DE19538002C2 - RF mixer circuit and quadrature modulator, quadrature demodulator and frequency converter with such an RF mixer circuit - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine HF-Mischer­ schaltung, die einen Mischer und einen Oszillator verwendet, um eine Oszillatorfrequenz zu modulieren, oder ein HF-Signal zu demodulieren oder in eine andere Frequenz umzusetzen.The present invention relates to an RF mixer circuit using a mixer and an oscillator, to modulate an oscillator frequency, or an RF signal to demodulate or convert to another frequency.

Ein Überlagerungs-Funkempfänger setzt die Trägerfrequenz ei­ nes Eingangssignals auf eine Zwischenfrequenz um, während die Modulation (Amplituden-, Phasen- oder Frequenzmodula­ tion) des Eingangssignals beibehalten wird. Der Grund dafür besteht darin, daß ein Funkempfänger in der Lage sein muß, Eingangssignale über einen Bereich von Trägerfrequenzen zu empfangen und zu verstärken. Es kann jedoch ein größerer Ge­ winn durch einen Festfrequenzverstärker erhalten werden, als durch einen, der über einen Frequenzbereich verstärken muß. Ein Umsetzen des Trägers des Eingangssignals auf eine feste Zwischenfrequenz erlaubt es, daß die Verstärkerstufen nur bei einer Frequenz arbeiten, wodurch mehr Gewinn von jeder Stufe geschaffen werden kann, als andernfalls verfügbar sein würde. Jede derartige Verstärkerstufe ist ein Bandpaßver­ stärker, der ein beliebiges Signal mit einer Frequenz inner­ halb einer definierten Bandbreite, deren Mitte auf der Zwi­ schenfrequenz des Empfängers liegt, verstärkt. Andere Signa­ le werden unterdrückt.A superimposed radio receiver sets the carrier frequency nes input signal to an intermediate frequency while the modulation (amplitude, phase or frequency modules tion) of the input signal is maintained. The reason for this is that a radio receiver must be able to Input signals over a range of carrier frequencies received and amplified. However, a larger Ge winn can be obtained as a fixed frequency amplifier by one who has to amplify over a frequency range. A conversion of the carrier of the input signal to a fixed one Intermediate frequency only allows the amplifier stages work at a frequency, creating more profit from everyone Level can be created as otherwise available would. Each such amplifier stage is a bandpass filter stronger of any signal with a frequency inside half of a defined range, the middle of which is on the frequency of the receiver is amplified. Other Signa le are suppressed.

Ein gewöhnlicher AM- oder FM-Empfänger (AM = Amplitudenmodu­ lation; FM = Frequenzmodulation) der Art, die zu Hause ver­ wendet wird, weist typischerweise eine Zwischenfrequenz und eine kleine Anzahl von Zwischenfrequenz-Verstärkerstufen auf. Empfänger, die jedoch in dem Mikrowellenspektrum oder darüber arbeiten, können mehrere ZF-Verstärker (ZF = Zwi­ schenfrequenz) aufweisen, wobei jeder derselben bei einer unterschiedlichen Zwischenfrequenz arbeitet. Dies ist der Fall, da der Gesamtgewinn, der bei einem derartigen Emp­ fänger benötigt wird, bis zu 10⁵ hoch sein kann. Mehrere Verstärkerstufen mit hohem Gewinn müssen verwendet werden, um einen derart hohen Gewinn zu erhalten. Das Betreiben jeder Stufe bei einer unterschiedlichen Frequenz reduziert die Gefahr der Verstärkerinstabilität aufgrund einer parasi­ tären Rückkopplung von einer Stufe zu einer anderen.An ordinary AM or FM receiver (AM = amplitude modulation; FM = frequency modulation) of the type used at home typically has an intermediate frequency and a small number of intermediate frequency amplifier stages. However, receivers that operate in the microwave spectrum or above can have multiple IF amplifiers (IF = intermediate frequency), each of which operates at a different intermediate frequency. This is the case since the total profit required for such an receiver can be as high as 10 ⁵ . Multiple high gain amplifier stages must be used to achieve such a high gain. Operating each stage at a different frequency reduces the risk of amplifier instability due to parasitic feedback from one stage to another.

Aus dem vorhergehenden ist es offensichtlich, daß jeder Überlagerungsempfänger einen Frequenzumsetzer benötigt, um die Frequenz des Eingangssignals auf die richtige Frequenz für den ZF-Verstärker umzusetzen. Wenn der Empfänger mehrere ZF-Verstärker aufweist, die bei unterschiedlichen Frequenzen arbeiten, dann werden mehrere Frequenzumsetzer benötigt, wo­ bei für jede in dem Empfänger verwendete unterschiedliche Zwischenfrequenz ein Frequenzumsetzer verwendet wird.From the previous it is obvious that everyone Superimposed receiver needs a frequency converter to the frequency of the input signal to the correct frequency to implement for the IF amplifier. If the recipient is multiple IF amplifier has that at different frequencies work, then multiple frequency converters are needed where at different for each used in the receiver Intermediate frequency a frequency converter is used.

Ein Frequenzumsetzer weist zwei Elemente auf: einen Oszilla­ tor und einen Mischer. Der Oszillator erzeugt ein Signal mit einer Frequenz (f_LO), die von der Frequenz (f_D) (D = Desired gewünscht) eines gewünschten Eingangssignals abweicht. Der Mischer kombiniert das gewünschte Eingangssignal mit dem Os­ zillatorsignal, um zwei neue Signale zu erzeugen, wobei ein Signal eine Frequenz (f_SUM), die der Summe dar gewünschten Eingangssignalfrequenz und der Oszillatorfrequenz gleich ist,
A frequency converter has two elements: an oscillator and a mixer. The oscillator generates a signal with a frequency (f _LO ) which deviates from the frequency (f _D ) (D = Desired desired) of a desired input signal. The mixer combines the desired input signal with the oscillator signal to generate two new signals, one signal having a frequency (f _SUM ) equal to the sum of the desired input signal frequency and the oscillator frequency,

f_SUM = f_D + f_LO (1)
f _SUM = f _D + f _LO (1)

und das andere Signal eine Frequenz (f_DIFF) aufweist, die der Differenz zwischen der gewünschten Eingangssignalfre­ quenz und der Oszillatorfrequenz gleich ist:
and the other signal has a frequency (f _DIFF ) which is equal to the difference between the desired input signal frequency and the oscillator frequency:

f_DIFF = f_D - f_LO (2)f _DIFF = f _D - f _LO (2)

Typischerweise stellt der Benutzer die Frequenz des Oszilla­ tors unter die gewünschte Eingangssignalfrequenz ein, der­ art, daß der Mischer, wenn das Oszillatorsignal mit dem ge­ wünschten Eingangssignal gemischt wird, ein Differenzsignal erzeugt, das die gleiche Frequenz wie die ZF-Verstärkerfre­ quenz (f_ZF) besitzt. Wenn für f_DIFF f_ZF eingesetzt wird und Gleichung (2) umgestellt wird, ergibt sich folgende Glei­ chung:
Typically, the user sets the frequency of the oscillator below the desired input signal frequency, such that when the oscillator signal is mixed with the desired input signal, the mixer produces a difference signal that has the same frequency as the IF amplifier frequency (f _IF ) has. If f _{ZF is} used for f _DIFF and equation (2) is changed, the following equation results:

f_D = f_LO + f_IF (3)f _D = f _LO + f _IF (3)

Wenn an dem Empfängereingang weitere Signale vorhanden sind, werden auch sie mit dem Oszillatorsignal gemischt, um Sum­ men- und Differenzsignale zu erzeugen. Allgemein werden die Frequenzen dieser Summen- und Differenzsignale jedoch nicht die gleiche Frequenz wie f_ZF aufweisen, und daher werden diese Summen- und Differenzsignale durch den ZF-Verstärker unterdrückt. Somit wird nur ein Eingangssignal mit einer Frequenz f_D, welche der Summe der Oszillatorfrequenz f_LO und der Zwischenfrequenz f_ZF gleich ist, auf die richtige Zwi­ schenfrequenz umgesetzt und durch den ZF-Verstärker ver­ stärkt.If further signals are present at the receiver input, they are also mixed with the oscillator signal in order to generate sum and difference signals. In general, however, the frequencies of these sum and difference signals will not have the same frequency as f _IF , and therefore these sum and difference signals will be suppressed by the IF amplifier. Thus, only an input signal with a frequency f _D , which is the sum of the oscillator frequency f _LO and the intermediate frequency f _IF , is converted to the correct intermediate frequency and amplified by the IF amplifier.

Bei einem Radioempfänger wie er typischerweise zu Hause ver­ wendet wird, wird der Oszillator unter Verwendung der Ab­ stimmsteuerung abgestimmt. Obwohl die Skalenscheibe die Fre­ quenz der gewünschten Station anzeigt, stellt die Abstimm­ steuerung die Oszillatorfrequenz tatsächlich derart ein, daß dieselbe der Differenz zwischen der gewünschten Frequenz und der Zwischenfrequenz des Empfängers entspricht. So wird die gewünschte Radiostation ausgewählt. Bei anderen Arten von Empfängern können weitere Einrichtungen verwendet werden, um die Frequenz des Oszillators abzustimmen.With a radio receiver as he typically ver at home is used, the oscillator using the Ab voice control tuned. Although the dial shows the Fre display of the desired station, the voting control the oscillator frequency actually such that the same as the difference between the desired frequency and corresponds to the intermediate frequency of the receiver. So it will desired radio station selected. With other types of Additional facilities can be used to make receivers to tune the frequency of the oscillator.

Obwohl die meisten Eingangssignale außer der gewünschten un­ terdrückt werden, kann ein unerwünschtes Signal durchkommen. Gleichung (3) zeigt, daß ein Eingangssignal mit einer Freq­ uenz, die der Summe von f_LO und f_ZF entspricht, von dem ZF- Verstärker angenommen wird. Somit zeigt Gleichung (1), daß ein unerwünschtes Eingangssignal mit einer Frequenz, die der Differenz zwischen f_LO und f_ZF entspricht, ebenfalls auf die Empfänger-ZF umgesetzt und von dem ZF-Verstärker angenommen wird. Dieses unerwünschte Signal f_U wird als das "Spiegel"- Signal bezeichnet:
Although most input signals are suppressed except the one you want, an unwanted signal can get through. Equation (3) shows that an input signal with a frequency that corresponds to the sum of f _LO and f _IF is accepted by the _IF amplifier. Thus, equation (1) shows that an unwanted input signal with a frequency that corresponds to the difference between f _LO and f _IF is also converted to the receiver IF and accepted by the IF amplifier. This unwanted signal f _U is referred to as the "mirror" signal:

f_U = f_LO - f_IF (4)f _U = f _LO - f _IF (4)

Die Subtraktion der Gleichung (4) von der Gleichung (3) zeigt, daß die Differenz zwischen der gewünschten und der unerwünschten Frequenz 2f_ZF beträgt. Die meisten Empfänger sind in der Lage, derartige Spiegelfrequenzen mittels eines Bandpaßfilters vor dem Mischer zu unterdrücken. Ein derarti­ ger Filter verhindert, daß die unerwünschte Spiegelfrequenz in den Mischer eintritt. Somit verarbeitet der Mischer nur das gewünschte Signal, da die Amplitude des unerwünschten Spiegelsignals durch den Bandpaßfilter gedämpft worden ist, bevor sie den Mischer erreicht.The subtraction of equation (4) from equation (3) shows that the difference between the desired and the undesired frequency is 2f _IF . Most receivers are able to suppress such image frequencies by means of a bandpass filter in front of the mixer. Such a filter prevents the unwanted image frequency from entering the mixer. Thus, the mixer only processes the desired signal because the amplitude of the unwanted mirror signal has been attenuated by the bandpass filter before it reaches the mixer.

Das Verfahren des Eingangsbandpaßfilters zur Spiegelunter­ drückung ist bei Empfängern, wie z. B. AM-, FM- und Fernseh­ empfängern der Art, wie sie im allgemeinen zu Hause gefunden wird, ausreichend. Dieses Verfahren ergibt ebenfalls bei der zweiten und dritten Frequenzumsetzungsstufe eines Empfängers mit mehrfachen Zwischenfrequenzen befriedigende Resultate, da die gewünschten Mischereingangsfrequenzen fest und be­ reits relativ niedrig sind. In der ersten Frequenzumset­ zungsschaltung eines Empfängers, der über einem Bereich von Eingangsfrequenzen im Mikrowellenabschnitt des Spektrums oder darüber hinaus abstimmbar ist, ist die Situation jedoch anders.The procedure of the input bandpass filter to mirror below pressure is in receivers such. B. AM, FM and television recipients of the type generally found at home will, sufficient. This procedure also results in the second and third frequency conversion stage of a receiver satisfactory results with multiple intermediate frequencies, because the desired mixer input frequencies are fixed and be are already relatively low. In the first frequency conversion tion circuit of a receiver over a range of Input frequencies in the microwave section of the spectrum or beyond that, the situation is different.

Es wird eine Frequenzumsetzungsschaltung in einem Empfänger betrachtet, der entworfen ist, um in einem Frequenzband, wie z. B. einem der industriellen, wissenschaftlichen oder medi­ zinischen Frequenzbänder zu arbeiten, welche einen Bereich von gewünschten Eingangsfrequenzen zwischen etwa 902 MHz und 928 MHz aufweisen. Es würde wünschenswert sein, ein angemes­ sen billiges festes Eingangsbandpaßfilter zu verwenden, um die unerwünschten Spiegelsignale auszublenden. Um jedoch ein gewünschtes Eingangssignal mit einer Frequenz in diesem Be­ reich von seinem unerwünschten Spiegelsignal mittels eines derartigen Filters zu trennen, müßte mindestens ein Schutz­ band von 100 MHz zwischen den beiden Bereichsgrenzen vorhan­ den sein. Dies würde eine f_ZF von mindestens 63 MHz erfor­ dern.Consider a frequency conversion circuit in a receiver designed to operate in a frequency band, such as. B. one of the industrial, scientific or medical frequency bands to work, which have a range of desired input frequencies between about 902 MHz and 928 MHz. It would be desirable to use an adequately inexpensive fixed input band pass filter to mask out the unwanted image signals. However, in order to separate a desired input signal with a frequency in this range from its undesired mirror signal by means of such a filter, at least a protective band of 100 MHz would have to be present between the two range limits. This would require an _IF frequency of at least 63 MHz.

Für einen monolithischen Funkempfänger (ein Empfänger, der auf einem einzigen integrierten Schaltungssubstrat herge­ stellt ist) ist es vorteilhaft, alle Zwischenfrequenzen auf weniger als 10 MHz zu begrenzen. Dies ist der Fall, da es keinen praktischen Weg gibt, um ZF-Verstärker herzustellen, die bei höheren Frequenzen in einem monolithischen Entwurf arbeiten. Induktor-Kondensator-abgestimmte ZF-Verstärker, die auf Frequenzen über 10 MHz abstimmbar sind, sind schwie­ rig herzustellen, da keine verlustarmen Induktoren auf dem Chip verfügbar sind. Die Alternative zu einem Induktor-Kon­ densator-abgestimmten ZF-Verstärker würde ein aktives Filter sein. Ein aktives Filter, das bei Frequenzen über 10 MHz ar­ beitet, erfordert jedoch relativ viel Leistung. Dies macht es nicht praktikabel, sowohl das Filter als auch den Rest des Empfänger auf einen einzigen Chip zu plazieren. Wenn das Filter nicht an dem Empfängerchip angeordnet ist, muß ein zusätzlicher Anschluß auf dem Empfängerchip vorgesehen wer­ den, um den Empfänger mit dem Filter zu verbinden, wobei das Treiben der zusätzlichen parasitären Kapazität, die ein der­ artiger Anschluß begleitet, noch mehr Leistung verbraucht. Demgemäß besteht der einzige praktische Weg, um mono­ lithische Empfänger zu entwerfen, darin, die f_ZF des Emp­ fängers auf nicht mehr als 10 MHz zu begrenzen.For a monolithic radio receiver (a receiver manufactured on a single integrated circuit substrate), it is advantageous to limit all intermediate frequencies to less than 10 MHz. This is because there is no practical way to make IF amplifiers that operate at higher frequencies in a monolithic design. Inductor-capacitor-tuned IF amplifiers that can be tuned to frequencies above 10 MHz are difficult to manufacture because there are no low-loss inductors available on the chip. The alternative to an inductor-capacitor-tuned IF amplifier would be an active filter. However, an active filter that works at frequencies above 10 MHz requires a relatively large amount of power. This makes it impractical to place both the filter and the rest of the receiver on a single chip. If the filter is not located on the receiver chip, an additional connection must be provided on the receiver chip in order to connect the receiver to the filter, and the drive of the additional parasitic capacitance which is accompanied by the type connection consumes even more power. Accordingly, the only practical way to design monolithic receivers is to limit the f _{IF of} the receiver to no more than 10 MHz.

Wie vorher diskutiert wurde, benötigt ein Empfänger, der da­ für vorgesehen ist, um Signale in dem Band von 900 MHz zu empfangen, eine f_ZF von mindestens 63 MHz, wenn Spiegelfre­ quenzen mittels eines Eingangsbandpaßfilters unterdrückt werden sollen. Ein praktischer Empfänger mit einer f_ZF von über 10 MHz kann jedoch nicht auf einem einzigen Substrat hergestellt werden. Somit muß ein anderer Weg zum Unter­ drücken von Spiegelfrequenzen gefunden werden, um einen Emp­ fänger bei 900 MHz auf einem einzigen Substrat herzustellen.As previously discussed, a receiver intended to receive signals in the 900 MHz band needs an f _IF of at least 63 MHz if mirror frequencies are to be suppressed using an input bandpass filter. However, a practical receiver with an _IF frequency of over 10 MHz cannot be manufactured on a single substrate. Thus, another way of suppressing image frequencies must be found to produce a receiver at 900 MHz on a single substrate.

Eine Art eines Frequenzumsetzers, der die Fähigkeit auf­ weist, ein Spiegelsignal zu unterdrücken, ohne ein festes Bandpaßfilter vor dem Mischer zu verwenden, ist in Fig. 1 dargestellt. In diesem System gemäß dem Stand der Technik werden zwei angepaßte Mischer 11 und 13 durch ein Eingangs­ signal parallel getrieben. Ein Oszillator 15 treibt den er­ sten Mischer 11 direkt. Der Oszillator treibt den zweiten Mischer 13 durch einen ersten 90°-Phasenschieber 17. Der er­ ste Mischer liefert eine Ausgabe an eine Summiererschaltung 19. Der zweite Mischer liefert eine Ausgabe zu der Sum­ miererschaltung durch einen zweiten 90°-Phasenschieber 21. Die Ausgabe der Summiererschaltung wird die Eingabe eines ZF-Verstärkers 23. Der ZF-Verstärker ist auf die Zwischen­ frequenz f_ZF des Empfängers abgestimmt.One type of frequency converter that has the ability to suppress a mirror signal without using a fixed bandpass filter in front of the mixer is shown in FIG . In this system according to the prior art, two adapted mixers 11 and 13 are driven in parallel by an input signal. An oscillator 15 drives the most mixer 11 directly. The oscillator drives the second mixer 13 through a first 90 ° phase shifter 17 . The first mixer delivers an output to a summing circuit 19 . The second mixer provides an output to the sum mixer circuit through a second 90 ° phase shifter 21 . The output of the summing circuit becomes the input of an IF amplifier 23 . The IF amplifier is tuned to the intermediate frequency f _{IF of} the receiver.

