DE1961460A1 - Mitnahmeoszillator-Anordnung - Google Patents

Description

Western Electric Company Incorporated R. S. Engelbrecht 15

New York, N. Y. 10007 U.S.A.

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Mitnahmeoszillator-Anordnung

Die Erfindung betrifft eine Generatoranordnung für hochfrequente Leistung.

Festkörpereinrichtungen, wie Transistoren, Gunneffektdioden und IMPATT-Dioden sind wirtschaftlicher, zuverlässiger und haben eine längere Lebensdauer als Vakuumröhren-Mikrowellenoszillatoren. Die Leistung, die zur Zeit von einem einzigen Festkörper-Mikrowellenoszillator abgegeben wird, ist jedoch auf etwa 1 Watt Dauerleistung bebrenzt. Daher ist es bei Anwendungen, die grössere Beträge an kohärenter monochromatischer Mikrowellenleistung erfordern, die von Festkörper-Oszillatoren geliefert werden, notwendig, eine Anzahl solcher Einrichtungen durch Anlegen eines Synchronisiersignals phasenstarr mitzunehmen. Die beiden grundsätzlichen Lösungen für Mitnahmeoszillator-Anordnungen sind die Reihen- und die Parallelschaltung'.

Eine Schwierigkeit bei bisherigen Vorschlägen für Reihenkombinationen mehrerer gleicher synchronisierter Oszillatoren bestand darin, dass jeder nachfolgende Oszillator eine grössere Mitnahmeleistung als die vorherigen erhält, da die Ausgänge in einer Richtung kombiniert werden.

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{Siehe Fig. IA). In den späteren Stufen wird der Pegel der zugeführten Leistung so gross, dass die gewünschte Arbeitsweise ernsthaft beeinträchtigt wirdj oder dass sogar die Oszillatoren durchbrennen. Dieses Problem kann vermieden werden, indem die Oszillatoren parallel in Bezug auf die Mitnahmequelle über ein geeignetes Leistungsverzweigungs und Kombinierungsnetzwerk kombiniert werden (siehe Fig. IB). Jedoch hat auch diese Lösung Mängel. Erstens kann das System nicht mit einer beliebigen Anzahl von Oszillatoren aufgebaut werden, die Symmetrie fordert, dass die Oszillatoren paarweise hinzugefügt werden. Zweitens haben wegen der Anzahl von langen Zwischenverbindungen, die für die Verzweigungs- und Kombinierungsnetzwerke notwendig sind, diese Parallelsysteme die Tendenz, körperlich aufwendig zu werden.

Die vorliegende Erfindung befasst sich mit einem verbesserten Verfahren, um den Ausgang mehrerer mitgenommender oder synchronisierter Oszillatoren zu kombinieren, wobei die Nachteile der bekannten Anordnungen vermieden werden. Das hier geschilderte System umfasst eine Reihenanordnung von Oszillator-Modulen, die jeweils aus einem Überbrückungsleiter und einem einzelnen Einheitsoszillator bestehen, die parallel mit den Eingangsklemmen eines ersten Richtkopplers verbunden sind, wobei ein zweiter Richtkoppler mit dem ersten durch parallele Leitungen verbunden ist, von denen eine einen einstellbaren Phasen-

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schieber enthält. {Der Phasenschieber ist ein Beispiel für ein Mittel, um den relativen Phasenwinkel der Signale in den Parallelleitungen zu ändern, während die Richtkoppler Beispiele für Mittel sind, um zwei Eingangssignale mit irgendeinem relativen Phasenwinkel zu zwei Ausgangssignalen zu kombinieren, deren Grossen eine Funktion dieses Winkels sind). Die Einstellung des Phasenschiebers in einem gegebenen Modul bestimmt das Verhältnis der Leistung, die zur der Oszillatoreinrichtung im nächsten Modul geleitet wird, nicht aber zum nächsten Überbrückungsleiter. Das beschriebene System erlaubt daher das Anlegen einer gleichen Synchronisierleistung an jeden einzelnen Oszillator, ohne Rücksicht darauf, wie gross die Gesamtausgangsleistung ist, die von den vorherigen Oszillatoren erzeugt wird. Weiterhin wird nur die zur Durchführung der Mitnahmefunktion benötigte Leistung abgenommen, die gesamte übrige Leistung geht an der Oszillatoreinrichtung vorbei. Wenn daher, wie es oftmals der Fall ist, die notwendige Synchronisier- (

