Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen elektronischen Schaltkreis, ins
besondere einen kapazitiven Reaktions-Elektronikschaltkreis, der eingesetzt
wird, um einen manuellen, elektronischen "Null-Kraft" Schalter zu ermöglichen.
Manuelle Schalter sind aus dem Stand der Technik in den bekannten Formen
von herkömmlichen Kipplichtschaltern, Druckknopfschaltern und Tastaturschal
tern unter anderen wohl bekannt. Der größte Teil derartiger Schalter nutzt ei
nen mechanischen Kontakt, der den zu schaltenden Schaltkreis "öffnet" und
"schließt", wenn der Schalter in einen geschlossenen oder einem offenen Zustand
bewegt wird.
Schalter, die durch einen mechanischen Kontakt arbeiten, haben eine Reihe von
wohlbekannten Problemen. Erstens macht die mechanische Bewegung von
Komponenten innerhalb eines jeden Mechanismus diese Komponenten anfällig
für Abnutzung, Alterung und Lockerung. Dies ist ein fortschreitendes Problem,
welches mit der Nutzung auftritt und eventuell zu einem Ausfall führt, wenn
eine hinreichende Anzahl von Bewegungen aufgetreten ist.
Zweitens produziert ein plötzliches "Schließen" oder "Öffnen" typischerweise
einen elektrischen Bogen zwischen leitenden Kontakten, wenn die Kontakte in
unmittelbare Nähe zueinander kommen. Die Bogenbildung erzeugt sowohl
Funkfrequenzemissionen als auch Hochfrequenzrauschen auf der geschalteten
Leitung.
Drittens setzt die Separation von Kontakten, die bei jeder Unterbrechung auf
tritt, die Kontaktflächen der Korrosion und Kontamination aus. Ein besonderes
Problem tritt auf, wenn der mit einem "Schließen" oder "Öffnen" auftretende
Lichtbogen in einer oxidierenden Atmosphäre auftritt. Die Hitze des Lichtbogens
in der Anwesenheit von Sauerstoff erleichtert die Bildung von Oxiden auf den
Kontaktflächen. Einmal freigelegt, sind die Kontaktflächen von mechanischen
Schaltern auch anfällig für Verschmutzungen. Wasservermischbare Kontaminate
wie Fette und Salze können ein besonderes Problem auf den Kontaktflächen von
Schaltern sein. Ein verwandtes Problem tritt auf, indem die wiederholte Lichtbo
genbildung mechanischer Kontakte zu einer Migration von Kontaktmaterial aus
dem Bereich des mechanischen Kontaktes führen kann. Die unabhängig vonein
ander oder in Kombination wirkende Korrosion, Kontamination und Migration
führt oftmals zu einem eventuellen Schalterausfall, bei dem der Schalter in ei
nem geschlossenen oder geöffneten Zustand verbleibt.
Ein zusätzliches Problem entsteht aus der für die Betätigung eines mechanischen
Schalters notwendigen mechanischen Kraft. Dieses Problem tritt in Systemen
auf, in denen ein menschlicher Bediener notwendig ist, um einen gegebenen
Schalter oder eine Anzahl von Schaltern wiederholt zu betätigen. Derartige wie
derholte Betätigungen treten im allgemeinen bei der Bedienung von elektroni
schen Tastaturen, wie den bei Computern eingesetzten auf, sowie bei industriel
len Schaltern, wie sie bei Formgebungs- und Montageeinrichtungen unter ande
ren Anwendungen verwendet werden. Ein herkömmlicher Typ eines industriel
len Schalters ist der Randflächenknopf, der bei Preß- und Einsetzeinrichtungen
zu sehen ist. Aus Sicherheitsgründen muß der Bediener den Schalter drücken,
bevor ein Einsetzen oder Pressen erfolgen kann. Dies stellt sicher, daß die Hand
(die Hände) des Bedieners auf dem Knopf (den Knöpfen) liegt und nicht im Be
wegungsbereich der angeschlossenen Maschinerie. Es stellt auch sicher, daß die
mechanische Bewegung zu einem gewünschten und kontrollierbaren Zeitpunkt
auftritt. Die Schwierigkeit ergibt sich aus der Bewegung und Kraft, die von dem
Bediener gefordert wird. In den letzten Jahren stellte man fest, daß wiederholte
menschliche Bewegungen in einer Schwächung und schmerzvollen Abnutzung
von Gelenken und weichen Geweben führen kann, was Arthritis ähnliche Sym
ptome hervorruft. Eine derartige wiederholte Bewegung kann zu einer Schwel
lung und Verkrampfung des Muskelgewebes führen, welches mit Umständen wie
dem Karpal-Tunnel-Syndrom verbunden ist. Maschinenkonstrukteure bekämp
fen diese wiederholte Bewegung oder kummulativen Traumastörungen durch die
Einführung ergonomischer Konstruktionen, die in vorteilhafter Weise den Be
reich, den Winkel, die Anzahl und die Kraft von Bewegungen steuert, die von
einem Bediener gefordert werden, wie auch die Anzahl der Muskelgruppen des
Bedieners, die in den notwendigen Bewegungen involviert sind. Prosthetik und
Tests werden ebenso eingesetzt, um eine Belastungssenkung der Muskeln, Ge
lenke und Glieder des Bedieners zu erreichen.
Bei mechanischen Schaltern kann die zur Bedienung des Schalters notwendige
Kraft durch eine Reduzierung der Federkräfte und Reibkräfte zwischen bewegli
chen Teilen minimiert werden. Die Reduzierung dieser Kräfte macht derartige
Schalter jedoch anfälliger für Ausfälle. Schwächere Federn senken beispielsweise
typischerweise den Druck zwischen Kontakten in einem "Schließzustand". Die
ser geringere Kontaktdruck erhöht den Widerstand in dem Schalter, was zu einer
fatalen Aufheizung in dem Schalter und/oder einem Verlust der an der zu schal
tenden Last angelegten Spannung führen kann. Eine Reduzierung der Reibkräf
te in dem Schalter durch einen erhöhten Einsatz von Schmiermitteln ist nicht
wünschenswert, da Schmiermittel kriechen und die Kontaktflächen verschmut
zen können. Ein Schalterkonstrukteur kann ebenso die Reibung reduzieren, in
dem er lockerere Passungen zwischen beweglichen Teilen vorsieht. Lockerere
Passungen tendieren jedoch dazu, die Abnutzung zu erhöhen und tragen zu ei
nem frühzeitigen Schalterausfall bei. Ein Konstrukteur kann die Reibkräfte
ebenso durch die Verwendung qualitativ höherwertigerer und teurerer Oberflä
chenqualitäten an den Teilen reduzieren. Wie sich aus der vorhergehenden Be
schreibung daher ergibt, reduzieren die Maßnahmen, die zu einer Verminderung
der Betätigungskraft in mechanischen Schaltern ergriffen werden, die Zuverläs
sigkeit und Leistung des Schalters und/oder erhöhen die Kosten des Schalters.
Bei Anwendungen wie Computertastaturen oder Gerätesteuerungen kann die
durch einen gegebenen Schalter geschaltete elektrische Last relativ gering in be
zug auf Strom und/oder Spannung sein. In derartigen Fällen ist es möglich, Nie
derkraftmembranschalter wie in dem US-Patent 4,503,294 beschrieben, einzu
setzen. Derartige Schalter können die Bedienerbelastung verringern und sind
nicht so anfällig für die Probleme der Lichtbogenbildung, da sie nur geringe La
sten schalten. Die flexible Membrane bleibt jedoch anfällig gegenüber Abnut
zung, Korrosion und Verschmutzung. Obwohl derartige Schalter eine geringe Be
dienungskraft benötigen, basieren sie dennoch auf mechanischen Prinzipien und
zeigen daher dieselben Probleme wie alle anderen mechanischen Schalter.
Eine jüngere Erfindung ist die Entwicklung von "Nullkraft"-Be
rührungsschaltern. Diese Schalter haben keine beweglichen Teile und keine
Kontaktflächen, die die Last direkt schalten. Diese Schalter arbeiten vielmehr
durch eine Erfassung der Berührung des Bedieners und nutzen dann die Fest
körperelektronik, um die Lasten zu schalten oder aktivieren mechanische Relais
oder Triacs um sogar größere Lasten zu schalten. Versuche umfassen optische
Näherungs- oder Bewegungsdetektoren zur Erfassung der Anwesenheit oder Be
wegung eines Körperteiles wie bei automatischen Kontrollen, die in Urinalen, in
einigen öffentlichen Toiletten oder wie im US-Patent 4,942,631 offenbart, einge
setzt werden. Obwohl diese kontaktfreien Schalter aufgrund ihrer Natur tat
sächlich keinerlei Kraft erfordern, sind sie dennoch unpraktisch, wenn eine Viel
zahl von Schaltern in einem begrenzten Bereich, wie in einer Tastatur, erforder
lich sind. Neben anderen Problemen leiden diese kontaktfreien Schaltern unter
den vergleichsweise hohen Kosten der Elektrooptik und unter Falscherfassun
gen, wenn die Hand oder ein anderes Körperteil des Bedieners ungewollt in die
Nähe des Erfassungsbereiches des Schalters kommt. Einige optische Berüh
rungstastaturen wurden vorgeschlagen, aber keine wurde aufgrund der Leistung
und/oder Kostenbetrachtungen zu einem kommerziellen Erfolg.
Eine weitere Lösung war es, die Berührung des Bedieners über die elektrische
Leitfähigkeit der Haut des Bedieners zu erfassen. Ein derartiges System ist im
US-Patent Nummer 3,879,618 beschrieben. Probleme mit diesem System resul
tieren aus Änderungen in der elektrischen Leitfähigkeit von unterschiedlichen
Bedienern aufgrund der Unterschiede im Schweiß, den Hautfetten oder der
Trockenheit und anderen variablen Umgebungsbedingungen wie z. B. der Feuch
tigkeit. Ein weiteres Problem besteht darin, daß die Berührungsfläche des Schal
ters, welche der Bediener berührt, sauber genug bleiben muß, um einen elek
trisch leitenden Pfad zu dem Bediener vorzusehen. Derartige Flächen können
anfällig für Verschmutzung, Korrosion und/oder Abnutzung des leitenden Mate
riales sein. Diese Schalter arbeiten auch nicht, wenn der Bediener einen Hand
schuh trägt. Sicherheitsbedenken entstehen darüberhinaus aufgrund dessen, daß
die Bediener ihren Körper in elektrischen Kontakt mit der Schalterelektronik
bringen. Ein weiteres Problem entsteht daraus, daß derartige Systeme anfällig
für einen Kontakt mit Materialien sind, die ebenso leitfähig oder leitfähiger sind
als die menschliche Haut. Beispielsweise kann die Kondensation von Wasser ei
nen Leitpfad entstehen lassen, der ebenso gut ist wie derjenige der Haut eines
Bedieners, was zu einer Falschaktivierung führt.
Eine bekannte Lösung um einen Nullkraftberührungsschalter zu erzielen, war
der Einsatz der Kapazitanz des menschlichen Bedieners. Derartige Schalter, die
im folgenden als kapazitive Berührungsschalter bezeichnet werden, nutzen eine
von zumindest drei unterschiedlichen Methoden. Die erste Methode umfaßt die
Erfassung von Radiofrequenzrauschen oder von Rauschen höherer Frequenz,
welches ein menschlicher Bediener kapazitiv mit einem Berührungsterminal
verbinden kann, wenn der Bediener einen Kontakt herstellt, wie es im US-Patent
Nummer 5,066,898 beschrieben ist. Eine gebräuchliche Quelle des Rauschens ist
das 60 Hz-Rauschen, welches von kommerziellen Stromleitungen abgestrahlt
wird. Ein Nachteil dieses Ansatzes ist, daß das abgestrahlte elektrische Rauschen
in seiner Intensität von Lokalität zu Lokalität variieren kann und dadurch Va
riationen in der Schalterempfindlichkeit bewirken kann. In einigen Fällen beru
hen installierte Einrichtungen, die diese erste Methode nutzen, auf einem leiten
den Kontakt zwischen dem Bediener und dem Berührungsterminal des Schalters.
Wie bereits bemerkt, unterliegen derartige Flächen der Verschmutzung, der Kor
rosion und der Abnutzung und arbeiten nicht mit behandschuhten Händen. Ein
zusätzliches Problem kann aus der Anwesenheit von Feuchtigkeit entstehen,
wenn eine Mehrzahl von Schaltern in einer dichten Anordnung, wie z. B. einer
Tastatur eingesetzt wird. In derartigen Fällen möchte der Bediener unter Um
ständen ein Berührungsterminal berühren, aktiviert aber unabsichtlich andere
über den leitenden Pfad, der durch Feuchtigkeitskontamination erzeugt wird.
Eine zweite Methode für die Implementierung von kapazitiven Berührungsschal
tern ist es, die Kapazitanz des Bedieners mit einem variablen Oszillatorschalt
kreis zu koppeln, der ein Signal abgibt, welches eine Frequenz hat, die mit der an
dem Berührungsterminal auftretenden Kapazitanz variiert. Ein Beispiel eines
derartigen Systemes ist in US-Patent Nummer 5,235,217 beschrieben. Probleme
mit einem derartigen System können entstehen, wenn ein leitender Kontakt mit
dem Bediener notwendig ist und wenn der durch eine Berührung hervorgerufene
Frequenzwechsel nahe den Frequenzwechseln liegt, die aus einer ungewollten
Berührung mit dem Berührungsterminal resultieren würden.
Andere Methoden zur Implementierung von kapazitiven Berührungsschaltern
beruhen auf dem Wechsel der kapazitiven Kopplung zwischen einem Berüh
rungsterminal und der Erde. Systeme, die eine derartige Methode einsetzen, sind
im US-Patent Nummer 4,758,735 und US-Patent Nummer 5,087,825 beschrie
ben. Nach dieser Methodenlehre besteht der Erfassungsschaltkreis aus einem
Oszillator (oder einem Wechselstromspannungsderivat) der ein Signal an ein Be
rührungsterminal abgibt, dessen Spannung dann durch einen Detektor über
wacht wird. Das Berührungsterminal wird mit anderen Komponenten elektrisch
in Reihe geschaltet, die teilweise als Ladungspumpe wirken. Die Berührung eines
Bedieners erzeugt über die Kapazität des Körpers des Bedieners selbst einen ka
pazitiven Kurzschluß mit der Erde, was die Amplitude der Oszillatorspannung,
die an dem Berührungsterminal auftritt, senkt. Ein großer Vorteil dieser Metho
denlehre ist, daß der Bediener nicht in leitenden Kontakt mit dem Berührungs
terminal kommen muß, sondern nur in unmittelbare Nähe zu diesem. Ein weite
re Vorteil ist, daß das System nicht auf abgestrahlten Emissionen beruht, die
durch den Körper des Bedieners aufgenommen werden und die abhängig von der
Lokalität variieren können, sondern statt dessen auf der Kapazitanz des mensch
lichen Körpers beruht, die über einen akzeptablen Bereich von 20 pF bis 300 pF
variieren kann.