Der erste Mischer leitet sowohl das gewünschte Signal als auch das unerwünschte Spiegelsignal, welche in der Frequenz von ihren jeweiligen Trägerfrequenzen f_D und f_U auf f_ZF ver­ schoben sind, zu der Summiererschaltung. Der zweite Mischer tut dies genauso. Die zwei Phasenschieber haben jedoch den Effekt, daß die zwei Mischer ein frequenzumgesetztes Spie­ gelsignal mit einer 180° Phasendifferenz und ein frequenzum­ gesetztes gewünschtes Signals mit einer 0° Phasendifferenz liefern. In der Summiererschaltung heben sich die Spiegelsi­ gnale von dem ersten Mischer und dem zweiten Mischer gegen­ seitig auf. Somit wird nur das gewünschte Signal von der Summiererschaltung zu dem ZF-Verstärker geleitet.The first mixer passes both the desired signal and the undesired mirror signal, which are shifted in frequency from their respective carrier frequencies f _D and f _U to f _IF , to the summing circuit. The second mixer does the same. However, the two phase shifters have the effect that the two mixers deliver a frequency-converted mirror signal with a 180 ° phase difference and a frequency-converted desired signal with a 0 ° phase difference. In the summing circuit, the mirror signals cancel each other out of the first mixer and the second mixer. Thus, only the desired signal is routed from the summing circuit to the IF amplifier.

Die Wirkung der beiden Mischer und der beiden Phasenschieber wird nachfolgend detaillierter erklärt. Das gewünschte Ein­ gangssignal D(t) kann folgendermaßen ausgedrückt werden:
The effect of the two mixers and the two phase shifters is explained in more detail below. The desired input signal D (t) can be expressed as follows:

D(t) = Dsin(ω_Dt + ϕ_D) (5)
D (t) = Dsin (ω _D t + ϕ _D ) (5)

wobei D die Amplitude des gewünschten Eingangssignals, ωD die Winkelfrequenz und ϕ_D die Phase sind. Das Anwenden der Definition ω = 2πf auf die Gleichung (3) ergibt folgendes:
where D is the amplitude of the desired input signal, ωD the angular frequency and ϕ _D the phase. Applying the definition ω = 2πf to equation (3) gives the following:

ω_D = ω_LO + ω_IF (6)ω _D = ω _LO + ω _IF (6)

Indem nun (6) in (5) eingesetzt wird, ergibt sich der fol­ gende Ausdruck für das gewünschte Eingangssignal:
By inserting (6) in (5), the following expression results for the desired input signal:

D(t) = Dsin((ω_LO + ω_IF)t + ϕ_D) (7)D (t) = Dsin ((ω _LO + ω _IF ) t + ϕ _D ) (7)

Auf ähnliche Weise kann das unerwünschte Spiegelsignal U(t) folgendermaßen ausgedrückt werden:
Similarly, the unwanted mirror signal U (t) can be expressed as follows:

U(t) = Usin((ω_LO - ω_IF)t + ϕ_U) (8)U (t) = Usin ((ω _LO - ω _IF ) t + ϕ _U ) (8)

Die Phasenwinkel ϕ_D und ϕ_U sind willkürlich und werden beim Rest dieser Diskussion nicht berücksichtigt.The phase angles ϕ _D and ϕ _U are arbitrary and will not be considered in the rest of this discussion.

Der erste Mischer 11 kombiniert das gewünschte Eingangssi­ gnal mit dem Oszillatorsignal, welches als cos (ω_LOt) ausge­ drückt werden kann, was die folgende Komponente in dem Mi­ scherausgangssignal zur Folge hat:
The first mixer 11 combines the desired input signal with the oscillator signal, which can be expressed as cos (ω _LO t), which results in the following component in the mixer output signal:

Dsin{(ω_LO + ω_IF)t}cos(ω_LOt) (9)Dsin {(ω _LO + ω _IF ) t} cos (ω _LO t) (9)

Das Anwenden der trigonometrischen Identität sinx.cosy = ½(sin(x + y) + sin(x - y)) auf den Ausdruck (9) ergibt folgende Gleichung:
Applying the trigonometric identity sinx.cosy = ½ (sin (x + y) + sin (x - y)) to expression (9) gives the following equation:

½D(sin(2ω_LO + ω_IF)t + sinω_IFt) (10)½D (sin (2ω _LO + ω _IF ) t + sinω _IF t) (10)

Der erste Term von Gleichung (10) besitzt eine Frequenz (2ω_LO + ω_ZF), eine Frequenz, die durch den ZF-Verstärker ge­ dämpft und ignoriert wird. Somit ist der zweite Term des Ausdrucks (10) nach dem Mischen im ersten Mischer die ein­ zige Komponente des gewünschten Signals, die von dem ZF- Verstärker verstärkt wird. Der zweite Term wird folgender­ maßen ausgedrückt:
The first term of equation (10) has a frequency (2ω _LO + ω _IF ), a frequency that is damped and ignored by the IF amplifier. Thus, the second term of expression (10) after mixing in the first mixer is the only component of the desired signal that is amplified by the IF amplifier. The second term is expressed as follows:

½Dsinω_IFt (11)½Dsinω _IF t (11)

Auf ähnliche Art und Weise ist die einzige Komponente des Spiegelsignals nach dem Mischen in dem ersten Mischer, die von dem Bandpaßverstärker verstärkt wird, durch folgende Gleichung gegeben:
Similarly, the only component of the image signal after mixing in the first mixer that is amplified by the bandpass amplifier is given by the following equation:

-½Usinω_IFt (12)-½Usinω _IF t (12)

Der zweite Mischer 13 kombiniert das gewünschte Eingangssi­ gnal mit dem phasenverschobenen Oszillatorsignal. Das pha­ senverschobene Oszillatorsignal wird als sin(ω_LOt) ausge­ drückt. Das gewünschte Eingangssignal nach dem Mischen in dem zweiten Mischer besitzt demnach nur eine Komponente, die von dem ZF-Verstärker angenommen wird:
The second mixer 13 combines the desired input signal with the phase-shifted oscillator signal. The phase-shifted oscillator signal is expressed as sin (ω _LO t). The desired input signal after mixing in the second mixer therefore has only one component that is accepted by the IF amplifier:

½Dcosω_IFt (13)
½Dcosω _IF t (13)

was dem Ausdruck (11) ähnlich ist, wobei jedoch eine Phasen­ verschiebung von 90° existiert. Das Spiegelsignal besitzt nach dem Mischen in dem zweiten Mischer nur eine Komponente, die von dem ZF-Verstärker angenommen wird:
which is similar to expression (11), but with a phase shift of 90 °. After mixing in the second mixer, the mirror signal has only one component, which is accepted by the IF amplifier:

½Ucosω_IFt (14)
½Ucosω _IF t (14)

was dem Ausdruck (12) entspricht, wobei jedoch eine Phasen­ verschiebung von 90° vorhanden ist. Der zweite Phasenschie­ ber 18 verzögert die Phase beider Ausdrücke (11) und (12) um 90°, was ergibt:
which corresponds to expression (12), but with a phase shift of 90 °. The second phase shifter over 18 delays the phase of both expressions (11) and (12) by 90 °, which results in:

½Dsinω_IFt (15)
½Dsinω _IF t (15)

für die restliche Komponente des gewünschten Signals und
for the remaining component of the desired signal and

½Usinω_IFt (16)
½Usinω _IF t (16)

für die restliche Komponente des Spiegelsignals. Wenn die Ausdrücke (11), (12), (15) und (16) in der Summiererschal­ tung zusammen addiert werden, beträgt die Summe:
for the remaining component of the mirror signal. If the expressions (11), (12), (15) and (16) are added together in the summing circuit, the sum is:

Dsinω_IFt (17)Dsinω _IF t (17)

Es ist offensichtlich, daß die Amplituden der unerwünschten Spiegelkomponenten in den Ausgaben der Mischer 11 und 13, die vorher als Ausdrücke (12) bzw. (16) dargelegt worden sind, exakt angepaßt sein müssen, wenn das unerwünschte Spiegelsignal komplett eliminiert werden soll. Diese Anfor­ derung ist besonders bei mobilen Anwendungen eines monoli­ thischen Empfängers kritisch, da die Leistung eines uner­ wünschten Spiegelsignals an der Empfängerantenne aufgrund des sogenannten "Nah-Fern"-Effekts unter Umständen 60 dB größer als die Leistung eines gewünschten Signals sein kann. Das Unterdrücken eines unerwünschten Spiegel-Signals um mehr als 60 dB (um es - auch im schlechtesten Fall - unter das gewünschte Signal zu unterdrücken) macht es erforderlich, daß der Unterschied zwischen den Gewinnen der beiden Mischer unter 0,1% liegt und daß irgendein Phasenfehler zwischen den Mischern kleiner als ein Milliradian ist. Diese Toleranzen sind bei einem praktischen monolithischen Empfänger nicht erreichbar. Spiegel-Unterdrückungs-Frequenzumsetzungsschal­ tungen der Art, die in Fig. 1 gezeigt ist, sind trotz der überlegenen Komponentenanpassung, die bei integrierten Schaltungen erreichbar ist, nicht in der Lage gewesen, uner­ wünschte Spiegelsignale um mehr als 20 dB zu unterdrücken.It is obvious that the amplitudes of the undesired mirror components in the outputs of the mixers 11 and 13 , which were previously set out as expressions (12) and (16), must be adjusted exactly if the undesired mirror signal is to be completely eliminated. This requirement is particularly critical in mobile applications of a monolithic receiver, since the power of an undesired mirror signal at the receiver antenna may be 60 dB greater than the power of a desired signal due to the so-called "near-far" effect. Suppressing an unwanted mirror signal by more than 60 dB (to suppress it - even in the worst case - below the desired signal) requires that the difference between the gains of the two mixers be less than 0.1% and that any Phase error between mixers is less than one milliradian. These tolerances cannot be achieved with a practical monolithic receiver. Mirror rejection frequency conversion circuits of the type shown in Figure 1 have not been able to reject unwanted mirror signals by more than 20 dB despite the superior component matching achievable with integrated circuits.

Versuche um praktische Quadratur-Modulations- und -Demodula­ tionsschaltungen zu bauen, die bei Frequenzen bei oder über dem Bereich von 900 MHz arbeiten, begegneten ähnlichen Schwierigkeiten. Es wird eine Quadratur-Modulationsschaltung betrachtet, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist. Diese Schaltung moduliert ein einzelnes Trägersignal mit zwei verschiedenen Signalen f₁(t) und f₂(t). Das erste Signal f₁(t) wird an den Signaleingang eines Mischers 25 angelegt, während das zweite Signal f₂(t) an einen Signaleingang eines zweiten Mischers 27 angelegt wird. Ein Oszillator 29 liefert ein Oszillator­ signal bei der gewünschten Oszillatorfrequenz F_D. Dieses Si­ gnal wird als cosω_Dt ausgedrückt und wird an den ersten Mi­ scher angelegt, welcher seine beiden Eingangssignale kombi­ niert, um ein Signal zu liefern, das als f₁(t)cosω_Dt ausge­ drückt wird. Das Oszillatorsignal wird ebenfalls an einen 90°-Phasenschieber 31 angelegt. Die Ausgabe des Phasenschie­ bers, welche als sinω_Dt ausgedrückt wird, wird an den zwei­ ten Mischer angelegt, welcher wiederum eine Ausgabe liefert, die als f₂(t)sinω_Dt ausgedrückt wird. Diese beiden Mischer­ ausgangssignale werden in einem Summierer 33 kombiniert, um ein schließliches Ausgangssignal F(t) zu liefern, das fol­ gendermaßen ausgedrückt wird:
Attempts to build practical quadrature modulation and demodulation circuits that operate at frequencies at or above the 900 MHz range encountered similar difficulties. Consider a quadrature modulation circuit as shown in FIG. 2. This circuit modulates a single carrier signal with two different signals f ₁ (t) and f ₂ (t). The first signal f ₁ (t) is applied to the signal input of a mixer 25 , while the second signal f ₂ (t) is applied to a signal input of a second mixer 27 . An oscillator 29 supplies an oscillator signal at the desired oscillator frequency F _D. This signal is expressed as cosω _D t and is applied to the first mixer which combines its two input signals to provide a signal which is expressed as f ₁ (t) cosω _D t. The oscillator signal is also applied to a 90 ° phase shifter 31 . The output of the phase shifter, which is expressed as sinω _D t, is applied to the second mixer, which in turn provides an output which is expressed as f ₂ (t) sinω _D t. These two mixer output signals are combined in a summer 33 to provide a final output signal F (t) which is expressed as follows:

F(t) = f₁(t)cosω_Dt + f₂(t)sinω_Dt (18)F (t) = f ₁ (t) cosω _D t + f ₂ (t) sinω _D t (18)

Ein Quadratur-Demodulator ist in Fig. 3 gezeigt. Ein Signal, wie z. B. das Signal F(t) von Gleichung (18) wird an die Ein­ gänge von zwei Mischern 35 und 37 angelegt. Ein Oszillator 39 liefert ein Signal bei der Oszillatorfrequenz F_D. Dieses Signal, welches vorher als cosω_Dt ausgedrückt worden ist, wird an den ersten Mischer 35 angelegt, welcher wiederum folgende Ausgabe liefert:
A quadrature demodulator is shown in FIG. 3. A signal such as B. the signal F (t) of equation (18) is applied to the inputs of two mixers 35 and 37 . An oscillator 39 supplies a signal at the oscillator frequency F _D. This signal, which was previously expressed as cosω _D t, is applied to the first mixer 35 , which in turn provides the following output:

F(t)cosω_Dt = f₁(t)cos²ω_Dt + f₂(t)cosω_Dtsinω_Dt (19)F (t) cosω _D t = f ₁ (t) cos ² ω _D t + f ₂ (t) cosω _D tsinω _D t (19)

Gleichung (19) wird durch Anwendung von trigonometrischen Identitäten zur folgenden Gleichung:
Equation (19) becomes the following equation using trigonometric identities:

F(t)cosω_Dt = ½f₁(t) + ½f₁(t)cos2ω_Dt + ½f₂(t)sin2ω_Dt (20)F (t) cosω _D t = ½f ₁ (t) + ½f ₁ (t) cos2ω _D t + ½f ₂ (t) sin2ω _D t (20)

Diese Ausgabe wird an ein Tiefpaßfilter 41 angelegt, welches die Terme mit 2ω dämpft. Somit lautet die Filterausgabe ½f₁(t), welche nach einer Verstärkung einfach dem ursprüng­ lichen ersten Signal f₁(t) entspricht.This output is applied to a low-pass filter 41 , which attenuates the terms with 2ω. The filter output is therefore ½f ₁ (t), which after amplification simply corresponds to the original first signal f ₁ (t).

Das Oszillatorsignal wird ebenfalls an einen 90°-Phasen­ schieber 43 angelegt, welcher ein Signal liefert, das als sinω_Dt ausgedrückt wird. Dieses Signal wird an einen zweiten Mischer 37 angelegt, welcher wiederum eine Ausgabe liefert, die folgendermaßen lautet:
The oscillator signal is also applied to a 90 ° phase shifter 43 , which delivers a signal that is expressed as sinω _D t. This signal is applied to a second mixer 37 , which in turn provides an output which reads as follows:

F(t)sinω_Dt = f₂(t)sin²ω_Dt + f₁(t)cosω_Dtsinω_Dt (21)F (t) sinω _D t = f ₂ (t) sin ² ω _D t + f ₁ (t) cosω _D tsinω _D t (21)

Die Gleichung (19) schreibt sich nach der Anwendung von tri­ gonometrischen Identitäten folgendermaßen:
Equation (19) is written as follows after applying tri-gonometric identities:

F(t)sinω_Dt = ½f₂(t) + ½f₁(t)sin2ω_Dt - ½f₁(t)cos2ω_Dt (22)F (t) sinω _D t = ½f ₂ (t) + ½f ₁ (t) sin2ω _D t - ½f ₁ (t) cos2ω _D t (22)

Diese Ausgabe wird an ein Tiefpaßfilter 45 angelegt, welches auf ähnliche Weise wie das Filter 43 die Terme mit 2ω dämpft. Somit beträgt die Ausgabe des Filters 45 ½f₂(t), welche nach einer Verstärkung einfach wieder dem ursprüngli­ chen zweiten Signal f₂(t) entspricht.This output is applied to a low-pass filter 45 , which attenuates the terms with 2ω in a manner similar to filter 43 . Thus, is the output of filter 45 ½f ₂ (t), which just after amplification back to the Original Art Chen second signal f ₂ (t).

Aus dieser Beschreibung ist es offensichtlich, daß die Pha­ senschieber 31 (in dem Modulator) und 43 (in dem Demodula­ tor) die Phase ihrer jeweiligen Oszillatorsignale um genau 90° verschieben müssen, um zu vermeiden, daß sie die beiden Signale f₁(t) und f₂(t) versehentlich vermischen. Es ist ferner notwendig, daß die Mischer 25 und 27 des Modulators präzise angepaßt sind, und daß ebenfalls die Mischer 35 und 37 des Demodulators präzise angepaßt sind. In dem Bereich von 900 MHz sind diese Beschränkungen schwierig zu erfüllen.From this description, it is apparent that the phase shifters 31 (in the modulator) and 43 (in the demodulator) must shift the phase of their respective oscillator signals by exactly 90 ° in order to prevent them from receiving the two signals f ₁ (t ) and f ₂ (t) accidentally mix. It is also necessary that mixers 25 and 27 of the modulator are precisely matched and that mixers 35 and 37 of the demodulator are also matched precisely. In the 900 MHz range, these restrictions are difficult to meet.

Demgemäß ist es offensichtlich, daß ein Bedarf nach einer praktischen, realisierbaren monolithischen Frequenzumset­ zungsschaltung besteht, die ein gewünschtes Signal, das be­ sonders bei oder über dem Bereich von 900 MHz liegt, empfan­ gen kann und ein Spiegelsignal unterdrücken kann, das 60 dB mehr Leistung als das gewünschte Signal besitzt. Es besteht ebenfalls ein Bedarf nach Quadratur-Modulator- und Quadra­ tur-Demodulator-Schaltungen, die bei ähnlichen Frequenzen ein gutes Verhalten zeigen.Accordingly, it is apparent that a need for one practical, realizable monolithic frequency conversion tion circuit, which is a desired signal that be especially at or above the 900 MHz range gen and can suppress a mirror signal that 60 dB has more power than the desired signal. It exists also a need for quadrature modulator and quadra tur demodulator circuits operating at similar frequencies to show good behavior.

