden Schaltkreises gegenüber demjenigen existierender Berührungserfassungsschaltkreise wie im US Patent 4,758,735 of fenbart, sind der Einsatz von Dioden 414 (ausgewählt für Hochgeschwindigkeit), um die Vorwärtserholzeit zu minimieren, statt nur einen Umkehrpolaritäts schutz vorzusehen (wie bei den langsameren Typen von Dioden, wie sie in exi stierenden Schaltkreisen eingesetzt werden) und die Vermeidung eines Konden sators, der über die Basis mit dem Emitter-Basis-Zonenübergang des Erfas sungstransistors 410 gekoppelt ist, um den Schaltkreis empfindlicher und bei einer geringeren Oszillatoramplitude sowie höheren Oszillatorfrequenzen be treibbar zu machen. Diese Merkmale zusammen mit einer geeigneten Wahl der Komponentenwerte macht einen Betrieb bei deutlich höheren Frequenzen (< 50 kHz) möglich, als sie dem existierenden Stand der Technik zu entnehmen sind (60 bis 1000 Hz). Bei Frequenzen von oder in der Nähe von 800 kHz zeigt die durch den menschlichen Körper vorhandene 20 bis 30 pF Kapazitanz zur Erde eine wesentliche geringere Impedanz als die vordergründig einen Widerstand bildende Impedanz von Hautfetten oder Wasserfilmen, die auf den dielektrischen Schichten auftreten können, welche die leitenden Berührungsfelder überlagern. Dies macht es möglich, daß die Spitzenspannung eines berührten Feldes wesent lich näher an die Erde kommt als angrenzende Felder, die einen Spannungsabfall über jede Verschmutzungsfilmschicht haben werden, die einen leitenden Pfad zum berührten Bereich vorsieht. Die verbesserte Empfindlichkeit, welche durch die Unterdrückung eines Kondensators zwischen der Basis und dem Emitter des Erfassungstransistors 410 geboten wird, macht eine Einstellung der Erfassungs schwelle wesentlich näher an der Erde möglich, als es auf andere Weise der Fall wäre. Dies erlaubt eine Unterscheidung zwischen dem berührten Feld und an grenzenden Feldern, die über den durch den Verschmutzungsfilm gebildeten lei tenden Pfad zur Berührung zur Erde gezogen werden könnten. Dieser Hochfre quenzbetriebsbereich bietet einen beträchtlichen Vorteil gegenüber dem bekann ten Stand der Technik bezüglich der Immunität gegenüber Oberflächenver schmutzungen wie Hautfett und Feuchtigkeit.

Ein in Übereinstimmung mit der zweiten Ausführungsform konstruierter Mehr fachberührungsschaltkreis ist in Fig. 11 gezeigt. In der zweiten Ausführungs form der Fig. 11 sind Komponenten ähnlich denen der ersten Ausführungsform nach Fig. 4 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht detail liert besprochen. Der Mehrfachberührungsfeldschaltkreis ist eine Variation der ersten Ausführungsform, wobei er eine Anordnung von Berührungsschaltkreisen einschließt, bezeichnet als 900₁ bis 900_nm, die wie gezeigt, sowohl den Berüh rungsschaltkreis 400, gezeigt in den Fig. 4 und 8 sowie das Eingabeberüh rungsterminalfeld 451 (Fig. 4) einschließen. Der Microcontroller 500 selektiert jede Reihe der Berührungsschaltkreise 900₁ bis 900_nm durch das Vorsehen des Signals vom Oszillator 200 zu ausgewählten Reihen von Berührungsschaltkrei sen. Auf diese Weise kann der Microcontroller 500 die Berührungsschaltkreisrei hen aktivieren und die von den Spalten der Anordnung empfangenen Eingaben mit den aktivierten Berührungsschaltkreisen verbinden. Um die Pfadlänge zwi schen dem Berührungsfeld 451 und der Basis des Erfassungstransistors 410 mi nimal zu halten, sind die Erfassungsschaltkreise 900 physisch direkt neben den Erfassungsfeldern angeordnet. Um die Montage zu vereinfachen, kann für diesen Zweck eine flexible Platine wie durch die Sheldahl, Inc. or Circuit Etching Technics, Inc. verwendet werden. Idealerweise ist der gedruckte Schaltkreis di rekt an der Fläche (typischerweise Glas) befestigt, die die leitenden Berührungs felder trägt, um Luftspalte und die Notwendigkeit von leitenden Schaumkissen und Federkontakten zu eliminieren, die eingesetzt wurden, um die Luftspalte zu füllen.

Für diese zweite Ausführungsform kann der Oszillator 200 der ersten Ausfüh rungsform leicht gegenüber der in Fig. 6 gezeigten Form modifiziert werden, so daß er einen (nicht gezeigten) Transistor einschließt, der zwischen den Oszilla torausgang und die Erde geschaltet ist, wobei seine Basis mit dem Microcontrol ler 600 verbunden ist, so daß der Microcontroller 600 selektiv den Ausgang des Oszillators 200 abschalten kann.

Der Einsatz einer hohen Frequenz in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung bietet bestimmte Vorteile für Schaltkreise wie diejenige des Mehrfach berührungsfeldschaltkreises der vorliegenden Erfindung, aufgrund der Weise in welcher die Kreuzkopplung im wesentlichen reduziert wird, ohne eine physische Struktur zur Isolierung der Berührungsterminal notwendig zu machen. Darüber hinaus erlaubt die Reduzierung der Kreuzkopplung, wie durch die vorliegende Erfindung ermöglicht, eine nähere Anordnung der Berührungsterminals in der Anordnung zueinander.

Eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Berührungs schaltkreisredundanz vorsieht, ist im folgenden mit Bezug auf die Fig. 12 bis 14 beschrieben. Wie in Fig. 12 gezeigt, umfaßt der Schaltkreis gemäß der drit ten Ausführungsform einen Spannungsregler 1100 zur Regelung der über 24 V Gleichstromenergieleitungen 1101 und 1102 zur Verfügung gestellten Energie sowie eine Masse relativ zur Erde 1103 und um den regulierten Strom über die Leitungen 1104 und 1107 an einen Oszillator 1200 zu geben.

Der Oszillator 1200 gibt über die Leitung 1201 ein kontinuierliches und periodi sches Signal an die Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b. Vorzugsweise be trägt die Frequenz des Oszillatorausgangssignals zumindest 100 kHz und weiter bevorzugt zumindest 800 kHz. Die zwei Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b sind von identischer Konstruktion und empfangen beide den Ausgang des Berührungsterminals 1450 über die Leitung 1451. Eine detaillierte Beschreibung des bevorzugten Spannungsreglerschaltkreises 1100, des Oszillators 1200 und der Berührungsschaltkreis 1400a und 1400b ist im folgenden mit Bezug auf Fig. 13 nach der Beschreibung der verbleibenden Teile der dritten Ausführungs form gegeben.

Der Ausgang des ersten Berührungsschaltkreises 1400a wird über die Leitung 1401a an einen ersten Treiberschaltkreis 1500 gegeben, während der Ausgang des zweiten Berührungsschaltkreises 1400b über die Leitung 1401b an einen zweiten Treiberschaltkreis 1600 gegeben wird. Die beiden Treiberschaltkreise 1500 und 1600 sind vorgesehen, um erste und zweite seriell verbundene Schalt transistoren 1700 und 1710 zu treiben. Die Schalttransistoren 1700 und 1710 müssen beide leitend sein, um Energie an einen Relaisschalter 1800 zu geben. Wenn einer der Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b daher nicht die Berüh rung eines Berührungsterminals 1450 erfaßt, leitet einer der Schalttransistoren 1700 und 1710 nicht und es wird keine Energie an den Relaisschalter 1800 gege ben. Die bevorzugte Konstruktion der Treiberschaltkreise 1500 und 1600 sowie des Relaisschalters 1800 sind im folgenden mit Bezug auf Fig. 14 beschrieben.

Wie in Fig. 13 gezeigt, kann der Spannungsregler 1100 durch das Vorsehen ei nes ersten Kondensators 1110 und eines Varistors 1112 konstruiert sein, die parallel über die Eingangsstromterminals 1101 und 1102 verbunden sind. Vor zugsweise ist das Rückgabestromterminal 1102 mit der relativen Erdmasse 1303 verbunden. Der Varistor 1112 wird eingesetzt, um den Schaltkreis vor Über spannungsbedingungen zu schützen. Ebenfalls parallel zu dem ersten Kondensa tor 1110 und dem Varistor 1112 ist die seriell geschaltete Kombination einer Si cherung 1114, einer Diode 116, eines Widerstandes 1118 und zwei parallel ge schalteter Kondensatoren 1120 und 1122 geschaltet. Der Spannungsregler 1100 ist durch die Diode 1116 und einen durch den Widerstand 1118 begrenzten Strom umkehrpolaritätsgeschützt. Die Kondensatoren 1120 und 1122 bilden eine Filterung.

Der Spannungsregler 1100 umfaßt darüber hinaus eine Zenerdiode 1128, deren Kathode mit einem Knoten zwischen dem Widerstand 118 und dem Kondensator 1120 und 1122 sowie mit der Ausgangsstromleitung 1104 verbunden ist. Die An ode der Zenerdiode 1128 ist mit der Ausgangsstromleitung 1107 gekoppelt sowie über zwei seriell geschaltete Widerstände 1124 und 1126 mit der relativen Masse leitung 1103. Die Zenerdiode 1128 und die Widerstände 1124 und 1126 generie ren einen regulierten 15 V Gleichstrom. Zwei Kondensatoren 1130 und 1132 sind zwischen den Energieleitungen 1104 und 1107 parallel zur Zenerdiode 1128 ge schaltet. Die Kondensatoren 1130 und 1132 bilden jeweils eine Filterung und Entkopplung. Vorzugsweise hat der Kondensator 1110 eine Kapazitanz von 1000 pF, 1000 V, bei dem Varistor 1112 handelt es sich um die Teilnummer S14K25 von Siemens, die Sicherung 11114 ist eine ¼ A Sicherung, die Diode 116 ist die Teilnummer 1N4002 von LITEON, der Widerstand 1118 hat einen Widerstand von 10 Ω, ½ W, der Kondensator 1120 hat eine Kapazitanz von 22 µF, 35 V, der Kondensator 1122 hat eine Kapazitanz von 0,1 µF, die Zenerdiode 1128 ist die Teilnummer 1N4744A von LITEON, der Widerstand 1124 hat einen Wider standswert von 220 Ω, der Widerstand 1126 hat einen Widerstandswert von 220 Ω, der Kondensator 1130 hat eine Kapazitanz von 1 µF, 25 V und der Kon densator 1132 hat eine Kapazitanz von 0,1 µF.

Der Oszillator 1200 besteht vorzugsweise aus einem ersten Invertierungsgate 1210, dessen Eingang über die Widerstände 1214 und 1216 mit seinem Eingang verbunden ist und ein zweites Invertierungsgate 1212, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Invertierungsgates 1210 gekoppelt ist und dessen Ausgang über einen Kondensator 1218 und einen Widerstand 1216 mit seinem Eingang gekoppelt ist. Der oszillierende Ausgang des zweiten Invertierungsgates 1212 wird über den Transistor 1226 gepuffert, dessen Basis über den Widerstand 1220 und den Kondensator 1222 mit dem Ausgang des zweiten Invertierungsgates 1212 verbunden ist, wobei der Widerstand 1220 und der Kondensator 1222 zwi schen diesen parallel geschaltet sind. Die Basis des Transistors 1226 ist über ei nen Widerstand 1224 auch mit der Stromleitung 1104 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 1226 ist mit der Stromleitung 1104 verbunden und der Kollektor ist über einen Widerstand 1230 mit einer Stromleitung 1107, mit der Anode der Di ode 1228 und mit der Oszillatorausgangsleitung 1201 verbunden. Die Diode 1228 hat eine mit der Stromleitung 1104 verbundene Kathode und wird eingesetzt, um den Transistor 1226 zu schützen.