Einer zusätzliche Betrachtung bei der Benutzung von Nullkraftschaltern unter
liegen die Schwierigkeiten, die aus dem Versuch entstehen, eine dichte Anord
nung von derartigen Schaltern einzusetzen. Berührungsschalter, die keinen
physischen Kontakt mit dem Bediener erfordern, sondern statt dessen auf der
unmittelbaren Nähe des Bedieners beruhen, können zu ungewollten Betätigun
gen führen, wenn die Hand des Bedieners oder andere Körperteile in unmittelba
rer Nähe zu den Berührungsterminals vorbeigeführt werden. Das obengenannte
US-Patent Nummer 5,087,825 setzt leitende Schutzringe um die leitenden Felder
eines jeden Berührungsterminals ein, um aneinandergrenzende Berührungsfel
der zu entkoppeln und Mehrfachbedienungen zu vermeiden, wenn nur eine Ein
fachbedienung gewünscht ist. Im Zusammenhang mit den Schutzringen ist es
auch möglich, die Erfassungssensitivität durch eine Einstellung der
Schwellspannung zu justieren, mit der die erfaßte Spannung verglichen wird. Die
Empfindlichkeit kann auf diese Weise auf einen Punkt eingestellt werden, bei
dem das Körperteil des Bedieners, beispielsweise ein Finger, ein Berührungs
terminal vollständig überdecken muß und in Kontakt mit dessen dielektrischer
Abdeckplatte kommen muß, bevor eine Betätigung auftritt. Obwohl diese Metho
den (Schutzringe und Sensitivitätsjustierung) eine beträchtliche Strecke auf dem
Weg zu der Möglichkeit zurückgelegt haben, Berührungsschalter in vergleichs
weise großer Nähe zueinander anzuordnen, bleibt die Anfälligkeit der Oberflä
chenverschmutzung ein Problem. Hautfette, Wasser und andere Verschmutzun
gen können leitende Filme bilden, die aneinandergrenzende Felder oder Mehr
fachberührungsfelder überlagern und kapazitiv koppeln. Ein Bediener, der einen
Kontakt mit dem Film herstellt, kann dann mehrere Berührungsfelder mit der
Kapazitanz seines oder ihres Körpers sowie dessen kapazitiver Kopplung mit der
Erde koppeln. Dies kann zu einer Mehrfachbedienung führen, wenn nur eine
einzelne Bedienung gewünscht ist. Kleine Berührungsterminals, die notwendi
gerweise in unmittelbarer Nähe angeordnet sind, erfordern empfindliche Erfas
sungsschaltkreise, die in einigen Fällen vorzugsweise von Interferenzen mit den
damit zusammenhängenden Lastschaltkreisen isoliert sind, welche sie aktivieren.
Wie bemerkt, können Schalter bei industriellen Steuerungen eingesetzt werden,
um die Betätigungszeit zu kontrollieren und sicherzustellen, daß die Hand (die
Hände) des Bedieners oder andere Körperteile sich außerhalb des Bewegungsfel
des der angeschlossenen Maschinerie befinden. Ein gebräuchlicher bei dieser
Anwendung eingesetzter Schalter ist der Handflächenknopf. Der Knopf ist groß
genug, so daß der Bediener seine oder ihre Hand schnell in Kontakt mit dem
Knopf bringen kann, ohne daß Zeit verloren gehen muß, die notwendig wäre, um
einen kleineren Schalter zu erfassen und den Finger mit diesem auszurichten.
Nullkraftberührungsschalter sind ebenso wünschenswert bei diesen Anwendun
gen, da wiederholte Bewegungen oder kumulative Traumastörungen ein Problem
bei Bedienern waren, die Handflächenknöpfe benutzten - insbesondere diejeni
gen Handflächenknöpfe, die gegen eine Federkraft betätigt werden müssen. In
diesem Bereich sind ebenfalls kapazitive Berührungsschalter eingesetzt worden.
Das US-Patent Nummer 5,233,231 ist ein Beispiel einer derartigen Anwendung.
Aufgrund des großen Potentiales der Maschinerie, Verletzungen hervorzurufen,
sind Falschbetätigungen bei derartigen Anwendungen von besonderer Tragweite.
Kapazitive Berührungsschalter, die eine Anfälligkeit für abgestrahltes elektro
magnetisches Rauschen zeigen oder die bei einer Nähe des Bedieners arbeiten,
laufen Gefahr aktiviert zu werden, wenn die Hand (die Hände) des Bedieners
nicht an der gewünschten Position auf dem Handflächenknopf (der Knöpfe) liegt.
Im allgemeinen begegnet man dem durch die Anwendung von Redundanzen. In
der US-Patent Nummer 5,233,231 wird ein separater Detektor eingesetzt, um das
Radiofrequenzrauschen zu messen und das System in einen sicheren Zustand zu
deaktivieren, wenn ein übermäßiges Radiofrequenzrauschen vorhanden ist. An
dere Systeme, wie z. B. UltraTouch, welches durch Pinnacle System, Inc. verkauft
wird, nutzen redundante Erfassungsmethoden. Beim UltraTouch werden sowohl
optische als auch kapazitive Sensoren eingesetzt, wobei eine Betätigung nur
dann erfolgt, wenn beide Sensorarten die Hand des Bedieners an dem gewünsch
ten Ort erfassen. Diese Implementationen haben eine Anzahl von Nachteilen. Im
Falle von Erfassungssystemen des Radiofrequenzrauschens ist das System bei
Vorhandensein des Radiofrequenzrauschen nicht einsetzbar. Dies zwingt den
Bediener dazu, ein mechanisches Notfallschaltsystem einzusetzen oder den
Funktionsverlust bei der Anwesenheit von Radiofrequenzrauschen zu akzeptie
ren. Das zweite System ist weniger zuverlässig und teurer, da es zwei Sensorsy
steme zur Erfüllung derselben Aufgabe benötigt, d. h. um den Bediener zu erfas
sen. Derartige Systeme können gegebenenfalls unter dem einem optischen Sy
stem innewohnenden Problemen leiden, namentlich der Anfälligkeit gegenüber
der Blockierung des optischen Pfades und der Notwendigkeit spezifische optische
Ausrichtungen herzustellen und aufrechtzuerhalten. Ein weiteres Problem ist,
daß dieses System den Winkel und die Bewegungsrichtung, die der Bediener bei
der Betätigung des Schalters einhalten muß, beträchtlich einschränkt.
Derzeit existieren verschiedene Nullkrafthandflächenknöpfe am Markt. Diese
Produkte nutzen eine optische und/oder kapazitive Kopplung zur Aktivierung
eines normal geschlossenen (NC) oder eines normal offenen (NO) Relais, wobei
110 V Wechselstrom, 220 V Wechselstrom oder 24 V Gleichstrom auf die Maschi
nensteuerung geschaltet wird. Der UltraTouch von Pinnacle Systems, Inc. setzt
zwei Sensoren ein (infrarot und kapazitiv) mit isolierten Schaltkreisen, um ein
Relais zu aktivieren, wenn ein Maschinenbediener seine Hand in einen
U-förmigen Sensoraktivierungstunnel steckt. Die Firma behauptet, daß aufgrund
der Tatsache, daß man dem Maschinenbediener erlaubt, die Maschine ohne Kraft
oder Druck und mit der Hand und dem Handgelenk des Bedieners in der ergo
nomisch neutralen Position zu aktivieren (d. h. 0° Handgelenkwinkel und 100%
Handkraftposition wie in Fig. 1.0-1 gezeigt), Belastungen der Hand, des Hand
gelenkes und des Armes minimiert werden und zum Karpal-Tunnel-Syndrom
beitragende Elemente vermieden werden. Nachdem ein Maschinenzyklus einge
leitet wurde, muß der Bediener eine anfangs eingenommene Haltung aufrechter
halten, bis der Zyklus beendet ist. Eine typische Zykluszeit dauert ungefähr 1 bis
2 Sekunden und wird ca. 3000 Mal täglich wiederholt. Dies addiert sich zu ca.
1 ½ Stunden pro Tag, während derer der Bediener in dieser Haltung ist. Während
dieses Modul die Belastung auf das Handgelenk und die Hand reduziert, belastet
es die Muskeln im Vorderarm. Aufgrund des begrenzten Raumes, in die der Be
diener seine Hand stecken kann, belastet es den Bediener auch mental und re
duziert die Produktivität, indem es Ermüdung hervorruft. Darüberhinaus beru
hen die Infrarotemitter und -detektoren auf dem Vorhandensein eines freien We
ges zwischen dem Transmitter und dem Empfänger und arbeiten nicht korrekt,
wenn Verschmutzungen den Lichtstrahl blockieren.
Die vorliegende Erfindung löst die obengenannten Probleme durch den Einsatz
der Methode der Erfassung der Körperkapazitanz zur Erde, im Zusammenhang
mit redundanten Erfassungsschaltkreisen. Zusätzliche Verbesserungen werden
durch die Konstruktion von Berührungsterminals (Handflächenknöpfen) selbst
geboten sowie durch den Erfassungsbereich der Körperkapazitanz zur Erde, was
die Anfälligkeit gegen Hautfett und andere Verschmutzungen minimiert. Die
Erfindung erlaubt es dem Bediener darüberhinaus, das System mit oder ohne
Handschuhe zu bedienen, was von besonderem Vorteil in einer industriellen
Umgebung ist.
Die spezifische Berührungserfassungsmethode der vorliegenden Erfindung äh
nelt der Vorrichtung nach US-Patent Nummer 4,758,735 und US-Patent Num
mer 5,087,825. Signifikante Verbesserungen werden jedoch in der Art der Erfas
sung und bei der Entwicklung eines Gesamtsystemes zur Anwendung von Be
rührungsschaltern in einer dichten Anordnung geboten und in einem verbesser
ten Nullkrafthandflächenknopf. Der Berührungserfassungsschaltkreis der vor
liegenden Erfindung arbeitet bei Frequenzen von 50 kHz oder darüber, bzw. bei
vorzugsweise bei 800 kHz oder darüber, um die Effekte der Oberflächenver
schmutzung durch Materialien wie Hautfette und Wasser zu minimieren. Er bie
tet darüberhinaus Verbesserungen in der Erfassungssensitivität, die eine genaue
Steuerung des Annäherungsgrades erlauben (idealer Weise sehr starke Annähe
rung), die für eine Betätigung notwendig ist und um einen Einsatz einer Vielzahl
von Berührungsterminals geringer Größe in einer physikalischen Anordnung,
wie z. B. einer Tastatur zu ermöglichen. Die Verschaltung der vorliegenden Er
findung minimiert die für die menschlichen Bedienerbewegungen notwendige
Kraft und eliminiert ungünstige Winkel und andere Beschränkungen dieser Be
wegungen. Die äußere Fläche des Berührungsschalters besteht typischerweise
aus einer kontinuierlichen dielektrischen Schicht, wie Glas oder Polykarbonat,
ohne mechanische oder elektrische Durchleitung. Die Oberfläche kann ohne
Vertiefungen ausgebildet sein, die organisches Material einfangen oder halten
würden. Aus diesem Grunde läßt sie sich leicht reinigen und sauberhalten und
ist so ideal für hygienische Anwendungen wie medizinische Einrichtungen oder
Einrichtungen zur Verarbeitung von Nahrungsmitteln.
In einer ersten bevorzugten Ausführungsform bietet der Schaltkreis eine verbes
serte Erfassungssensitivität, um einen zuverlässigen Betrieb mit kleinen
(fingergroßen) Berührungsfeldern zu ermöglichen. Die Anfälligkeit gegenüber
Änderungen der Versorgungsspannung und gegenüber Rauschen werden durch
den Einsatz von getrennter Masse und Versorgung minimiert, die dem Oszilla
torsignal folgen, um den Erfassungsschaltkreis zu betreiben. Die verbesserte
Sensitivität erlaubt den Einsatz eines Oszillatorsignales mit einer Amplitude von
26 V oder weniger, die an das Berührungsterminal und den Erfassungsschalt
kreis angelegt wird. Diese geringere Spannung (im Vergleich zu der Vorrichtung
nach US-Patent Nummer 4,758,735) beugt dem Bedarf an teuren UL genehmigten
Hochspannungskonstruktionsmaßnahmen und Tests vor, um zu handhaben, was
anderenfalls Spannungen einer Größenordnung wären, um Sicherheitsbedenken
hervorzurufen. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung wird in der Art
und Weise gesehen, in der der Berührungsterminalerfassungsschaltkreis mit den
Berührungsterminals und externen Steuerungssystemen verbunden ist. Ein hier
für vorgesehener auf das unabhängige Netz und Masse bezogener Microprozessor
des Erfassungsschaltkreises kann eingesetzt werden, um eine Anzahl von Berüh
rungsterminalerfassungsschaltkreisen kostengünstig zu multiplexen und die
Ausgangssignale der damit verbundenen Berührungsterminals über einen mit
zwei Leitungen versehenen optischen Bus zu einem hierfür bestimmten Micro
prozessor zu vervielfältigen, der auf eine feste Spannung und wahre Masse bezo
gen ist. Ein zusätzlicher Vorteil des Microprozessors ist eine erweiterte Fähigkeit
der Erfassung von Fehlern, d. h. eines Feldes, das für einen zu großen Zeitraum
berührt wird, was von vornherein als unwahrscheinliche Betriebsbedingung an
gesehen wird oder zwei oder mehrere Felder, die zur gleichen Zeit oder in fal
scher Abfolge berührt werden. Zusätzlich kann der Microprozessor eingesetzt
werden, um eine gewünschte Vielzahl von Berührungsfeldern simultan oder se
quentiell zu unterscheiden, d. h. zwei oder mehr Schalter, die in einer gegebenen
Reihenfolge innerhalb eines gegebenen Zeitraumes berührt werden. Der Micro
prozessor kann eingesetzt werden, um darüberhinaus eine Systemdiagnose
durchzuführen. Der Microprozessor erlaubt auch den Einsatz von visuellen Indi
katoren wie z. B. LEDs oder Meldegeräten, wie Glocken oder Tongeneratoren, um
die Betätigung eines gegebenen Berührungsschalters oder einer Mehrzahl von
Schaltern zu bestätigen. Dies ist besonders nützlich in den Fällen, in denen eine
Sequenz von Betätigungen notwendig ist, bevor eine Wirkung eintritt.