Die US-A-4,320,531 betrifft ein Frequenzumwandlungssystem, bei dem ein Eingangssignal an einen Mischer angelegt wird und dort mit einem Signal von einem Oszillator gemischt wird. Zwischen dem Mischer und dem Oszillator ist ein Schal­ ter angeordnet, der durch eine Schaltquelle betrieben wird. Abhängig vom Schaltsignal wird der Schalter derart ge­ steuert, daß einmal das Oszillatorsignal direkt an dem Mi­ scher anliegt oder ein um 90° phasenverschobenes Oszil­ latorsignal anliegt. Auch hier, ebenso wie bei der US-A- 4,321,549, muß die Phasendifferenz zwischen den an dem Mischer anliegenden Oszillatorsignalen exakt gesteuert wer­ den, wobei bei bestimmten Anwendungen die Phasenverschiebung um nicht mehr als ein Milliradian von 90° abweichen darf.US-A-4,320,531 relates to a frequency conversion system where an input signal is applied to a mixer and mixed there with a signal from an oscillator becomes. There is a scarf between the mixer and the oscillator ter arranged, which is operated by a switching source. Depending on the switching signal, the switch is ge controls that once the oscillator signal directly on the Mi or an Oszil phase-shifted by 90 ° Lator signal is present. Again, as with the US-A 4,321,549, the phase difference between those at the Mixer applied oscillator signals exactly controlled the, with the phase shift in certain applications must not deviate by more than one milliradian from 90 °.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine einfache HF-Mischerschaltung zum Unterdrücken der Spiegel­ frequenz zu schaffen, sowie einen Quadratur-Modulator, einen Quadratur-Demodulator und Frequenzumsetzer mit einer solchen HF-Mischerschaltung.The object of the present invention is a simple RF mixer circuit to suppress the mirrors to create frequency, as well as a quadrature modulator, a Quadrature demodulator and frequency converter with such RF mixer circuit.

Diese Aufgabe wird durch eine HF-Mischerschaltung gemäß An­ spruch 1 gelöst. In den Ansprüchen 3 bis 8 sind ein Quadra­ tur-Modulator, ein Quadratur-Demodulator und Frequenzum­ setzer mit einer solchen HF-Mischerschaltung angegeben.This task is performed by an RF mixer circuit according to An spell 1 solved. In claims 3 to 8 are a quadra tur modulator, a quadrature demodulator and frequency converter Setter specified with such an RF mixer circuit.

Die vorliegende Erfindung schafft eine HF-Mischerschaltung, die den Bedarf nach genau angepaßten Mischern bei der Fre­ quenzumsetzung eliminiert und dieselbe schafft eine Quadra­ tur-Modulationsschaltung bei einer beliebigen Frequenz bis zum Bereich von 900 MHz und darüber. Ein Frequenzumsetzer mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 unterdrückt ein Spiegelsignal, das um 60 dB mehr Leistung als ein gewün­ schtes Signal enthält.The present invention provides an RF mixer circuit which meets the need for precisely adapted mixers at Fre quence conversion is eliminated and the same creates a Quadra tur modulation circuit at any frequency up to to the range of 900 MHz and above. A frequency converter suppressed with an RF mixer circuit according to claim 1 a mirror signal that 60 dB more power than a desired contains the best signal.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die Einrichtung zum Er­ zeugen der Ausgangssignale durch einen getakteten Invertie­ rer gebildet, der seriell zu einem der Anschlüsse des Mi­ schers angeordnet ist. Bei einem derartigen Ausführungsbei­ spiel befindet sich der getaktete Invertierer seriell zu dem Oszillatoreingang des Mischers, wobei der HF-Eingang das Eingangssignal empfängt und der Ausgang das Ausgangssignal liefert. Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel wird der ge­ taktete Invertierer seriell zum Mischerausgang angeschlos­ sen, wobei bei einem zusätzlichen weiteren Ausführungsbei­ spiel das Eingangssignal durch den getakteten Invertierer hindurch an den HF-Eingang angelegt wird.According to the present invention, the device for er test the output signals by a clocked invertie rer, which is serial to one of the connections of the Mi is arranged. With such an execution the clocked inverter is in series with the Oscillator input of the mixer, the RF input being the Input signal receives and the output the output signal delivers. In a further embodiment, the ge clocked inverter connected serially to the mixer output sen, with an additional further embodiment play the input signal through the clocked inverter is applied to the RF input.

Eine HF-Mischerschaltung, wie sie oben beschrieben ist, lie­ fert ein Ausgangssignal, das mit einer schnellen Rate zwi­ schen dem In-Phase-Ausgangssignal und dem Quadratur-Aus­ gangssignal hin und her schaltet. Bei manchen Anwendungen ist es wünschenswert, die Betriebszyklen dieser beiden Aus­ gaben abzugleichen. Eine Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung, die bei einem geraden Vielfachen der Rate des Taktsignals schaltet, gibt abwechselnd das In-Phase-Ausgangssignal und das Quadratur-Ausgangssignal für gleiche Zeitdauern frei.An RF mixer circuit, as described above, was produces an output signal that at a fast rate between between the in-phase output signal and the quadrature off switching signal back and forth. In some applications  it is desirable to stop the operating cycles of these two gave comparisons. An operating cycle balancer, that at an even multiple of the rate of the clock signal switches, alternately outputs the in-phase output signal and the quadrature output signal is free for equal periods of time.

Ein Quadratur-Modulator weist einen HF-Mischer nach Anspruch 1 und ein Quadratur-Schaltungselement auf. Das Quadratur- Schaltungselement, welches durch das Taktsignal getrieben wird, koppelt abwechselnd ein erstes und ein zweites Infor­ mationssignal an den Eingang des HF-Mischers. Die Ausgabe des HF-Mischers wird Bandpaß-gefiltert, um ein in Quadratur moduliertes Ausgangssignal zu schaffen, das mit beiden Informationssignalen moduliert ist.A quadrature modulator has an RF mixer according to claim 1 and a quadrature circuit element. The quadrature Circuit element which is driven by the clock signal , alternately couples a first and a second information mation signal to the input of the HF mixer. The edition the RF mixer is bandpass filtered to one in quadrature to create modulated output signal that with both Information signals is modulated.

Ein Quadratur-Demodulator weist ebenfalls ein Quadratur- Schaltungselement und einen HF-Mischer nach Anspruch 1 auf. Das Quadratur-Schaltungselement, welches wie in dem Fall des Modulators durch das Taktsignal getrieben wird, verbindet abwechselnd den Ausgang des HF-Mischers mit einem ersten und einem zweiten Tiefpaßfilter. Diese Filter schaffen wiederum das demodulierte erste und das demodulierte zweite Signal.A quadrature demodulator also has a quadrature Circuit element and an RF mixer according to claim 1. The quadrature circuit element which, as in the case of the Modulator is driven by the clock signal connects alternating the output of the RF mixer with a first and a second low pass filter. These filters create in turn the demodulated first and the demodulated second signal.

Ein HF-Mischer in Verbindung mit einem Ausgangsphasenschie­ ber schafft einen Frequenzumsetzer, der die Trägerfrequenz eines gewünschten Hochfrequenzsignals (HF-Signal) ver­ schiebt, während unerwünschte Spiegelsignale unterdrückt werden. Der Ausgangsphasenschieber, der auf das Taktsignal anspricht, verschiebt abwechselnd die Phase des HF-Mischer- Ausgangssignals um eine erste und um eine zweite Phasenver­ schiebung, wobei sich die zweite Phasenverschiebung von der ersten Phasenverschiebung um 90° unterscheidet. Nach dem Ausgangsphasenschieber ist ein Filter angeordnet, welches das gewünschte Frequenz-verschobene Signal liefert.An RF mixer in conjunction with an output phase shifter About creates a frequency converter that the carrier frequency a desired high-frequency signal (RF signal) ver shifts while suppressing unwanted mirror signals become. The output phase shifter that is on the clock signal responds, alternately shifts the phase of the HF mixer Output signal by a first and a second phase ver shift, the second phase shift being different from the first phase shift by 90 °. After this Output phase shifter is a filter, which provides the desired frequency shifted signal.

Bei einem Ausführungsbeispiel ist der Ausgangsphasenschieber ein Widerstand-Kondensator-Filter (RC-Filter; RC = Resi­ stor-Capacitor) mit zwei schaltbaren Kondensatoren mit un­ terschiedlichen Werten. Das Hin- und Herschalten zwischen den beiden Kondensatoren liefert die beiden unterschiedli­ chen Phasenverschiebungen. Bei einem weiteren Ausführungs­ beispiel wird die Ausgabe des HF-Mischers durch eine Mehr­ zahl von kaskadierten Tiefpaß-RC-Filtern, eine Abtast/Hal­ te-Schaltung, einen Analog/Digital-Wandler und einen digita­ len Phasenschieber, der auf ein Taktsignal anspricht, gelei­ tet, um die beiden unterschiedlichen Phasenverschiebungen zu schaffen. Bei noch einem weiteren Ausführungsbeispiel wird ein zweiter HF-Mischer als der Phasenschieber verwendet.In one embodiment, the output phase shifter is a resistance-capacitor filter (RC filter; RC = Resi stor-Capacitor) with two switchable capacitors with un  different values. Switching back and forth between the two capacitors provides the two different Chen phase shifts. In another execution for example, the output of the HF mixer is a more number of cascaded low-pass RC filters, one sample / hal te circuit, an analog / digital converter and a digita len phase shifter, which responds to a clock signal, succeed tet to the two different phase shifts create. In yet another embodiment a second RF mixer is used as the phase shifter.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend bezugnehmend auf die beiliegenden Zeich­ nungen näher erläutert. Es zeigen:Preferred embodiments of the present invention are referred to below with reference to the attached drawing nations explained in more detail. Show it:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Frequenzumsetzungsschaltung eines Überlagerungsempfängers gemäß dem Stand der Technik. Fig. 1 is a block diagram of a frequency conversion circuit of a heterodyne receiver according to the prior art.

Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Quadratur-Modulators gemäß dem Stand der Technik. Fig. 2 is a block diagram of a quadrature modulator according to the prior art.

Fig. 3 ein Blockdiagramm eines Quadratur-Demodulators ge­ mäß dem Stand der Technik. Fig. 3 is a block diagram of a quadrature demodulator according to the prior art.

Fig. 4 ein Konzeptschaltbild einer HF-Mischerschaltung ge­ mäß der Erfindung. Fig. 4 is a conceptual diagram of an RF mixer circuit ge according to the invention.

Fig. 5 ein Blockdiagramm einer HF-Mischerschaltung, die einen Oszillator und einen Phasenschieber aufweist. Fig. 5 is a block diagram of an RF mixer circuit having an oscillator and a phase shifter.

Fig. 6 ein Blockdiagramm einer HF-Mischerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die einen getakteten Invertierer aufweist, der seriell zum Ausgang des Mischers gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel an­ geordnet ist. Fig. 6 is a block diagram of an RF mixer circuit according to the present invention, which has a clocked inverter, which is arranged in series with the output of the mixer according to a first embodiment.

Fig. 7 ein Blockdiagramm einer HF-Mischerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die einen getakteten Invertierer aufweist, der seriell zum Oszillator­ eingang des Mischers gemäß einem zweiten Ausfüh­ rungsbeispiel angeordnet ist. Fig. 7 is a block diagram of an RF mixer circuit according to the present invention, which has a clocked inverter which is arranged in series with the oscillator input of the mixer according to a second exemplary embodiment.

Fig. 8 ein Blockdiagramm einer HF-Mischerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die einen getakteten Invertierer aufweist, der seriell zum HF-Eingang des Mischers gemäß einem dritten Ausführungsbei­ spiel angeordnet ist. Fig. 8 is a block diagram of an RF mixer circuit according to the present invention, which has a clocked inverter which is arranged in series with the RF input of the mixer according to a third exemplary embodiment.

Fig. 9 ein konzeptionelles Diagramm einer HF-Mischerschal­ tung, die der von Fig. 4 ähnlich ist und ferner eine Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung aufweist. FIG. 9 is a conceptual diagram of an RF mixer circuit that is similar to that of FIG. 4 and further includes an operating cycle balancer.

Fig. 10 ein Zeitablaufdiagramm, das die Beziehung zwischen dem Taktsignal und dem Signal zeigt, das die Be­ triebszyklus-Abgleichvorrichtung, die in Fig. 9 ge­ zeigt ist, steuert. FIG. 10 is a timing chart showing the relationship between the clock signal and the signal that controls the operating cycle balancer shown in FIG. 9.

Fig. 11 ein Blockdiagramm eines Quadratur-Modulators, der eine HF-Mischerschaltung, die der von Fig. 5 ähn­ lich ist, aufweist. Fig. 11 is a block diagram of a quadrature modulator having an RF mixer circuit which is the Lich similarity of Fig. 5.

Fig. 12 ein Blockdiagramm eines Quadratur-Demodulators, der eine HF-Mischerschaltung, die der aus Fig. 5 ähn­ lich ist, aufweist. Fig. 12 is a block diagram of a quadrature demodulator having an RF mixer circuit which is the Lich similarity in FIG. 5.

Fig. 13 ein Blockdiagramm eines Frequenzumsetzers, der eine HF-Mischerschaltung, die der von Fig. 5 ähnlich ist, aufweist. Fig. 13 is a block diagram of a frequency converter having an RF mixer circuit which is similar to that of Fig. 5.

Fig. 14 ein Blockdiagramm eines Frequenzumsetzers, der dem aus Fig. 13 ähnlich ist, der jedoch einen HF-Mi­ scher mit einem getakteten Invertierer verwendet, wobei der Mischer dem Mischer ähnlich ist, der in Fig. 6 gezeigt ist. FIG. 14 is a block diagram of a frequency converter similar to that of FIG. 13 but using an RF mixer with a clocked inverter, the mixer being similar to the mixer shown in FIG. 6.

Fig. 15 ein Zeitablaufdiagramm der Taktsignale der Schal­ tung von Fig. 14. FIG. 15 is a timing chart of the clock signals of the circuit of FIG. 14.

Fig. 16 ein Blockdiagramm eines Frequenzumsetzers, der dem von Fig. 13 ähnlich ist, wobei das Diagramm in teilweise schematischer Form ein spezielles Ausfüh­ rungsbeispiels des Phasenschiebers darstellt. Fig. 16 is a block diagram of a frequency converter, which is similar to that of Fig. 13, the diagram in partially schematic form shows a specific embodiment of the phase shifter.

Fig. 17 ein Blockdiagramm eines Frequenzumsetzers, der dem aus Fig. 13 ähnlich ist, der jedoch eine zweite HF-Mischerschaltung als den Phasenschieber ver­ wendet. Fig. 17 is a block diagram of a frequency converter which is similar to that of Fig. 13, but which uses a second RF mixer circuit as the phase shifter.

Fig. 18 ein teilweise schematisches Diagramm einer Schal­ tung mit zwei angepaßten Filtern und einer digita­ len Verarbeitungsschaltung, die statt des Phasen­ schiebers, der in Fig. 13 verwendet wird, verwendet werden können. Fig. 18 is a partially schematic diagram of a circuit with two matched filters and a digital processing circuit that can be used instead of the phase shifter used in Fig. 13.

Fig. 19 ein teilweise schematisches Diagramm einer Schal­ tung mit einem geschalteten Tiefpaßfilter und einer digitalen Verarbeitungsschaltung, die statt des Phasenschiebers, der in Fig. 13 verwendet wird, verwendet werden können. Fig. 19 is a partially schematic diagram of a circuit with a switched low pass filter and a digital processing circuit which can be used instead of the phase shifter used in Fig. 13.

In den Zeichnungen ist die neuartige HF-Mischerschaltung ge­ zeigt, die das Herz eines Frequenzumsetzers, eines Quadra­ tur-Modulators und eines Quadratur-Demodulators bildet. Es existiert ein Bedarf nach einem monolithischen Frequenzum­ setzer für das Band bei 900 MHz, der ein Spiegelsignal un­ terdrücken kann, das 60 dB mehr Leistung als ein gewünschtes Signal aufweist. Ferner besteht ein Bedarf nach wirtschaft­ lichen monolithischen Quadratur-Modulatoren und Demodula­ toren, die in demselben Frequenzband arbeiten.In the drawings, the novel RF mixer circuit is ge shows the heart of a frequency converter, a Quadra tur modulator and a quadrature demodulator. It there is a need for a monolithic frequency setter for the band at 900 MHz, which un a mirror signal can suppress that 60 dB more power than a desired Signal. There is also a need for economy monolithic quadrature modulators and demodula  gates that work in the same frequency band.

Eine HF-Mischerschaltung weist folgende Merkmale auf: einen Oszillator, eine Taktsignalquelle und eine Wechselsignalein­ richtung, die durch das Taktsignal getrieben wird. Die We­ chselsignaleinrichtung steuert die Schaltung derart, daß die Ausgabe zwischen einem In-Phase-Ausgangssignal und einem Quadratur-Ausgangssignal schnell hin und her schaltet.An HF mixer circuit has the following features: Oscillator, a clock signal source and an alternating signal direction that is driven by the clock signal. The We Chselsignaleinrichtung controls the circuit so that the Output between an in-phase output signal and a Quadrature output signal switches back and forth quickly.

Die Wechselsignaleinrichtung besteht aus einem getakteten Invertierer, der seriell zu einem der Anschlüsse des Mi­ schers geschaltet ist.The alternating signal device consists of a clocked Inverter that connects to one of the Mi is switched.

Ein Frequenzumsetzer weist einen HF-Mischer nach Anspruch 1 in Kombination mit einem Ausgangs-Phasenschieber auf, der die Phase des HF-Ausgangssignals abwechselnd um 90° ver­ schiebt. Ein Quadratur-Modulator weist einen HF-Mischer nach Anspruch 1 und ein Quadratur-Schaltungselement auf, das ein erstes und ein zweites Informationssignal abwechselnd an den Mischereingang koppelt. Dazu ähnlich weist ein Quadratur-De­ modulator ein Quadratur-Schaltungselement und einen HF-Mi­ scher auf. Das Schaltungselement verbindet den Ausgang des HF-Mischers abwechselnd mit einem ersten und einem zweiten Tiefpaßfilter, wodurch wiederum das demodulierte erste und das demodulierte zweite Signal geliefert werden.A frequency converter has an RF mixer according to claim 1 in combination with an output phase shifter that the phase of the RF output signal alternately ver by 90 ° pushes. A quadrature modulator detects an RF mixer Claim 1 and a quadrature circuit element, the one first and a second information signal alternately to the Mixer input couples. A quadrature de shows similarly to this modulator a quadrature circuit element and an HF-Mi shear on. The circuit element connects the output of the HF mixer alternating with a first and a second Low pass filter, which in turn demodulates the first and the demodulated second signal can be supplied.

Die beschriebenen Schaltungen sind ohne weiteres für einen monolithischen Aufbau anpaßbar. Der HF-Mischer beseitigt jeden Bedarf nach präzise-angepaßten Mischern und präzise- angepaßten Verstärkern. Die Verwendung eines getakteten In­ vertierers eliminiert den Bedarf nach einer präzisen Phasen­ verschiebung des Oszillatorsignals. Ein Frequenzumsetzer mit einem HF-Mischer nach Anspruch 1 kann ein unerwünschtes Spiegelsignal unterdrücken, das um 60 dB stärker als ein ge­ wünschtes Signal ist.The circuits described are for one customizable monolithic structure. The HF mixer eliminated every need for precisely-adjusted mixers and precise- customized amplifiers. The use of a clocked in vertierers eliminates the need for precise phases shift of the oscillator signal. A frequency converter with an RF mixer according to claim 1 can be an undesirable Suppress mirror signal that is 60 dB stronger than a ge is the desired signal.