Vorzugsweise werden die Invertierungstors 1210 und 1212 durch die Teilenum mer CD40106B von Harris gestellt, der Widerstand 1214 hat einen Widerstand von 10 kΩ, der Widerstand 1216 hat einen Widerstand von 1,18 kΩ, 1%, der Kondensator 1218 hat eine Kapazitanz von 220 pF, der Widerstand 1220 hat ei nen Widerstand von 4,7 kΩ, der Kondensator 1122 hat eine Kapazitanz von 220 pF, der Widerstand 1124 hat einen Widerstand von 100 kΩ, der Transistor 1226 ist die Teilnummer MMBTA70L von Motorola, die Diode 1228 ist die Teilnum mer RLS4448 von LITEON, und der Widerstand 1230 hat einen Widerstand von 3,3 kΩ.

Zwei Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b sind parallel vorgesehen, um eine Redundanz zu schaffen, so daß, wenn einer ausfällt, die Relaisschalter abgeschal tet werden. Da die Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b identisch sind, wird nur einer der Berührungsschaltkreise beschrieben. Der Berührungsschaltkreis 1400a umfaßt vorzugsweise zwei Widerstände 1410a und 1412a, die seriell zwi schen die Berührungsterminalausgangsleitung 1451 und die Basis des Transi stors 1420a gekoppelt sind. Der Emitter des Transistors 1420 ist mit der Aus gangsleitung 1201 des Oszillators verbunden und sein Kollektor ist über den Wi derstand 1422a mit der Stromleitung 1107 verbunden. Der Berührungsschalt kreis 1400a umfaßt darüber hinaus eine Diode 1414a, einen Kondensator 1416a und einen Widerstand 1418a, die alle parallel zwischen der Basis des Transistors 1420a und dem Emitter desselben geschaltet sind, der mit der Oszillatoraus gangsleitung 1201 verbunden ist. Der Berührungsschaltkreis 1400a umfaßt auch eine Diode 1424a, deren Anode mit dem Kollektor des Transistors 1420a verbun den ist und dessen Kathode über den Widerstand 1426a mit der Berührungs schaltkreisausgangsleitung 1401a verbunden ist.

