DE1928229B2 - Symmetrische Vielphasenschaltung der elektrischen Nachrichtentechnik - Google Patents
Symmetrische Vielphasenschaltung der elektrischen NachrichtentechnikInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf symmetrische Mehrphasenschaltungen der elektrischen Nachrichtentechnik,
bestehend aus einer Anzahl N paralleler Zweige, bei denen das Signal jeden Zweiges gegenüber dem
des elektrisch unmittelbar angrenzenden eine Phasenverschiebung von -—- aufweist, so daß die vektorielle
Summe der Signale aller Zweige 0 ergibt, insbesondere für die Realisierung von spulenlosen Filtern, für den
Einsatz bei JV-Pfad Abtastmodulatoren und für die Erzeugung JV-phasiger Drehfelder in Einrichtungen
der elektrischen Fernmeldetechnik. Prinzipielle Hinweise auf Funktion und Einsatzmöglichkeit solcher
Mehrphasenschaltungen enthält die Abhandlung von I. F. Macdiamid und D. G. T u c k e r, »Polyphase
Modulation as a Solution of Certain Filtration Problems in Telecommunication« in Proc. I. E. S. Part III,
Vol. 97 (Sept. 1950), S. 349 bis 358.
Solche symmetrischen Mehrphasenschaltungen finden beispielsweise Anwendung bei JV-Pfad Abtastmodulatoren,
wie sie in der französischen Patentschrift 1 503 468 beschrieben sind.
Es sind in den letzten Jahren Vorschläge für die Realisierung von Filtern nach dem Abtastprinzip
gemacht worden. Beispiele hierfür sind die Abhandlungen von L. E. Franks und I. W. S a η d b e r g in
»Bell. Syst. Techn. Journ.«, 39 (1960), auf den Seiten 1321 bis 1350, »An alternative approach to ihe
realization of network transfer functions: The JV-path filter«, von W. Poschenrieder im Tagungsheft
der NTG-Tagung vom 31. 3. bis 1.4. 1966 in Stuttgart
über »Analyse und Synthese von Netzwerken« auf den Seiten 221 bis 237, »Frequenzfilterung durch Netzwerke
mit periodisch gesteuerten Schaltern«, von E. L a η g e r in der Zeitschrift »Frequenz«, 20 (1966),
auf den Seiten 396 bis 406, »Zeitmultiplex-Verfahren zur Filtersynthese. Eine mathematische Einführung
zum Allgemeinverständnis eines vielversprechenden Schaltungsprinzips«, von K.H. Möhrmann und
W. H ei η lein in der Zeitschrift »Frequenz«, 21 (1967), auf den Seiten 369 bis 375, »N-Pfad-Filter hoher
Selektivität mit spulenlosen Schwingkreisen«, von E. L a η ge r in der Zeitschrift »Frequenz«, 22 (1968),
auf den Seiten 1! bis 16, »Realisierungsprobleme bei N-Pfad-Filtern« und von E. L a η g e r in der Zeitschrift
»Frequenz«, 22 (1968), auf den Seiten 89 bis 95, »Ein neuartiges JV-Pfad-Filter mit zwei konjugiert
komplexen Polpaaren«. Eine Zusammenfassung dieser Abhandlungen enthält der nachveröffentlichte Aufsatz
von E. Langer und K. H.Möhrman n, »Schalterfilter«
auf Seite 31 bis 36 des Sonderheftes »Spulenlose Filter« der Entwicklungsberichte der Siemens-Halske-Werke
(September 1968). Für die Realisierung solcher N-Pfad-Abtastfilter können die erfindungsgemäßen
Mehrphasenschaltungen vorteilhaft eingesetzt werden.
Eine weitere vorteilhafte Anwendungsmöglichkeit der erlindungsgemäßen symmetrischen Mehrphasenschaltungen
besteht in der Erzeugung vielphasiger Drehfelder. Hierdurch lassen sich einfach und genau
Signale mit vorgegebenen Phasenverschiebungen untereinander erzeugen, wenn diese Phasenverschiebung
einen ganzzahligen Bruchteil von 2.τ beträgt. Solche Phasenverschiebungen lassen sich für mehr oder
weniger breitbandige Signale bisher nur für eine Phasenverschiebung von 180° hinreichend einfach
und genau realisieren.
Für solche mehrphasige Drehfelder gibt es in der Elektrotechnik eine Reihe von Einsatzmöglichkeiten.