Bezugnehmend nun auf die Zeichnungen ist eine HF-Mischer­ schaltung in Fig. 4 konzeptionell gezeigt. Die Schaltung empfängt ein Eingangssignal an einem Eingang 101 und liefert ein HF-Ausgangssignal an einem Ausgang 103. Die Schaltung umfaßt einen Mischer 105 mit einem HF-Eingang 104, einem Oszillatoreingang 109 und einem Ausgang 111. Ein Oszillator 113 liefert ein Oszillatorsignal. Eine Taktsignalquelle 115 liefert ein Schaltungssignal. Eine Wechselsignaleinrichtung 117 spricht auf das Schaltungssignal an, um zu bewirken, daß das HF-Ausgangssignal zwischen einem In-Phase-Ausgangssignal und einem Quadratur-Ausgangssignal wechselt. Das In-Phase- Ausgangssignal ist das Ausgangssignal, welches der Mischer liefern würde, wenn das Eingangssignal an den HF-Eingang und das Oszillatorsignal an den Oszillatoreingang angelegt wer­ den würde. Das Quadratur-Ausgangssignal ist das Ausgangssi­ gnal, welches der Mischer liefern würde, wenn das Eingangs­ signal an den HF-Eingang geliefert werden würde, und wenn das Oszillatorsignal um 90° phasenverschoben und dann an den Oszillatoreingang angelegt werden würde.Referring now to the drawings, an RF mixer circuit is conceptually shown in FIG. 4. The circuit receives an input signal at an input 101 and provides an RF output signal at an output 103 . The circuit comprises a mixer 105 with an RF input 104 , an oscillator input 109 and an output 111 . An oscillator 113 supplies an oscillator signal. A clock signal source 115 provides a circuit signal. Alternating signal means 117 is responsive to the circuit signal to cause the RF output signal to alternate between an in-phase output signal and a quadrature output signal. The in-phase output signal is the output signal that the mixer would deliver if the input signal were applied to the RF input and the oscillator signal to the oscillator input. The quadrature output signal is the output signal that the mixer would provide if the input signal were supplied to the RF input and if the oscillator signal were phase shifted by 90 ° and then applied to the oscillator input.

Das Taktsignal wird ferner von externen Komponenten verwen­ det, wie es nachfolgend beschrieben wird, wobei dasselbe für diesen Zweck an ein Taktsignalausgang 119 geliefert wird.The clock signal is also used by external components as described below, for which purpose it is provided to a clock signal output 119 .

Fig. 5 stellt ein Beispiel einer HF-Mischerschaltung dar, die jedoch nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist. Deren Erläuterung erfolgt jedoch, zum Verständnis der nach­ folgenden Beschreibung der Modulatoren, Demodulatoren und Frequenzumsetzer. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist das Eingangssignal an dem Eingang 101 an ein HF-Eingang 121 eines Mischers 123 angelegt. Das HF-Mischer-Ausgangssignal an dem Ausgang 103 wird durch ein Ausgang 125 des Mischers 123 geliefert. Ein Oszillator 127 liefert ein Oszillatorsi­ gnal. Eine Taktsignalquelle 129 liefert ein Taktsignal. Eine Wechselsignaleinrichtung 131 ist als ein Phasenschieber 133 und ein Schaltungselement 135 realisiert. Der Phasenschieber 133 verschiebt die Phase des Oszillatorsignals um 90°, um ein phasenverschobenes Oszillatorsignal zu liefern. Das Schaltungselement 135 spricht auf das Taktsignal an, um das Oszillatorsignal und das phasenverschobene Oszillatorsignal abwechselnd an ein Oszillatoreingang 137 des Mischers 123 zu koppeln. Fig. 5 shows an example of an RF mixer circuit, which, however, is not the subject of the present invention. However, they are explained in order to understand the modulators, demodulators and frequency converters described below. In this exemplary embodiment, the input signal at input 101 is applied to an RF input 121 of a mixer 123 . The RF mixer output signal at output 103 is provided by an output 125 of mixer 123 . An oscillator 127 provides an oscillator signal. A clock signal source 129 supplies a clock signal. An alternating signal device 131 is implemented as a phase shifter 133 and a circuit element 135 . The phase shifter 133 shifts the phase of the oscillator signal by 90 ° to provide a phase-shifted oscillator signal. Circuit element 135 is responsive to the clock signal to alternately couple the oscillator signal and the phase-shifted oscillator signal to an oscillator input 137 of mixer 123 .

Das Schaltungselement 135 ist aus Darstellungsgründen als ein mechanischer Schaltungskontakt gezeigt. Es ist jedoch offensichtlich, daß ein Schaltungstransistor oder ein be­ stimmtes anderes elektronisches Schaltungselement einer Art, die Fachleuten bekannt ist, normalerweise verwendet wird, und daß bei diesem und bei weiteren Ausführungsbeispielen, die hierin beschrieben sind, kein mechanischer Schalter ver­ wendet wird.Circuit element 135 is shown as a mechanical circuit contact for purposes of illustration. However, it is apparent that a circuit transistor or other electronic circuit element of a type known to those skilled in the art is normally used, and that no mechanical switch is used in this and other embodiments described herein.

Der Phasenschieber 133 ist als ein von dem Oszillator 127 getrenntes Element gezeigt. Tatsächlich können hier zwei Phasenschieber vorhanden sein, z. B. einer der eine Phasen­ verschiebung von +45° und einer, der eine Phasenverschiebung von -45° einführt, damit der Nettoeffekt vorhanden ist, daß zwei Oszillatorsignale geliefert werden, die eine Phasendif­ ferenz von 90° zwischen sich aufweisen. Der Phasenschieber und der Oszillator können in einer einzigen Quadraturoszil­ latorschaltung kombiniert werden, die zwei Signale derselben Frequenz, jedoch mit einer Phasendifferenz von 90° liefert.Phase shifter 133 is shown as a separate element from oscillator 127 . In fact, there may be two phase shifters here, e.g. B. one of a phase shift of + 45 ° and one that introduces a phase shift of -45 °, so that the net effect is that two oscillator signals are supplied, which have a phase difference of 90 ° between them. The phase shifter and the oscillator can be combined in a single quadrature oscillator circuit, which delivers two signals of the same frequency but with a phase difference of 90 °.

Die Phasendifferenz zwischen den beiden Oszillatorsignalen muß genau gesteuert werden. Bei einigen Anwendungen darf diese Phasendifferenz um nicht mehr als ein Milliradian von 90° abweichen. Diese Anforderung kann jedoch vermieden werden, indem ein getakteter Invertierer als die Wechselsi­ gnaleinrichtung verwendet wird. Dies beseitigt den Bedarf nach zwei Oszillatorsignalen. Der getaktete Invertierer, welcher seriell mit einem der Mischeranschlüsse verbunden ist, ist einem synchronen Gleichrichter derart ähnlich, daß er ein Eingangssignal gemäß einem Taktsignal entweder in­ vertiert oder nicht invertiert. Bei einem synchronen Gleich­ richter weist das Taktsignal die gleiche Phase und Frequenz wie das Eingangssignal auf, was in einer Ausgabe resultiert, die eine Folge von Halbwellen ist, die alle dieselbe Polarität aufweisen. Die Ausgabe besitzt eine DC- Komponente, was der Grund ist, daß das Bauelement ein "Gleichrichter" genannt wird. Im Gegensatz dazu weist bei einem getakteten Invertierer, wie er bei dem HF-Mischer nach Anspruch 1 verwendet wird, das Taktsignal nicht die gleiche Phase und Frequenz wie das Eingangssignal auf, wodurch keine DC-Komponente in der Ausgabe vorhanden ist.The phase difference between the two oscillator signals must be controlled precisely. In some applications this phase difference by no more than a milliradian of Deviate 90 °. However, this requirement can be avoided by using a clocked inverter than the alternating gnaleinrichtung is used. This eliminates the need after two oscillator signals. The clocked inverter, which is connected in series with one of the mixer connections is so similar to a synchronous rectifier that he an input signal according to a clock signal either in verted or not inverted. With a synchronous match the clock signal has the same phase and frequency like the input signal on what results in an output which is a sequence of half waves, all of them  have the same polarity. The output has a DC Component, which is the reason that the component is a "Rectifier" is called. In contrast, a clocked inverter, as in the case of the HF mixer Claim 1 is used, the clock signal is not the same Phase and frequency like the input signal, which means none DC component is present in the output.

Ein Ausführungsbeispiel eines HF-Mischers, der einen ge­ takteten Invertierer verwendet, ist in Fig. 6 gezeigt. Ein Eingangssignal ist an ein HF-Eingang 139 eines Mischers 141 angelegt. Ein Oszillatorsignal, das von einem Oszillator 143 geliefert wird, ist an ein Oszillatoreingang 145 des Mi­ schers 141 angelegt. Ein getakteter Invertierer 147 weist ein Eingang 149 auf, das mit einem Ausgang 151 des Mischers 141 verbunden ist. Eine Taktsignalquelle 153 liefert durch einen 2 : 1-Frequenzteiler 154 und einen Eingang 155 ein Schaltungssignal zu dem getakteten Invertierer 147. Ein HF- Mischer-Ausgangssignal wird zu einem Ausgang 157 des getak­ teten Invertierers geliefert. Wie nachfolgend detaillierter beschrieben wird, unterscheidet sich die Frequenz des Oszil­ lators bei diesem Ausführungsbeispiel von der Frequenz f_LO des Oszillators des Ausführungsbeispiels von Fig. 5 um die Hälfte der Taktfrequenz f_C.An embodiment of an RF mixer using a clocked inverter is shown in FIG. 6. An input signal is applied to an RF input 139 of a mixer 141 . An oscillator signal, which is supplied by an oscillator 143 , is applied to an oscillator input 145 of the mixer 141 . A clocked inverter 147 has an input 149 which is connected to an output 151 of the mixer 141 . A clock signal source 153 supplies a circuit signal to the clocked inverter 147 through a 2: 1 frequency divider 154 and an input 155 . An RF mixer output signal is provided to an output 157 of the clocked inverter. As will be described in more detail below, the frequency of the oscillator in this embodiment differs from the frequency f _{LO of} the oscillator in the embodiment of FIG. 5 by half the clock frequency f _C.

Der getaktete Invertierer kann seriell statt mit dem Ausgang mit einem der Eingang des Mischers verbunden sein. Dies ist in den Fig. 7 und 8 gezeigt. Fig. 7 zeigt ein Ausführungs­ beispiel, bei dem ein getakteter Invertierer 159 zwischen einen Oszillator 161 und ein Oszillatoreingang 163 eines Mi­ schers 165 geschaltet ist. Das Eingangssignal an dem An­ schluß 101 wird an ein HF-Eingang 167 des Mischers angelegt, wobei das HF-Mischer-Ausgangssignal zu einem Mischerausgang 169 geliefert wird. Der getaktete Invertierer empfängt durch einen 2 : 1-Frequenzteiler 172 ein Taktsignal von einer Quelle 171.The clocked inverter can be connected in series to one of the inputs of the mixer instead of the output. This is shown in Figs. 7 and 8. Fig. 7 shows an embodiment example in which a clocked inverter 159 is connected between an oscillator 161 and an oscillator input 163 of a mixer 165 . The input signal at the terminal 101 is applied to an RF input 167 of the mixer, the RF mixer output signal being supplied to a mixer output 169 . The clocked inverter receives a clock signal from a source 171 through a 2: 1 frequency divider 172 .

Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem ein getakteter Invertierer 173 zwischen das Eingangssignal an dem Eingang 101 und ein HF-Eingang 175 eines Mischers 177 geschaltet ist. Ein Oszillatorsignal, das durch einen Oszillator 179 geliefert wird, ist an ein Oszillatoreingang 181 des Mi­ schers 177 angelegt, wobei das HF-Mischer-Ausgangssignal zu einem Mischerausgang 183 geliefert wird. Der getaktete In­ vertierer empfängt durch einen 2 : 1-Frequenzteiler 186 ein Taktsignal von einer Quelle 185. Fig. 8 shows an embodiment in which a clocked inverter of a mixer is connected between 177,173 the input signal at the input 101 and an RF input 175th An oscillator signal provided by an oscillator 179 is applied to an oscillator input 181 of the mixer 177 , and the RF mixer output signal is supplied to a mixer output 183 . The clocked inverter receives a clock signal from a source 185 through a 2: 1 frequency divider 186 .

Die Frequenz der Oszillatoren 161 und 179 unterscheiden sich genauso wie die Frequenz des Oszillators 143 von der Fre­ quenz f_LO um die Hälfte der Schaltungsfrequenz f_C.The frequency of the oscillators 161 and 179 , like the frequency of the oscillator 143, differ from the frequency f _LO by half the circuit frequency f _C.

Die Verwendung eines getakteten Invertierers liefert neben dem Beseitigen des Bedarfs nach einer Präzisionsphasenver­ schiebung des Oszillatorsignals einen weiteren Vorteil. Eine beliebige Leistung, die von dem Oszillator zurück zum Mi­ schereingang austreten könnte, wird auf einer Frequenz sein, die sich von dem Bereich der gewünschten Eingangsfrequenzen stark unterscheidet, selbst wenn die erste Zwischenfrequenz niedrig ist. Somit besteht ein kleineres Risiko, daß eine derartig austretende Leistung den gewünschten Betrieb der Schaltung oder weiterer ähnlicher Empfänger, die in der Nähe angeordnet sind, stört.The use of a clocked inverter also provides eliminating the need for a precision phase ver shifting the oscillator signal another advantage. A  any power from the oscillator back to the Mi shear input will be on a frequency that differ from the range of the desired input frequencies differs greatly even if the first intermediate frequency is low. There is therefore a smaller risk that a such emerging performance the desired operation of the Circuit or other similar receiver that is nearby are arranged, disturbs.

Jedes dieser beschriebenen Ausführungsbeispiele liefert ein Ausgangssignal, das zwischen einem In-Phase-Signal und einem Quadratur-Signal schnell hin und her schaltet. Es kann vor­ kommen, daß eines dieser Signale für einen etwas längeren Abschnitt jedes Schaltungszyklus als das andere geliefert wird. Bei einigen Anwendungen ist dies nicht erwünscht. Eine HF-Mischer-Schaltung, die eine Betriebszyklus-Abgleich­ vorrichtung aufweist, um dieses Problem zu korrigieren, ist in Fig. 9 konzeptionell gezeigt. Diese Ansicht ist der von Fig. 4 ähnlich, wobei zweckmäßigerweise den Komponenten, die in beiden Ansichten ähnlich sind, dieselben Bezugszeichen gegeben wurde, und wobei dieselben nicht weiter diskutiert werden.Each of the described embodiments provides an output signal that quickly switches between an in-phase signal and a quadrature signal. It may happen that one of these signals is provided for a slightly longer section of each circuit cycle than the other. In some applications this is not desirable. An RF mixer circuit having an operating cycle balancer to correct this problem is conceptually shown in FIG. 9. This view is similar to that of FIG. 4, where the components that are similar in both views are expediently given the same reference numerals and are not discussed further.

Die Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung umfaßt eine Betriebs­ zyklus-Signalquelle 187, die ein Betriebszyklus-Steuerungs­ signal mit einer Frequenz liefert, die ein gerades Vielfa­ ches des Taktsignals ist, und ein Betriebszyklus-Schaltungs­ element 189, das auf das Betriebszyklus-Steuerungssignal an­ spricht, um das In-Phase-Ausgangssignal und das Quadratur- Ausgangssignal für gleiche Zeitdauern abwechselnd freizu­ geben. Der Zeitablauf der Ausgangssignale und des Betriebs­ zyklus-Steuerungssignals für den Fall, bei dem die Frequenz des Betriebszyklus-Signals doppelt so groß wie die des Takt­ signals ist, ist in Fig. 10 dargestellt. Das Vorhandensein des Signals an dem Ausgang 111 ist durch einen hohen logi­ schen Pegel der unteren Spur 191 dargestellt, wobei die An­ wesenheit des Quadratur-Signals an dem Ausgang 111 durch einen hohen logischen Pegel der mittleren Spur 193 gezeigt ist. Das Betriebszyklus-Schaltungselement 189 befindet sich nur dann in einem leitenden Zustand, wenn sich das Betriebs­ zyklus-Steuerungssignal auf einem hohen logischen Pegel be­ findet. Das Betriebszyklus-Steuerungssignal, das als die obere Spur 195 gezeigt ist, ist während eines Zeitabschnitts hoch, in dem das In-Phase-Signal und das Quadratur-Signal an dem Ausgang 103 geliefert werden sollen. Solange jedes die­ ser Ausgangssignale für mindestens die Zeitdauer, während sich das Betriebszyklus-Schaltungselement in einem leitenden Zustand befindet, vorhanden ist, wird jedes Ausgangssignal an dem Ausgang genauso lang wie das andere vorhanden sein.The duty cycle balancer includes an duty cycle signal source 187 that provides a duty cycle control signal at a frequency that is an even multiple of the clock signal, and a duty cycle circuit element 189 responsive to the duty cycle control signal to release the in-phase output signal and the quadrature output signal alternately for the same time periods. The timing of the output signals and the operation cycle control signal in the case where the frequency of the operation cycle signal is twice as large as that of the clock signal is shown in Fig. 10. The presence of the signal at the output 111 is represented by a high logic level of the lower track 191 , the presence of the quadrature signal at the output 111 being shown by a high logic level of the middle track 193 . The duty cycle circuit element 189 is in a conductive state only when the duty cycle control signal is at a high logic level. The duty cycle control signal, shown as the upper trace 195 , is high during a period in which the in-phase signal and the quadrature signal are to be provided at the output 103 . As long as each of these output signals is present for at least the length of time that the duty cycle circuit element is in a conductive state, each output signal will be present at the output for as long as the other.

Zwecks der Darstellung sind die Taktsignalquelle 115 und die Betriebszyklussignalquelle 187 als getrennte Signalgenera­ toren gezeigt. Wenn bei einer tatsächlichen Implementation zwei getrennte Generatoren verwendet werden, sollten sie synchronisiert sein, wie es durch eine gestrichelte Linie dargestellt ist, die sich in Fig. 9 zwischen den beiden Si­ gnalgeneratoren erstreckt. Natürlich kann ein einzelner Os­ zillator, der mit einer geeigneten Frequenzteilungsschaltung ausgerüstet ist, als die Quelle beider Signale dienen.For the purpose of illustration, the clock signal source 115 and the operating cycle signal source 187 are shown as separate signal generators. If two separate generators are used in an actual implementation, they should be synchronized, as shown by a dashed line extending between the two signal generators in FIG. 9. Of course, a single oscillator equipped with a suitable frequency dividing circuit can serve as the source of both signals.