Der Widerstand 1410a hat vorzugsweise einen Widerstand von 5.1 kΩ, der Wi derstand 1412a hat einen Widerstand von 5.1 kΩ, die Diode 414a ist die Teile nummer RLS 4448 von LITEON, der Kondensator 1416a hat eine Kapazitanz von 240 pF, der Widerstand 1418a hat einen Widerstand von 12 MΩ, der Transi stor 1420a ist die Teilenummer BD857CL von Motorola, der Widerstand 1422a hat einen Widerstand von 100 kΩ, die Diode 1424 ist die Teilenummer RLS4448 von LITEON und der Widerstand 14262304 00070 552 001000280000000200012000285912219300040 0002019703404 00004 22185L<a hat einen Widerstand von 100 kΩ. Die bevorzugte Detailkonstruktion des ersten und zweiten Treiberschaltkreises 1500 und 1600 wird nun mit Bezug auf Fig. 14 beschrieben. Im ersten Treiber schaltkreis 1500 ist die Ausgangsleitung 1401a des ersten Berührungsschaltkrei ses 1400a über den Widerstand 1510 und auch über den Kondensator 1512 mit der Stromleitung 1107 verbunden, die parallel dazwischengeschaltet sind. Die Ausgangsleitung 1400a ist auch mit dem negativen Pol eines Operationsverstär kers 1514 verbunden. Der positive Pol des Operationsverstärkers 1514 ist mit der Leitung 1502 verbunden, die zwischen dem ersten und zweiten Treiberschalt kreis 1500 und 1600 verläuft und ist über den Widerstand 1626 mit der Stromlei tung 1104 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1514 ist über den Widerstand 1518 mit der Stromleitung 1104 und dem Eingang eines Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1516 verbunden. Der Ausgang des Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1516 ist über einen Widerstand 1520 mit dem Eingang eines zweiten Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1526 verbunden. Eine Diode 1522 ist parallel mit dem Widerstand 1520 geschaltet, dessen Kathode mit dem Ausgang des Invertierungsgates 1516 verbunden ist und dessen Anode mit dem Eingang des Invertierungsgates 1526 und über den Kondensator 1524 mit der Stromleitung 1107 verbunden ist. Der Ausgang des Invertierungsgates 1526 ist über den Widerstand 1528 mit der Basis des Schalttransistors 1700 ver bunden. Die Basis des Transistors 1700 ist auch über einen Kondensator 1532 und über einen Widerstand 1530 mit der Stromleitung 1107, mit der Stromlei tung 1104 sowie seinem Emitter verbunden. Vorzugsweise hat der Widerstand 1510 einen Widerstand von 10 MΩ, der Kon densator 1512 hat eine Kapazitanz von 0,01 µF, der Operationsverstärkerverglei cher 1514 ist die Teilenummer LM393 von National Semiconductor, das Invertie rungsgate 1516 ist die Teilenummer CD40106B von Harris, der Widerstand 1518 hat einen Widerstand von 10 kΩ, der Widerstand 1520 hat einen Widerstand von 1 MΩ, die Diode 1522 ist die Teilenummer RLS4448 von LITEON, der Konden sator 1524 hat eine Kapazitanz von 0,22 µF, das Invertierungsgate 1526 ist die Teilenummer CD40106 von Harris, der Widerstand 1528 hat einen Widerstand von 12 kΩ, der Widerstand 1530 hat einen Widerstandswert von 100 kΩ, der Kondensator 1532 hat eine Kapazitanz von 0,01 µF und der Transistor 1700 ist die Teilenummer MMBTA56L von Motorola. Beim zweiten Treiberschaltkreis 1600 ist die Ausgangsleitung 1401b des zweiten Berührungsschaltkreises 1400b über den Widerstand 1610 und auch über den Kondensator 1612 mit der Stromleitung 1107 verbunden, die parallel dazwi schengeschaltet sind. Die Ausgangsleitung 1401b ist auch mit dem negativen Pol eines Operationsverstärkers 1614 verbunden. Der positive Pol des Operations verstärkers 1614 ist mit der Leitung 1502 verbunden, die über den Widerstand 1626 mit der Stromleitung 1104 verbunden ist. Der positive Pol des Operations verstärkers 1614 ist über den Kondensator 1616 und einen Widerstand 1618 auch mit der Stromleitung 1107 verbunden, die parallel geschaltet sind. Der Aus gang des Operationsverstärkers 1614 ist über einen Widerstand 1639 mit der Stromleitung 1104 verbunden und mit den gekoppelten Eingängen eines Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1628. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1614 ist auch über einen Widerstand 1624 mit seinem positiven Eingangspol ver bunden. Der Ausgang des Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1628 ist mit dem Eingang eines zweiten Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1638 über einen Widerstand 1632 verbunden. Eine Diode 1634 ist parallel mit dem Wider stand 1632 geschaltet, wobei seine Kathode mit dem Ausgang des Invertierungs gates 1628 verbunden ist und seine Anode mit dem Eingang des Invertierungsga tes 1638 und mit der Stromleitung 1107 über den Kondensator 1636 verbunden ist. Der Ausgang des Invertierungsgates 1638 ist mit der Basis des Schalttransi stors 1710 über den Widerstand 1640 verbunden. Die Basis des Transistors 1710 ist über den Kondensator 1642 auch mit der Stromleitung 1107 verbunden sowie über den Widerstand 1644 mit der Stromleitung 1104. Der zweite Treiberschalt kreis 1600 umfaßt vorzugsweise auch den Kondensator 1620 und 1622, die paral lel zwischen ihren Verbindungen mit den Energieleitungen 1104 und 1107 ge schaltet sind. Der Widerstand 1610 hat vorzugsweise einen Widerstand von 10 MΩ, der Kon densator 1612 hat eine Kapazitanz von 0,01 µF, der Operationsverstärkerverglei cher 1614 ist die Teilenummer LM393 von National Semiconductor, der Konden sator 1616 hat eine Kapazitanz von 0,01 µF, der Widerstand 1618 hat einen Wi derstand von 20 kΩ, der Kondensator 1620 hat eine Kapazitanz von 0,1 µF, der Kondensator 1622 hat eine Kapazitanz von 0,1 µF, der Widerstand 1624 hat ei nen Widerstand von 100 kΩ, der Widerstand 1626 hat einen Widerstand von 10 kΩ, das NAND Invertierungsgate 1628 ist die Teilenummer CD4093B von Har ris, der Widerstand 1630 hat einen Widerstand von 10 kΩ, der Widerstand 1632 hat einen Widerstand von 1 MΩ, die Diode 1634 ist die Teilenummer RLS4448 von LITEON, der Kondensator 1636 hat eine Kapazitanz von 0,22 µF, das NAND Invertierungsgate 1638 ist die Teilenummer CD4093B von Harris, der Widerstand 1640 hat einen Widerstand von 12 kΩ, der Kondensator 1642 hat eine Kapazitanz von 0,01 µF, der Widerstand 1644 hat einen Widerstand von 100 kΩ und der Transistor 1710 ist die Teilenummer MMBTA56L von Motorola. Im Betrieb wird der am Kollektor gemessene Ausgang des Konsistors 1420a (Fig. 13) durch die Diode 1424a gleichgerichtet und durch die Widerstände 1426a und 1510 und den Kondensator 1512 wird ein Gleichstromlevel generiert (ein Gleichstromlevel des Ausganges des Kondensators 1420b wird durch die Wi derstände 1426b und 1610 und den Kondensator 1612 generiert). Wenn dieser