leistung nur wenige Milliwatt beträgt, während der Ausgang des Mutteroszillators und jedes Einlieitsoszillators mehrere hundert Milliwatt beträgt, erlaubt es das vorliegende System, dass nur die verhältnismässig kleine Mitnahmeleistung vom Ausgangssignal abgenommen wird, wobei der Rest direkt zum Ausgang übertragen wird.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen

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beschrieben. Es zeigen;

Fig. IA und IB schematische Darstellungen bekannter Reihen- und Parallelanordnungen, um die Ausgänge mehrerer synchronisierter Oszillatoren zu kombinieren;

Fig. 2 ein Schema einer Schaltung, die die Erfindung verkörpert;

Fig. 3 eine graphische vektorielle Darstellung der Leistung, die an angegebenen Punkten in Fig 2 vorhanden ist, und

Fig 4 ein Schema einer weiteren Anordnung der Erfindung.

In Fig. 2 ist als Beispiel eine Anordnung der Erfindung dargestellt mit geeigneten Eingangs- und Ausgangsschaltungen und zwei gleichen, in Reihe angeordneten Modulen. Die einzelnen Einheitsoszillatoren sind typischerweise Gunn- oder IMPATT-Oszillatoren, die im Frequenzbereich von 1 bis 100 Gigahertz arbeiten, mit einer Ausgangsleistung in der Grössenordnung von 500 mw und einer Mitnahmeleistung in der Grössenordnung von 10 mw. Der Einfachheit halber sei zunächst nur der erste Modul betrachtet, er ist wie folgt aufgebaut: Die Eingangsklemmen B und B¹ sind mit dem Leiter 13 und dem ersten Anschluss des Mikrowellenzirkulators 11 mit drei Anschlüssen verbunden. Die in den Fig. 2 und 4 dargestellten Zirkulator en sind Beispiele für die Mittel zum Integrieren der einzelnen Oszillatoren in die Schaltungen. Andere Mittel wie Hybride, können verwendet werden, um mit geeigneten Abänderungen

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der Schaltung zum gleichen Ergebnis zu kommen. Der Zirkulator liefert eine aufeinanderfolgende Übertragung von Energie von Anschluss zu Anschluss in der Richtung, die durch den gekrümmten Pfeil 12 angegeben ist. Der Einheitsoszillator 10 ist mit seinem mittleren Anschluss verbunden. Der Leiter 13 und der letzte Anschluss des Zirkulators H sind mit den Klemmen C und C an den Eingängen eines ersten 3db-Richtkopplers 15 verbunden. Der Koppler 15 ist über einen unteren Weg, den Leiter 16, und einen oberen Weg gleicher Länge, den Leiter 17, der einen einstellbaren Phasenschieber 18 enthält, mit dem zweiten 3db-Richtkoppler 19 verbunden.

Die Eingangsschaltung besteht aus dem Mutteroszillator 1 und dem mit Verlust behafteten Abschluss 2, die jeweils mit der einen Eingangsklemme des Kopplers 3 und einem 90 -Phasenschieber.· 4 verbunden sind, der mit dem oberen Ausgangsanschluss des Kopplers 3 verbunden ist. Die Ausgangsschaltung besteht aus dem Abschluss 6 und der Belastung, die jeweils mit dem einen Ausgangsanschluss des letzten Moduls verbunden sind.