Ein Quadratur-Modulator, der eine HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 verwendet, ist in Fig. 11 gezeigt. Der Modulator umfaßt ein Quadratur-Schaltungselement 199 und eine HF-Mi­ scherschaltung, der Art, die vorher beschrieben und darge­ stellt wurde. Der dargestellte Modulator umfaßt einen HF-Mi­ scher, der dem aus Fig. 5 ähnlich ist, in Kombination mit einer Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung, die der aus Fig. 9 ähnlich ist, wobei es jedoch offensichtlich ist, daß auch einer der erfindungsgemäßen HF-Mischer (Fig. 6) statt des dargestellten Mischers verwendet werden könnte, und daß die Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung weggelassen werden könnte, wenn es erwünscht ist. Zweckmäßigerweise besitzen die Komponenten in Fig. 11, die den Komponenten der Fig. 5 und 9 ähnlich sind, die gleichen Bezugszeichen und dieselben werden nachfolgend nicht mehr beschrieben, es sei denn, daß es nötig ist. A quadrature modulator using an RF mixer circuit according to claim 1 is shown in FIG . The modulator includes a quadrature circuit element 199 and an RF mixer circuit, of the type previously described and illustrated. The modulator shown includes an RF mixer similar to that of FIG. 5 in combination with an operating cycle balancer similar to that of FIG. 9, but it is apparent that one of the RF mixers of the present invention is also apparent ( Fig. 6) could be used in place of the mixer shown and that the duty cycle adjuster could be omitted if desired. Conveniently, the components in FIG. 11 that are similar to the components of FIGS. 5 and 9 have the same reference numerals and the same will not be described in the following unless it is necessary.

Das Quadratur-Schaltungselement 199 liefert unter der Steue­ rung des Taktsignals, das von der Taktsignalquelle 129 ge­ liefert wird, ein Eingangssignal zu dem HF-Eingang 121 des Mischers 123. Das Schaltungselement 199 wechselt zwischen einem ersten Eingangssignal f₁(t) und einem zweiten Ein­ gangssignal f₂(t) hin und her. Zum selben Zeitpunkt wird das Oszillatorsignal, das an den Eingang 137 des Mischers ange­ legt ist, zwischen zwei Signalen mit der gleichen Frequenz, jedoch einem Phasenunterschied von 90°, hin und her geschal­ tet. Während diesen Zeiten, zu denen das Schaltungselement 199 das erste Signal f₁(t) an den Mischer koppelt, empfängt der Mischer das Oszillatorsignal ohne Phasenverschiebung und liefert an seinem Ausgang das In-Phase-Signal, d. h. ein Si­ gnal mit einer Oszillatorfrequenz, wie sie durch den Oszil­ lator geliefert wird, und das mit dem ersten Eingangssignal f₁(t) moduliert ist. Während der Zeiten, zu denen das Schal­ tungselement 199 das zweite Signal f₂(t) an den Mischer kop­ pelt, empfängt der Mischer das Oszillatorsignal mit einer 90°-Phasenverschiebung und liefert an seinem Ausgang das Quadratur-Signal, d. h. ein Signal mit einer Oszillatorfre­ quenz, wie sie von dem Oszillator geliefert wird, und das mit dem zweiten Eingangssignal f₂(t) moduliert ist. Die Mi­ scherausgabe wird, nachdem sie durch die Betriebszyklus-Ab­ gleichvorrichtung gelangt ist, durch ein Bandpaßfilter 201 gefiltert, um das Quadratur-Ausgangssignal zu liefern, das mit beiden Eingangssignalen moduliert ist.The quadrature circuit element 199 supplies an input signal to the RF input 121 of the mixer 123 under the control of the clock signal provided by the clock signal source 129 . The circuit element 199 alternates between a first input signal f ₁ (t) and a second input signal f ₂ (t). At the same time, the oscillator signal, which is applied to the input 137 of the mixer, is switched between two signals with the same frequency, but a phase difference of 90 °, back and forth. During these times when the circuit element 199 couples the first signal f ₁ (t) to the mixer, the mixer receives the oscillator signal without a phase shift and delivers at its output the in-phase signal, ie a signal with an oscillator frequency, such as it is supplied by the oscillator, and which is modulated with the first input signal f ₁ (t). During the times when the switching element 199 couples the second signal f ₂ (t) to the mixer, the mixer receives the oscillator signal with a 90 ° phase shift and delivers at its output the quadrature signal, ie a signal with a Oszillatorfre frequency, as supplied by the oscillator, and which is modulated with the second input signal f ₂ (t). The mixer output, after passing through the duty cycle adjuster, is filtered by a bandpass filter 201 to provide the quadrature output signal, which is modulated with both input signals.

Ein Quadratur-Demodulator, der eine HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 verwendet, ist in Fig. 12 gezeigt. Der Demodula­ tor weist ein Quadratur-Schaltungselement 203 in Kombination mit einer HF-Mischerschaltung der Art, die vorher beschrie­ ben und dargestellt wurde, und ein Paar von Filtern 205 und 207 auf. Der dargestellte Demodulator umfaßt einen HF-Mi­ scher, der dem von Fig. 5 ähnlich ist, es ist jedoch offen­ sichtlich, daß einer der anderen HF-Mischer statt des ver­ wendeten verwendet werden könnte, und daß eine Betriebszyk­ lus-Abgleichvorrichtung vorgesehen sein kann, wenn es erwün­ scht ist. Zweckmäßigerweise besitzen die Komponenten in Fig. 12, die den Komponenten in Fig. 5 ähnlich sind, dieselben Bezugszeichen, wobei diese nachfolgend nicht weiter be­ schrieben werden, es sei denn, daß es nötig ist.A quadrature demodulator using an RF mixer circuit according to claim 1 is shown in FIG . The demodulator includes a quadrature circuit element 203 in combination with an RF mixer circuit of the type previously described and illustrated, and a pair of filters 205 and 207 . The demodulator shown includes an RF mixer that is similar to that of FIG. 5, but it is apparent that one of the other RF mixers could be used in place of the one used, and that an operating cycle balancer may be provided if you want it. Conveniently, the components in Fig. 12, which are similar to the components in Fig. 5, have the same reference numerals, which will not be described below, unless it is necessary.

Das Quadratur-Schaltungselement 203 koppelt unter der Steue­ rung des Taktsignals den Mischerausgang abwechselnd mit dem ersten Tiefpaßfilter 205 und dem zweiten Tiefpaßfilter 207. Während der Zeiten, zu denen das Schaltungselement den Aus­ gang mit dem ersten Tiefpaßfilter koppelt, empfängt der Mi­ scher das Oszillatorsignal ohne Phasenverschiebung und demo­ duliert das Eingangssignal, um den In-Phase-Anteil zu liefern. Während der Zeiten, zu denen das Schaltungselement den Ausgang mit dem zweiten Tiefpaßfilter koppelt, empfängt der Mischer das Oszillatorsignal mit einer 90°-Phasen­ verschiebung und demoduliert das Eingangssignal, um den Quadratur-Anteil zu liefern. Die Tiefpaßfilter glätten die geschalteten Eingaben, die sie empfangen, um das erste bzw. zweite Signal an dem jeweiligen Filterausgang zu liefern.The quadrature circuit element 203 coupled with the Steue tion of the clock signal the mixer output alternately to the first low-pass filter 205 and the second low-pass filter 207th During the times when the circuit element couples the output to the first low-pass filter, the mixer receives the oscillator signal without phase shift and demodulates the input signal to provide the in-phase component. During the times when the circuit element couples the output to the second low pass filter, the mixer receives the oscillator signal with a 90 ° phase shift and demodulates the input signal to provide the quadrature component. The low pass filters smooth the switched inputs they receive to provide the first and second signals at the respective filter outputs.

Falls das erste und das zweite Signal keine Gleichstromkom­ ponente enthalten, können die Filter 205 und 207 auch als Bandpaßfilter ausgelegt werden, deren Frequenzbereich, im Unterschied zu Tiefpaßfiltern, nicht bis Gleichstrom reicht. Die Filter führen jedoch in beiden Fällen die Glättungs­ funktion durch, um das demodulierte erste und das demodu­ lierte zweite Signal zu liefern.If the first and second signals do not contain a DC component, the filters 205 and 207 can also be designed as bandpass filters whose frequency range, in contrast to low-pass filters, does not extend to DC. In both cases, however, the filters perform the smoothing function in order to deliver the demodulated first and demodulated second signals.

Die Verwendung eines getakteten Invertierers statt des Schaltens zwischen den beiden Oszillatoren, die genau 90° phasenverschoben sein müssen, beseitigt den Bedarf nach der genauen Phasensteuerung des Oszillatorsignals und nach der Genauigkeit, die von dem Schaltungselement benötigt wird. Die Verwendung des getakteten Invertierers macht es erfor­ derlich, daß die Oszillatorfrequenz f_LO um einen Betrag, der der Hälfte der Schaltungsfrequenz f_C entspricht, entweder nach oben oder nach unten verschoben wird. Der Phasenzeiger dieser verschobenen Oszillatorfrequenz rotiert relativ zum Phasenzeiger der ursprünglichen Oszillatorfrequenz f_LO um 180° pro ganzem Zyklus des Schaltungssignals f_C. Es werden vier aufeinanderfolgende halbe Zyklen (d. h. zwei aufeinan­ derfolgende Zyklen) des Schaltungssignals betrachtet. Die durchschnittliche Phasendifferenz zwischen dem verschobenen und dem ursprünglichen Oszillatorsignal wird bei jedem der vier halben Zyklen um 90° inkrementiert. Durch Zuweisen eines beliebigen Referenzrahmens können den vier Durch­ schnittswerten die Werte 0°, 90°, 180° und 270° zugewiesen werden. Das Steuern des getakteten Invertierers mit einem Signal, das die halbe Frequenz des Schaltungssignals auf­ weist, invertiert bzw. invertiert nicht abwechselnd die Po­ larität des verschobenen Oszillatorsignals, derart, daß je­ der der beiden Zustände (der invertierte Zustand und der nicht invertierte Zustand) einen vollen Zyklus des Taktsi­ gnals dauert. Aufgrund der Polaritätsinversion (der 180°- Phasenverschiebung) während jedes zweiten Zyklus des Taktsi­ gnals wird die 180°-Durchschnittsphasenverschiebung um wei­ tere 180° verschoben, was in einer Netto-Durchschnittspha­ senverschiebung von 0° resultiert. Auf ähnliche Weise wird die durchschnittliche Phasenverschiebung von 270° um zusätz­ liche 180° phasenverschoben, was in einer durchschnittlichen Netto-Phasenverschiebung von 270° + 180° = 90° resultiert. Somit beträgt die durchschnittliche Phasenverschiebung zwi­ schen der verschobenen und der ursprünglichen Oszillatorfre­ quenz während vier aufeinanderfolgender halber Zyklen des Schaltungssignals f_C 0°, 90°, 0° und 90°.The use of a clocked inverter instead of switching between the two oscillators, which must be exactly 90 ° out of phase, eliminates the need for precise phase control of the oscillator signal and for the accuracy required by the circuit element. The use of the clocked inverter makes it necessary that the oscillator frequency f _LO is shifted either up or down by an amount which corresponds to half the switching frequency f _C. The phase pointer of this shifted oscillator frequency rotates relative to the phase pointer of the original oscillator frequency f _LO by 180 ° per complete cycle of the circuit signal f _C. Four consecutive half cycles (ie, two consecutive cycles) of the circuit signal are considered. The average phase difference between the shifted and the original oscillator signal is incremented by 90 ° in each of the four half cycles. By assigning any reference frame, the four average values can be assigned the values 0 °, 90 °, 180 ° and 270 °. Controlling the clocked inverter with a signal having half the frequency of the circuit signal does not alternately invert or invert the polarity of the shifted oscillator signal, such that each of the two states (the inverted state and the non-inverted state) has one full cycle of the clock signal. Due to the polarity inversion (the 180 ° phase shift) during every other cycle of the clock signal, the 180 ° average phase shift is shifted by a further 180 °, resulting in a net average phase shift of 0 °. Similarly, the average 270 ° phase shift is phase shifted by an additional 180 °, resulting in an average net phase shift of 270 ° + 180 ° = 90 °. Thus, the average phase shift between the shifted and the original oscillator frequency during four consecutive half cycles of the circuit signal f _{C is} 0 °, 90 °, 0 ° and 90 °.

Zusammengefaßt ersetzt der getaktete Invertierer das Schal­ tungselement, das zwischen zwei Oszillatorsignalen hin und her schaltet, die zueinander 90° phasenverschoben sind, durch ein Abwechseln von Phasenwinkeln, von denen jeder wäh­ rend jedes halben Zyklus über 90° wobbelt, was eine durch­ schnittliche Phasendifferenz von 90° ergibt. Vorausgesetzt, daß eine nachfolgende Schaltung, wie z. B. ein Bandpaß- oder Tiefpaßfilter, die Eigenschaft besitzt, einen Durchschnitts­ wert seiner Eingabe in einer Durchschnittszeit zu bilden, die wesentlich länger als die Periode des Taktsignals f_C ist, ist das Ergebnis der Verwendung des getakteten Inver­ tierers zu dem Ergebnis des Hin- und Herschaltens zwischen zwei Oszillatoren die zueinander 90° phasenverschoben sind, vollständig äquivalent.In summary, the clocked inverter replaces the circuit element that switches back and forth between two oscillator signals that are 90 ° out of phase with one another by an alternation of phase angles, each of which wobbles over 90 ° during every half cycle, which means an average phase difference of 90 ° results. Provided that a subsequent circuit, such as. B. a bandpass or low-pass filter, which has the property of forming an average value of its input in an average time that is significantly longer than the period of the clock signal f _C , is the result of using the clocked inverter to the result of the and switching between two oscillators which are 90 ° out of phase with one another is completely equivalent.

Ein Spiegelunterdrückungs-Frequenzumsetzer ist in Fig. 13 gezeigt. Dieser Umsetzer umfaßt einen HF-Mischer, der dem aus Fig. 5 ähnlich ist, in Verbindung mit einer Betriebs­ zyklus-Abgleichvorrichtung, die der aus Fig. 9 ähnlich ist, es ist jedoch offensichtlich, daß einer der anderen HF-Mi­ scher statt des verwendeten Mischers verwendet werden kön­ nte, und daß die Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung wegge­ lassen werden könnte, falls es gewünscht wird. Zweckmäßiger­ weise besitzen die Komponenten in Fig. 13, die den Kompo­ nenten in Fig. 5 und 9 ähnlich sind, dieselben Bezugszeichen und dieselben werden nicht weiter diskutiert, es sei denn, daß es notwendig ist.A mirror rejection frequency converter is shown in FIG. 13. This converter includes an RF mixer similar to that of FIG. 5 in conjunction with an operating cycle balancer similar to that of FIG. 9, but it is apparent that one of the other RF mixers instead of the mixer used and that the duty cycle balancer could be omitted if desired. Conveniently, the components in Fig. 13 which are similar to the components in Figs. 5 and 9 have the same reference numerals and the same will not be discussed further unless necessary.

Zusätzlich zum HF-Mischer umfaßt der Freguenzumsetzer einen Ausgangsphasenschieber 209 und ein Bandpaßfilter 211. Der Ausgangsphasenschieber 209 empfängt die HF-Mischerausgabe von dem Anschluß 103 und verschiebt als Reaktion auf das Taktsignal abwechselnd die Phase des HF-Mischer-Ausgangssi­ gnals um einen ersten und um einen zweiten Betrag, die sich um 90° unterscheiden. Das Bandpaßfilter empfängt das Phasen­ schieberausgangssignal von einem Phasenschieberausgang 213 und liefert wiederum das gewünschte Frequenz-verschobene Signal.In addition to the RF mixer, the frequency converter includes an output phase shifter 209 and a bandpass filter 211 . The output phase shifter 209 receives the RF mixer output from the terminal 103 and, in response to the clock signal, alternately shifts the phase of the RF mixer output signals by a first and a second amount, which differ by 90 °. The bandpass filter receives the phase shifter output signal from a phase shifter output 213 and in turn provides the desired frequency shifted signal.

Der Betrieb des Frequenzumsetzers, wie er in Fig. 13 gezeigt ist, kann mit dem Frequenzumsetzer gemäß dem Stand der Tech­ nik, der in Fig. 1 gezeigt ist, verglichen werden. Bei der Schaltung von Fig. 1 werden sowohl das nicht-phasenverscho­ bene als auch das phasenverschobene Oszillatorsignal durch­ gehend mit dem Eingangssignal in ihren jeweiligen Mischern 11 und 13 gemischt, während in der Schaltung von Fig. 13 der einzelne Mischer zwischen dem nicht-phasenverschobenen und dem phasenverschobenen Oszillatorsignal abwechselt. In Fig. 1 ist der Phasenschieber 21 immer auf die Ausgabe des Mi­ schers 13 aktiv, während in Fig. 13 der Ausgangsphasenschie­ ber 209 zusammen mit dem Schalten des Oszillator-Phasen­ schiebers hin und her schaltet. Die Summiererfunktion in Fig. 1 wird durch den Summierer 19 durchgeführt. In Fig. 13 wird diese Funktion durch das Bandpaßfilter 211 inhärent durchgeführt, welches einen Durchschnittswert der beiden Si­ gnale bildet, die ihm abwechselnd geliefert werden. Die Schaltungsfrequenz sollte wesentlich höher als die Bandbrei­ te des Bandpaßfilters 120 sein, um sicherzustellen, daß das Bandpaßfilter einen geglätteten Durchschnittswert der ab­ wechselnden Signale bildet. Die Elimination von parallelen Signalwegen, parallelen Mischern und einem Summierer mit parallelen Eingaben beseitigt jedes Problem bezüglich einer Unsymmetrie in diesen Komponenten und verbessert daher ent­ scheidend die Spiegelunterdrückungsfähigkeit der Schaltung.The operation of the frequency converter as shown in FIG. 13 can be compared with the frequency converter according to the prior art shown in FIG. 1. In the circuit of FIG. 1, both the non-phase-shifted and the phase-shifted oscillator signal are continuously mixed with the input signal in their respective mixers 11 and 13 , while in the circuit of FIG. 13, the single mixer between the non-phase-shifted and alternates the phase-shifted oscillator signal. In Fig. 1, the phase shifter 21 is always active on the output of the Mi shear 13 , while in Fig. 13 the output phase shifter over 209 together with the switching of the oscillator phase shifter switches back and forth. The summer function in FIG. 1 is performed by summer 19 . In Fig. 13, this function is inherently performed by the band-pass filter 211 which averages the two signals which are alternately supplied to it. The switching frequency should be significantly higher than the bandwidth of the bandpass filter 120 to ensure that the bandpass filter forms a smoothed average of the alternating signals. The elimination of parallel signal paths, parallel mixers and a summer with parallel inputs eliminates any problem regarding unbalance in these components and therefore significantly improves the circuit's mirror rejection capability.

Das Bandpaßfilter 211 ist typischerweise in der ersten ZF- Verstärkerstufe enthalten, obwohl das Filter 211 als eine getrennte Komponente vorgesehen sein kann, wenn es erwünscht ist.Bandpass filter 211 is typically included in the first IF amplifier stage, although filter 211 can be provided as a separate component if desired.

Das Schaltungselement 135 muß auf seinen beiden Positionen den gleichen Gewinn aufweisen. Diese Anforderung kann jedoch erleichtert werden, wenn das Oszillatorsignal stark genug ist, um den Mischer 123 in die Sättigung zu treiben. In die­ sem Fall ist der Mischer im großen und ganzen von der Oszil­ latorsignalamplitude, die durch das Schaltungselement 135 zu dem Mischer geliefert wird, unabhängig.Circuit element 135 must have the same gain in both of its positions. However, this requirement can be alleviated if the oscillator signal is strong enough to drive the mixer 123 to saturation. In this case, the mixer is largely independent of the oscillator signal amplitude provided by the circuit element 135 to the mixer.