Die durch ein visuelles oder akustisches Anzeigengerät erzeugte Rückmeldung an
den Bediener, die durch den Microprozessor in Abhängigkeit von unterbrochenen
Berührungen in einer notwendigen Sequenz aktiviert wird, kann den Zeitverlust
und/oder die Frustration auf Seiten des Bedieners aufgrund von falschen Bedie
nungen durch Teilberührungen oder Falschbetätigungen durch eine Berührung
des falschen Feldes in einer gegebenen notwendigen Sequenz oder Kombination
von Berührungen minimieren. Der zweite Microprozessor kann eingesetzt wer
den, um mit dem Steuerungssystems des Benutzers zu kommunizieren. Zusätzli
che Merkmale umfassen einen "Schlafmodus" um die Energieaufnahme während
Zeiträumen der Nichtbenutztung oder Energieausfällen zu reduzieren sowie red
undante Steuerschaltkreise, um eine "fail to safe"-Bedienung zu erleichtern. Ei
ne weitere Verbesserung ergibt sich aus dem Vorgehen, einen Großteil der Ko
sten des Systems in vereinfachte herkömmliche integrierte Schaltkreise zu len
ken, die eine einfache Sensitivitätsjustierung und Montage erlauben.
In einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel kommt ein verbesserter
Handflächenknopf zum Einsatz. Durch den Einsatz einer dielektrischen Hülle,
kann ein großes metallisches Berührungsterminal eingesetzt werden, welches
zwischen der Berührung eines Fingers oder der teilweisen Berührung und der
vollen Berührung einer Handfläche unterscheidet. Auf diese Weise vermeidet das
System eine Falschaktivierung aufgrund von ungewollten Fingerberührungen
oder einem Streifkontakt mit der Handfläche vor oder nach einer gewollten Be
rührung. Die zweite Ausführungsform umfaßt auch redundante Kontrollschalt
kreise, um eine "fail to safe"-Bedienung zu erleichter.
Um diese und andere Vorteile zu erzielen und in Übereinstimmung mit dem
Zweck der Erfindung wie ausgeführt und hier beschrieben, umfaßt der kapazitive
Reaktionselektronikschalterkreis einen Oszillator, der ein periodisches Aus
gangssignal mit einer Frequenz von 50 kHz oder größer erzeugt, ein Eingabebe
rührungsterminal, welches einen Bereich für die Eingabe durch Berührung eines
Bedieners definiert und einen Erfassungsschaltkreis, der mit dem Oszillator ge
koppelt ist, um das periodische Ausgangssignal des Oszillators aufzunehmen und
der ebenfalls mit dem Eingabeberührungsterminal verbunden ist. Der Erfas
sungsschaltkreis reagiert auf die Signale von dem Oszillator und die Anwesenheit
der Kapazitanz des Körpers eines Bedieners, welche mit dem Berührungstermi
nal gekoppelt ist, wenn es durch einen Bediener berührt wird, um ein Ausgangs
steuersignal zu erzeugen. Vorzugsweise erzeugt der Oszillator ein periodisches
Ausgangssignal mit einer Frequenz von 800 kHz oder mehr.
Dieses und andere Merkmale, Gegenstände und Vorteile der Erfindung können
mittels der Einrichtungen und Kombinationen realisiert und erzielt werden, die
in der Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen sowie den beigefügten
Zeichnungen besonders hervorgehoben werden.
Fig. 1 ist ein elektrisches Schema eines Testschaltkreises, welcher eingesetzt
wird, um die Impedanz eines menschlichen Körpers zu messen;
Fig. 2 ist ein elektrisches Schema eines Testschaltkreises, der eingesetzt
wird, um die Impedanz von Wasser zu messen;
Fig. 3 ist ein elektrisches Schema eines äquivalenten Schaltkreismodelles für
die Analyse eines menschlichen Körpers in Kontakt mit Glas, das mit Was
ser bedeckt ist;
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines kapazitiven Reaktionselektronikschalt
kreises, der in Übereinstimmung mit einer ersten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
Fig. 5 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Spannungsregulator
schaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektronik
schaltkreis wie in Fig. 4 gezeigt;
Fig. 6 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Oszillatorschaltkreises
für den Einsatz in dem kapazitiven Elektronikschaltkreis nach Fig. 4;
Fig. 7 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten unabhängigen Massege
neratorschaltkreises für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektro
nikschaltkreis nach Fig. 4;
Fig. 8 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Berührungsschaltkreises
für den Einsatz in dem kapazitiven Reaktionselektronikschaltkreis nach
Fig. 4;
Fig. 9 ist ein dreidimensionales Balkendiagramm, welches das Verhältnis von
Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz bei T = 105°C dar
stellt;
Fig. 10 ist ein dreidimensionales Balkendiagramm, welches das Verhältnis von
Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz bei T = 22°C darstellt;
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm eines kapazitiven Reaktionselektronikschalt
kreises, der in Übereinstimmung mit einer zweiten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
Fig. 12 ist ein Blockdiagramm eines kapazitiven Reaktionselektronikschalt
kreises, der in Übereinstimmung mit einer dritten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung konstruiert ist;
Fig. 13 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Spannungsregulators,
Oszillators und Berührungsschaltkreises für den Einsatz in dem kapaziti
ven Reaktionselektronikschaltkreis, der in Fig. 12 gezeigt ist;
Fig. 14 ist ein elektrisches Schema eines bevorzugten Treiberschaltkreises für
den Einsatz in dem kapazitiven Elektronikschaltkreis, der in Fig. 12 ge
zeigt ist;
Fig. 15A bis C sind jeweils Drauf-, Seiten- und Vorderansichten eines Bei
spieles eines flachen Handflächenknopfes, der in Übereinstimmung mit der
vorliegend Erfindung konstruiert ist;
Fig. 16 ist eine Schnittansicht eines Beispieles eines dornförmigen Handflä
chenknopfes, der in Übereinstimmung der vorliegenden Erfindung konstru
iert ist;
Fig. 17 ist ein elektrisches Schema eines Berührungsschaltkreises der vorlie
genden Erfindung, der in einem herkömmlichen integrierten Schaltkreis
implementiert ist;
Fig. 18 ist eine elektrisches Schema eines Oszillators mit einem Abschalt
schaltkreis für den Einsatz in dem kapazitiven Elektronikschaltkreis der
vorliegenden Erfindung;
Fig. 19 ist eine bildliche Ansicht einer Vorrichtung, die zwei Handflächen
knöpfe und ein Anzeigenlicht aufweist, das in Übereinstimmung mit der
vorliegenden Erfindung betrieben wird; und
Fig. 20 A bis C sind bildliche Ansichten einer anderen Ausführungsform der
Vorrichtung wie in Fig. 19 gezeigt.
Wie sich aus der obigen Zusammenfassung ergibt, arbeitet der Berührungs
schaltkreis der vorliegenden Erfindung bei höheren Frequenzen als bekannte
Berührungserfassungsschaltkreise. Der Schritt zu einem Hochfrequenzbetrieb
(50 bis 800 kHz) ist keine einfache Wahl bezogen auf den Niederfrequenzbetrieb
(60 bis 1000 Hz), wie er in dem Stand der Technik wie dem US-Patent Nummer
4,758,735 und US-Patent Nummer 5,087,825 gesehen wird. Höhere Frequenzen
erfordern im allgemeinen kostenaufwendigere, schnellere Teile und führen oft
mals zu zusätzlichen Kosten spezieller Entwurfsmaßnahmen um die elektroni
schen Emissionen und die Einleitung von Hochgeschwindigkeitsrauschen in
Stromversorgungslinien zu minimieren. Der Vorzug derartiger Hochfrequenzen
basiert auf einer Studie, die ausgeführt wurde, um zu stimmen, ob der Hochfre
quenzbetrieb die Berührung eines Bedieners und eine Leitung über Oberflächen
verschinutzungsfilme, wie Feuchtigkeit erlaubt, wobei ein leitender Pfad von ei
nem nicht berührten Bereich zu einem berührten Bereich hergestellt wird. Die
Studie bestimmt darüberhinaus, ob ein Hochfrequenzberührungsschaltkreis über
einen ausreichend breiten Temperaturbereich arbeiten, eine Zusammenstellung
von überlagernden dielektrischen Schichtdicken und Materialien und in Anwe
senheit von wahrscheinlichen Energieversorgungsfluktuationen könnte. Die fol
genden Berechnungen und Messungen sind das Resultat dieser Studie. Die Re
sultate fassen die Forschung zusammen, welche durchgeführt wurde, um die
Kreuzkopplung auf dem dielektrischen Teil (Glas) aufgrund der Kondensation
von Wasser zu reduzieren. Durch eine Erhöhung der Betriebsfrequenz wird die
Impedanz des Glaskörpers im Vergleich zur Impedanz von Wasser zwischen den
Berührungsfeldern reduziert. Der äquivalente Schaltkreis der Körperimpedanz
wurde unter Benutzung des in Fig. 1 gezeigten Testschaltkreises 10 gemessen.
Der Testschaltkreis 10 umfaßt einen Oszillator 20, der zwischen eine externe
Masseplatte und einen seriellen 100 kΩ Widerstand 22 gekoppelt ist sowie parallel
zu einem 10 MΩ Widerstand 24, einem 21 pF Kondensator 26 und Kontakten zur
Verbindung mit einem menschlichen Körper, der in der Figur als eine Impedanz
last 15 identifiziert ist, die ein Impedanz ZB hat, welche die Impedanz des Kör
pers repräsentiert.
Zwei Arten von Messungen wurden vorgenommen. Eine mit der getesteten Per
son, stehend auf einer großen Bodenplatte, d. h. einer Betonplatte; und eine an
dere stehend auf einem Unterboden. Der Unterboden wurde eingesetzt, um ein
typisches nordländisches Haus zu simulieren, d. h. Holzbalken mit Sperrholzver
schalung. Als zusätzliche Isolationsschicht wurde ein Teppich eingesetzt. Die fol
gende Tabelle 1 zeigt den gemessenen Körperwiderstand und die Kapazitanz für
fünf verschiedene Individuen.
Wie sich aus der obigen Tabelle 1 und der folgenden Diskussion ergibt, kann die
Impedanz des Körpers eines Menschen durch eine serielle Kombination eines 20
bis 300 pF Kondensators und eines 1 k bis 2 kΩ Widerstandes repräsentiert wer
den. Die Impedanz von Wasser, welches im wesentlichen einen Widerstand dar
stellt, wurde unter Einsatz des Testschaltkreises 30 wie in Fig. 2 gezeigt, ge
messen. Der Testschaltkreis 30 umfaßt einen Oszillator 40, der seriell mit einem
1 Ω Widerstand 42 sowie Kontakten gekoppelt ist, über die Wasser gegeben wird,
um eine Impendanzlast 35 zu definieren, mit einer Impendanz ZW, was die Im
pedanz von Wasser repräsentiert. Ein echter RMS Spannungsmesser 45 ist über
alle Kontakte der Impedanzlast 35 verbunden.
Der Widerstand von Leitungswasser in einem Bereich von 1 × 1 Zoll und einer
Tiefe von 1/32 Zoll wurde mit ungefähr 160 kΩ gemessen.
Die folgende Kalkulation steht für den Widerstand von Regenwasser, wobei c die
Leitfähigkeit von Regen ist:
wobei,
daher
Die Dicke einer auf einer Oberfläche von Glas kondensierten Wasserschicht ist
jedoch wesentlich geringer als ein 1/32 Zoll und sein Widerstand ist höher als der
von Leitungswasser. Zu Entwurfszwecken wurde ein Widerstandswert von 1 MΩ
eingesetzt, um kondensiertes Wasser zu simulieren.
Die Kapazitanz eines Glasstückes mit den Maßen ½ Zoll × ½ Zoll × ¼ Zoll ist un
gefähr 2 pF.
wobei
A = 0.25 in²
L = 0.25 in
daher
Cmax = 10 × 0.08842 × 10-6 × 2.54 × 10-6 = 2.25 pF
Cmin = 6 × 0.08842 × 10-6 × 2.54 × 10-6 = 1.35 pF
Die folgende Tabelle 2 zeigt die dielektrische Konstante für unterschiedliche Ar
ten von Glas:
Der äquivalente Schaltkreis 50 eines das Glas berührenden Körpers bei der An
wesenheit von Wasser ist in Fig. 3 gezeigt. Wie gezeigt, umfaßt der äquivalente
Schaltkreis 50 eine Polykarbon (PCB) Platte 50 mit zumindest zwei darauf aus
gebildeten Feldern 57 und 59, eine Glasplatte 60 angrenzend an die PCB-Platte
55, Wasser 65 auf der Glasplatte 60, das zumindest zwei Berührungsfeldbereiche
überdeckt und einen Körper 70 in Kontakt mit dem Wasser 65 und der Glasplat
te 60 in einem Berührungsfeldbereich. Die Impedanzglasplatte 60 wird durch
zwei 2 pF Kondensatoren 62 und 64 angenähert, die mit den Feldern 57 und 59
jeweils verbunden sind. Das Wasser 65 wird durch einen 1 MΩ Widerstand 68 an
genähert, der zwischen den Kondensatoren 62 und 64 angeschlossen ist. Der
Körper wird durch einen 20 bis 300 pF Kondensator 72 repräsentiert, der an ei
nem Ende mit dem Wasserwiderstand 68 und dem Glasplattenkondensator 62
gekoppelt ist und durch einen 1 bis 2 kΩ Widerstand, der mit den andern Enden
des Kondensators 72 und einer externen Erde gekoppelt ist.
Bezogen auf Fig. 3 ist ersichtlich, daß die menschliche Berührung des gegen
überliegenden Feldes 57 das Feld 57 über den Kondensator des Glases 62 mit der
Erde und den seriellen Kontakt mit der Impedanz des menschlichen Körpers ge
koppelt ist, welche durch den 20 bis 300 pF Kondensator und den 1 k bis 2 kΩ
Widerstand eines typischen menschlichen Körpers zur Verfügung gestellt wird.
Dies hat den Effekt des Saugens jeglicher Spannung auf dem Feld zur Erde. Das
Feld 59 wird entsprechend betroffen sein, wobei seine Kopplung mit der Erde
nicht nur durch die Kapazitanz 64 und die serielle Kapazitanz und den Wider
stand des menschlichen Körpers erfolgen wird sondern auch durch den ohm
schen Widerstand von Wasser auf der Glashülle zwischen der nahen Anordnung
des Feldes 59 und des berührten Feldes 57 zueinander. Da die menschliche Ka
pazitanz bedeutend größer ist als die 2 pF Kapazitanz des Glases wird die Impe
danz des Pfades zur Erde für die Felder 57 und 59 durch die Impedanzen des
Glases und des Wassers dominiert sein. Wenn die Impedanz des Wasserpfades im
Vergleich zu derjenigen des Glases von Bedeutung ist, wird der Effekt einer Be
rührung des Feldes 57 bedeutender sein als die des Feldes 59. Um den Effekt der
Kondensation oder möglichen Wasserverschüttens zu umgehen, wird die Impe
danz des Glases vorzugsweise so klein gemacht, wie es im Vergleich zur Prakti
kanz des Wassers praktikabel erscheint. Dies erlaubt eine Unterscheidung zwi
schen berührenden und angrenzenden Feldern. Da die Wasserimpedanz vorder
grundig einen Widerstand bildet und die Glasimpedanz vordergründig kapazitiv
ist, wird die Impedanz des Glases mit der Frequenz fallen.