Die grundsätzliche Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 2 wird am besten anhand der Fig. 3 verständlich, einer vektoriellen Darstellung der Spannungssignale an in der Schaltung angegebenen Punkten. Die Ausgangs-

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spannungen des Einheitsoszillators sind mit einer Grosse von 4 Einheiten dargestellt. Das Spannungssignal des Mutteroszillators ist so gewählt, dass seine Grösee eine halbe Einheit beträgt. Das Mitnahmesignal von O₁ 5 Volt des Mutteroszillators 1, das an die Eingangsklemme A¹ des Kopplers 3 angelegt wird, ist in Fig. 3 durch den Vektor A¹" dargestellt. Es ist so gewählt, dass es einen Phasenwinkel von 0 hat, es kann daher geschrieben werden 0, 5 j£0. Der Koppler 3 erzeugt entsprechend der üblichen Arbeitsweise von 3db-Kopplern Spannungs signale an seinen Ausgangsanschlüssen mit einer Grosse von 0, 5 / \J2 , wobei der Phasenwinkel des Signals im oberen Zweig demjenigen im unteren Zweig um 90 nacheilt. Der Phasenschieber 4 fügt dann eine weitere Nacheilung von 90 dem Signal im unteren Zweig hinzu. Wenn irgendein anderes Kopplungsmittel verwendet wird, das einen anderen relativen Phasenwinkel erzeugt, kann die Einstellung des Phasenschiebers leicht abgeändert werden. Die letztlich an den Klemmen B und B' erzeugten Signale sind in Fig. 3 dargestellt. Sie können wie folgt geschrieben werden:

B « 0,5/ JT /+180 , B¹ - 0,5/V2~/0.

Das Mitnahmesignal 0, 5/ \[2~ [Q_ wird von der Klemme B¹ an den Frequenz steuerteil des einzelnen Oszillators 10 angelegt. Wenn die Frequenz des Synchronisiersignals gleich der natürlichen Frequenz des Oszillators 10 ist, werden das Ausgangssignal und das Mitnahmesignal in Phase

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kombiniert. (Wenn die beiden Frequenzen nicht gleich sind, erscheint irgendeine Phasendifferenz bis zu 90 an den äusseren Enden des Mitnahmebereichs). Unter diesen Bedingungen erscheint an der Klemme C^! ein Spannungs signal von der Grosse 4 + 0,5/\/2. Wie erinnerlich, hat da« Signal an der Klemme C eine Grosse von 0, 5/ \[2~.

Die Module sind so aufgebaut, dass von den beiden Ausgangsklemmen ihres ersten Kopplers die im ersten Modul mit D und D* bezeichneten gleiche Leistung abgegeben wird. Damit diese Signale gleich sind, müssen die Signale an den Eingangsklemmen C und C des ersten Kopplers 15 eine relative Phasendifferenz von entweder 0 oder 180 haben. Wenn die Phasendifferenz der Signale an den Eingangsklemmen C und C¹ 0 oder 180 beträgt ohne Rücksicht auf ihre relativen Grossen, kann gezeigt werden, dass die Signale an den Ausgangsklemmen D und D¹ gleiche Grosse haben.

Wie oben festgestellt wurde, bewirkt der Phasenschieber 4, dass das Spannungssignal an der Klemme B der Spannung an der Klemme B¹ um 180 nacheilt. Deshalb müssen sich die elektrische Weglänge von B nach C und die elektrische Weglänge von B¹ nach C' über den Zirkulator 11 und den Oszillator 10 um 0 oder ISO unterscheiden. Wenn der Weg von B nach C 180 vom Weg von B¹ nach C¹ verschieden

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ist, kommen die beiden Signale bei C und C' in Phase an. Wenn die beiden Wege gleich sind, beträgt die Phasendifferenz bei C und C 180 . In jedem Fall ist die Phasenbeziehung bei C und C geeignet, um an den Ausgangsklemmen D und D¹ Spannuhgssignale gleicher Grosse zu erzeugen.