Der Ausgangsphasenschieber 209 muß bei beiden Phasenver­ schiebungen den gleichen Gewinn aufweisen. Der genaue Betrag des Gewinns ist nicht kritisch, doch das Bandpaßfilter 211 hebt durch das Bilden des Durchschnitts der abwechselnden Komponenten das unerwünschte Spiegelsignal auf, wobei eine perfekte Aufhebung nur erreicht werden kann, wenn die Zeit- Spannung-Produkte der beiden Komponenten gleich sind. Falls der Phasenschieber 209 einen ungleichen Gewinn für die zwei Phasenverschiebungen aufweist, kann dieser Gewinnunterschied mit einem bestimmten von 50% abweichenden Betriebszyklus kompensiert werden.The output phase shifter 209 must have the same gain in both phase shifts. The exact amount of the gain is not critical, but the bandpass filter 211 cancels the unwanted mirror signal by averaging the alternating components, and perfect cancellation can only be achieved if the time-voltage products of the two components are equal. If the phase shifter 209 has an unequal gain for the two phase shifts, this gain difference can be compensated for with a certain operating cycle that deviates from 50%.

Das Betriebszykluselement 189 kann irgendwo zwischen dem Mi­ scher 123 und dem Bandpaßfilter 211 plaziert sein. Die beste Plazierung hängt von der Implementierung des Phasenschiebers 209 ab. Alternativ kann das Betriebszykluselement 189 zwi­ schen dem Oszillatorsignalschaltungselement 135 und dem Os­ zillatoreingang 137 des Mischers 123 plaziert sein. Der wi­ chtige Aspekt des Betriebszykluselements 189 besteht darin, daß dasselbe die Ausgabe des Mischers über eine Zeitdauer abtastet, die von dem Verhältnis der Zeiten, für welche die beiden Quadraturkomponenten an den Oszillatoreingang ange­ legt werden, unabhängig ist.The duty cycle element 189 may be placed anywhere between the mixer 123 and the band pass filter 211 . The best placement depends on the implementation of phase shifter 209 . Alternatively, the duty cycle element 189 may be placed between the oscillator signal circuit element 135 and the oscillator input 137 of the mixer 123 . The important aspect of duty cycle element 189 is that it samples the output of the mixer over a period of time that is independent of the ratio of the times for which the two quadrature components are applied to the oscillator input.

Während die im Stand der Technik erreichbare Spiegelunter­ drückung mit dem Zeit-Mutliplex-Verfahren gemäß der vorlie­ genden Erfindung wesentlich verbessert wird, existiert hier ein erwähnenswertes, für das Zeit-Mutliplex-Verfahren spe­ zifisches Problem. Obwohl das herkömmliche unerwünschte Spiegelsignal durch Aufhebung unterdrückt wird, werden neue unerwünschte Spiegelsignale erzeugt. Die Frequenzen dieser neuen Spiegelsignale sind folgendermaßen gegeben:
While the level suppression achievable in the prior art is substantially improved with the time mutliplex method according to the present invention, there is a problem worth mentioning that is specific to the time mutliplex method. Although the conventional unwanted mirror signal is suppressed by cancellation, new unwanted mirror signals are generated. The frequencies of these new mirror signals are given as follows:

f_T(m) = f_U ± mf_C (23)
f _T (m) = f _U ± mf _C (23)

wobei f_T(m) die m-te Spiegelfrequenz, m eine ungerade ganze Zahl, f_U die Frequenz des ursprünglichen unerwünschten Spie­ gelsignals und f_C die Schaltungsfrequenz sind. Diese uner­ wünschten Frequenzen können durch Anwenden einer ausrei­ chend hohen Schaltungsfrequenz f_C unterdrückt werden.where f _T (m) is the m th image frequency, m is an odd integer, f _{U is} the frequency of the original unwanted mirror signal and f _{C is} the circuit frequency. These undesirable frequencies can be suppressed by applying a sufficiently high switching frequency f _C.

Bei einem herkömmlichen Empfänger mit einer Zwischenfrequenz von beispielsweise 1 MHz wird die unerwünschte Spiegelfre­ quenz um 2f_ZF kleiner als die gewünschte Frequenz sein. Wenn somit der gewünschte Empfängerbereich der Bereich von 902 bis 928 MHz ist, werden die unerwünschten Spiegelfrequenzen einen Bereich von 900 bis 926 MHz haben. Bei einem Empfänger mit einem Freguenzumsetzer wird eine Schaltungsfrequenz f_C = 200 MHz Spiegelfrequenzen f_T(m) erzeugen, die mindestens 200 MHz von f_U entfernt sind. Das resultierende Schutzband zwi­ schen dem Bereich der gewünschten Frequenzen und der am nächsten gelegenen unerwünschten Spiegelfrequenz wird brei­ ter als 170 MHz sein. Dieses Schutzband ist groß genug, daß die HF-Spiegelsignale durch ein preiswertes Eingangsfilter, das vor dem Mischer positioniert ist, unterdrückt werden können.In a conventional receiver with an intermediate frequency of 1 MHz, for example, the unwanted mirror frequency will be 2f _IF less than the desired frequency. Thus, if the desired receiver range is from 902 to 928 MHz, the unwanted image frequencies will range from 900 to 926 MHz. In the case of a receiver with a frequency converter, a switching frequency f _C = 200 MHz will generate mirror frequencies f _T (m) which are at least 200 MHz away from f _U. The resulting guard band between the range of desired frequencies and the closest unwanted image frequency will be wider than 170 MHz. This protective band is large enough that the RF mirror signals can be suppressed by an inexpensive input filter which is positioned in front of the mixer.

Wie bereits erwähnt wurde, verwendet ein bevorzugtes Ausfüh­ rungsbeispiel eines Frequenzumsetzers einen getakteten In­ vertierer und nicht einen geschalteten Phasenschieber se­ riell zum Oszillator. Ein Beispiel eines derartigen Fre­ quenzumsetzers ist in Fig. 14 gezeigt. Ein HF-Mischer 214, der dem aus Fig. 6 ähnlich ist, empfängt an seinem Eingang eine Eingabe und liefert an seinem Ausgang 103 eine Ausgabe zu einem Phasenschieber 216, der dem Phasenschieber 209 von Fig. 13 ähnlich ist. Der Phasenschieber 216 ist wiederum mit einem Bandpaßfilter 218 verbunden, um ein Frequenz-umge­ setztes Signal zu liefern.As already mentioned, a preferred embodiment of a frequency converter uses a clocked inverter and not a switched phase shifter serially to the oscillator. An example of such a frequency converter is shown in FIG. 14. An RF mixer 214 , similar to that of FIG. 6, receives an input at its input and provides an output 103 at its output to a phase shifter 216 , which is similar to the phase shifter 209 of FIG. 13. The phase shifter 216 is in turn connected to a bandpass filter 218 to provide a frequency-converted signal.

Für ein gegebenes Eingangssignal mit einer Frequenz f_D wird für die gleiche Eingangsfrequenz die Frequenz f_LC des Oszil­ lators 143 von Fig. 14 nicht die gleiche sein, wie die Fre­ quenz f_LO des Oszillators 127 von Fig. 13. Aus Gleichung (3) oben (f_D = f_LO + f_ZF) muß die Frequenz f_LO des Oszil­ lators 127 auf f_LO = f_D - f_ZF eingestellt werden. Die Fre­ quenz f_LC des Oszillators 143 muß sich jedoch von dieser Frequenz f_LO um einen Betrag unterscheiden, der der Hälfte der Schaltungsfrequenz f_C entspricht. Somit ist die Frequenz f_LC des Oszillators 143 folgendermaßen gegeben:
For a given input signal with a frequency f _D , for the same input frequency, the frequency f _{LC of} the oscillator 143 of FIG. 14 will not be the same as the frequency f _{LO of} the oscillator 127 of FIG. 13. From equation (3) above (f _D = f _LO + f _IF ) the frequency f _{LO of} the oscillator 127 must be set to f _LO = f _D - f _IF . However, the frequency f _{LC of} the oscillator 143 must differ from this frequency f _LO by an amount which corresponds to half the switching frequency f _C. The frequency f _{LC of} the oscillator 143 is thus given as follows:

f_LC = f_D - f_IF ± ½f_C (24)f _LC = f _D - f _IF ± ½f _C (24)

Der Betrieb der Schaltung von Fig. 14 wird nachfolgend de­ taillierter beschrieben. Es wird, wie in (5) oben ein Ein­ gangssignal folgender Form angenommen:
The operation of the circuit of Fig. 14 will be described below in more detail. As in (5) above, an input signal of the following form is assumed:

D(t) = Dsin(ω_Dt + ϕ_D) (25)
D (t) = Dsin (ω _D t + ϕ _D ) (25)

wobei D die Amplitude des gewünschten Eingangssignals, ω_D die Winkelfrequenz und ϕ_D die Phase sind. Der Phasenwinkel ϕ_D wird nicht berücksichtigt. Der Mischer 141 kombiniert das gewünschte Eingangssignal D(t) mit dem Oszillatorsignal, welches als cos(ω_LCt) ausgedrückt werden kann. Das resul­ tierende Mischerausgangssignal D' weist folgenden Term auf:
where D is the amplitude of the desired input signal, ω _{D is} the angular frequency and ϕ _{D is} the phase. The phase angle ϕ _D is not taken into account. Mixer 141 combines the desired input signal D (t) with the oscillator signal, which can be expressed as cos (ω _LC t). The resulting mixer output signal D 'has the following term:

½Dsin(ω_D - ω_LC)t (26)
½Dsin (ω _D - ω _LC ) t (26)

und dasselbe weist einen weiteren Term mit einer unter­ schiedlichen Frequenz auf, der das nachfolgende Filtern nicht überleben wird und daher nicht berücksichtigt wird, wie es vorher bezüglich des ersten Mischers von Fig. 1 er­ klärt wurde. Somit kann D' zweckmäßigerweise folgendermaßen ausgedrückt werden:
and the same has another term with a different frequency, which will not survive the subsequent filtering and is therefore not taken into account, as previously explained with regard to the first mixer of FIG. 1. Thus, D 'can be conveniently expressed as follows:

D' = ½Dsin(ω_D - ω_LC)t (27)D '= ½Dsin (ω _D - ω _LC ) t (27)

Indem ω_D = ω_LC + ω_ZF und ω_LC = ω_LO - ω_C/2 in (26) eingesetzt werden, ergibt sich für das Signal, das zu dem Eingang des getakteten Invertierers 147 geliefert wird, folgende Glei­ chung:
By using ω _D = ω _LC + ω _ZF and ω _LC = ω _LO - ω _C / 2 in (26), the following equation results for the signal that is supplied to the input of the clocked inverter 147 :

D' = ½Dsin(ω_C/2 + ω_IF)t (28)D '= ½Dsin (ω _C / 2 + ω _IF ) t (28)

Die Wirkung des getakteten Invertierers und die Wirkung des Schaltens bei der Frequenz f_C kann als Zerhacken seines Ein­ gangssignals D' durch vier aufeinander folgende Zerhackungs­ pulse P_A, P_B, P_C und P_D beschrieben werden. Dies kann bezug­ nehmend auf Fig. 15 gezeigt werden, welche in vertikaler Ausrichtung zwei Zyklen der Schaltungsfrequenz f_C, einen Zy­ klus von f_C/2 und die vier Pulse P_A, P_B, P_C und P_D zeigt, von denen jeder eine Frequenz f_C/2 und einen Betriebszyklus von 25% aufweist. Diese vier Pulse besitzen eine DC-Kompo­ nente, wenn jedoch das Signal D' = ½Dsin(ω_C/2 + ω_ZF)t mit diesen Pulsen multipliziert wird, resultiert die DC-Kompo­ nente nur in einer Frequenz von ω_C/2 + ω_ZF, welche das spä­ tere Bandpaßfiltern nicht überleben wird. Somit können die DC-Komponenten vernachlässigt werden. Die AC-Spektren der vier Pulse sind folgendermaßen gegeben:
The effect of the clocked inverter and the effect of switching at the frequency f _C can be described as chopping its input signal D 'by four successive chopping pulses P _A , P _B , P _C and P _D. This can be shown with reference to Fig. 15, which shows in vertical alignment two cycles of the switching frequency f _C , a cycle of f _C / 2 and the four pulses P _A , P _B , P _C and P _D , each of which has a frequency f _C / 2 and an operating cycle of 25%. These four pulses have a DC component, but if the signal D '= ½Dsin (ω _C / 2 + ω _IF ) t is multiplied by these pulses, the DC component only results in a frequency of ω _C / 2 + ω _ZF , which will not survive the later bandpass filtering. The DC components can thus be neglected. The AC spectra of the four pulses are given as follows:

P_A: (2/(nπ))sin(nπ/4)cos(n(ω_Ct/2 - π/4)) (29a)
P_B: (2/(nπ))sin(nπ/4)cos(n(ω_Ct/2 - 3π/4)) (29b)
P_C: (2/(nπ))sin(3nπ/4)cos(n(ω_Ct/2 - π/4)) (29c)
P_D: (2/(nπ))sin(3nπ/4)cos(n(ω_Ct/2 - 3π/4)) (29d)
P _A : (2 / (nπ)) sin (nπ / 4) cos (n (ω _C t / 2 - π / 4)) (29a)
P _B : (2 / (nπ)) sin (nπ / 4) cos (n (ω _C t / 2 - 3π / 4)) (29b)
P _C : (2 / (nπ)) sin (3nπ / 4) cos (n (ω _C t / 2 - π / 4)) (29c)
P _D : (2 / (nπ)) sin (3nπ / 4) cos (n (ω _C t / 2 - 3π / 4)) (29d)

wobei n eine beliebige positive ganze Zahl und nicht Null sein darf.where n is any positive integer and not zero may be.

Zweckmäßigerweise soll folgendes gelten: N_AB = (2/(nπ))sin (nπ/4) und N_CD = (2/(nπ))sin(3nπ/4). Dann ergibt das Multi­ plizieren von D' mit jedem der vier Pulse und die Verwendung der trigonometrischen Identität für sin x cos y folgendes:
The following should expediently apply: N _AB = (2 / (nπ)) sin (nπ / 4) and N _CD = (2 / (nπ)) sin (3nπ / 4). Then multiplying D 'with each of the four pulses and using the trigonometric identity for sin x cos y gives the following:

D'P_A = D(N_AB/4)(sin((1 + n)ω_Ct/2 + ω_IFt - nπ/4) + sin((1 - n)ω_Ct/2 + ω_IFt + nπ/4)) (30a)
D'P_B = D(N_AB/4)(sin((1 + n)ω_Ct/2 + ω_IFt - 3nπ/4) + sin((1 - n)ω_Ct/2 + ω_IFt + 3nπ/4)) (30b)
D'P_C = D(N_CD/4)(sin((1 + n)ω_Ct/2 + ω_IFt - nπ/4) + sin((1 - n)ω_Ct/2 + ω_IFt + nπ/4)) (30c)
D'P_D = D(N_CD/4)(sin((1 + n)ω_Ct/2 + ω_IFt - 3nπ/4) + sin((1 - n)ω_Ct/2 + ω_IFt + 3nπ/4)) (30d)D'P _A = D (N _AB / 4) (sin ((1 + n) ω _C t / 2 + ω _IF t - nπ / 4) + sin ((1 - n) ω _C t / 2 + ω _IF t + nπ / 4)) (30a)
D'P _B = D (N _AB / 4) (sin ((1 + n) ω _C t / 2 + ω _IF t - 3nπ / 4) + sin ((1 - n) ω _C t / 2 + ω _IF t + 3nπ / 4)) (30b)
D'P _C = D (N _CD / 4) (sin ((1 + n) ω _C t / 2 + ω _IF t - nπ / 4) + sin ((1 - n) ω _C t / 2 + ω _IF t + nπ / 4)) (30c)
D'P _D = D (N _CD / 4) (sin ((1 + n) ω _C t / 2 + ω _IF t - 3nπ / 4) + sin ((1 - n) ω _C t / 2 + ω _IF t + 3nπ / 4)) (30d)

Die Komponenten dieser vier Produkte, die eine Frequenz ω_ZF aufweisen, welche die einzigen Komponenten sind, die das Bandpaß-Filter, das um diese Frequenz zentriert ist, überle­ ben werden, existieren nur für n = 1, wobei in dem Fall gilt: N_AB = N_CD = (2/π)sin(π/4). Somit ergibt sich:
The components of these four products, which have a frequency ω _IF , which are the only components that will survive the bandpass filter centered around this frequency, exist only for n = 1, in which case: N _AB = N _CD = (2 / π) sin (π / 4). This results in:

D'P_A = D'P_C = D(N_AB/4)sin(ω_IFt + π/4) (31)
D'P _A = D'P _C = D (N _AB / 4) sin (ω _IF t + π / 4) (31)

und
and

D'P_B = D'P_D = D(N_AB/4)sin(ω_IFt + 3π/4). (32)D'P _B = D'P _D = D (N _AB / 4) sin (ω _IF t + 3π / 4). (32)

Die ersten beiden Signale D'P_A und D'P_C treten in der ersten Hälfte des Zyklus des Taktsignals f_C auf, wodurch diese bei­ den Signale ohne Phasenverschiebung durch den getakteten In­ vertierer gelangen. Die anderen beiden Signale D'P_B und D'P_D treten in der zweiten Hälfte des Zyklus des Taktsignals auf, wodurch sie um 90° phasenverschoben werden, was für die beiden letztgenannten Ausdrücke folgende Gleichung ergibt, nachdem sie durch den getakteten Invertierer gelangt sind:
The first two signals D'P _A and D'P _C occur in the first half of the cycle of the clock signal f _C , whereby they pass through the clocked inverter in the signals without phase shift. The other two signals D'P _B and D'P _D occur in the second half of the cycle of the clock signal, causing them to be phase shifted by 90 °, resulting in the following equation for the latter two terms after passing through the clocked inverter :

D"P_B = D"P_D = D(N_AB/4)sin(ω_IFt + 3π/4 - π/2) = D(N_AB/4)sin(ω_IFt - π/4) (33)D "P _B = D" P _D = D (N _AB / 4) sin (ω _IF t + 3π / 4 - π / 2) = D (N _AB / 4) sin (ω _IF t - π / 4) ( 33)

Alle vier Signale sind in der Ausgabe vorhanden. Ihre Summe beträgt:
All four signals are present in the output. Your sum is:

D'P_A + D"P_B + D'P_C + D"P_D = D(N_AB/2)(sin(ω_IFt + π/4) + sin(ω_IFt - π/4)) (34)
D'P _A + D "P _B + D'P _C + D" P _D = D (N _AB / 2) (sin (ω _IF t + π / 4) + sin (ω _IF t - π / 4)) (34)

oder
or

D'P_A + D"P_B + D'P_C + D"P_D = (D/π)sin(ω_IFt). (35)D'P _A + D "P _B + D'P _C + D" P _D = (D / π) sin (ω _IF t). (35)

Somit ist das gewünschte Eingangssignal mit der Winkelfre­ quenz ω_D in eine Zwischenfrequenz mit einer Winkelfrequenz ω_ZF umgesetzt worden.The desired input signal with the angular frequency ω _{D has} thus been converted into an intermediate frequency with an angular frequency ω _IF .