Gleichstromlevel die obere Schwellwertspannung eines Operationsverstärker vergleichers 514 (1614) übersteigt, geht der Ausgang des Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1516 (1628) hoch, was den Kondensator 1524 (1636) über den Widerstand 1520 (1632) lädt. Die Gates 1516 und 1526 (1628 und 1638), der Wi derstand 1520 (1632) und der Kondensator 1524 (1536) vermeiden einen Span nungssprung auf die konventionelle Weise. Die Diode 1522 (1634) wird einge setzt, um eine schnelle Lösung zu ermöglichen, wenn die Handfläche der Hand von dem Schalter 1450 genommen wird. Der Ausgang der Verschaltung zur Ver meidung eines Spannungssprunges treibt den Transistor 1700 (1710). Der Wi derstand 1528 (1640) und der Kondensator 1532 (1642) werden eingesetzt, um ein Rauschen zu filtern. Beide Berührungsschaltkreise müssen funktionieren, um den Relaisschalter 1800 zu betreiben. Ebenso wird das Relais nicht aktiviert, wenn einer der Transistoren 1700 oder 1710 ausfällt. Der Relaisschalter 1800 kann ein konventionelles Relais sein. Das Beispiel eines derartigen Relais ist in Fig. 14 gezeigt. Der Relaisschalter 1800 kann eine Re laisspule 1810 einschließen, die zwischen der selektiven Energieversorgung 1711 der Transistoren 1700 und 1710 und der Erde geschaltet ist sowie ein Paar von magnetisch reagierenden Schaltern, die von normalerweise geöffneten Polen 1805 und 1807 zu normal offenen Polen 1801 und 1803 schalten, wenn die Re laisspule mit Energie versorgt wird. Eine Zenerdiode 1815 kann in Serie mit ei ner Diode 1820 geschaltet sein, um die Belastung auf der Relaisspule 1810 zu reduzieren und um den Transistor 1710 zu schützen, wenn die Transistoren 1700 und 1710 abschalten. Obwohl die Berührungsschaltkreise der dritten Ausführungsform so beschrieben sind, daß sie ein Relaisschalter über Treiberschaltkreise betreiben, ist es für den Fachmann offensichtlich, daß die Ausgänge der Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b in der weiter oben bezüglich der ersten Ausführungsform beschriebe nen Weise an einen Microcontroller gegeben werden können. Der Handflächenknopfschalter der vorliegenden Erfindung nutzt zwei redundan te Berührungsschaltkreise, wie in Fig. 12 gezeigt, um die Relaistreiber abzu schalten, wenn einer ausfällt und eine redundante Verschaltung, um ein Relais abzuschalten, wenn eines ausfällt. Alternativ dazu könnte die Verschaltung wie in Fig. 4 gezeigt, eingesetzt wer den. In einer anderen Ausführungsform ist die Methode zur Vermeidung von ungewollten Betätigungen ein Mehrstufenprozeß. Bezüglich Fig. 19 ist eine Vorrichtung gezeigt, die einen ersten Handflächenkopf 2201 hat, einen zweiten Handflächenknopf 2202 und ein Indikatorlicht 2201, das zunächst aktiviert wer den muß woraufhin zweitens der Knopf 2202 innerhalb eines Zeitfensters von 2 Sekunden aktiviert werden muß, bevor eine gewünschte Betätigung auftritt. Die 900 Ausrichtung der zwei Knöpfe macht es extrem schwierig, beide zusammen mit einem Arm und einem Ellenbogen oder einer anderen physikalischen Kom bination zufällig zu berühren. Ein zusätzlicher Vorteil ist, daß die notwendige Bewegung zur Bewegung der Hand vom Knopf 2201 zum Knopf 2202 eine gewis se Erschöpfungsentlastung im Vorderarm erzeugen kann, durch die resultieren de Muskeldrehung, die andererseits nicht auftreten würde, wenn die Hand für längere Zeiträume in der Nähe eines einzelnen Knopfes gehalten werden müßte. Eine weitere Redundanz kann erzielt werden, indem man einen gleichzeitigen Betrieb zweier solcher Vorrichtungen, eine für jede Hand, erforderlich macht. Dies bildet weitere Sicherheiten gegen ungewollte Betätigungen und zwingt den Bediener dazu, beide Hände in einer gewünschten sicheren Anordnung zu hal ten, wenn eine gewünschte Betätigung auftritt. Eine weitere Option ist das Vor sehen einer oder mehrerer LEDs 2205 und akustischen Meldegeräten für eine visuelle oder hörbare Rückmeldung für den Bediener. Im spezielleren wird die LED 2205 in Fig. 19 angehen, wenn der Knopf 2201 erfolgreich aktiviert wur de, um den Bediener darauf hinzuweisen, daß es Zeit ist, sich zu Knopf 2202 zu bewegen. Wenn notwendig, kann eine zweite LED mit einer anderen Farbe als die erste (gelb für die erste LED und rot für die zweite) vorgesehen werden, um eine visuelle Bestätigung vorzusehen, daß der zweite Knopf 2202 aktiviert wurde oder daß die erforderliche Kombination der zwei Knöpfe aktiviert wurde. Zwei unterschiedlich hörbare Töne oder Tongeneratoren könnten ebenso eingesetzt werden, anstelle der LEDs, um eine Rückmeldung für den Bediener zu erzeugen. In industriellen oder anderen fordernden Umgebungen, ist das Gehäuse aus ei nem hochstabilen Polycarbonat (oder einem anderen hochstabilen nichtmetalli schen Material) gemacht, um hohe Schlag- und Vibrationserfordernisse zu erfül len, vorzugsweise NEMA 4. Eine weitere Option ist, eine Beleuchtung für die Schalter vorzusehen, um einen Betrieb in der Dunkelheit zu ermöglichen. In einer Abwandlung des Mehrstufenprozesses werden zwei Berührungsplatten innerhalb eines Gehäuses (eine Vertikale und eine Horizontale) eingesetzt, um ein Zweistufenanschalten zu erzielen. Bezüglich der Fig. 20A bis C wird der erste Schritt zur Betätigung des Ausgangrelais 2310 eingeleitet, wenn der Bediener seine Hände einführt und den vertikalen Berührungssensor 2310 mit der Rück seite der Hände berührt. Eine gelbe LED 2304 auf der Vorrichtung zeigt die er folgreiche Vervollständigung des ersten Schrittes. Der zweite Schritt ist das Um drehen der Hand und die Berührung des horizontalen Berührungssensors 2302 mit der Innenseite der Hand. Eine rote LED 2305 oben auf der Vorrichtung zeigt die Vervollständigung des Zweischrittanschaltens und die Aktivierung des Aus gangsrelais 2310. Die Umdrehbewegung der Hand im zweiten Schritt veranlaßt den Muskel des Vorderarmes sich zu strecken, wodurch Steifigkeit und Ermü dung reduziert wird. Darüberhinaus können die Hände und Arme auf einer Ab lage ruhen, bis der Maschinenzyklus vervollständigt ist. Der zweite Schritt des Zweistufenanschaltens muß innerhalb einer vorbestimmten Zeit (beispielsweise 2 Sekunden) nach dem Loslassen des vertikalen Berührungssensors erfolgen oder der erste Schritt muß wiederholt werden. In dieser vorgeschlagenen Ausfüh rungsform stellt der zweite Schritt eine zusätzliche Stimulierung dar und redu ziert die Bedienfehler aufgrund mentaler und physischer Ermüdung. Die obere Hülle vermeidet eine Betätigung von zwei Einrichtungen mittels einer Hand und eines Ellenbogens desselben Armes, wie durch den ASNI-Standard B11.19-1990 