Vor jedem nachfolgenden Modul erscheint kein Phasenschieber wie der Schieber 4. Wie unten erklärt wird, haben die Eingangssignale zum Uberbrückungsleiter und zum Oszillator in jedem Modul nach dem ersten den erforderlichen relativen Phasenwinkel von 0 oder 180 , so dass bei gleichen elektrischen Weglängen keine zusätzliche relative Phasenverschiebung notwendig ist.

Entsprechend den obigen Darlegungen sind in Fig. 3 die Vektoren C und C mit den Grossen von 0, 5/ \j2 und 4 + 0, 5/ \j2 Einheiten und einer relativen Phasendifferenz von 0 dargestellt. Das Spannungssignal bei C kann mit Ο, 5/ \ß~ /_0_ und das Signal C¹ mit (4 + 0, 5/y/2~) /0 dargestellt werden. Die Wirkung des Kopplers 15 ergibt die Vektoren D und D¹, die graphisch in Fig. 3 und mathematisch wie folgt dargestellt sind:

D « C/ \ß~ [0_+ C/ \JT /-90 » 0, 2S[Q_ + (2 >JJ~ + 0,25) /-90, D¹ « C/ >/2~ /-90 + C/ \ßT lH* 0, 25 /-90 + (2 \ß~ + 0, 25) [0_ .

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Es sind Vektoren mit gleicher Grosse und mit einem relativen Phasenwinkel von etwa 83 .

Die Weglängen zwischen den Ausgangsklemmen D und D¹ des Kopplers 15 und den Eingangsklemmen E und E¹ des Kopplers 19 sind gleich. Jedoch entsteht für das Signal im Weg von D nach E durch den veränderlichen Phasenschieber 18 ein zusätzlicher relativer Phasenwinkel Θ.

Es wird nun gezeigt, dass dieser einstellbare Phasenschieber 18 insbesondere so eingestellt werden kann, dass jedes gewünschte Signal-Aufspaltverhältnis zwischen den beiden Eingangsklemmen F und F¹ des nächsten Moduls entsteht, und dass die Spannungen an diesen Klemmen in Phase oder 180 ausser Phase sind. Das heisst, die Phasendifferenz zwischen den Signalen an den Klemmen E und E¹ kann durch den Phasenschieber 18 so geändert werden, dass die Ausgangsleistung des Kopplers 19 ander Klemme F¹, nämlich das Synchronisiersignal für den Oszillator 20, Null oder irgendein Bruche teil der Gesamteingangsleistung des Kopplers 19 beträgt. Da weiterhin der durch die Wechselwirkung der Eingangs spannungs signale des Kopplers verursachte Löscheffekt nicht mit Verlust behaftet ist, wird nahezu der gesamte übrige Teil der Eingangsleistung zur Aus-

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gangsklemme F geleitet. Es tritt nur ein kleiner ohmscher Verlust in jedem Koppler auf.

Die Spannungssignale _s die an den Eingangsklemmen E und E¹ des gleichen Kopplers 19 erscheinen, können wie folgt ausgedrückt werden; wobei θ den durch den Phasenschieber 18 hinzugefügten Phasenwinkel darstellt:

E * D /θ_ * 0, 25 /θ_ + (2 JT + 0, 25) /θ-90 , E¹ * D¹ » 0, 25 /-90 + (2 JT + 0, 25) [0_ .

Es ist erforderlich, dass die Synchronisierspannung an der Eingangsklemme F¹ des zweiten Moduls eine Grosse von 0, 5/ JT hat, so dass der Oszillator 20 durch dieselbe Leistung wie der Oszillator 10 mitgenommen wird. Mathematisch kann der Mitnahmespannungsvektor F¹ und der Überbrückungsspannungsvektor F wie folgt ausgedrückt werden: F * E/ JT [0_ + E¹/ JT~ /-90 , F¹ » E¹/ JT [0_ + E/ JT /-90 .