Fig. 3A zeigt die maximale und minimale Glasimpedanz als Funktion der Fre
quenz. Die gezeigten maximalen und minimalen Glasimpedanzen wurden wie
folgt berechnet.
e. = 8.854 × 10-12 C²/(nm²)
Kgmin = 6
Kgmax = 10
A = 0.25 in²
L = 0.25 in
Cmax = Kgmaxe₀A/L Cmax = 2.249 pF
Cmin = Kgmine₀A/L Cmin = 1.349 pF
Zgminfrequency = 1/(2πCmaxfrequency)
Zgmaxfrequency = 1/(2πCminfrequency)
Wie zu erkennen ist, ist die kapazitive Impedanz des Glases bei 1 kHz wesentlich
größer als die nominalen 1 MΩ der Wasserbrücke zwischen den Feldern. Als Fol
ge dessen, bestünde bei 1 kHz eine kleine Differenz zwischen den Impedanzpfa
den der zwei aneinandergrenzenden Felder zur Erde, wenn eines von beiden be
rührt wird. Dies würde dazu führen, daß die Spannung auf beiden Feldern in
vergleichbaren Mengen zur Erde gesaugt wurde. Umgekehrt fällt die Glasimpe
danz bei 100 kHz auf ungefähr 1 MΩ, was dazu führt, daß die Impedanz des Fa
des zur Erde für das Feld 59 doppelt so groß ist, wie diejenige des berührten Fel
des 57. In Fällen, wo das Hintergrundrauschen und die Temperaturschwankung
vergleichsweise klein sind, würde eine 100 kHz Oszillatorfrequenz einen ausrei
chend niedrigen Erfassungsschwellwert zulassen, der einzustellen wäre, um zwi
schen dem Signalwechsel zu differenzieren, die durch eine menschliche Berüh
rung beider Felder im Gegensatz zu einem einzelnen Feld induziert werden. Bei
800 kHz fällt die Impedanz des Glases auf 200 kΩ oder weniger, was zu einem
Verhältnis der Impedanzdifferenz von mehr als 5 zu 1 zwischen den Pfaden zur
Erde des berührten Feldes 57 und des angrenzenden Feldes 59 führt. Schließlich
kann das Impedanzverhältnis 10 zu 1 übersteigen, wie in der folgenden Kalkula
tion dargestellt. Dies läßt eine Einstellung des Erfassungsschwellwertes für das
berührte Feld unterhalb desjenigen für ein angrenzendes Feld zu, was zu einer
wesentlich geringeren Wahrscheinlichkeit einer ungewollten Betätigung angrenz
ter Berührungsfelder in Bezug auf das Berührungsfeld führt. Idealerweise würde
die Betriebsfrequenz bei 800 kHz der bevorzugten Ausführungsform oder sogar
höher gehalten. Wie bereits früher bemerkt, erfordert eine höhere Betriebsfre
quenz jedoch den Einsatz von kostspieligeren Komponenten und Konstruktio
nen. Für Anwendungen, bei denen die Temperaturschwankungen und das Ni
veau des elektronischen Rauschens niedrig ist, könnte ein Betrieb bei oder in der
Nähe von 100 kHz möglich sein. Bei 10 kHz und niedriger wird die Impedanz
des Glases jedoch sehr viel größer als diejenige von möglichen Wasserbrücken
zwischen den Feldern, was dazu führt, daß aneinandergrenzende Felder ebenso
durch eine Berührung betroffen sind, wie das berührte Feld selbst. Obwohl die
bevorzugte Frequenz vorzugsweise bei oder über 100 kHz liegt, bzw. weiter be
vorzugt bei 800 kHz oder darüber, ist es denkbar, daß Frequenzen herab bis zu
50 kHz eingesetzt werden könnten, vorausgesetzt, daß die Frequenz eine Diffe
renz in den Impedanzfaden aneinandergrenzender Felder erzeugt, die ausrei
chend ist, um genau zwischen einer gewollten Berührung und der Berührung
eines angrenzenden Feldes zu unterscheiden. Der Einsatz von Frequenzen her
unter bis zu 50 kHz kann auch abhangig von der Art des Glases der Hülle oder
der Dicke desselben, die für das Berührungsfeld eingesetzt werden, möglich sein.
In Fällen, bei denen jedoch wenig oder keine Oberflächenverschmutzung auftritt,
kann die Betriebsfrequenz sehr wohl unter 50 kHz fallen. Die gewählte Frequenz
wird letztendlich eine Abwägung zwischen der Wahrscheinlichkeit einer Oberflä
chenverschmutzung und den Kosten eines Betriebes bei höheren Frequenzen
sein, um eine Kreuzkopplung aufgrund einer derartigen Verschmutzung zu ver
meiden. Die folgende Analyse illustriert ein Beispiel, wie eine Frequenz auf der
Basis typischer Parameter, die eingesetzt werden, um einen Berührungsschalter
zu konstruieren und der typischen Impedanz einer Verschmutzung, wie z. B. Re
genwasser kalkuliert werden kann. In der folgenden Analyse versucht man ein
10 : 1 Verhältnis der Impedanz von Wasser zu Glas zu erreichen.
Um eine Kreuzkopplung aufgrund der Kondensation von Wasser auf dem Glas
zu eliminieren, muß die Kombination der Impedanz des Körpers (ZB) und Glas
(ZG) sehr viel niedriger sein als die Impedanz von Wasser (ZW). Da die Impedanz
von Glas sehr viel höher ist als die Körperimpedanz, wird ausschließlich Cg be
rücksichtigt.
Daher
10 |Zg| < |ZW|
wobei
daher
f < 796 kHz
Nachdem eine Basis für die Benutzung höherer Frequenzen vorgesehen wurde,
wird nun die Basiskonstruktion des elektronischen Schaltkreises, der in Über
einstimmung mit einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
konstruiert ist, mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben. Der elektronische Schaltkreis
umfaßt einen Spannungsregeler 100 einschließlich einer Eingangsleitung 101
und 102 zur Aufnahme einer 24 V Wechselstrom-Leitungsspannung und einer
Leitung 103 zur Erdung des Schaltkreises relativ zu einer externen Erde, wie
beispielsweise dem tatsächlichen Boden. Der Spannungsregler 100 konvertiert
die aufgenommene Wechselstromspannung in eine Gleichstromspannung und
liefert über die Leitungen 104 und 105 einen regulierten 5 Volt Gleichstrom an
einen Oszillator 200. Der Spannungsregler versorgt über die Leitung 106 auch
den Oszillator 200 mit einem 26 Volt Gleichstrom. Die Details des Spannungsreg
lers 100 sind im folgenden mit Bezug auf Fig. 5 beschrieben.
Indem der Oszillator 200 durch den Spannungsregler 100 gespeist wird, generiert
er eine Rechteckwelle mit einer Frequenz von 50 kHz und vorzugsweise größer
als 800 kHz und hat eine Amplitudenspitze von 26 V. Die durch den Oszillator
200 generierte Rechteckwelle wird über eine Leitung 201 an den getrennte Masse
Generator 300, eine Berührungsfeldschildplatte 460, einen Berührungsschalt
kreis 400 und einen Microcontroller 500 übermittelt. Der Oszillator 200 wird im
folgenden mit Bezug auf Fig. 6 beschrieben.
Der getrennte Masse Generator 300 empfängt die Rechteckwelle mit 26 V Spit
zenamplitude von dem Oszillator 200 und gibt eine regulierte getrennte Masse
ab, die 5 V unterhalb des Rechteckwellenausgangs des Oszillators 200 liegt und
dieselbe Phase und Frequenz wie die aufgenommene Rechteckwelle hat. Der
Ausgang dieser getrennten Masse wird über eine Leitung 301 an den Berüh
rungsschaltkreis 400 und den Microcontroller 500 gegeben, so daß die Ausgangs
rechteckwelle des Oszillators 200 und der getrennte Masseausgang des getrennte
Masse Generators 300 Strom an den Berührungsschaltkreis 400 und den Micro
controller 500 liefern. Details des getrennte Masse Generators 300 werden im
folgenden mit Bezug auf Fig. 7 beschrieben.
Der Berührungsschaltkreis 400 erfaßt die Kapazitanz eines Berührungsfeldes
450 über die Leitung 451 und gibt über die Leitung 401 ein Signal an den Micro
controller 500, wenn am Berührungsfeld 450 eine Kapazitanz erfaßt wird, die
den Schwellwert übersteigt. Details des Berührungsschaltkreises 400 werden im
folgenden mit Bezug auf Fig. 8 beschrieben.
Wenn eine Indikation von dem Berührungsschaltkreis 400 empfangen wird, das
eine ausreichende Kapazitanz (typischerweise zumindest 20 pF) am Berührungs
feld 450 anliegt, gibt der Microcontroller 500 über die Leitung 501, bei der es sich
vorzugsweise um einen optischen Zweiwegkopplungsbus handelt, ein Signal an
den laststeuernden Microcontroller 600 ab. Der Microcontroller 600 reagiert
dann auf eine vorbestimmte Art und Weise, um eine Last 700 zu steuern.
Nachdem die Basiskonstruktion der ersten Ausführungsform im allgemeinen
beschrieben worden ist, wird mit Bezug auf die Fig. 5 bis 8 die bevorzugte
Detailkonstruktion der gezeigten Komponenten beschrieben. In Fällen, in denen
die Anzahl der zu schaltenden Leitungen klein ist, kann der Microcontroller 600
durch zusätzliche optische Kopplungsleitungen ersetzt werden. Die Anzahl der
zu schaltenden Leitungen bestimmt, ob es kosteneffektiver ist über einen opti
schen Bus mit zwei Leitungen, wie die Leitung 501, zu multiplexen und einen
Microcontroller zum Demultiplexen einzusetzen, oder eine Vielzahl von opti
schen Kopplungsleitungen zu verwenden. Andere Betrachtungen wie die Zuver
lässigkeit und Energieaufnahme können diese Wahl ebenso beeinflussen. In die
sem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Einsatz eines einzelnen Paares von
optischen Kopplungspfaden (Leitung 501) und eines Microcontrollers 600 ge
zeigt, um die Möglichkeiten hervorzuheben, eine große Anzahl von Leitungen zu
schalten.
Ein bevorzugter Schaltkreis für die Implementierung eines Spannungsreglers
100 ist in Fig. 5 gezeigt. Der Spannungsregler 100 umfaßt vorzugsweise einen
Wechselstrom/Gleichstromkonverter 110, um auf Leitung 119 einen nicht regu
lierten Gleichstrom von 29 V bis 36 V zu generieren. Dieser nicht regulierte
Gleichstrom wird an einen 5 Volt Gleichstromregler 120 und einen 26 V Gleich
stromregler 130 gegeben. Der Wechselstrom/Gleichstromkonverter 110 umfaßt
die Dioden 112, 114 und 116 und 118, die den zur Verfügung gestellte 24 V
Wechselstrom gleichrichten, die auf den Stromleitungen 101 und 102 zur Verfü
gung gestellt werden. Die Anode der ersten Diode 112 ist mit der Stromleitung
101 und mit der Kathode der zweiten Diode 114 gekoppelt. Die Kathode der er
sten Diode 112 ist mit der Ausgangsleitung 119 gekoppelt. Die Anode der zweiten
Diode 114 ist über die Leitung 103 mit der Erde gekoppelt und mit der Anode der
vierten Diode 118. Die Anode der ersten Diode 116 ist mit der Kathode der vier
ten Diode 118 und mit der Stromleitung 102 gekoppelt. Die Kathode der dritten
Diode 116 ist mit der Leitung 119 und mit der Kathode der ersten Diode 112 ge
koppelt. Die Anode der vierten Diode 118 ist über die Leitung 103 mit der Erde
gekoppelt. Die Dioden 112, 114, 116 und 118 sind vorzugsweise Dioden mit der
Teilnummer 1N4002 von LITEON. Der Wechselstrom/Gleichstromkonverter 110
umfaßt vorzugsweise auch einen Kondensator 115 zur Filterung der gleichgerich
teten Abgabe der Dioden. Der Kondensator 115 ist vorzugsweise ein 1000 µF
Kondensator, der über die Leitung 103 zwischen die Ausgangsleitung 119 und die
Erde gekoppelt ist.
Der 5 V Regler 120 umfaßt vorzugsweise einen 500 Ω Widerstand 120, der zwi
schen die Leitung 119 und die 5 Volt Ausgangsleitung 104 gekoppelt ist, und eine
Zenerdiode 124, einen ersten Kondensator 126 und einen zweiten Kondensator
128, die parallel angeordnet sind und zwischen die Ausgangsstromleitungen 104
und 105 geschaltet sind. Die Zenerdiode 124 ist vorzugsweise eine 5.1 Volt
Zenerdiode mit der Teilenr. 1N4733A von LITEON, der erste Kondensator 126
hat eine Kapazitanz von 10 µF, der zweite Kondensator 128 hat eine Kapazitanz
von 0,1 µF.
Der 26 V Regler 130 umfaßt vorzugsweise einen Transistor 134 mit einem Kol
lektor, der über einen ersten Widerstand 132 mit der Leitung 119 verbunden ist,
eine Basis, die über einen zweiten Widerstand 136 mit der Leitung 119 verbun
den ist und einen Emitter, der mit der regulierten 26 V Ausgangsstromleitung 106
gekoppelt ist. Der 26 V Regler 130 umfaßt vorzugsweise auch einen Konden
sator 137 und eine Zenerdiode 138, die parallel zwischen die Basis des Transi
stors 134 und die Erdeleitung 103 geschaltet sind. Vorzugsweise ist der erste Wi
derstand 132 ein 20 Ω, 0,5 W Widerstand, der zweite Widerstand 136 ist ein 1 kΩ
0,5 W Widerstand, der Kondensator 137 ist ein 0,1 µF Kondensator und die
Zenerdiode 138 ist eine 27 V, 0,5 W Diode mit der Teilnummer 1N5254B von
LITEON. Wie sich für den Fachmann ergibt, können verschiedene Komponenten
des Spannungsreglers 100 hinzugefügt oder fortgelassen werden, abhängig von
der zur Verfügung stehenden Stromquelle zur Versorgung des Oszillators 200.