gefordert. Die Umhüllung muß ein hochstabiles Polykarbonatmodul sein, um die hohen Stoß- und Vibrationsanforderungen der Industrie vorzugsweise NEMA 4 zu erfüllen. In beiden Ausführungsformen wird ein Hochfrequenzschalten einge setzt, um die Einheit gegen Feuchtigkeit und Verschmutzungen zu desensibili sieren, die einen Pfad zwischen dem Knopf und der geerdeten Struktur erzeugen könnten. Der Handflächenknopf kann als der in den Fig. 15A bis C gezeigte flache Handflächenknopf ausgebildet sein oder als ein domförmiger Handflä chenknopf, gezeigt in Fig. 16. Der Knopf ist aus einer Messingplatte 1910 (1930) gemacht und kann mit einer Plastik oder Glashülle 1925 (19334) oder Membrane abgedeckt sein, um die Einheit noch weiter gegen Verschmutzungen und andere ungewollte Betätigungen zu desensibilisieren. Die Plastikhülle 1925 (1933) dient als Dielektrikum und die Kapazitanz wird als Funktion des berühr ten Bereiches des Plastiks variiert. Wenn der Knopf durch einen Finger berührt wird, wird daher eine kleinere Kapazitanz generiert, als wenn der Knopf durch die Handfläche einer Hand berührt wird. Diese Kapazitanz wird mit der Kapa zitanz des Körpers gekoppelt, wenn der Knopf berührt wird. Da die Kapazitanz des Körpers sehr viel größer ist als die durch den Knopf generierte Kapazitanz, ist die Funkitionalität der Einheit unabhängig von den Variationen der Körper kapazitanz von Person zu Person. Der andere hier zu berücksichtigende Faktor ist der Körperwiderstand. Wenn der Knopf nicht durch einen Isolator wie z. B. Plastik abgedeckt ist, wird die Einheit empfindlich gegen den Körperwiderstand. Der Körperwiderstand zur Erde ändert sich als Funktion der Feuchtigkeit in dem Bearbeitungsfeld, der Trockenheit der Haut, der Bodenstruktur und der Schuhe. Durch die Nutzung einer Plastikhülle wird die Einheit unempfindlich gegen Variationen des Körperwiderstandes und dessen Kapazitanz gemacht. Die Form des Körpers ist ebenso ein bei der Empfindlichkeit zu berücksichtigender Faktor. Wenn der Knopf flach ist, würde ein kleinerer Knopfbereich durch die Handfläche der Hand abgedeckt, als im Fall eines domförmigen Knopfes, der der Kontur der Handfläche entspricht. Wenn der Knopf domförmig ist, kann die Einheit daher noch weiter gegen unbeabsichtigte Betätigungen desensibilisiert werden. Indem man einen großen Raum für das Einführen der Hand und die Betätigung des Schalters vorsieht sowie einen flachen oder dornförmigen Knopf, auf dem die Handfläche der Hand ruht, während der Maschinenzyklus abläuft, wird die Bela stung der Vorderarme ergonomisch reduziert. Der Handflächenknopf der vorlie genden Erfindung kann mit oder ohne Handschuhe betätigt werden. Der Null krafthandflächenknopf der vorliegenden Erfindung kann eingesetzt werden, um elektrische, pneumatische, luftgekoppelte und hydraulische Einrichtungen, wie z. B. Stanzpressen, Einspritzmaschinen, etc. zu aktivieren. Wie in den Fig. 15A bis C zeigt, kann der flache Handflächenknopf ein Pla stikgehäuse 1917 einschließen, mit einer optionalen metallischen Umhüllung 1922 zur Oberflächenbefestigung. Der Knopf kann auch eine ebene Montageflä che 1915 einschließen sowie einen optionalen Schutz 1920. Die Schaltkreisplatine 1935, die mit dem Handflächenknopf der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird, kann auf zwei gedruckten Schaltkreisplatinen ange ordnet sein. Eine Platine für Energie und Übertragung und die andere für Be rührungsschalter und Relaistreiber. Berührungsschaltkreis auf der Berührungs schalterplatine besitzt eine Schnittstelle zu dem Knopf über eine Schraube, die auch den Knopf an Ort und Stelle hält. Die Energie-/Relaisplatine besitzt eine Schnittstelle zu der Berührungsschalterplatine über einen rechtwinkligen Drei stiftverbinder. Die Verkabelung mit der Einheit erfolgt über eine mit sieben Po sitionen versehenen Polblock auf der Energie-/Relaisplatine. Die Energie-/Re laisplatine ist für eine 24 V Gleichstromeingangsleistung ausgelegt und weist Zweiwegübertragungskontakte auf. Es kann jedoch für die Aufnahme unter schiedlicher Eingangsleistungen und Schalterausgänge modifiziert werden. Bei spielsweise kann der Energieplatine ein Transformator hinzugefügt werden, so daß die Einheit durch 110 V Wechselstrom/220 V Wechselstrom anstelle von 24 V Gleichstrom versorgt wird. Ebenso können die Relais mit anderen Ausgängen, wie z. B. digitalen oder 4-20 mA Ausgängen ersetzt werden. Die Berührungsschaltkreiskomponenten können in einem herkömmlichen IC 2000 integriert werden, wie in Fig. 17 gezeigt, um die Herstellung zu erleich tern und Kosten zu reduzieren. Die Komponenten 413, 412, 414, 410, 418 und 420 ähneln denen des Schaltkreises 400, gezeigt in Fig. 8. Vorzugsweise hat der Widerstand 204 einen Widerstand von 74 kΩ und die Diode 2002 hat Charakteri stika ähnlich denen der Teilnummer 1N4148 von LITEON. Die Widerstände 2008 und 2006 werden eingesetzt, um die Empfindlichkeit jeweils abzusenken und anzuheben. Die Diode 2002 am Ausgang von 420 erlaubt den Einsatz des IG in Anwendung, bei denen eine Multiplexierung mehrerer Berührungsschaltkreis-IC′s erfolgt. Wie in Fig. 18 gezeigt, kann dem Oszillatorschaltkreis 200 ein Schlafzustand schaltkreis 2100 hinzugefügt werden, um es dem Microcontroller 600 zu ermögli chen, den Oszillatorschaltkreis 200 abzuschalten. Die Abschaltung des Oszilla torschaltkreises 200 erfolgt, um das Ablaufen des Kondensators 126 in den Reg lerschaltkreis 120 während Energieverringerungen zu vermeiden. Das Schalt kreisdiagramm, gezeigt in Fig. 18, ist eine modifizierte Version des Schaltkrei ses 200 nach Fig. 6. Während des normalen Betriebes zieht der Microcontroller 600 den Eingang des Gates 2116 zur Erde und veranlaßt den Ausgang des Gates 2116 dazu, hochzugehen (Energieladung 104). Der Transistor 2110 ist daher Vorwärtsbetrieben und der Oszillator 200 ist funktional. Im Schlafzustand zieht der Microcontroller 600 den Eingang des Gates 2116 nach oben und veranlaßt den Ausgang des Gates 2116 abzusinken, was den Transistor 2110 abschaltet und den Eingang des Gates 212 herabzieht. Der Oszillator wird daher aufhören zu oszillieren und der Ablauf des Kondensators 126 nimmt deutlich ab. Die oben beschriebenen Ausführungsformen wurden zum Zwecke der Beschrei bung nur einer Anwendung der vorliegenden Erfindung gewählt. Für den Fach mann ist es jedoch selbstverständlich, daß unterschiedliche Modifikationen und Verbesserungen durchgeführt werden können, ohne den Geist oder den Bereich der Erfindung, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert, zu verlassen.