Das Einsetzen der Werte für die Vektoren E und E¹ ergibt: F * 0, 25/ JT [Q_ + (2+0, 25/ JT)/Q-90 + 0, 25/ JT /-180 +

(2+0,25/ JT~) /-90 , F¹ « 0, 25/ JT /-90 + (2+0, 25/ JT)[0_ + 0, 25/ JT /6-90 +

(2+0, 25/ JT) /0-180.

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Die zweite Gleichung ist trigonometrisch oder graphisch direkt nach lösbar und ergibt für den dargestellten Fall einen Winkel von etwa -17

Dieses Ergebnis kann alternativ auch durch Verwenden der ersten Gleichung erzielt werden, da die Grosse des Überbruckungs-Spannungsvektors F, die den Ausgang des ersten Moduls darstellt, bekannt ist, wenn die Grosse des Spannungsvektors F¹ eingestellt ist. Die bis zu dieser Stelle in der Schaltung erzeugte Gesamtleistung ist die Summe zweier Elemente: die Leistung vom Mutteroszillator 1 und die Leistung vom Oszillator 10. Der Beitrag des Mutteroszillators ist gleich dem Quadrat des Spannungssignals bei A¹, nämlich 0,25 Leistungseinheiten. Der Oszillator 10 fügt 16 weitere Leistungseinheiten (4 Spannungseinheiten im Quadrat) hinzu, so dass insgesamt 16,25 Einheiten entstehen. Die Leistung bei F¹ ist mit 0, 25 festgelegt, die Leistung bei F mit 16, so dass die Grosse des Spannungsvektors F yl6 oder 4 Einheiten beträgt. Daher ist die Gleichung für den Vektor F ausgedrückt in Θ, ebenfalls verfügbar.

Die graphische Lösung nach Θ, dargestellt in Fig 3, wird begonnen, indem die Komponente des Vektors F¹ eingesetzt wird, die das Signal bei E¹ beiträgt. Dies ist ein Vektor mit demselben Winkel wie der

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Vektor Ξ¹^ jedoch in der Länga ujt. ian Faktor \/2/2 verringert, Dann wird von der Spitze dieses Vektors ein Kreis mit gleicher Länge geschlagen. Die PurMe, an denen disser Kreis einen Kreis mit dem Radius 0, 5/ %j2 schneidet, der um den Nullpunkt geschlagen wird,, stellen die beiden möglichen Endpunkte für der: Vektor dar, der das Mitnahmesignal F' darstellt. Durch eine Vektor-Subtraktion wird man in die Lage versetzt, nach der Ε-Komponente des Vektors F¹ aufzulösen. Diese Komponente, um +90 phasenverschoben und um den Faktor \]2 vergrössert, um die Wirkung des Kopplers 19 zu berücksichtigen, ergibt den Vektor E. Schliesslich beträgt der Winkel zwischen dem Vektor E und dem Vektor D Θ.

Aus dieser Untersuchung ergibt »sich, dass das Signal bei F¹ durch die Wahl des Winkels G auf jede Grosse zwischen Null und einem Maximum eingestellt werden kann, das durch die Summe der Signalstärken dargestellt ist, die an den Eingangsklemmen E und E' des Kopplers 19 vorhanden sind. Ferner ist offensichtlich, dass der obige Vorgang so oft wie notwendig wiederholt werden kann, um die notwendige Gesamtausgangsleistung zu erhalten, während die Synchronisierleistung in jeder Stufe auf einer gegebenen Grosse gehalten werden kann, ohne Rücksicht darauf, wie gross die Gesamtausgangsleistung

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vorangehenden Oszillatoren wird. Die kleineren Synchronisiersignale werden dadurch erzeugt, dass die Signale am Eingang des zweiten Kopplers in jedem Modul mehr und mehr ausser Phase kombiniert werden, während die grösseren Ausgangssignale für die nachfolgenden Oszillatoren dadurch erzeugt werden, dass dieselben Signale mehr und mehr in Phase kombiniert werden. Da die Gesamtleistung im System in den aufeinanderfolgenden Modulen grosser wird, müssen die aufeinanderfolgenden Phasenschieber 18, 28 usw. so eingestellt werden, dass kleinere Teile des Gesamtsignals zum Zirkulator und zum Oszillator, und grössere Teile zum Oszillator-Überbrückungsleiter eines gegebenen Moduls geleitet werden. Wenn die notwendige Anzahl von Stufen hinzugefügt ist, werden die Ausgangsklemmen des letzten Kopplers mit dem ohmschen Abschluss 6 und der Belastung verbunden. Der Phasenschieber im letzten Modul wird dann so eingestellt, dass er die ganze Ausgangsleistung zur Belastung abgibt.