So wurde z. B. in der Nachrichtentechnik die Sinus-Cos;nus-Modulation,
die in der anglo-amerikanischen Literatur als »Quadrature«-Modulation bekannt ist
und die Erzeugung eines Einseitenbandsignals ohne den Einsatz eines aufwendigen Einseitenbandfilters
erlaubt, praktisch nur eingesetzt, wenn das Modulationssignal aus einer einzigen Frequenz bestand, da
die Erzeugung zweier um 90° zueinander phasen-
verschobener Signale für breite Modulationsbänder mit der notwendigen Genauigkeit praktisch nicht zu
realisieren war.
Solche mehrphasigen Drehfelder werden aber auch für die Träger bei JV-Pfad Abtastmodulatoren ebenso
benötigt wie für die Abtastsignale bei Abtastfiltern. Entsprechend den Tendenzen der heutigen Nachrichtentechnik
sollen dabei die verwendeten Schaltungen integrierbar sein, d. h., sie dürfen keine Spulen und
übertrager enthalten, müssen also nur aus Wider-
ständen, Kondensatoren und Transistoren aufbaubar
sein.
Die Erfindung setzt sich nun zur Aufgabe, eine symmetrische Mehrphasenschaltung, bestehend aus
einer Anzahl JV paralleler Zweige, bei denen das Signal jeden Zweiges gegenüber dem des elektrisch unmittelbar
angrenzenden eine Phasenverschiebung von
-^ aufweist, so daß die vektorielle Summe der Signale
aller Zweige 0 ergibt, insbesondere für die Realisierung
von spulenlosen Filtern, für den Einsatz bei JV-Pfad Abtastmodulatoren und für die Erzeugung JV-phasiger
Drehfelder in Einrichtungen der elektrischen Nachrichtentechnik anzugeben.
Die gestellte Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß jeder Zweig einen komplexen
Widerstand enthält, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist, und daß dabei der Betrag der in die einzelnen
Zweige eingefügten komplexen Widerstände untereinander gleich ist, daß dabei diese komplexen
Widerstände mittels N-phasiger Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler
bzw. JV Tor-Gyratoren erzeugt werden, die mit je einem einander zugeordneten Ein-
und Ausgang in jeden der JV parallelen Zweige eingefügt werden.
In Fortbildung der Erfindung werden für einige 2-, 3- und 4-Phasenschaltungen spezielle Ausführungsformen angegeben.
Einphasen - Wirkwiderstands - Reaktanz - Wandle; sind dabei z. B. aus der Abhandlung J. Z i v, »Resistance-to-Reactance
Converter« in IRE Transactions on Circuit Theory, Vol. CT-7 (September 1960), Nr. 3,
S. 355 bis 356, bekannt. Entsprechendes gilt auch für Gyratoren, von denen z. B. Prinzip und einige abweichende
Ausführungsformen aus der USA.-Patentschrift 3 001 157 bekannt sind.
Die Erfindung soll nun an Hand der Figuren eingehend beschrieben werden.
Es zeigt dabei
F i g. 1A und B die Erklärung des Begriffes positiver und negativer Drehsinn,
Es zeigt dabei
F i g. 1A und B die Erklärung des Begriffes positiver und negativer Drehsinn,
F i g. 2 die Erklärung des Begriffes positive und negative Frequenz,
Fig. 3A den Dämpfungsverlauf eines einfachen
elliptischen Tiefpasses 3. Grades,
F i g. 3 B den Dämpfungsverlauf nach einer Tief-Bandpaßtransformalion
mit unsymmetrisch verlaufenden Flanken,
F i g. 4 die Realisation eines komplexen Wider-
F i g. 4 die Realisation eines komplexen Wider-
Standes, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist. mittels eines Gyrators,
Fig. 5 zeigt die Darstellung eines Gyrators als gesteuerte Signalquellen,
F i g. 6 die Realisation der komplexen Widerstände bei einer Vierphasenschaltung,
F i g. 7 den Stromlauf eines Filters mit unsymmetrisch verlaufenden Flanken,
F i g. 8 die Realisation dieses Filters als Zwciphasenschaltung,
F i g. 9 Prinzip und Stromlauf eines zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers durch Spannungsverzögerung,
Fig. 10 eine Alternativlösung hierzu.