Eine ähnliche Berechnung zeigt, daß das unerwünschte Spie­ gelsignal aufgehoben wird.A similar calculation shows that the unwanted game Gel signal is canceled.

Genauso wie der geschaltete Phasenschieber in Verbindung mit dem Oszillator 127 eine unerwünschte neue Spiegelfrequenz in das Ausführungsbeispiel von Fig. 13 eingeführt hat, so führt auch der getaktete Invertierer neue unerwünschte HF-Spiegel­ frequenzen ein. Der getaktete Invertierer führt dieselben Spiegelfrequenzen wie die Schaltung von Fig. 13 ein. Zusätz­ lich zu diesen Spiegelfrequenzen führt der getaktete Inver­ tierer einen Satz von Spiegelfrequenzen f_T(q) ein, welche folgendermaßen gegeben sind:
Just as the switched phase shifter in connection with the oscillator 127 has introduced an undesired new image frequency in the exemplary embodiment of FIG. 13, the clocked inverter also introduces new undesired RF image frequencies. The clocked inverter introduces the same mirror frequencies as the circuit of FIG. 13. In addition to these image frequencies, the clocked inverter introduces a set of image frequencies f _T (q), which are given as follows:

f_T(q) = f_D ± qf_C (36)
f _T (q) = f _D ± qf _C (36)

wobei q eine gerade ganze Zahl und nicht Null ist. Diese neuen HF-Spiegelfrequenzen können ebenfalls unterdrückt wer­ den, indem eine Schaltungsfrequenz f_C gewählt wird, die ein ausreichendes Schutzband ermöglicht.where q is an even integer and not zero. These new RF image frequencies can also be suppressed by choosing a switching frequency f _C that enables a sufficient protective band.

Die Frequenzumsetzungsschaltungen, die in den Fig. 13 und 14 dargestellt worden sind, verwenden einen analogen Phasen­ schieber 209. Eine bevorzugte Implementation eines derarti­ gen Phasenschiebers muß mindestens zwei Bedingungen er­ füllen. Erstens müssen die phasenverschiebenden Schaltungen soviel wie möglich gemeinsame Komponenten benutzen. Dies reduziert den durch die Komponenten hervorgerufenen Gewinn­ unterschied. Zweitens darf der Phasenschieber nicht breit­ bandige Verstärker mit hohem Gewinn erfordern, da gemäß der vorliegenden Erfindung solche Verstärker zu vermeiden sind.The frequency conversion circuits shown in FIGS. 13 and 14 use an analog phase shifter 209 . A preferred implementation of such a phase shifter must meet at least two conditions. First, the phase shifting circuits must use common components as much as possible. This reduces the difference in profit caused by the components. Second, the phase shifter must not require broadband, high gain amplifiers since such amplifiers are to be avoided in accordance with the present invention.

Eine Implementation eines geeigneten analogen Phasenschie­ bers ist in Fig. 16 gezeigt. Die Schaltung ist der aus Fig. 13 ähnlich. Ähnliche Komponenten besitzen die gleichen Be­ zugszeichen und werden nachfolgend nicht weiter diskutiert. Ein Verstärker 215 empfängt das HF-Mischerausgangssignal von dem Ausgang 103 des HF-Mischers. Der Verstärker 215 liefert komplementäre Ausgaben +V und -V an dem ersten bzw. zweiten Verstärkerausgang 217 bzw. 219. Der erste Ausgang 217 ist mit einem Widerstand 221 verbunden, welcher wiederum mit dem Ausgang 213 verbunden ist. Der zweite Ausgang 219 ist mit zwei Kondensatoren 223 und 225 verbunden, welche wiederum mit einem ersten und einem zweiten Anschluß eines Schal­ tungselements 227 verbunden sind. Das Schaltungselement 227 weist einen Pol auf, der mit dem Ausgang 213 verbunden ist. Das Schaltungselement 227 wird durch das Taktsignal ge­ steuert.An implementation of a suitable analog phase shifter is shown in FIG. 16. The circuit is similar to that of FIG. 13. Similar components have the same reference numerals and are not discussed further below. An amplifier 215 receives the RF mixer output signal from the output 103 of the RF mixer. The amplifier 215 provides complementary outputs + V and -V at the first and second amplifier outputs 217 and 219, respectively. The first output 217 is connected to a resistor 221 , which in turn is connected to the output 213 . The second output 219 is connected to two capacitors 223 and 225 , which in turn are connected to a first and a second terminal of a circuit element 227 . The circuit element 227 has a pole which is connected to the output 213 . The circuit element 227 is controlled by the clock signal.

Die Werte des Widerstands 221 und der Kondensatoren 223 und 225 werden gewählt, um zwei Signale mit einer relativen Pha­ senverschiebung von 90° zu erzeugen. Die jeweiligen Phasen­ verschiebungen können beispielsweise 45° und 135° sein. Beim Auswählen der Werte dieser Komponenten sollte angemerkt wer­ den, daß die Kondensatoren mit dem Widerstand nur während eines Zeitanteils p und (1 - p) verbunden sind, wobei p der Schaltungs-Betriebszyklus ist (idealerweise gilt p = 50%). Ein Fehler in dem Betriebszyklus würde in einem proportiona­ len Fehler des wirksamen Verhältnisses der beiden Kondensa­ toren und daher in einem Fehler der relativen Phasenver­ schiebungen der beiden Signale resultieren. Natürlich könnte der Betriebszyklus beabsichtigterweise eingestellt werden, um beliebige Fehler der Kondensatorenwerte zu kompensieren.The values of resistor 221 and capacitors 223 and 225 are chosen to produce two signals with a relative phase shift of 90 °. The respective phase shifts can be, for example, 45 ° and 135 °. When selecting the values of these components, it should be noted that the capacitors are connected to the resistor only during a period of time p and (1 - p), where p is the circuit operating cycle (ideally p = 50%). An error in the operating cycle would result in a proportional error in the effective ratio of the two capacitors and therefore in an error in the relative phase shifts of the two signals. Of course, the duty cycle could be intentionally adjusted to compensate for any errors in the capacitor values.

Ein Frequenzumsetzer, welcher einen zweiten HF-Mischer ver­ wendet, um die Phasenverschiebung zu liefern, ist in Fig. 17 gezeigt. Eine erste HF-Mischerschaltung 228 empfängt allge­ mein ein Eingangssignal an ihrem Eingang 229 und liefert ein Ausgangssignal an ihrem Ausgang 231. Das Ausgang 231 ist durch ein Bandpaßfilter 233 mit einem Eingang 235 einer zweiten HF-Mischerschaltung, die allgemein mit 237 bezeich­ net ist, verbunden, welche als ein Phasenschieber dient. Der Phasenschieber 237 liefert an seinem Ausgang 241 eine Aus­ gabe zu einem Bandpaßfilter 239.A frequency converter that uses a second RF mixer to provide the phase shift is shown in FIG . A first RF mixer circuit 228 generally receives an input signal at its input 229 and provides an output signal at its output 231 . The output 231 is connected through a bandpass filter 233 to an input 235 of a second RF mixer circuit, generally designated 237 , which serves as a phase shifter. The phase shifter 237 provides at its output 241 an output from a bandpass filter 239 .

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel sind sowohl die HF-Mischerschaltung 228 als auch die HF-Mischerschaltung 229 dem in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel ähnlich, mit Ausnahme davon, daß eine einzige Taktsignalquelle 243 das Taktsignal für beide Schaltungen liefert. Die Schaltung 228 umfaßt einen Mischer 245, der das Eingangssignal empfängt, das am Eingang 229 anliegt, und der die Ausgabe an den Aus­ gang 231 liefert. Der Mischer 245 weist einen Oszillatorein­ gang auf, der durch ein Schaltungselement 247 abwechselnd mit einem Oszillator 249 und mit einem Phasenschieber 251 verbunden wird, welcher die Phase des Oszillators um 90° verschiebt. Auf ähnliche Weise umfaßt die Schaltung 237 ei­ nen Mischer 253, der das Eingangssignal empfängt, das an dem Eingang 235 anliegt, und der die Ausgabe zu dem Ausgang 241 liefert. Der Mischer 253 weist einen Oszillatoreingang auf, der durch ein Schaltungselement 255 abwechselnd mit einem Oszillator 257 und mit einem Phasenschieber 259 verbunden wird, welcher die Phase des Oszillators um 90° verschiebt. Die Taktsignalquelle treibt die beiden Schaltungselemente 247 und 255.In the illustrated embodiment, both the RF mixer circuit 228 and the RF mixer circuit 229 are similar to the embodiment shown in FIG. 5, except that a single clock signal source 243 provides the clock signal for both circuits. The circuit 228 comprises a mixer 245 which receives the input signal which is present at the input 229 and which supplies the output to the output 231 . The mixer 245 has an oscillator input, which is alternately connected by a circuit element 247 to an oscillator 249 and to a phase shifter 251 , which shifts the phase of the oscillator by 90 °. Similarly, circuit 237 includes a mixer 253 which receives the input signal applied to input 235 and which provides the output to output 241 . The mixer 253 has an oscillator input which is alternately connected by a circuit element 255 to an oscillator 257 and to a phase shifter 259 which shifts the phase of the oscillator by 90 °. The clock signal source drives the two circuit elements 247 and 255 .

Bei einigen Ausführungsbeispielen kann eine getrennte Schal­ tungssignalquelle verwendet werden, um das Schaltungselement 255 zu treiben. Dies würde beispielsweise der Fall sein, wenn das Filter 233 durch ein Paar von geschalteten Filtern implementiert sein würde, wie z. B. durch die, die in Fig. 18 gezeigt sind und nachfolgend diskutiert werden.In some embodiments, a separate circuit signal source may be used to drive circuit element 255 . This would be the case, for example, if the filter 233 were implemented by a pair of switched filters, such as e.g. By those shown in Fig. 18 and discussed below.

Die zweite HF-Mischerschaltung 237 wird auf eine unerwün­ schte Spiegelfrequenz an ihrem Eingang empfindlich sein. Eine derartige unerwünschte Spiegelfrequenz könnte aus einem unerwünschten Signal an dem Eingang in die erste Mischer­ schaltung 228 resultieren. Das Filter 233 wird eine beliebi­ ge, derartige unerwünschte Spiegelfrequenz unterdrücken. Das Filter 233 kann beispielsweise durch ein Tiefpaßfilter im­ plementiert sein, welches dem Filter 277 ähnlich ist, das in Fig. 19 gezeigt ist und nachfolgend diskutiert wird.The second RF mixer circuit 237 will be sensitive to an unwanted image frequency at its input. Such an undesirable image frequency could result from an undesired signal at the input to the first mixer circuit 228 . The filter 233 will suppress any such undesirable image frequency. The filter 233 can be implemented, for example, by a low-pass filter that is similar to the filter 277 shown in FIG. 19 and discussed below.

Eine oder beide HF-Mischerschaltungen 228 und 237 können durch ein alternatives Ausführungsbeispiel, wie z. B. eines der in Fig. 6, 7 und 8 gezeigten Ausführungsbeispiele, er­ setzt werden.One or both of the RF mixer circuits 228 and 237 may be implemented by an alternative embodiment, such as. B. one of the embodiments shown in Figs. 6, 7 and 8, he sets.

Wie bereits erwähnt wurde, ist eine hohe Schaltungsfrequenz von z. B. f_C = 200 MHz wünschenswert, um einen ausreichenden Abstand zwischen den HF-Spiegelfrequenzen und der gewün­ schten Eingangsfrequenz des Frequenzumsetzers sicherzustel­ len. Die Nutzinformationen an dem Ausgang des Phasenschie­ bers (209 in Fig. 13) werden jedoch durch ein Signal bei einer Zwischenfrequenz f_ZF übertragen und können daher durch relativ niederfrequente Schaltungen, wie z. B. den Bandpaß­ filter 211, verarbeitet werden. As already mentioned, a high switching frequency of e.g. B. f _C = 200 MHz desirable to ensure a sufficient distance between the RF image frequencies and the desired input frequency of the frequency converter. However, the useful information at the output of the phase shifter (209 in FIG. 13) is transmitted by a signal at an intermediate frequency f _IF and can therefore be implemented by relatively low-frequency circuits, such as. B. the bandpass filter 211 , processed.

Bei vielen Anwendungen würde es wünschenswert sein, den Pha­ senschieber 209 und das Bandpaßfilter 211 in der Schaltung von Fig. 13 durch eine genauere digitale Signalverarbeitung zu ersetzen. Eine digitale Verarbeitung von Signalen mit einer hohen, z. B. 200 MHz Schaltfrequenz würde zu viel Lei­ stung verbrauchen. Um daher Fähigkeiten einer digitalen Si­ gnalverarbeitung ohne übermäßigen Leistungsverbrauch vor­ teilhaft auszunützen, muß die Schaltungsfrequenz des Signals wesentlich reduziert werden, bevor dasselbe digital verar­ beitet wird. Um jedoch die HF-Spiegelfrequenzen von der ge­ wünschten Eingangsfrequenz entfernt zu halten, muß dies durchgeführt werden, ohne die hohe Schaltungsfrequenz, die in der Frequenzumsetzerschaltung benötigt wird, zu reduzie­ ren. Dies kann erreicht werden, indem die beiden Quadratur­ komponenten des HF-Mischerausgangssignals getrennt gefiltert werden, und indem der Ausgangsphasenschieber 209 und das Bandpaßfilter 211 durch eine digitale Signalverarbeitungs­ schaltung ersetzt werden, die die Funktionen dieser Kompo­ nenten durchführt. Eine Schaltung, die für diesen Zweck ver­ wendet werden kann, ist in Fig. 18 gezeigt.In many applications, it would be desirable to replace phase shifter 209 and bandpass filter 211 in the circuit of FIG. 13 with more accurate digital signal processing. Digital processing of signals with a high, e.g. B. 200 MHz switching frequency would consume too much power. Therefore, in order to exploit the capabilities of digital signal processing without excessive power consumption, the switching frequency of the signal must be significantly reduced before the same is processed digitally. However, in order to keep the RF image frequencies away from the desired input frequency, this must be done without reducing the high circuit frequency required in the frequency converter circuit. This can be achieved by the two quadrature components of the RF mixer output signal are filtered separately, and by replacing the output phase shifter 209 and the band-pass filter 211 with a digital signal processing circuit that performs the functions of these components. A circuit that can be used for this purpose is shown in FIG. 18.

Fig. 18 zeigt einen Frequenzumsetzer, der einen HF-Mischer zeigt, der dem vorher diskutierten ähnlich ist. Ein HF-Mi­ scher, der der Schaltung in Fig. 5 ähnlich ist, wird bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel verwendet, es ist jedoch offensichtlich, daß irgendein anderer HF-Mischer, der vorher diskutiert und dargestellt worden ist, stattdessen verwendet werden kann. Ein Quadratur-Schaltungselement 263, das durch das Schaltungssignal gesteuert wird, empfängt das Ausgangs­ signal von dem Ausgang des HF-Mischers 261. Das Quadratur- Schaltungselement 263 besitzt zwei Ausgänge, wobei einer ein Filter 265 treibt und der andere ein Filter 267 treibt. Ein zweites Quadratur-Schaltungselement 269, das durch eine Schaltungssignalquelle 271 gesteuert wird, verbindet die Ausgänge jedes Filters 265 und 267 abwechselnd mit einem Analog/Digital-Wandler 273. Die Ausgabe des A/D- Wandlers 273 (A/D = Analog/Digital) wird wiederum zu einem digitalen Phasenschieber und einem Summierer 275 geliefert. Figure 18 shows a frequency converter showing an RF mixer similar to that previously discussed. An RF mixer similar to the circuit in Fig. 5 is used in the illustrated embodiment, but it is apparent that any other RF mixer that has been discussed and illustrated previously can be used instead. A quadrature circuit element 263 , which is controlled by the circuit signal, receives the output signal from the output of the RF mixer 261 . Quadrature circuit element 263 has two outputs, one driving a filter 265 and the other driving a filter 267 . A second quadrature circuit element 269 , controlled by a circuit signal source 271 , alternately connects the outputs of each filter 265 and 267 to an analog-to-digital converter 273 . The output of the A / D converter 273 (A / D = analog / digital) is in turn supplied to a digital phase shifter and a summer 275 .

Das Filter 265 kann als "I"-Filter bezeichnet werden, wäh­ rend das Filter 267 als "Q"-Filter bezeichnet werden kann. Diese Filter wandeln die abwechselnden I- und Q-Komponenten an dem Ausgang 103 der HF-Mischerschaltung 261 in durchge­ hende I- bzw. Q-Signalströme um. Daher kann die Frequenz der Signalquelle 271 von der Frequenz des Schaltungssignals, das zu dem Taktsignalausgang 119 des HF-Mischers 261 geliefert wird, verschieden sein. Die Frequenz der Signalquelle 271 wird vorzugsweise niedrig genug gewählt, um eine digitale Signalverarbeitung ohne übermäßigen Leistungsverbrauch zu ermöglichen.Filter 265 may be referred to as an "I" filter, while filter 267 may be referred to as a "Q" filter. These filters convert the alternating I and Q components at the output 103 of the RF mixer circuit 261 into continuous I and Q signal currents. Therefore, the frequency of the signal source 271 may be different from the frequency of the circuit signal supplied to the clock signal output 119 of the RF mixer 261 . The frequency of the signal source 271 is preferably chosen to be low enough to enable digital signal processing without excessive power consumption.

Um einen hohen Grad an Spiegelunterdrückung beizubehalten, müssen die Filter 265 und 267 die I- und die Q-Komponente des Zwischenfrequenzsignals, das zu dem Ausgang 103 des HF- Mischers 261 geliefert wird, mit gut angepaßter Phasenver­ schiebung und gut angepaßtem Gewinn durchlassen. Dies wird erleichtert, wenn die Filter 265 und 267 so viele Komponen­ ten wie möglich gemeinsam benutzen. Eine Schaltung, bei der die beiden Filter die meisten ihrer Komponenten gemeinsam benutzen, ist in Fig. 19 gezeigt.In order to maintain a high level of mirror rejection, filters 265 and 267 must pass the I and Q components of the intermediate frequency signal provided to output 103 of RF mixer 261 with well-matched phase shift and gain. This is made easier when filters 265 and 267 share as many components as possible. A circuit in which the two filters share most of their components is shown in FIG. 19.

Die Schaltung von Fig. 19 entspricht in vielerlei Hinsicht der Schaltung von Fig. 18, wobei aus Zweckmäßigkeitsgründen in beiden Figuren ähnlichen Komponenten die gleichen Bezugs­ zeichen zugeordnet wurden. Eine Tiefpaßfilterschaltung, die allgemein als 277 bezeichnet ist, ersetzt die Quadratur- Schaltungselemente 263 und 269 und die Filter 265 und 267 von Fig. 18. Das Filter 277 empfängt das Signal von dem Aus­ gang 103 des HF-Mischers 261. Das Filter 277 umfaßt eine Mehrzahl von kaskadierten RC-Filterstufen und ein Abtast/- Halte-Element 279. Die erste derartige RC-Filterstufe umfaßt einen Widerstand 281, der das Signal empfängt und zu dem Eingang eines Verstärkers 283 koppelt. Ein Schaltungselement 285, das durch das Schaltungssignal von dem Anschluß 119 der Mischerschaltung getrieben wird, verbindet abwechselnd einen Kondensator 287 und einen Kondensator 289 mit dem Eingang des Verstärkers 283.The circuit of FIG. 19 corresponds in many respects to the circuit of FIG. 18, the same reference characters being assigned to similar components in both figures for the sake of convenience. A low pass filter circuit, generally designated 277 , replaces quadrature circuit elements 263 and 269 and filters 265 and 267 of FIG. 18. Filter 277 receives the signal from output 103 of RF mixer 261 . The filter 277 comprises a plurality of cascaded RC filter stages and a sample / hold element 279 . The first such RC filter stage comprises a resistor 281 , which receives the signal and couples it to the input of an amplifier 283 . A circuit element 285 , which is driven by the circuit signal from the terminal 119 of the mixer circuit, alternately connects a capacitor 287 and a capacitor 289 to the input of the amplifier 283 .