Es wurde oben festgestellt, dass ausser im ersten Modul kein dem Phasenschieber 4 entsprechendes Element in den Modulen notwendig ist, solange die Weglänge auf dem Überbrückungsleiter gleich oder um 180 verschieden von der effektiven Weglänge im Oszillator in

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jedem nachfolgenden Modul gemacht wird. Diese Feststellung kann leicht anhand der Gleichungen für die Vektoren F und F* bewiesen werden. Es sei der Vektor V * 0, 25/ y/ÜT /£ + (2+0, 25//F) /Q-90 und der Vektor V » 0, 25/ ^fT /-180 + (2+0, 25/ fä~) /-90. Diese beiden Vektoren haben verschiedene Richtungen, aber gleiche Grossen. Die Vektoren F und F¹ können auch wie folgt geschrieben werden: F » V + V,
F¹ · V /-90 +V /+90.

Aus diesen Gleichungen ergibt sich, dass die Vektoren F und F¹ stets einen relativen Phasenwinkel von 0 oder 180 haben. Wenn dies richtig ist und wenn die effektiven Weglängen gleich oder um 180 verschieden sind, sind die Signale an den Klemmen G und G¹ ebenfalls um 0 oder 180 ausser Phase, es erscheinen daher gleiche Signale bei H und H¹ wie gewünscht. Dieses Ergebnis ist nicht von dem Grössenverhältnis zwischen den Signalen bei C und C¹ abhängig und bleibt für die nachfolgenden Module gültig, nur vorausgesetzt, dass gleiche effektive Weglängen in den Zweigen, die den Überbrückungs leiter und den Oszillator enthalten, vorhanden sind.

Es kann gezeigt werden, dass, wenn die Phasenschieber 18, 28 usw der Module auf eine Phasenverschiebung von 0 eingestellt sind, ein

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Signal in einer gegebenen Leitung in einem erster. Mod*;! '/ollständig in der entgegengesetzten Leitung im nachfolgenden TIc :hü «srscheint. Umgekehrt bewirkt eine Phasenverschiebung ~on 15D" ;iass die ges α -nt e Leistung, z,B indes Oscillator- Überv.vüc"-:ung:."eii.'.ing eines ersten Moduls in p,g, 2 in der- Oszillatorleüvüi;! de* r!-'jlisrjn Moduls erscheint. Weiterhin wird vorzugsweise ein Phasensc" λ-γ im Gebiet nahe 0 und nicht im Gebiet nahe 180 betrieben, um clv Schaltung weniger frequenzabhängig zu machen. Die drei cb:\gen Feststellungen erklären die Nützlichkeit der in Fig. 4 dargestelltem Änderung der Erfindung. Die Ausführung der Fig. 4 unterscheidet sich von derjenigen der Fig. 2 nur in ä ■ -'\,;l--\\w :k-r O* ullstor?r: v-dzixri^ ■'"■; abwechselnden Modulen. Diese Änderung hat jedoch gswi :„-. lelle.