Wenn beispielsweise die zur Verfügung stehende Energie eine kommerzielle 110 V,
Wechselstrom, 60 Hz Stromleitung ist, kann ein Transformator zugefügt wer
den, um die 110 V Wechselstromspannung auf 24 V Wechselstrom zu konvertie
ren. Wird alternativ dazu eine Gleichstrombatterie eingesetzt, kann der Wechsel
strom/Gleichstromkonverter neben anderen Komponenten eliminiert werden.
Ein bevorzugtes Beispiel eines 800 kH Oszillators ist in Fig. 6 gezeigt. Der Os
zillator 200 umfaßt vorzugsweise einen Rechteckwellengenerator 210, der durch
einen 5 V Regler 120 über die Leitungen 104 und 105 versorgt wird, um eine
Rechteckwelle mit 5 V Amplitudenspitze zu generieren, die die gewünschte Fre
quenz hat sowie einen Pufferschaltkreis 230, der über die Leitung 106 durch den
26 V Regler 130 versorgt wird, um die Abgabe des Rechteckwellengenerators 210
zu puffern und seine Amplitudenspitze von 5 V auf 26 V zu erhöhen, während die
bevorzugte Frequenz beibehalten wird. Der Rechteckwellengenerator 210 ist vor
zugsweise ein astabiler Multivibrator, der mit zumindest zwei seriell verschalte
ten Invertierungsgates 212 und 214 konstruiert ist sowie optional einem dritten
seriell verschalteten Invertierungsgate 216. Die Invertierungsgates 212, 214 und
216 sind vorzugsweise in einem einzelnen integrierten Schaltkreis vorgesehen,
bei dem das Teil 74HC04 von National Semiconductor vorgesehen ist. Der Aus
gang des ersten Invertierungsgates 212 ist über die Widerstände 218 und 222 mit
seinem Eingang gekoppelt und ist über den Kondensator 224 mit dem Ausgang
des zweiten Invertierungsgates 214 gekoppelt. Der Eingang des zweiten Invertie
rungsgates 214 ist mit dem Ausgang des ersten Invertierungsgates 212 gekoppelt
und der Ausgang des zweiten Invertierungsgates 214 ist mit dem Ausgang des
Einganges des optionalen dritten Invertierungsgates 213 gekoppelt. Um einen
800 kHz Ausgang zu erzeugen, hat der Widerstand 218 vorzugsweise einen Wert
von 10.0 kΩ, der Widerstand 222 hat vorzugsweise einen Wert von 1.78 kΩ und
der Kondensator 224 ist vorzugsweise ein 220 pF Kondensator.
Die Rechteckwelle mit 5 V Amplitudenspitze, die durch den Rechteckwellengene
rator 210 generiert wird, wird entweder durch den Ausgang des Invertierungsga
tes 214 oder den Ausgang des optionalen Invertierungsgates 216 über einen er
sten Widerstand 232, der mit einem Kondensator 234 parallel verbunden ist, an
die Basis eines ersten Transistors 238 geleitet. Die Basis des ersten Transistors
238 ist über einen zweiten Widerstand 236 mit der 26 V regulierten Gleichstrom
leitung 106 verbunden. Der Kollektor des ersten Transistors 238 ist über einen
dritten Widerstand 240 mit der 26 V Stromleitung 106 und der Basis eines zwei
ten Transistors 244 verbunden. Der Emitter des ersten Transistors 238 ist mit
der Erde verbunden sowie über einen vierten Widerstand 242 mit seinem eigenen
Kollektur und der Basis des zweiten Transistors 244. Der Kollektor des zweiten
Transistors 244 ist direkt mit der 26 V Stromleitung 106 verbunden und der
Emitter des zweiten Transistors 244 ist über einen fünften Widerstand 246 mit
der Erde verbunden. Der zweite Transistor 244 gibt einen Rechteckwellenaus
gang mit 26 V Amplitudenspitze an die Leitung 201, die mit seinem Emitter ver
bunden ist. Im Betrieb veranlaßt das an die Basis des Transistors 238 gegebene
Rechteckwellensignal den Kollektor des Transistors 231 dazu, zwischen der
Gleichstromversorgungsspannung 106 und der Kollektor-Emitter
sättigungsspannung zu schwingen. Der Kondensator 234 ist vorgesehen,
um das Abschalten des Transistors 238 zu verbessern. Der Transistor 244 zu
sammen mit den Widerständen 242 und 246 werden eingesetzt, um das Recht
eckwellensignal, welches durch den Transistor 238 generiert wird, zu puffern. In
einer bevorzugten Ausführungsform sind die Werte der Widerstände und des
Kondensators wie folgt: Der erste Widerstand 232 hat 5,1 kΩ, der Kondensator 234
hat 0,0047 µF, der zweite Widerstand 236 hat 1 MΩ, der dritte Widerstand
240 hat 1,6 kΩ, der vierte Widerstand 242 hat 100 kΩ und der fünfte Widerstand
246 hat 4.7 kΩ. Vorzugsweise sind die Transistoren 238 und 244 diejenigen, die
durch die Teilenummern ZTX600 identifiziert sind und die von ZETEX erhältlich
sind. In dieser Konfiguration erzeugt der Oszillator 200 80 mA, um getrennte 5 V
Gleichstrom zu generieren und versorgt die Berührungsschaltkreise 400, den
Microcontroller 500 und die Schmitt getriggerten Gates 420 (Fig. 8). Wie sich
für den Fachmann ergibt, können die Werte der Widerstände und Kondensato
ren, wie im Oszillator 200 eingesetzt, von den oben offenbarten abweichen, um
andere Oszillatorausgangsfrequenzen vorzusehen. Wie weiter oben besprochen,
ist der Oszillator 200 jedoch vorzugsweise so konstruiert, daß er eine Ausgangs
rechteckwelle mit einer Frequenz von 50 kHz oder größer abgibt, und noch wei
ter bevorzugt 800 kHz oder größer. In einigen Fällen kann es notwendig sein,
Transistoren oder eine Filterung mit einem geringeren Verstärkungsfaktor-Band
breitenprodukt einzusetzen, um ein weiches Abrollen von den Rechteckkan
ten zu erzielen, um die Rauschemissionen hoher Frequenzen zu reduzieren.
Wenn dies erfolgt ist, muß die Amplitude der Oszillatorspannung erhöht werden,
um zu kompensieren.
Die bevorzugte Konstruktion des getrennten Massegenerators 300 ist in Fig. 7
gezeigt und umfaßt vorzugsweise eine Zenerdiode 310 mit einer Kathode, die mit
dem Oszillatorausgang auf Leitung 201 verbunden ist sowie eine Anode, die mit
der Ausgangsleitung 301 der getrennten Masse verbunden ist und über den Wi
derstand 316 und die Diode 318 mit der Erde. Der Generator 300 für die getrenn
te Masse umfaßt vorzugsweise auch einen ersten Kondensator 312 und einen
zweiten Kondensator 314, die parallel mit der Zenerdiode 310 verbunden sind. In
dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Zenerdiode 310 eine 5.1 V Zenerdi
ode, welche durch die Teilnummer 1N4733A identifiziert wird und von LITEON
erhältlich ist. Der Kondensator 312 ist ein 47 µF Tantal Kondensator, der Kon
densator 314 ist ein 0.1 µF Kondensator, der Widerstand 316 ist ein 270 Ω Wi
derstand und die Diode 318 ist eine Diode, die durch die Teilnummer 1N914B
identifiziert ist und von LITEON erhältlich ist.
Der Berührungsschaltkreis 400, wie in Fig. 8 gezeigt, umfaßt vorzugsweise ei
nen Transistor 410 mit einer Basis, die über den Widerstand 413 und die Leitung
451 mit dem Berührungsfeld 450 verbunden ist und einen Emitter, der mit der
Oszillatorausgangsleitung 201 verbunden ist und einen Kollektor, der über einen
Impulsstreckerschaltkreis 417 mit der Leitung 301 der getrennten Masse ver
bunden ist, wobei der Impulsstreckerschaltkreis einen Widerstand 416 und einen
Kondensator 418 einschließt, die parallel zwischen den Kollektor des Transistors
410 und die Leitung 301 der getrennten Masse geschaltet sind. Um die Anfällig
keit gegen Rauschen zu minimieren, muß die physikalische Länge des Pfades
zwischen dem Berührungsfeld 450 und der Basis des Transistors 410 minimal
gehalten werden. Zusätzlich können in der Leitung 401 RC Filter zwischen dem
Ausgang des Berührungsschaltkreises 400 und dem Eingang des Microcontrollers
500 angeordnet sein, um eine zusätzliche EMI/RFI Immunität vorzusehen. Zu
sätzlich ist das Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt, das vom Transistor 410
benötigt wird, umso höher, je höher die Frequenz ist. Das Verstärkungsfaktor-Band
breitenprodukt muß ausreichend sein, um zu garantieren, daß der Oszilla
tor während hoher Oszillatorimpulse anspringt. Eine weitere Abwägung ist es,
ein höheres Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt zu nutzen, um niedrigere
Oszillatorspannungen zu ermöglichen oder höhere Oszillatorspannungen um den
Einsatz eines Transistors mit einem geringeren Verstärkungsfaktor-Band
breitenprodukt zu ermöglichen. Die Kombination aus Oszillatorspannung,
Frequenz und Transistor-Verstärkungsfaktor-Bandbreitenprodukt, welches ein
gesetzt wird, wird zwangsläufig mit den Kosten, den Sicherheits- und Zuverläs
sigkeitsanforderungen einer gegebenen Anwendung variieren. Die vorliegende
Kombination wurde gewählt, um die Oszillatorspannung niedrig zu halten und
einen Betrieb bei 800 kHz zur Minimierung einer Kreuzkopplung zu ermögli
chen. Bei höheren Frequenzen wären höhere Verstärkungsfaktor-Band
breitenprodukt-Transistoren in sowohl dem Oszillator 200 als auch den Er
fassungsschaltkreisen 400 notwendig. Der Berührungsschaltkreis 400 umfaßt
vorzugsweise auch eine Diode 414 mit einer Anode, die mit der Basis des Transi
stors 410 und dem Widerstand 413 verbunden ist und eine Kathode, die mit dem
Emitter des Transistors 410 verbunden ist sowie mit einem Widerstand 412, der
parallel mit der Diode 414 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors
410 geschaltet ist. Der Impulsstreckerschaltkreis 417 wird als solcher bezeichnet,
da die Sensitivität des Berührungsschaltkreises durch eine Änderung des Wider
standes 416 angehoben oder abgesenkt werden kann. Der Widerstand 413 wird
eingesetzt, um den Basisstrom zu begrenzen.
Der Berührungsschaltkreis 400 kann zusätzlich zumindest ein Schmitt getrigger
tes Gate 420 einschließen, welches durch die Spannungsdifferenz zwischen den
Oszillatorleitungen 201 und 301 versorgt wird und einen Eingangspol hat, wel
cher mit dem Kollektor des Transistors 410 gekoppelt ist sowie einen Ausgang,
der mit dem Microcontroller 500 über die Ausgangsleitung 401 gekoppelt ist. Das
Schmitt getriggerte Invertierungsgate 420 ist optional vorgesehen, um die An
stiegszeit des Berührungsschalterausganges zu verbessern und den Ausgang zu
puffern. Vorzugsweise handelt es sich bei dem Transistor 410 um die Teilenum
mer BC858CL von Motorola, der Widerstand 412 ein 12 MΩ Widerstand, die Di
ode 410 ist die Teilenummer 1N914B von Diodes, Inc., der Widerstand 416 ist ein
470 kΩ Widerstand, der Kondensator 418 ist ein 0,001 µF Kondensator und der
Widerstand 413 ist ein 10 kΩ Widerstand.
Wie oben ausgeführt, hat der Körper des Bedieners eine Kapazitanz, die sich bei
einer typischen Person zwischen 20 und 300 pF bewegen kann. Der Basispol des
Transistors 410 ist über den Widerstand 412 mit seinem Emitter gekoppelt, so
daß wenn keine Kapazitanz des Bedieners, der das Berührungsfeld 450 berührt,
vorhanden ist, der Transistor 410 nicht vorwärts betrieben wird und nicht leitet.
Wenn das Berührungsfeld 450 daher nicht berührt wird, hat das Ausgangssignal
am Kollektorpol des Transistors 410 und über den Impulsdehnerschaltkreis 417
einen Wert von 0 V. Wenn eine Person jedoch das Berührungsfeld 450 berührt,
koppelt die Kapazitanz des Körpers der Person die Basis des Transistors 410
über den Widerstand 413 mit der Erdung 103, wodurch der Transistor 410 vor
wärts betrieben wird und leitet. Dies lädt den Kondensator 418, der eine positive
Gleichstromspannung bezüglich der Leitung 301 zur Verfügung stellt und den
Ausgang des Schmitttriggers 420 veranlaßt, herabzugehen. Die Diode 414 ist
über die Basis mit dem Emitter-Basis-Zonenübergang des Transistors 410 ge
koppelt, um die Basisemitterumkehrspannung auf -0,7 V festzulegen, wodurch
die Vorwärtserholzeit und die Anspringzeit reduziert wird.
Das Berührungsfeld 450 umfaßt ein Substrat, auf dem eine Vielzahl von elek
trisch leitenden Plattenteilen auf einer Fläche desselben befestigt sind. Das
Substrat ist ein Isolator und die Platten sind voneinander beabstandet, um die
Platten voneinander und von der Erde zu isolieren. Ebenfalls auf dem Substrat
ist ein Sicherheitsband positioniert, im allgemeinen mit 460 bezeichnet. Das Si
cherheitsband 460 ist ein Gitter aus Leitersegmenten, die sich zwischen aneinan
dergrenzenden Paaren von Plattenteilen erstrecken. Alle Leitersegmente sind
physikalisch miteinander verbunden, um eine Vielzahl von Räumen zu definie
ren, mit einem Plattenteil, das zentral innerhalb jedes Raumes positioniert ist.
Komponenten des Berührungsschaltkreises können auf der Seite des Substrates
angeordnet sein, die gegenüber den Plattenteilen und dem Sicherheitsband 460
liegt.
Ein ebenes dielektrisches Teil ist von den in Richtung des Substrates gerichteten
Platten beabstandet. Das dielektrische Teil ist aus einem nicht porösen Isolati
onsmaterial, wie Polycarbonat oder Glas gemacht. Eine Vielzahl von elektrisch
leitenden Federkontakten ist zwischen der inneren Fläche des dielektrischen
Teiles um dem Substrat angeordnet. Eine Induzierungsschicht kann an der inne
ren Fläche des dielektrischen Teiles befestigt sein, um eine Indikation der Funk
tion eines jeden Eingabebereiches vorzusehen.