Claims

1. Kapazitiver Reaktionselektronikschaltkreis, umfassend:
einen Oszillator, der ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder Größer zur Verfügung stellt;
ein Eingabeberührungsterminal, welches einen Bereich für einen Bediener definiert, um eine Eingabe durch Berührung vorzusehen; und
einen Erfassungsschaltkreis, der zur Aufnahme des Ausgangssignales von dem Oszillator mit dem Oszillator gekoppelt ist und der mit dem Eingabe berührungsterminal gekoppelt ist, wobei der Erfassungsschaltkreis auf Si gnale von dem Oszillator sowie die Anwesenheit der Kapazitanz eines Kör pers eines Bedieners reagiert, der mit dem Berührungsterminal gekoppelt ist, wenn es durch einen Bediener berührt wird, um ein Steuerungsaus gangssignal zu erzeugen.

2. Schaltkreis nach Anspruch, wobei der Oszillator ein periodisches Aus gangssignal mit einer Frequenz von 800 kHz oder größer vorsieht.

3. Schaltkreis nach Anspruch 1, der darüberhinaus eine Gleichstromversor gung einschließt, als Versorgung für den Oszillator und als Referenz bezüg lich einer externen Masse.

4. Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei das periodische Ausgangssignal, wel ches durch den Oszillator vorgesehen wird, ein Rechteckwellenausgangs signal ist, wobei der Oszillator einen Rechteckwellengenerator zur Erzeu gung einer Rechteckwelle einschließt sowie eine Vielzahl von aktiven Ele menten, die mit einem Ausgang des Rechteckwellengenerators gekoppelt sind, um die Kontur des Rechteckwellenausganges desselben zu puffern und zu verbessern.

5. Schaltkreis nach Anspruch 1, der darüberhinaus einen getrennte Massen generator einschließt, der mit dem Oszillator gekoppelt ist, um das Recht eckwellenausgangssignal aufzunehmen, wobei der getrennt Massegenerator einen getrennten Massebezug für den Erfassungsschaltkreis generiert, die auf eine feste darunterliegende Spannung gesetzt ist und dem Rechteckwel lenausgangssignal folgt.

6. Schaltkreis nach Anspruch 5, wobei der Erfassungsschaltkreis durch das Rechteckwellenausgangssignal des Oszillators und der getrennten Massere ferenz des getrennte Massegenerators versorgt wird, um die Empfindlich keit des Erfassungsschaltkreises gegenüber der Berührung des Berührungs terminals durch den Körper eines Bedieners zu erhöhen.

7. Schaltkreis nach Anspruch 6, wobei der Erfassungsschaltkreis einen Micro controller und einen Ladungspumpenschaltkreis einschließt, der zwischen das Eingabeberührungsterminal und den Microcontroller geschaltet ist.

8. Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Erfassungsschaltkreis einen Micro controller und einen Ladungspumpenschaltkreis einschließt, der zwischen das Eingabeberührungsterminal und den Microcontroller geschaltet ist.

9. Schaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Erfassungsschaltkreis einen Micro controller und einen Berührungsschaltkreis einschließt, der zwischen das Eingabeberührungsterminal und den Microcontroller geschaltet ist.