Wenn bei jeder Ausführung das Ausgangssignal der vorangehenden Oszillatoren gross in Bezug auf den Signalbeitrag wird, der durch jeden einzelnen Oszillator hinzugefügt wird, wird die Leistung, die vom Oszillator-Überbrückungsleiter eines gegebenen Moduls weitergeleitet wird, viel grosser als die Leistung im Oszillatorweg dieses Moduls. Jedoch kann die Forderung konstanter Synchronisierleistung in diesen späteren Stufen nur erfüllt werden, wenn nahezu die gesamte Schaltuntisleistung im Oszillator-Überbrückungsleiter jedes Moduls

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weitergeleitet wird. Um dies bei der Ausführung der Fig. 2 durchzuführen, soll die zwischen jeden dieser Oszillatoren hinzugefügte Phasenverschiebung nahe bei 180 liegen. Phasenverschiebungen nahe 0 würden den grössten Teil der Leistung vom Oszillator-Überbrükkungsleiter eines ersten Moduls zum Oszillator eines zweiten geben. Die Umkehrung der abwechselnden Oszillatoren, wie sie in Fig. 4 dargestellt ist, löst dieses Dilemma, indem die Synchronisierleistung auf einen kleinen Bruchteil der gesamten erzeugten Leistung konstant gehalten werden kann, wobei die Phasenschieber der Module auf nahe 0 eingestellt werden.

Die praktische Begrenzung für die Anzahl der Stufen, die aufeinanderfolgend kombiniert werden können, hängt von den passiven Verlusten in den verschiedenen Zweigen jeder Stufe ab, insbesondere in denjenigen Stufen, die nicht den Moduloszillator enthalten, da der grösste Teil der erzeugten Leistung durch diese Zweige in den späteren Stufen hindurchgeht. Wenn z.B der passive Verlust je Stufe vom Eingang zum Ausgang 0, 1 dB oder 2, 5% beträgt, fügt der zehnte Oszillator nur (1/10 - 0,25/10) oder 7,5% Leistung dem System hinzu, während die vierzehnte Stufe nur (1/40 - 0,25/10) oder 0% hinzufügt.

Die einstellbaren Phasenschieber können durch Zirkulatoren mit

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drei Anschlüssen mit einstellbaren Kurzschlüssen ersetzt werden, die Koppler durch Hybride. Eine dritte, ebenfalls mögliche Abänderung umfasst die Verwendung von zwei einzelnen Oszillatoren und einer Hybride an Stelle jeder Zirkulator-Oszillator-Kombination in der dargestellten Ausführung mit geeigneten entsprechenden Abänderungen anderer Teile der Schaltung.

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Claims (9)

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Patentansprüche

( 1J Generators chaltung für hochfrequente Leistung (Fig. 2), bei der eine Vielzahl von einzelnen Oszillatoren (10, 20) hintereinander geschaltet ist derart, dass jeder Zwischenoszillator in der Hintereinanderschaltung einen synchronisierten Signalbeitrag zum gesamten Ausgang erzeugt, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schaltung (11, 13, 15, 16, 17, 18, 19) mit jedem Zwischenoszillator (10) verbunden ist, um den einzelnen Beitrag dieses Oszillators mit dem Ausgang vorangehender Oszillatoren zu kombinieren, um einen Ausgang für nachfolgende Oszillatoren zu erzeugen, der grosser als der Ausgang von den vorangehenden Oszillatoren ist, und um ein getrenntes Synchronisiersignal zu erzeugen, tüier dessen Einfluss ein nachfolgender Oszillator (20) seinen Beitrag zum gesamten Ausgang erzeugt.

2. Erzeugungseinrichtung für hochfrequente Leistung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass

ein Anfangsoszillator und eine Vielzahl von Zwischenoszillatoren hintereinandergesehaltet sind derart, dass jeder Zwischenoszillator in der Hintereinanderschaltung einen Signalbeitrag zum Ausgang vorangegangener Oszillatoren unter dem Einfluss eines Synchronisier-

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signals erzeugt, das er vom vorangegangenen Oszillator erhält, Mittel, die einen Teil des Ausgang des Anfangsoszillators als Synchronisiersignal an einen ersten Zwischenoszillator anlegen, Mittel, die mit dem ersten Zwischenoszillator verbunden sind, den Beitrag dieses Oszillators mit dem Rest des Ausgangs vom Anfangs-Oszillator kombinieren und die Kombination zwischen zwei Wegen gleich aufteilen,

und Mittel, die Signale auf den beiden Wegen kombinieren, um einen ersten Ausgang zu erzeugen, der ein Synchronisiersignal für den nächsten Oszillator bildet, der Li der Hintereinanderschaltung folgt, und um einen zweiten Ausgang zu erzeugen, der viel grosser als der erste Ausgang ist und der einen Ausgang für nachfolgende Oszillatoren bildet.