Wie oben bemerkt, ist die Schnittstelle zwischen dem dielektrischen Teil und ei
ner leitenden Platte ein metallischer Federkontakt, der auf der Rückseite des
dielektrischen Teiles befestigt ist. Der Federkontakt bietet Vorteile bei extrem
hohen Temperaturen. Für ausreichend enge Temperaturbereiche werden jedoch
bevorzugt leitende Polymerschaumkissen eingesetzt, die auf die Größe der Be
rührungsfelder geschnitten sind, um den Spalt zwischen der leitenden Fläche
und der dielektrischen Schicht zu füllen. Die Funktion der Federkontakte oder
leitenden Schaumkissen ist es, den kapazitiven Beitrag des luftgefüllten Spaltes
zwischen den leitenden Feldern und der darüberliegenden dielektrischen Schicht
zu eliminieren.
Ein Problem der kapazitiv reagierenden Tastaturen ist die Tendenz der Schalter,
die in einem Tastatursystem eng angeordnet sind, ungewollterweise aktiviert zu
werden, obwohl der Benutzer einen angrenzenden Schalter berührt. Dieses Pro
blem wird darüber hinaus durch die Anwesenheit von Verschmutzungen auf der
äußeren Fläche des dielektrischen Teiles stark verschlimmert. Eine Verschmut
zung wie Hautfett oder Feuchtigkeit verursacht einen fehlerhaften Tastaturbe
trieb, wobei eine Vielzahl von Schaltern anspringt, obwohl nur ein Schalter be
rührt wird. Durch einen Betrieb bei hohen Frequenzen wie 100 kHz oder 800 kHz
wird die Impedanz der seriellen Kombination aus Körper und Glaskapa
zitanz im Vergleich zur Impedanz der Kontamination auf dem Glas gesenkt, wo
durch die Kreuzkopplung reduziert wird.
Wenn die Glasdicke geringer als 3/16 Zoll ist, wird der Berührungsschaltkreis
anfälliger für die Körperkapazitanz. Es existieren zwei Wege, um die Sensitivität
so zu justieren, daß die Kreuzkopplung nicht auftritt: Entfernung der Diode 414
und/oder Reduzierung des Widerstandswertes des Widerstandes 416. Eine Stei
gerung des Widerstandswertes des Widerstandes 416 würde den Einsatz eines
dickeren Glases zulassen. Dieser Widerstand sollte jedoch vorzugsweise nicht
über 750 kΩ gehen. Dies liegt an der maximalen niedrigen Eingangsspannung
von 0,8 V und dem Eingangsleckstrom von 1 µA an dem Schmitt getriggerten
Gate 420.
Die Oszillatorverschaltung, wie in Fig. 6 gezeigt, ist über den Temperaturbe
reich von -40°C bis 150°C sehr stabil. Der Ausgang der Berührungsschalterver
schaltung fällt mit einer Geschwindigkeit von ungefähr 40 mV/°C, wenn die
Temperatur unter 0°C fällt. Wenn die Anwendung einen Betrieb bei niedrigen
Temperaturen (-40°C) erfordert, können die folgenden drei Methoden eingesetzt
werden, um den Ausgang des Schalters zu erhöhen: Erhöhung der regulierten
Versorgungsspannung des Oszillators, Erhöhung des Widerstandswertes des Wi
derstandes 416 und der Einsatz eines Transistors 410 mit einem höheren Ver
stärkungsfaktor. Alle diese Methoden würden die Sensitivität bei hohen Tempe
raturen erhöhen. Ein anderer Weg zur Korrektur dieses Problemes ist der Ein
satz eines Thermistors, um die regulierte Versorgungsspannung als Funktion der
Temperatur zu variieren.
Da die Eingangsleistung auf 26 V Gleichstrom reguliert ist, beeinflußt eine Va
riation der Leistung (24 V Wechselstrom ± 10% oder 29 V Gleichstrom bis 36 V
Gleichstrom) nicht den Schaltkreisbetrieb. Die folgende Tabelle 3 zeigt die ge
messene Ausgangsspannung des Schalters für unterschiedliche Versorgungs
spannungen.
Um den Einfluß der Körperkapazitanz auf den Schaltkreisbetrieb zu bestimmen,
wurde der Schaltkreis nach Fig. 3 eingesetzt, um Glas, Wasserwiderstand und
Körperkapazitanz zu simulieren. Die folgenden zwei Bedingungen wurden simu
liert und getestet:
- 1. - Maximale Körperkapazitanz, die keine Kreuzkopplung bewirkt, bei
Temperatur = 105°C
Versorgungsspannung = 36 V Gleichstrom
Glaskapazitanz = 2 pf
Wasserwiderstand = 330 k bis 1 MΩ
- 2. - Minimale Kapazitanz zum Anschalten eines Schalters, bei
Temperatur = 0°C
Versorgungsspannung = 29 V Gleichstrom
Glaskapazitanz = 2 pF
- 3. - Betrieb bei Raumtemperatur
Die folgende Tabelle 4 zeigt die Signale und Rauschspannungen beim Schalter
ausgang für unterschiedliche Werte der Körperkapazitanz und des Widerstandes
der Verschmutzung.
S = Signal (Berührung)
N = Rauschen (keine Berührung)
Versorgungsspannung = 36 V Gleichstrom
Temperatur = 105°C
Bei einem Verschmutzungswiderstand von 1 MΩ oder mehr, reagiert der Schalt
kreis nicht auf Variationen der Körperkapazitanz und hat ein minimales Ver
hältnis von Signal zu Rauschen von -34 dB. Ohne Verschmutzung liegt das Ver
hältnis von Signal zu Rauschen bei ungefähr -54 dB. Das Diagramm in Fig. 9
zeigt das Verhältnis von Signal zu Rauschen gegenüber der Körperkapazitanz,
für unterschiedliche Werte des Verschmutzungswiderstandes bei 105°C. Die mi
nimale Körperkapazitanz zum Anschalten eines Schalters ist 20 pF.
Bei Raumtemperatur nimmt die Kreuzkopplung aufgrund eines Abfallens des
Verstärkungsfaktors des Transistors 210 ab. Die folgende Tabelle 5 zeigt dies bei
Raumtemperatur, wobei der Schaltkreis eine Verschmutzung mit 205 kΩ ab
weist, unabhängig von der Körperkapazitanz. Unterhalb 250 kΩ beeinflußt die
Körperkapazitanz die Kreuzkopplung.
S = Signal (Berührung)
N = Rauschen (keine Berührung)
Versorgungsspannung = 36 V Gleichstrom
Temperatur = 25°C
Das Diagramm in Fig. 10 zeigt das gemessene Verhältnis von Signal zu Rau
schen gegenüber der Körperkapazitanz, für unterschiedliche Widerstandswerte
der Verschmutzung bei Raumtemperatur.
Die besonderen Vorteile des vorhergehenden Schaltkreises gegenüber demjenigen
existierender Berührungserfassungsschaltkreise wie im US Patent 4,758,735 of
fenbart, sind der Einsatz von Dioden 414 (ausgewählt für Hochgeschwindigkeit),
um die Vorwärtserholzeit zu minimieren, statt nur einen Umkehrpolaritäts
schutz vorzusehen (wie bei den langsameren Typen von Dioden, wie sie in exi
stierenden Schaltkreisen eingesetzt werden) und die Vermeidung eines Konden
sators, der über die Basis mit dem Emitter-Basis-Zonenübergang des Erfas
sungstransistors 410 gekoppelt ist, um den Schaltkreis empfindlicher und bei
einer geringeren Oszillatoramplitude sowie höheren Oszillatorfrequenzen be
treibbar zu machen. Diese Merkmale zusammen mit einer geeigneten Wahl der
Komponentenwerte macht einen Betrieb bei deutlich höheren Frequenzen (< 50 kHz)
möglich, als sie dem existierenden Stand der Technik zu entnehmen sind
(60 bis 1000 Hz). Bei Frequenzen von oder in der Nähe von 800 kHz zeigt die
durch den menschlichen Körper vorhandene 20 bis 30 pF Kapazitanz zur Erde
eine wesentliche geringere Impedanz als die vordergründig einen Widerstand
bildende Impedanz von Hautfetten oder Wasserfilmen, die auf den dielektrischen
Schichten auftreten können, welche die leitenden Berührungsfelder überlagern.
Dies macht es möglich, daß die Spitzenspannung eines berührten Feldes wesent
lich näher an die Erde kommt als angrenzende Felder, die einen Spannungsabfall
über jede Verschmutzungsfilmschicht haben werden, die einen leitenden Pfad
zum berührten Bereich vorsieht. Die verbesserte Empfindlichkeit, welche durch
die Unterdrückung eines Kondensators zwischen der Basis und dem Emitter des
Erfassungstransistors 410 geboten wird, macht eine Einstellung der Erfassungs
schwelle wesentlich näher an der Erde möglich, als es auf andere Weise der Fall
wäre. Dies erlaubt eine Unterscheidung zwischen dem berührten Feld und an
grenzenden Feldern, die über den durch den Verschmutzungsfilm gebildeten lei
tenden Pfad zur Berührung zur Erde gezogen werden könnten. Dieser Hochfre
quenzbetriebsbereich bietet einen beträchtlichen Vorteil gegenüber dem bekann
ten Stand der Technik bezüglich der Immunität gegenüber Oberflächenver
schmutzungen wie Hautfett und Feuchtigkeit.
Ein in Übereinstimmung mit der zweiten Ausführungsform konstruierter Mehr
fachberührungsschaltkreis ist in Fig. 11 gezeigt. In der zweiten Ausführungs
form der Fig. 11 sind Komponenten ähnlich denen der ersten Ausführungsform
nach Fig. 4 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und werden nicht detail
liert besprochen. Der Mehrfachberührungsfeldschaltkreis ist eine Variation der
ersten Ausführungsform, wobei er eine Anordnung von Berührungsschaltkreisen
einschließt, bezeichnet als 900₁ bis 900nm, die wie gezeigt, sowohl den Berüh
rungsschaltkreis 400, gezeigt in den Fig. 4 und 8 sowie das Eingabeberüh
rungsterminalfeld 451 (Fig. 4) einschließen. Der Microcontroller 500 selektiert
jede Reihe der Berührungsschaltkreise 900₁ bis 900nm durch das Vorsehen des
Signals vom Oszillator 200 zu ausgewählten Reihen von Berührungsschaltkrei
sen. Auf diese Weise kann der Microcontroller 500 die Berührungsschaltkreisrei
hen aktivieren und die von den Spalten der Anordnung empfangenen Eingaben
mit den aktivierten Berührungsschaltkreisen verbinden. Um die Pfadlänge zwi
schen dem Berührungsfeld 451 und der Basis des Erfassungstransistors 410 mi
nimal zu halten, sind die Erfassungsschaltkreise 900 physisch direkt neben den
Erfassungsfeldern angeordnet. Um die Montage zu vereinfachen, kann für diesen
Zweck eine flexible Platine wie durch die Sheldahl, Inc. or Circuit Etching
Technics, Inc. verwendet werden. Idealerweise ist der gedruckte Schaltkreis di
rekt an der Fläche (typischerweise Glas) befestigt, die die leitenden Berührungs
felder trägt, um Luftspalte und die Notwendigkeit von leitenden Schaumkissen
und Federkontakten zu eliminieren, die eingesetzt wurden, um die Luftspalte zu
füllen.
Für diese zweite Ausführungsform kann der Oszillator 200 der ersten Ausfüh
rungsform leicht gegenüber der in Fig. 6 gezeigten Form modifiziert werden, so
daß er einen (nicht gezeigten) Transistor einschließt, der zwischen den Oszilla
torausgang und die Erde geschaltet ist, wobei seine Basis mit dem Microcontrol
ler 600 verbunden ist, so daß der Microcontroller 600 selektiv den Ausgang des
Oszillators 200 abschalten kann.
Der Einsatz einer hohen Frequenz in Übereinstimmung mit der vorliegenden
Erfindung bietet bestimmte Vorteile für Schaltkreise wie diejenige des Mehrfach
berührungsfeldschaltkreises der vorliegenden Erfindung, aufgrund der Weise in
welcher die Kreuzkopplung im wesentlichen reduziert wird, ohne eine physische
Struktur zur Isolierung der Berührungsterminal notwendig zu machen. Darüber
hinaus erlaubt die Reduzierung der Kreuzkopplung, wie durch die vorliegende
Erfindung ermöglicht, eine nähere Anordnung der Berührungsterminals in der
Anordnung zueinander.
Eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die eine Berührungs
schaltkreisredundanz vorsieht, ist im folgenden mit Bezug auf die Fig. 12 bis
14 beschrieben. Wie in Fig. 12 gezeigt, umfaßt der Schaltkreis gemäß der drit
ten Ausführungsform einen Spannungsregler 1100 zur Regelung der über 24 V
Gleichstromenergieleitungen 1101 und 1102 zur Verfügung gestellten Energie
sowie eine Masse relativ zur Erde 1103 und um den regulierten Strom über die
Leitungen 1104 und 1107 an einen Oszillator 1200 zu geben.
Der Oszillator 1200 gibt über die Leitung 1201 ein kontinuierliches und periodi
sches Signal an die Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b. Vorzugsweise be
trägt die Frequenz des Oszillatorausgangssignals zumindest 100 kHz und weiter
bevorzugt zumindest 800 kHz. Die zwei Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b
sind von identischer Konstruktion und empfangen beide den Ausgang des
Berührungsterminals 1450 über die Leitung 1451. Eine detaillierte Beschreibung
des bevorzugten Spannungsreglerschaltkreises 1100, des Oszillators 1200 und
der Berührungsschaltkreis 1400a und 1400b ist im folgenden mit Bezug auf
Fig. 13 nach der Beschreibung der verbleibenden Teile der dritten Ausführungs
form gegeben.
Der Ausgang des ersten Berührungsschaltkreises 1400a wird über die Leitung
1401a an einen ersten Treiberschaltkreis 1500 gegeben, während der Ausgang
des zweiten Berührungsschaltkreises 1400b über die Leitung 1401b an einen
zweiten Treiberschaltkreis 1600 gegeben wird. Die beiden Treiberschaltkreise
1500 und 1600 sind vorgesehen, um erste und zweite seriell verbundene Schalt
transistoren 1700 und 1710 zu treiben. Die Schalttransistoren 1700 und 1710
müssen beide leitend sein, um Energie an einen Relaisschalter 1800 zu geben.
Wenn einer der Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b daher nicht die Berüh
rung eines Berührungsterminals 1450 erfaßt, leitet einer der Schalttransistoren
1700 und 1710 nicht und es wird keine Energie an den Relaisschalter 1800 gege
ben. Die bevorzugte Konstruktion der Treiberschaltkreise 1500 und 1600 sowie
des Relaisschalters 1800 sind im folgenden mit Bezug auf Fig. 14 beschrieben.