Auf ähnliche Weise umfaßt die zweite Filterstufe einen Wi­ derstand 291, der das Signal von der ersten Filterstufe emp­ fängt und zu einem Eingang eines Verstärkers 293 koppelt. Ein Schaltungselement 295, das durch das Taktsignal von dem Anschluß 119 des Mischerschaltung getrieben wird, verbindet abwechselnd einen Kondensator 297 und einen Kondensator 299 mit dem Eingang des Verstärkers 293. Die dritte Filterstufe umfaßt einen Widerstand 301, der das Signal von der zweiten Filterstufe empfängt und zu dem Eingang eines Verstärkers 303 koppelt. Ein Schaltungselement 305, das durch das Takt­ signal von dem Anschluß 119 der Mischerschaltung getrieben wird, verbindet abwechselnd einen Kondensator 307 und einen Kondensator 309 mit dem Eingang des Verstärkers 303. Die Verstärker sind typischerweise Emitter- oder Source-Folger, die als Pufferverstärker wirken.Similarly, the second filter stage includes a resistor 291 which receives the signal from the first filter stage and couples it to an input of an amplifier 293 . A circuit element 295 , which is driven by the clock signal from the terminal 119 of the mixer circuit, alternately connects a capacitor 297 and a capacitor 299 to the input of the amplifier 293 . The third filter stage includes a resistor 301 which receives the signal from the second filter stage and couples it to the input of an amplifier 303 . A circuit element 305 , which is driven by the clock signal from the terminal 119 of the mixer circuit, alternately connects a capacitor 307 and a capacitor 309 to the input of the amplifier 303 . The amplifiers are typically emitter or source followers that act as buffer amplifiers.

Die Ausgabe von der dritten Filterstufe wird zu dem Abtast/- Halte-Element 279 geliefert und danach zu dem A/D-Wandler 273. Das Abtast/Halte-Element 279 wird durch die Taktsignal­ quelle 271 gesteuert.The output from the third filter stage is provided to sample / hold element 279 and then to A / D converter 273 . The sample / hold element 279 is controlled by the clock signal source 271 .

Das Abtast/Halte-Element 279 besitzt einen Aufnahmezeit­ schlitz, der kürzer als 1/(2f_C) ist, dasselbe wird jedoch durch ein Signal getriggert, das von der Signalquelle 271 geliefert wird, welche eine Frequenz f_S aufweist, die derart gewählt wird, daß sie ein ungerader Bruchteil von 2f_C ist. Als Ergebnis wechseln die Abtastwerte, die von dem Abtast/- Halte-Element 279 aufgenommen worden sind, zwischen den Qua­ dratur-Abtastwerten, die von den Kondensatoren 287, 297 und 307 auf genommen worden sind, und den In-Phase-Abtastwerten, die von den Kondensatoren 289, 299 und 309 aufgenommen wor­ den sind. Wenn die Frequenz f_S der Schaltungssignalquelle 271 derart gewählt wird, daß f_S < f_O + f_ZF gilt, wobei f_O die Stoppbandkante des Tiefpaßfilters 277 ist, wird verhin­ dert, daß ein beliebiges Signal, das aus dem Tiefpaßfilter kommt, in das ZF-Signal zurückgefaltet wird. Da zwei Abtast­ werte einen einzelnen Schaltungszyklus mit reduzierter Fre­ quenz bilden, besitzt das geschaltete Tiefpaßfilter zusammen mit der Abtast/Halte-Schaltung den Effekt, die Schaltungs­ frequenz, die an dem Ausgang des Abtast/Halte-Elements auf­ tritt, von f_C auf eine neue Frequenz f_C' = f_S/2 zu reduzie­ ren. In einem praktischen Fall, bei dem f_C 200 MHz ist, könnte f_C' kleiner als 7 MHz sein.The sample / hold element 279 has a recording time slot which is shorter than 1 / (2f _C ), but the same is triggered by a signal which is supplied by the signal source 271 which has a frequency f _S which is selected in this way that it is an odd fraction of 2f _C. As a result, the samples taken by sample / hold 279 alternate between the quadrature samples taken by capacitors 287 , 297 and 307 and the in-phase samples by the capacitors 289 , 299 and 309 which have been added. If the frequency f _{S of} the circuit signal source 271 is selected such that f _S <f _O + f _IF , where f _{O is} the stop band edge of the low-pass filter 277 , it is prevented that any signal that comes from the low-pass filter into the IF signal is folded back. Since two samples form a single circuit cycle with a reduced frequency, the switched low-pass filter together with the sample / hold circuit has the effect of reducing the circuit frequency that occurs at the output of the sample / hold element from f _C to one to reduce new frequency f _C '= f _S / 2. In a practical case where f _{C is} 200 MHz, f _C ' could be less than 7 MHz.

Das durch die Abtast/Halte-Schaltung gelieferte Signal wird in dem A/D-Wandler 273 in eine digitale Form umgewandelt. Sobald das Signal digitalisiert worden ist, kann ohne wei­ teres eine genaue 90°-Phasenverschiebung zwischen den beiden Quadraturkomponenten erreicht werden, indem herkömmliche di­ gitale Techniken, beispielsweise in dem digitalen Phasen­ schieber und dem Summierer 275, verwendet werden.The signal provided by the sample-and-hold circuit is converted into a digital form in the A / D converter 273 . Once the signal has been digitized, an accurate 90 ° phase shift between the two quadrature components can be readily achieved using conventional digital techniques, such as in the digital phase shifter and summer 275 .

Aus dem Vorhergehenden ist es offensichtlich, daß der HF-Mi­ scher nach Anspruch 1 einen Frequenzumsetzer schafft, der Fähigkeiten aufweist, die bisher bei einem monolithischen Empfänger nicht erreichbar waren. Der Frequenzumsetzer kann ein unerwünschtes Spiegelsignal, das um 60 dB mehr Leistung als das gewünschte Signal besitzt, unterdrücken. Ein ent­ scheidend verbesserter Quadratur-Modulator und ein entschei­ dend verbesserter Quadratur-Demodulator werden ebenfalls ge­ schaffen.From the foregoing, it is obvious that the HF-Mi shear according to claim 1 creates a frequency converter that Has capabilities that were previously seen in a monolithic Recipients could not be reached. The frequency converter can an unwanted mirror signal that is 60 dB more power than the desired signal. A ent vastly improved quadrature modulator and a decision dend improved quadrature demodulator are also ge create.

Claims (8)

1. HF-Mischerschaltung, mit einem Mischer (105; 141; 165; 177), der ein einem HF-Eingang (104; 139; 167; 175) zu­ geführtes HF-Signal mit einem einem Oszillatoreingang (109; 145; 163; 181) zugeführten Oszillatorsignal mischt und daraus getaktet ein In-Phase-Ausgangssignal und ein Quadratur-Ausgangssignal erzeugt, mit
einem Oszillator (113; 143; 161; 179), der das Oszillatorsignal erzeugt;
einer Taktsignalquelle (115; 153; 171; 185), die ein Taktsignal erzeugt; und
einer Einrichtung (117; 147, 154; 159, 172; 173, 186), die von dem Taktsignal angesteuert wird, um die Erzeu­ gung des In-Phase-Ausgangssignals und des Quadratur-Ausgangssignals zu bewirken;
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (117; 147, 154; 159, 172; 173, 186) einen von dem Taktsignal getakteten Invertierer (147; 159; 173) aufweist, der entweder mit dem HF-Eingang (104; 175, Fig. 8) oder mit dem Oszillatoreingang (109; 163, Fig. 7) oder mit dem Ausgang (111; 151, Fig. 6) des Mischers (105; 177; 165; 141) in Serie angeordnet ist.1. RF mixer circuit, with a mixer ( 105 ; 141 ; 165 ; 177 ) which transmits an RF signal to an RF input ( 104 ; 139 ; 167 ; 175 ) with an oscillator input ( 109 ; 145 ; 163 ; 181 ) mixes the supplied oscillator signal and uses it to generate an in-phase output signal and a quadrature output signal
an oscillator ( 113 ; 143 ; 161 ; 179 ) that generates the oscillator signal;
a clock signal source ( 115 ; 153 ; 171 ; 185 ) that generates a clock signal; and
means ( 117 ; 147 , 154 ; 159 , 172 ; 173 , 186 ) driven by the clock signal to produce the in-phase output signal and the quadrature output signal;
characterized in that the device ( 117 ; 147 , 154 ; 159 , 172 ; 173 , 186 ) has an inverter ( 147 ; 159 ; 173 ) clocked by the clock signal, which is connected either to the RF input ( 104 ; 175 , Fig. 8) or with the oscillator input ( 109 ; 163 , Fig. 7) or with the output ( 111 ; 151 , Fig. 6) of the mixer ( 105 ; 177 ; 165 ; 141 ) in series. 2. Mischerschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Betriebszyklus-Abgleichvorrichtung (187, 189), die den Betriebszyklus bei Ausgabe des In-Phase-Ausgangssi­ gnals an den Betriebszyklus bei Ausgabe des Quadratur- Ausgangssignals angleicht. 2. Mixer circuit according to claim 1, characterized by an operating cycle adjustment device ( 187 , 189 ), which aligns the operating cycle when the in-phase output signal is output to the operating cycle when the quadrature output signal is output. 3. Quadratur-Modulator mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2; gekennzeichnet durch ein Schaltungselement (199), das auf das Taktsignal an­ spricht, und entsprechend dem Taktsignal wechselweise ein erstes und ein zweites Informationssignal an den Eingang (101) der HF-Mischerschaltung anlegt, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das mit beiden Informa­ tionssignalen moduliert ist (Fig. 11).3. Quadrature modulator with an RF mixer circuit according to claim 1 or 2; characterized by a circuit element ( 199 ) which responds to the clock signal and, in accordance with the clock signal, alternately applies a first and a second information signal to the input ( 101 ) of the RF mixer circuit in order to generate an output signal which modulates with both information signals ( Fig. 11). 4. Quadratur-Demodulator mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, die ein Quadratur-moduliertes Signal empfängt, das mit einem ersten und mit einem zweiten Informationssignal moduliert ist; gekennzeichnet durch
ein erstes Filter (205);
ein zweites Filter (207); und
ein Schaltungselement (203), das auf das Taktsignal an­ spricht, um das Ausgangssignal entsprechend dem Taktsi­ gnal wechselweise an das erste und an das zweite Filter anzulegen und das Signal zu demodulieren, um durch das erste Filter das erste Informationssignal und durch das zweite Filter das zweite Informationssignal zu repro­ duzieren (Fig. 12).4. Quadrature demodulator with an RF mixer circuit according to claim 1 or 2, which receives a quadrature-modulated signal which is modulated with a first and with a second information signal; marked by
a first filter ( 205 );
a second filter ( 207 ); and
a circuit element ( 203 ) which responds to the clock signal in order to alternately apply the output signal corresponding to the clock signal to the first and second filters and to demodulate the signal in order to pass the first information signal through the first filter and the second filter to reproduce second information signal ( Fig. 12). 5. Frequenzumsetzer zum Verschieben der Trägerfrequenz ei­ nes HF-Signals mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, die das HF-Signal als ihr Eingangssignal empfängt; gekennzeichnet durch
einen Ausgangsphasenschieber (216), der auf das Taktsi­ gnal anspricht, um die Phase des Ausgangssignals ent­ sprechend dem Taktsignal wechselweise um eine erste und eine zweite Phasenverschiebung zu verschieben, wobei sich die zweite Phasenverschiebung von der ersten Pha­ senverschiebung um 90° unterscheidet; und
ein Bandpaßfilter (218), das wechselweise die phasen­ verschobenen Ausgangssignale empfängt und das gewünsch­ te Frequenz-verschobene Signal liefert (Fig. 14).5. frequency converter for shifting the carrier frequency ei NES RF signal with an RF mixer circuit according to claim 1 or 2, which receives the RF signal as its input signal; marked by
an output phase shifter ( 216 ) responsive to the clock signal to alternately shift the phase of the output signal accordingly the clock signal by a first and a second phase shift, the second phase shift being 90 ° different from the first phase shift; and
a bandpass filter ( 218 ) which alternately receives the phase shifted output signals and provides the desired frequency shifted signal ( Fig. 14). 6. Frequenzumsetzer zum Verschieben der Trägerfrequenz ei­ nes HF-Signals mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, die das HF-Signal als ihr Eingangssignal empfängt; gekennzeichnet durch
ein erstes Filter (265) für das In-Phase-Ausgangs­ signal;
ein zweites Filter (267) für das Quadratur-Ausgangs­ signal;
ein erstes Schaltungselement (263), das das Ausgangssi­ gnal empfängt und unter der Steuerung des Taktsignals das Ausgangssignal wechselweise an das erste Filter und an das zweite Filter anlegt;
einen Analog/Digital-Wandler (273);
eine zweite Taktsignalquelle (271), die ein zweites Taktsignal liefert;
ein zweites Schaltungselement (269), das durch das zweite Taktsignal gesteuert wird, um wechselweise das erste Filter und das zweite Filter mit dem Analog/Digi­ tal-Wandler zu verbinden; und
einen digitalen Phasenschieber (275), der mit dem Ana­ log/Digital-Wandler verbunden ist, der das gewünschte Frequenz-verschobene Signal liefert.6. frequency converter for shifting the carrier frequency ei NES RF signal with an RF mixer circuit according to claim 1 or 2, which receives the RF signal as its input signal; marked by
a first filter ( 265 ) for the in-phase output signal;
a second filter ( 267 ) for the quadrature output signal;
a first circuit element ( 263 ) which receives the output signal and alternately applies the output signal to the first filter and the second filter under the control of the clock signal;
an analog to digital converter ( 273 );
a second clock signal source ( 271 ) providing a second clock signal;
a second circuit element ( 269 ) controlled by the second clock signal to alternately connect the first filter and the second filter to the analog / digital converter; and
a digital phase shifter ( 275 ) connected to the analog / digital converter which provides the desired frequency shifted signal. 7. Frequenzumsetzer zum Verschieben der Trägerfrequenz ei­ nes HF-Signals mit einer HF-Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, die das HF-Signal als ihr Eingangssignal empfängt; gekennzeichnet durch
eine Mehrzahl von kaskadierten Tiefpaßfilterstufen (277), die das Ausgangssignal filtern, wobei jede Stufe einen Widerstand (281, 291, 301), einen ersten Konden­ sator (287, 297, 307), einen zweiten Kondensator (289, 299, 309), eine Schaltungseinrichtung (285, 295, 305), die auf das Taktsignal anspricht, um den ersten Konden­ sator und den zweiten Kondensator wechselweise seriell mit dem Widerstand zu verbinden, und einen Ausgangsver­ stärker (283, 293, 303) aufweist;
eine Abtast/Halte-Schaltung (279), die das gefilterte Ausgangssignal abtastet;
einen Analog/Digital-Wandler (273), der die abgetaste­ ten Werte, die durch die Abtast/Halte-Schaltung ge­ liefert werden, in ein digitales Signal umwandelt; und
einen digitalen Phasenschieber (275), der die Phase des digitalen Signals abwechselnd um eine erste und eine zweite Phasenverschiebung verschiebt, wobei sich die zweite Phasenverschiebung von der ersten um 90° unter­ scheidet, und wodurch der digitale Phasenschieber (275) das gewünschte Frequenz-verschobene Signal liefert.7. Frequency converter for shifting the carrier frequency of an RF signal with an RF mixer circuit according to claim 1 or 2, which receives the RF signal as its input signal; marked by
a plurality of cascaded low-pass filter stages ( 277 ) which filter the output signal, each stage comprising a resistor ( 281 , 291 , 301 ), a first capacitor ( 287 , 297 , 307 ), a second capacitor ( 289 , 299 , 309 ), circuit means ( 285 , 295 , 305 ) responsive to the clock signal for alternately serially connecting the first capacitor and the second capacitor to the resistor and having an output amplifier ( 283 , 293 , 303 );
a sample / hold circuit ( 279 ) which samples the filtered output signal;
an analog to digital converter ( 273 ) that converts the sampled values provided by the sample and hold circuit into a digital signal; and
a digital phase shifter ( 275 ) which alternately shifts the phase of the digital signal by a first and a second phase shift, the second phase shift differing from the first by 90 °, and whereby the digital phase shifter ( 275 ) shifts the desired frequency Signal delivers. 8. Frequenzumsetzer zum Verschieben der Trägerfrequenz ei­ nes HF-Signals mit einer HF-Mischerschaltung (228) nach Anspruch 1 oder 2; gekennzeichnet durch
ein Filter (233), das das Ausgangssignal der HF-Mi­ scherschaltung filtert;
einen zweiten Mischer (253) mit einem Eingang, der das gefilterte Signal von dem Filter empfängt, einem Oszillator-Eingang und einem Ausgang;
einen zweiten Oszillator (257), der ein zweites Oszillatorsignal liefert; und
eine zweite Einrichtung (255), die von einem Taktsignal angesteuert wird, und wirksam ist, daß ein Ausgangssi­ gnal, das an dem Ausgang des zweiten Mischers anliegt, entsprechend dem Taktsignal zwischen einem ersten und einem zweiten Ausgangssignal wechselt, wobei das erste Ausgangssignal das Ausgangssignal ist, welches der zweite Mischer liefern würde, wenn das zweite Oszilla­ torsignal an dem Oszillatoreingang des zweiten Mischers anliegt, wobei das Quadratur-Ausgangssignal das Aus­ gangssignal ist, welches der zweite Mischer liefern würde, wenn das zweite Oszillatorsignal um 90°phasen­ verschoben und dann an dem Oszillatoreingang des zwei­ ten Mischers anliegen würde.8. Frequency converter for shifting the carrier frequency of an RF signal with an RF mixer circuit ( 228 ) according to claim 1 or 2; marked by
a filter ( 233 ) that filters the output signal of the RF mixer circuit;
a second mixer ( 253 ) having an input that receives the filtered signal from the filter, an oscillator input, and an output;
a second oscillator ( 257 ) providing a second oscillator signal; and
a second device ( 255 ), which is driven by a clock signal, and is effective in that an output signal, which is present at the output of the second mixer, changes in accordance with the clock signal between a first and a second output signal, the first output signal being the output signal is what the second mixer would deliver if the second oscillator gate signal was present at the oscillator input of the second mixer, the quadrature output signal being the output signal which the second mixer would deliver if the second oscillator signal were shifted by 90 ° and then would be applied to the oscillator input of the second mixer.