3. Hochfrequenzschaltung, um zwei Eingangssignale mit derselben Frequenz, aber mit verschiedenen Amplituden zu empfangen, und um von diesen ein erstes Ausgangssignal abzuleiten, das den grosser en Teil der Leistung in den beiden Eingangssignalen enthält, ferner ein zweites Ausgangssignal, das einen kleineren Teil der Leistung in den beiden Eingangs Signalen enthält, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung enthält
ein erstes Leistungs-Teilungsnetzwerk mit vier Zweigen, bei dem an

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zwei der Zweige die beiden Eingangs signale angelegt werden, ein zweites Netzwerk mit vier Zweigen, bei dem zwei Zweige so geschaltet sind, dass sie die Signale von den übrigen beiden Zweigen des ersten Netzwerks erhalten,

wobei das zweite Netzwerk Mittel enthält, um die empfangenen Signale mehr in Phase als ausser Phase in einem dritten Zweig zu kombinieren, um das erste Aus gangs signal zu erzeugen und mehr ausser Phase als in Phase in einem vierten Zweig, um das zweite Ausgangssignal zu erzeugen.

4. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, -dass die Schaltungsmittel gebildet werden aus:

einem ersten Mittel, um den Beitrag des Oszillators zwischen zwei Wegen gleich zu teilen, und um den Ausgang von vorangegangenen Oszillatoren: zu empfangen und zwischen den beiden Wegen gleich zu teilen,

und einem zweiten Mittel, um die Signale auf den beiden Wegen nahezu ausser Phase zu kombinieren, um das Synchronisiersignal für einen nachfolgenden Oszillator zu erzeugen und nahezu in Phase, um den Ausgang für nachfolgende Oszillatoren zu erzeugen.

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5. Einrichtung nach Anspruch Ij dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsmittel enthalten

ein erstes Leistungsteilungsnetzwerk mit vier Zweigen, wobei an zwei Zweige der Beitrag des zugehörigen Oszillators und der Ausgang von vorangegangenen Oszillatoren angelegt werden, und ein zweites Netzwerk mit vier Zweigen, wobei zwei Zweige so geschaltet sind, dass sie die Signale von den übrigen beiden Zweigen .

des ersten Netzwerks empfangen,

wobei das zweite Netzwerk Mittel enthält, um die empfangenen Signale mehr ausser Phase als in Phase in einem dritten Zweig zu kombinieren, um das Synchronisiersignal zu erzeugen und mehr in Phase als ausser Phase in einem vierten Zweig, um den Ausgang für nachfolgende Oszillatoren zu erzeugen.

6. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das t erste Netzwerk aus einer 3 dB-Hybride besteht, und dass das zweite Netzwerk aus einer 3 dB-Hybride besteht, in deren zwei Empfangs zweigen ein Phasenschieber enthalten ist.

7. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der einzelne Beitrag und der Ausgang von vorangegangenen Oszillatoren

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einen relativen Phasenwinkel an ihren jeweiligen Eingängen haben., der gleich einer ganzen Zahl von halben Wellenlängen ist.

8. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Eingangs signale einen relativen Phasenwinkel an den beiden Empfangszweigen des ersten Netzwerks haben, · der gleich einer ganzen Zahl von halben Wellenlängen ist.

9. Hochfrequenz-Erzeugungseinrichtungj im wesentlichen aufgebaut und betrieben, wie es in der Erläuterung zu den Fig. 2 oder 4 angegeben ist.

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