Wie in Fig. 13 gezeigt, kann der Spannungsregler 1100 durch das Vorsehen ei
nes ersten Kondensators 1110 und eines Varistors 1112 konstruiert sein, die
parallel über die Eingangsstromterminals 1101 und 1102 verbunden sind. Vor
zugsweise ist das Rückgabestromterminal 1102 mit der relativen Erdmasse 1303
verbunden. Der Varistor 1112 wird eingesetzt, um den Schaltkreis vor Über
spannungsbedingungen zu schützen. Ebenfalls parallel zu dem ersten Kondensa
tor 1110 und dem Varistor 1112 ist die seriell geschaltete Kombination einer Si
cherung 1114, einer Diode 116, eines Widerstandes 1118 und zwei parallel ge
schalteter Kondensatoren 1120 und 1122 geschaltet. Der Spannungsregler 1100
ist durch die Diode 1116 und einen durch den Widerstand 1118 begrenzten
Strom umkehrpolaritätsgeschützt. Die Kondensatoren 1120 und 1122 bilden eine
Filterung.
Der Spannungsregler 1100 umfaßt darüber hinaus eine Zenerdiode 1128, deren
Kathode mit einem Knoten zwischen dem Widerstand 118 und dem Kondensator
1120 und 1122 sowie mit der Ausgangsstromleitung 1104 verbunden ist. Die An
ode der Zenerdiode 1128 ist mit der Ausgangsstromleitung 1107 gekoppelt sowie
über zwei seriell geschaltete Widerstände 1124 und 1126 mit der relativen Masse
leitung 1103. Die Zenerdiode 1128 und die Widerstände 1124 und 1126 generie
ren einen regulierten 15 V Gleichstrom. Zwei Kondensatoren 1130 und 1132 sind
zwischen den Energieleitungen 1104 und 1107 parallel zur Zenerdiode 1128 ge
schaltet. Die Kondensatoren 1130 und 1132 bilden jeweils eine Filterung und
Entkopplung. Vorzugsweise hat der Kondensator 1110 eine Kapazitanz von 1000 pF,
1000 V, bei dem Varistor 1112 handelt es sich um die Teilnummer S14K25
von Siemens, die Sicherung 11114 ist eine ¼ A Sicherung, die Diode 116 ist die
Teilnummer 1N4002 von LITEON, der Widerstand 1118 hat einen Widerstand
von 10 Ω, ½ W, der Kondensator 1120 hat eine Kapazitanz von 22 µF, 35 V, der
Kondensator 1122 hat eine Kapazitanz von 0,1 µF, die Zenerdiode 1128 ist die
Teilnummer 1N4744A von LITEON, der Widerstand 1124 hat einen Wider
standswert von 220 Ω, der Widerstand 1126 hat einen Widerstandswert von
220 Ω, der Kondensator 1130 hat eine Kapazitanz von 1 µF, 25 V und der Kon
densator 1132 hat eine Kapazitanz von 0,1 µF.
Der Oszillator 1200 besteht vorzugsweise aus einem ersten Invertierungsgate
1210, dessen Eingang über die Widerstände 1214 und 1216 mit seinem Eingang
verbunden ist und ein zweites Invertierungsgate 1212, dessen Eingang mit dem
Ausgang des ersten Invertierungsgates 1210 gekoppelt ist und dessen Ausgang
über einen Kondensator 1218 und einen Widerstand 1216 mit seinem Eingang
gekoppelt ist. Der oszillierende Ausgang des zweiten Invertierungsgates 1212
wird über den Transistor 1226 gepuffert, dessen Basis über den Widerstand 1220
und den Kondensator 1222 mit dem Ausgang des zweiten Invertierungsgates 1212
verbunden ist, wobei der Widerstand 1220 und der Kondensator 1222 zwi
schen diesen parallel geschaltet sind. Die Basis des Transistors 1226 ist über ei
nen Widerstand 1224 auch mit der Stromleitung 1104 gekoppelt. Der Emitter des
Transistors 1226 ist mit der Stromleitung 1104 verbunden und der Kollektor ist
über einen Widerstand 1230 mit einer Stromleitung 1107, mit der Anode der Di
ode 1228 und mit der Oszillatorausgangsleitung 1201 verbunden. Die Diode 1228
hat eine mit der Stromleitung 1104 verbundene Kathode und wird eingesetzt, um
den Transistor 1226 zu schützen.
Vorzugsweise werden die Invertierungstors 1210 und 1212 durch die Teilenum
mer CD40106B von Harris gestellt, der Widerstand 1214 hat einen Widerstand
von 10 kΩ, der Widerstand 1216 hat einen Widerstand von 1,18 kΩ, 1%, der
Kondensator 1218 hat eine Kapazitanz von 220 pF, der Widerstand 1220 hat ei
nen Widerstand von 4,7 kΩ, der Kondensator 1122 hat eine Kapazitanz von 220 pF,
der Widerstand 1124 hat einen Widerstand von 100 kΩ, der Transistor 1226
ist die Teilnummer MMBTA70L von Motorola, die Diode 1228 ist die Teilnum
mer RLS4448 von LITEON, und der Widerstand 1230 hat einen Widerstand von
3,3 kΩ.
Zwei Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b sind parallel vorgesehen, um eine
Redundanz zu schaffen, so daß, wenn einer ausfällt, die Relaisschalter abgeschal
tet werden. Da die Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b identisch sind, wird
nur einer der Berührungsschaltkreise beschrieben. Der Berührungsschaltkreis
1400a umfaßt vorzugsweise zwei Widerstände 1410a und 1412a, die seriell zwi
schen die Berührungsterminalausgangsleitung 1451 und die Basis des Transi
stors 1420a gekoppelt sind. Der Emitter des Transistors 1420 ist mit der Aus
gangsleitung 1201 des Oszillators verbunden und sein Kollektor ist über den Wi
derstand 1422a mit der Stromleitung 1107 verbunden. Der Berührungsschalt
kreis 1400a umfaßt darüber hinaus eine Diode 1414a, einen Kondensator 1416a
und einen Widerstand 1418a, die alle parallel zwischen der Basis des Transistors
1420a und dem Emitter desselben geschaltet sind, der mit der Oszillatoraus
gangsleitung 1201 verbunden ist. Der Berührungsschaltkreis 1400a umfaßt auch
eine Diode 1424a, deren Anode mit dem Kollektor des Transistors 1420a verbun
den ist und dessen Kathode über den Widerstand 1426a mit der Berührungs
schaltkreisausgangsleitung 1401a verbunden ist.
Der Widerstand 1410a hat vorzugsweise einen Widerstand von 5.1 kΩ, der Wi
derstand 1412a hat einen Widerstand von 5.1 kΩ, die Diode 414a ist die Teile
nummer RLS 4448 von LITEON, der Kondensator 1416a hat eine Kapazitanz
von 240 pF, der Widerstand 1418a hat einen Widerstand von 12 MΩ, der Transi
stor 1420a ist die Teilenummer BD857CL von Motorola, der Widerstand 1422a
hat einen Widerstand von 100 kΩ, die Diode 1424 ist die Teilenummer RLS4448
von LITEON und der Widerstand 14262304 00070 552 001000280000000200012000285912219300040 0002019703404 00004 22185L<a hat einen Widerstand von 100 kΩ.
Die bevorzugte Detailkonstruktion des ersten und zweiten Treiberschaltkreises
1500 und 1600 wird nun mit Bezug auf Fig. 14 beschrieben. Im ersten Treiber
schaltkreis 1500 ist die Ausgangsleitung 1401a des ersten Berührungsschaltkrei
ses 1400a über den Widerstand 1510 und auch über den Kondensator 1512 mit
der Stromleitung 1107 verbunden, die parallel dazwischengeschaltet sind. Die
Ausgangsleitung 1400a ist auch mit dem negativen Pol eines Operationsverstär
kers 1514 verbunden. Der positive Pol des Operationsverstärkers 1514 ist mit der
Leitung 1502 verbunden, die zwischen dem ersten und zweiten Treiberschalt
kreis 1500 und 1600 verläuft und ist über den Widerstand 1626 mit der Stromlei
tung 1104 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 1514 ist über den
Widerstand 1518 mit der Stromleitung 1104 und dem Eingang eines Schmitt
getriggerten Invertierungsgates 1516 verbunden. Der Ausgang des Schmitt
getriggerten Invertierungsgates 1516 ist über einen Widerstand 1520 mit dem
Eingang eines zweiten Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1526 verbunden.
Eine Diode 1522 ist parallel mit dem Widerstand 1520 geschaltet, dessen Kathode
mit dem Ausgang des Invertierungsgates 1516 verbunden ist und dessen Anode
mit dem Eingang des Invertierungsgates 1526 und über den Kondensator 1524
mit der Stromleitung 1107 verbunden ist. Der Ausgang des Invertierungsgates 1526
ist über den Widerstand 1528 mit der Basis des Schalttransistors 1700 ver
bunden. Die Basis des Transistors 1700 ist auch über einen Kondensator 1532
und über einen Widerstand 1530 mit der Stromleitung 1107, mit der Stromlei
tung 1104 sowie seinem Emitter verbunden.
Vorzugsweise hat der Widerstand 1510 einen Widerstand von 10 MΩ, der Kon
densator 1512 hat eine Kapazitanz von 0,01 µF, der Operationsverstärkerverglei
cher 1514 ist die Teilenummer LM393 von National Semiconductor, das Invertie
rungsgate 1516 ist die Teilenummer CD40106B von Harris, der Widerstand 1518
hat einen Widerstand von 10 kΩ, der Widerstand 1520 hat einen Widerstand von
1 MΩ, die Diode 1522 ist die Teilenummer RLS4448 von LITEON, der Konden
sator 1524 hat eine Kapazitanz von 0,22 µF, das Invertierungsgate 1526 ist die
Teilenummer CD40106 von Harris, der Widerstand 1528 hat einen Widerstand
von 12 kΩ, der Widerstand 1530 hat einen Widerstandswert von 100 kΩ, der
Kondensator 1532 hat eine Kapazitanz von 0,01 µF und der Transistor 1700 ist
die Teilenummer MMBTA56L von Motorola.
Beim zweiten Treiberschaltkreis 1600 ist die Ausgangsleitung 1401b des zweiten
Berührungsschaltkreises 1400b über den Widerstand 1610 und auch über den
Kondensator 1612 mit der Stromleitung 1107 verbunden, die parallel dazwi
schengeschaltet sind. Die Ausgangsleitung 1401b ist auch mit dem negativen Pol
eines Operationsverstärkers 1614 verbunden. Der positive Pol des Operations
verstärkers 1614 ist mit der Leitung 1502 verbunden, die über den Widerstand
1626 mit der Stromleitung 1104 verbunden ist. Der positive Pol des Operations
verstärkers 1614 ist über den Kondensator 1616 und einen Widerstand 1618
auch mit der Stromleitung 1107 verbunden, die parallel geschaltet sind. Der Aus
gang des Operationsverstärkers 1614 ist über einen Widerstand 1639 mit der
Stromleitung 1104 verbunden und mit den gekoppelten Eingängen eines Schmitt
getriggerten Invertierungsgates 1628. Der Ausgang des Operationsverstärkers
1614 ist auch über einen Widerstand 1624 mit seinem positiven Eingangspol ver
bunden. Der Ausgang des Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1628 ist mit
dem Eingang eines zweiten Schmitt getriggerten Invertierungsgates 1638 über
einen Widerstand 1632 verbunden. Eine Diode 1634 ist parallel mit dem Wider
stand 1632 geschaltet, wobei seine Kathode mit dem Ausgang des Invertierungs
gates 1628 verbunden ist und seine Anode mit dem Eingang des Invertierungsga
tes 1638 und mit der Stromleitung 1107 über den Kondensator 1636 verbunden
ist. Der Ausgang des Invertierungsgates 1638 ist mit der Basis des Schalttransi
stors 1710 über den Widerstand 1640 verbunden. Die Basis des Transistors 1710
ist über den Kondensator 1642 auch mit der Stromleitung 1107 verbunden sowie
über den Widerstand 1644 mit der Stromleitung 1104. Der zweite Treiberschalt
kreis 1600 umfaßt vorzugsweise auch den Kondensator 1620 und 1622, die paral
lel zwischen ihren Verbindungen mit den Energieleitungen 1104 und 1107 ge
schaltet sind.
Der Widerstand 1610 hat vorzugsweise einen Widerstand von 10 MΩ, der Kon
densator 1612 hat eine Kapazitanz von 0,01 µF, der Operationsverstärkerverglei
cher 1614 ist die Teilenummer LM393 von National Semiconductor, der Konden
sator 1616 hat eine Kapazitanz von 0,01 µF, der Widerstand 1618 hat einen Wi
derstand von 20 kΩ, der Kondensator 1620 hat eine Kapazitanz von 0,1 µF, der
Kondensator 1622 hat eine Kapazitanz von 0,1 µF, der Widerstand 1624 hat ei
nen Widerstand von 100 kΩ, der Widerstand 1626 hat einen Widerstand von 10 kΩ,
das NAND Invertierungsgate 1628 ist die Teilenummer CD4093B von Har
ris, der Widerstand 1630 hat einen Widerstand von 10 kΩ, der Widerstand 1632
hat einen Widerstand von 1 MΩ, die Diode 1634 ist die Teilenummer RLS4448
von LITEON, der Kondensator 1636 hat eine Kapazitanz von 0,22 µF, das
NAND Invertierungsgate 1638 ist die Teilenummer CD4093B von Harris, der
Widerstand 1640 hat einen Widerstand von 12 kΩ, der Kondensator 1642 hat
eine Kapazitanz von 0,01 µF, der Widerstand 1644 hat einen Widerstand von
100 kΩ und der Transistor 1710 ist die Teilenummer MMBTA56L von Motorola.
Im Betrieb wird der am Kollektor gemessene Ausgang des Konsistors 1420a
(Fig. 13) durch die Diode 1424a gleichgerichtet und durch die Widerstände 1426a und 1510
und den Kondensator 1512 wird ein Gleichstromlevel generiert
(ein Gleichstromlevel des Ausganges des Kondensators 1420b wird durch die Wi
derstände 1426b und 1610 und den Kondensator 1612 generiert). Wenn dieser
Gleichstromlevel die obere Schwellwertspannung eines Operationsverstärker
vergleichers 514 (1614) übersteigt, geht der Ausgang des Schmitt getriggerten
Invertierungsgates 1516 (1628) hoch, was den Kondensator 1524 (1636) über den
Widerstand 1520 (1632) lädt. Die Gates 1516 und 1526 (1628 und 1638), der Wi
derstand 1520 (1632) und der Kondensator 1524 (1536) vermeiden einen Span
nungssprung auf die konventionelle Weise. Die Diode 1522 (1634) wird einge
setzt, um eine schnelle Lösung zu ermöglichen, wenn die Handfläche der Hand
von dem Schalter 1450 genommen wird. Der Ausgang der Verschaltung zur Ver
meidung eines Spannungssprunges treibt den Transistor 1700 (1710). Der Wi
derstand 1528 (1640) und der Kondensator 1532 (1642) werden eingesetzt, um
ein Rauschen zu filtern. Beide Berührungsschaltkreise müssen funktionieren,
um den Relaisschalter 1800 zu betreiben. Ebenso wird das Relais nicht aktiviert,
wenn einer der Transistoren 1700 oder 1710 ausfällt.