10. Schaltkreis nach Anspruch 9, der darüberhinaus eine Vielzahl von Eingabe berührungsterminals und eine Vielzahl von Berührungsschaltkreisen hat, die jeweils mit den Eingabeberührungsterminals verbunden sind.

11. Schaltkreis nach Anspruch 10, wobei der Microcontroller das periodische Ausgangssignal, welches er von dem Oszillator erhält, selektiv an jeden der Berührungsschaltkreise anlegt, um jeden Berührungsschaltkreis separat zu aktivieren.

12. Berührungsgesteuerter Schaltkreis, umfassend:
einen Oszillator, der ein Rechteckwellenausgangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder mehr zur Verfügung stellt;
ein Berührungsterminal, welches ein Eingabeterminal für die Kopplung an die Körperkapazitanz eines Bedieners definiert; und
einen Ladungspumpenschaltkreis, der mit dem Oszillator gekoppelt ist, um das Rechteckwellenausgangssignal zu empfangen und der mit dem Berüh rungsterminal gekoppelt ist, wobei der Ladungspumpenschaltkreis einen Ausgangspol besitzt, der ein Ausgangssignal mit einer Spannung abgibt, die variiert, wenn das Berührungsterminal durch den Körper eines Bedieners berührt wird,
wobei der Ladungspumpenschaltkreis zumindest eine Hochgeschwindig keitsdiode einschließt, die zwischen den Oszillator und das Berührungs terminal geschaltet ist, um eine Empfindlichkeit gegenüber höheren Fre quenzen zu verbessern, bei denen die Ladungspumpe auf eine feste Körper kapazitanz an dem Berührungsterminal reagiert.

13. Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 12, der darüberhinaus eine Gleichstromversorgung umschließt, um den Oszillator und eine Refe renz gegenüber einer externen Masse mit Energie zu versorgen.

14. Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 12, wobei der Oszillator einen Rechteckwellengenerator zur Erzeugung einer Rechteckwelle ein schließt sowie eine Vielzahl von aktiven Elementen, die mit einem Ausgang des Rechteckwellengenerators verbunden sind, um die Kontur des Recht eckwellenausganges desselben zu puffern und zu verbessern.

15. Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 12, der darüberhinaus ei nen getrennte Massegenerator einschließt, der mit dem Oszillator zur Auf nahme des Rechteckwellenausgangssignales gekoppelt ist, wobei der ge trennte Massegenerator eine getrennte Massenreferenz für den Ladungs pumpenschaltkreis generiert, die auf eine niedrigere feste Spannung gesetzt ist und das Rechteckwellenausgangssignal verfolgt.

16. Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 15, wobei der Ladungs pumpenschaltkreis durch ein Rechteckwellenausgangssignal versorgt wird, welches durch den Oszillator und die getrennte Massenreferenz, welche durch den getrennte Massegenerator zur Verfügung gestellt wird, versorgt wird, um die Empfindlichkeit des Ladungspumpenschaltkreises gegenüber einer Berührung des Berührungsterminals durch den Körper eines Bedie ners zu erhöhen.

17. Berührungssteuerungsschaltkreis nach Anspruch 12, wobei der Oszillator ein periodisches Ausgangssignal mit einer Frequenz von 800 kHz oder mehr erzeugt.

18. Kapazitiver Reaktionselektronikschaltkreis, umfassend:
einen Oszillator, der ein periodisches Ausgangssignal mit einer vorbestimm ten Frequenz zur Verfügung stellt;
eine Vielzahl von Eingangsberührungsterminals, die aneinandergrenzende Bereiche auf einem dielektrischen Substrat definieren, für die Eingabe durch einen Bediener mittels Berührung; und
einen Erfassungsschaltkreis, der mit dem Oszillator zur Aufnahme des pe riodischen Signales von dem Oszillator gekoppelt ist und der mit den Ein gabeberührungsterminals verbunden ist, wobei der Erfassungsschaltkreis auf Signale von dem Oszillator und die Anwesenheit der Körperkapazitanz eines Bedieners reagiert, die mit den Berührungsterminals gekoppelt ist, wenn sie durch einen Bediener berührt werden, um ein Steuerungsaus gangssignal zu erzeugen,
wobei die vorbestimmte Frequenz des Oszillators ausgewählt wird, um die Impedanz des dielektrischen Substrates bezüglich der Impedanz irgendeiner Verschmutzung zu verringern, die einen elektrischen Pfad zwischen den aneinandergrenzenden Bereichen auf dem dielektrischen Substrat erzeugen könnte.

19. Schaltkreis nach Anspruch 18, wobei der Oszillator ein periodisches Aus gangssignal mit einer Frequenz von 800 kHz oder mehr zur Verfügung stellt.

20. Kapazitiver Reaktionselektronikschaltkreis, umfassend:
einen Oszillator, der ein periodisches Ausgangssignal mit einer vorbestimm ten Frequenz zur Verfügung stellt;
ein kuppelförmiges Berührungsterminal, welches einen Bereich für einen Bediener definiert, um eine Eingabe durch Berührung vorzusehen, wobei die Kuppelform des Berührungsterminals in einer Weise konstruiert ist, um der Handfläche einer menschlichen Hand ergonomisch zu entsprechen und ein Erfassungsschaltkreis, der mit dem Oszillator zur Aufnahme des peri odischen Ausgangssignales von dem Oszillator gekoppelt ist und der mit den Eingabeberührungsterminals verbunden ist, wobei der Erfassungs schaltkreis auf Signale von dem Oszillator und die Anwesenheit der Kör perkapazitanz eines Bedieners reagiert, die mit den Berührungsterminals gekoppelt ist, wenn sie durch einen Bediener berührt werden, um ein Steuerungsausgangssignal zu erzeugen.