Der Relaisschalter 1800 kann ein konventionelles Relais sein. Das Beispiel eines
derartigen Relais ist in Fig. 14 gezeigt. Der Relaisschalter 1800 kann eine Re
laisspule 1810 einschließen, die zwischen der selektiven Energieversorgung 1711
der Transistoren 1700 und 1710 und der Erde geschaltet ist sowie ein Paar von
magnetisch reagierenden Schaltern, die von normalerweise geöffneten Polen
1805 und 1807 zu normal offenen Polen 1801 und 1803 schalten, wenn die Re
laisspule mit Energie versorgt wird. Eine Zenerdiode 1815 kann in Serie mit ei
ner Diode 1820 geschaltet sein, um die Belastung auf der Relaisspule 1810 zu
reduzieren und um den Transistor 1710 zu schützen, wenn die Transistoren
1700 und 1710 abschalten.
Obwohl die Berührungsschaltkreise der dritten Ausführungsform so beschrieben
sind, daß sie ein Relaisschalter über Treiberschaltkreise betreiben, ist es für den
Fachmann offensichtlich, daß die Ausgänge der Berührungsschaltkreise 1400a und 1400b
in der weiter oben bezüglich der ersten Ausführungsform beschriebe
nen Weise an einen Microcontroller gegeben werden können.
Der Handflächenknopfschalter der vorliegenden Erfindung nutzt zwei redundan
te Berührungsschaltkreise, wie in Fig. 12 gezeigt, um die Relaistreiber abzu
schalten, wenn einer ausfällt und eine redundante Verschaltung, um ein Relais
abzuschalten, wenn eines ausfällt.
Alternativ dazu könnte die Verschaltung wie in Fig. 4 gezeigt, eingesetzt wer
den. In einer anderen Ausführungsform ist die Methode zur Vermeidung von
ungewollten Betätigungen ein Mehrstufenprozeß. Bezüglich Fig. 19 ist eine
Vorrichtung gezeigt, die einen ersten Handflächenkopf 2201 hat, einen zweiten
Handflächenknopf 2202 und ein Indikatorlicht 2201, das zunächst aktiviert wer
den muß woraufhin zweitens der Knopf 2202 innerhalb eines Zeitfensters von 2
Sekunden aktiviert werden muß, bevor eine gewünschte Betätigung auftritt. Die
900 Ausrichtung der zwei Knöpfe macht es extrem schwierig, beide zusammen
mit einem Arm und einem Ellenbogen oder einer anderen physikalischen Kom
bination zufällig zu berühren. Ein zusätzlicher Vorteil ist, daß die notwendige
Bewegung zur Bewegung der Hand vom Knopf 2201 zum Knopf 2202 eine gewis
se Erschöpfungsentlastung im Vorderarm erzeugen kann, durch die resultieren
de Muskeldrehung, die andererseits nicht auftreten würde, wenn die Hand für
längere Zeiträume in der Nähe eines einzelnen Knopfes gehalten werden müßte.
Eine weitere Redundanz kann erzielt werden, indem man einen gleichzeitigen
Betrieb zweier solcher Vorrichtungen, eine für jede Hand, erforderlich macht.
Dies bildet weitere Sicherheiten gegen ungewollte Betätigungen und zwingt den
Bediener dazu, beide Hände in einer gewünschten sicheren Anordnung zu hal
ten, wenn eine gewünschte Betätigung auftritt. Eine weitere Option ist das Vor
sehen einer oder mehrerer LEDs 2205 und akustischen Meldegeräten für eine
visuelle oder hörbare Rückmeldung für den Bediener. Im spezielleren wird die
LED 2205 in Fig. 19 angehen, wenn der Knopf 2201 erfolgreich aktiviert wur
de, um den Bediener darauf hinzuweisen, daß es Zeit ist, sich zu Knopf 2202 zu
bewegen. Wenn notwendig, kann eine zweite LED mit einer anderen Farbe als
die erste (gelb für die erste LED und rot für die zweite) vorgesehen werden, um
eine visuelle Bestätigung vorzusehen, daß der zweite Knopf 2202 aktiviert wurde
oder daß die erforderliche Kombination der zwei Knöpfe aktiviert wurde. Zwei
unterschiedlich hörbare Töne oder Tongeneratoren könnten ebenso eingesetzt
werden, anstelle der LEDs, um eine Rückmeldung für den Bediener zu erzeugen.
In industriellen oder anderen fordernden Umgebungen, ist das Gehäuse aus ei
nem hochstabilen Polycarbonat (oder einem anderen hochstabilen nichtmetalli
schen Material) gemacht, um hohe Schlag- und Vibrationserfordernisse zu erfül
len, vorzugsweise NEMA 4. Eine weitere Option ist, eine Beleuchtung für die
Schalter vorzusehen, um einen Betrieb in der Dunkelheit zu ermöglichen.
In einer Abwandlung des Mehrstufenprozesses werden zwei Berührungsplatten
innerhalb eines Gehäuses (eine Vertikale und eine Horizontale) eingesetzt, um ein
Zweistufenanschalten zu erzielen. Bezüglich der Fig. 20A bis C wird der erste
Schritt zur Betätigung des Ausgangrelais 2310 eingeleitet, wenn der Bediener
seine Hände einführt und den vertikalen Berührungssensor 2310 mit der Rück
seite der Hände berührt. Eine gelbe LED 2304 auf der Vorrichtung zeigt die er
folgreiche Vervollständigung des ersten Schrittes. Der zweite Schritt ist das Um
drehen der Hand und die Berührung des horizontalen Berührungssensors 2302
mit der Innenseite der Hand. Eine rote LED 2305 oben auf der Vorrichtung zeigt
die Vervollständigung des Zweischrittanschaltens und die Aktivierung des Aus
gangsrelais 2310. Die Umdrehbewegung der Hand im zweiten Schritt veranlaßt
den Muskel des Vorderarmes sich zu strecken, wodurch Steifigkeit und Ermü
dung reduziert wird. Darüberhinaus können die Hände und Arme auf einer Ab
lage ruhen, bis der Maschinenzyklus vervollständigt ist. Der zweite Schritt des
Zweistufenanschaltens muß innerhalb einer vorbestimmten Zeit (beispielsweise 2
Sekunden) nach dem Loslassen des vertikalen Berührungssensors erfolgen oder
der erste Schritt muß wiederholt werden. In dieser vorgeschlagenen Ausfüh
rungsform stellt der zweite Schritt eine zusätzliche Stimulierung dar und redu
ziert die Bedienfehler aufgrund mentaler und physischer Ermüdung. Die obere
Hülle vermeidet eine Betätigung von zwei Einrichtungen mittels einer Hand und
eines Ellenbogens desselben Armes, wie durch den ASNI-Standard B11.19-1990
gefordert. Die Umhüllung muß ein hochstabiles Polykarbonatmodul sein, um die
hohen Stoß- und Vibrationsanforderungen der Industrie vorzugsweise NEMA 4
zu erfüllen. In beiden Ausführungsformen wird ein Hochfrequenzschalten einge
setzt, um die Einheit gegen Feuchtigkeit und Verschmutzungen zu desensibili
sieren, die einen Pfad zwischen dem Knopf und der geerdeten Struktur erzeugen
könnten. Der Handflächenknopf kann als der in den Fig. 15A bis C gezeigte
flache Handflächenknopf ausgebildet sein oder als ein domförmiger Handflä
chenknopf, gezeigt in Fig. 16. Der Knopf ist aus einer Messingplatte 1910
(1930) gemacht und kann mit einer Plastik oder Glashülle 1925 (19334) oder
Membrane abgedeckt sein, um die Einheit noch weiter gegen Verschmutzungen
und andere ungewollte Betätigungen zu desensibilisieren. Die Plastikhülle 1925
(1933) dient als Dielektrikum und die Kapazitanz wird als Funktion des berühr
ten Bereiches des Plastiks variiert. Wenn der Knopf durch einen Finger berührt
wird, wird daher eine kleinere Kapazitanz generiert, als wenn der Knopf durch
die Handfläche einer Hand berührt wird. Diese Kapazitanz wird mit der Kapa
zitanz des Körpers gekoppelt, wenn der Knopf berührt wird. Da die Kapazitanz
des Körpers sehr viel größer ist als die durch den Knopf generierte Kapazitanz,
ist die Funkitionalität der Einheit unabhängig von den Variationen der Körper
kapazitanz von Person zu Person. Der andere hier zu berücksichtigende Faktor
ist der Körperwiderstand. Wenn der Knopf nicht durch einen Isolator wie z. B.
Plastik abgedeckt ist, wird die Einheit empfindlich gegen den Körperwiderstand.
Der Körperwiderstand zur Erde ändert sich als Funktion der Feuchtigkeit in
dem Bearbeitungsfeld, der Trockenheit der Haut, der Bodenstruktur und der
Schuhe. Durch die Nutzung einer Plastikhülle wird die Einheit unempfindlich
gegen Variationen des Körperwiderstandes und dessen Kapazitanz gemacht. Die
Form des Körpers ist ebenso ein bei der Empfindlichkeit zu berücksichtigender
Faktor. Wenn der Knopf flach ist, würde ein kleinerer Knopfbereich durch die
Handfläche der Hand abgedeckt, als im Fall eines domförmigen Knopfes, der der
Kontur der Handfläche entspricht. Wenn der Knopf domförmig ist, kann die
Einheit daher noch weiter gegen unbeabsichtigte Betätigungen desensibilisiert
werden.
Indem man einen großen Raum für das Einführen der Hand und die Betätigung
des Schalters vorsieht sowie einen flachen oder dornförmigen Knopf, auf dem die
Handfläche der Hand ruht, während der Maschinenzyklus abläuft, wird die Bela
stung der Vorderarme ergonomisch reduziert. Der Handflächenknopf der vorlie
genden Erfindung kann mit oder ohne Handschuhe betätigt werden. Der Null
krafthandflächenknopf der vorliegenden Erfindung kann eingesetzt werden, um
elektrische, pneumatische, luftgekoppelte und hydraulische Einrichtungen, wie
z. B. Stanzpressen, Einspritzmaschinen, etc. zu aktivieren.
Wie in den Fig. 15A bis C zeigt, kann der flache Handflächenknopf ein Pla
stikgehäuse 1917 einschließen, mit einer optionalen metallischen Umhüllung
1922 zur Oberflächenbefestigung. Der Knopf kann auch eine ebene Montageflä
che 1915 einschließen sowie einen optionalen Schutz 1920.
Die Schaltkreisplatine 1935, die mit dem Handflächenknopf der vorliegenden
Erfindung eingesetzt wird, kann auf zwei gedruckten Schaltkreisplatinen ange
ordnet sein. Eine Platine für Energie und Übertragung und die andere für Be
rührungsschalter und Relaistreiber. Berührungsschaltkreis auf der Berührungs
schalterplatine besitzt eine Schnittstelle zu dem Knopf über eine Schraube, die
auch den Knopf an Ort und Stelle hält. Die Energie-/Relaisplatine besitzt eine
Schnittstelle zu der Berührungsschalterplatine über einen rechtwinkligen Drei
stiftverbinder. Die Verkabelung mit der Einheit erfolgt über eine mit sieben Po
sitionen versehenen Polblock auf der Energie-/Relaisplatine. Die Energie-/Re
laisplatine ist für eine 24 V Gleichstromeingangsleistung ausgelegt und weist
Zweiwegübertragungskontakte auf. Es kann jedoch für die Aufnahme unter
schiedlicher Eingangsleistungen und Schalterausgänge modifiziert werden. Bei
spielsweise kann der Energieplatine ein Transformator hinzugefügt werden, so
daß die Einheit durch 110 V Wechselstrom/220 V Wechselstrom anstelle von 24 V
Gleichstrom versorgt wird. Ebenso können die Relais mit anderen Ausgängen,
wie z. B. digitalen oder 4-20 mA Ausgängen ersetzt werden.
Die Berührungsschaltkreiskomponenten können in einem herkömmlichen IC
2000 integriert werden, wie in Fig. 17 gezeigt, um die Herstellung zu erleich
tern und Kosten zu reduzieren. Die Komponenten 413, 412, 414, 410, 418 und
420 ähneln denen des Schaltkreises 400, gezeigt in Fig. 8. Vorzugsweise hat der
Widerstand 204 einen Widerstand von 74 kΩ und die Diode 2002 hat Charakteri
stika ähnlich denen der Teilnummer 1N4148 von LITEON. Die Widerstände
2008 und 2006 werden eingesetzt, um die Empfindlichkeit jeweils abzusenken
und anzuheben. Die Diode 2002 am Ausgang von 420 erlaubt den Einsatz des IG
in Anwendung, bei denen eine Multiplexierung mehrerer
Berührungsschaltkreis-IC′s erfolgt.
Wie in Fig. 18 gezeigt, kann dem Oszillatorschaltkreis 200 ein Schlafzustand
schaltkreis 2100 hinzugefügt werden, um es dem Microcontroller 600 zu ermögli
chen, den Oszillatorschaltkreis 200 abzuschalten. Die Abschaltung des Oszilla
torschaltkreises 200 erfolgt, um das Ablaufen des Kondensators 126 in den Reg
lerschaltkreis 120 während Energieverringerungen zu vermeiden. Das Schalt
kreisdiagramm, gezeigt in Fig. 18, ist eine modifizierte Version des Schaltkrei
ses 200 nach Fig. 6. Während des normalen Betriebes zieht der Microcontroller
600 den Eingang des Gates 2116 zur Erde und veranlaßt den Ausgang des Gates
2116 dazu, hochzugehen (Energieladung 104). Der Transistor 2110 ist daher
Vorwärtsbetrieben und der Oszillator 200 ist funktional. Im Schlafzustand zieht
der Microcontroller 600 den Eingang des Gates 2116 nach oben und veranlaßt
den Ausgang des Gates 2116 abzusinken, was den Transistor 2110 abschaltet
und den Eingang des Gates 212 herabzieht. Der Oszillator wird daher aufhören
zu oszillieren und der Ablauf des Kondensators 126 nimmt deutlich ab.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen wurden zum Zwecke der Beschrei
bung nur einer Anwendung der vorliegenden Erfindung gewählt. Für den Fach
mann ist es jedoch selbstverständlich, daß unterschiedliche Modifikationen und
Verbesserungen durchgeführt werden können, ohne den Geist oder den Bereich
der Erfindung, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert, zu
verlassen.