Fig. 11 Prinzip und Stromlauf eines zweiphasigen
Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers durch Stromverzögerung,
Fig. 12 eine Alternativlösung hierzu,
Fig. 13 das Prinzipschaltbild einer Phase des in
Fig. 14 als Zweiphasenschaltung realisierten Netz-Werkes,
Fig. 15 ein Teilschaltbild dieses Netzwerkes,
Fig. 16, 17, 18 und 20 verschiedene Ausführungsbeispiele für dreiphasige Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler,
Fig. 19 das Wirkschaltbild einer Phase der
Schaltung nach Fig. 18,
Fig. 21 ein einphasiges Netzwerk mit mehreren komplexen Widerständen, deren Blindanteil frequenzunabhängig
ist,
Fig. 22 die Realisation dieses Netzwerkes als Dreiphasenschaltung,
F i g. 23 und 24 äquivalente Schaltungen fur eine Phase der Dreiphasenschaltung,
Fig. 25 und 26 unterschiedliche Realisierungsmöglichkeiten
eines Vierphasen-Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers,
Fig. 27 Dämpfungskurven,
Fig. 28 den Stromlauf einer einzelnen Phase und seine Transformation für komplexe Widerstände,
deren Blindanteil frequenzunabhängig ist,
Fig. 29 und 30 Dämpfungskurven,
Fig. 31 ein Vektordiagramm,
Fig. 32 die Anwendung von Mehrphasenschaltungen bei einem Sin-Cos-Einseitenbandmodulator.
Für die Behandlung und das Verständnis des Anmeldungsgegenstandes sollen einige erläuternde und
die verwendeten Begriffe erklärende Betrachtungen vorangestellt werden.
So muß z. B. der Begriff negativer Frequenzen
eingeführt werden. Wenn man das in der F i g. 1 (A) dargestellte Vierphasensystem mit den Phasenspannungen
V, —jV, — V und +jV an seinen vier Eingängen
betrachtet, so kann das Eingangssignal als symmetrisch bezeichnet werden, wenn alle Phasenspannungen
gleich im Betrag und genau um 90° im gleichen Sinne gegeneinander verschoben sind.
Als positiver Drehsinn wird dabei bezeichnet wenn sich alle Vektoren entgegen dem Uhrzeiger drehen,
also die Phasenspannung 2 gegenüber 1 um 90° nacheilt usw. Wenn die Vektoren in umgekehrter
Richtung, also im Uhrzeigersinne rotieren, also die Phasenspannung 2 gegenüber 1 voreilt, wird der
Drehsinn als negativ bezeichnet
Wenn man die Phasenspannung einer, z. B. der ersten Phase betrachtet, so ist aus F i g. 2 zu ersehen,
daß die Projektion des Vektors 1, wenn er positiv, also entgegen dem Uhrzeiger rotiert, auf die imaginäre
Achse gleich V · sin «>f ist. Rotiert er negativ, also
im Uhrzeigersinn, so ergibt sich — V sin <»t. Da nun
-sin mi gleich sin (-mi) ist, kann für eine einzelne
Phase bei positivem Drehsinn des Vektors von positiven Frequenzen und bei negativem Drehsinn
von negativen Frequenzen gesprochen werden. Wenn später bei Netzwerken Tür eine einzelne Phase einer
Mehrphasenschaltung mit N solcher Netzwerke von positiven und negativen Frequenzen gesprochen wird,
so wird hiermit positiver oder negativer Drehsinn der Phasenspannung angegeben.
Um ein Mchrphasen-Nelzwerk mit unterschiedlichem übertragungsverhalten bei unterschiedlichem
— positivem oder negativem — Drehsinn der Eingangssignalabtaslung
realisieren zu können, soll zunächst ein Einphasennetzwerk mit unterschiedlichem
übertragungsverhalten für positiv oder negativ liegenden Frequenzen betrachtet werden. Solch ein Einphascnnetzwerk
ist zwar physikalisch nicht realisierbar, da es hierbei nicht möglich ist, zwischen positiv
oder negativ liegenden Frequenzen zu unterscheiden, wenn dieses Netzwerk aus technischen Bauelementen
aufgebaut ist. Überlegungen über ein zu einer Nullfrequenz unsymmetrisches Einphasennetzwerk können
aber als Hilfsmittel zur Synthese eines Mehrphasennetzwerkes verwendet werden, bei dem positiv
und negativ liegende Frequenzen eine reelle Bedeutung haben und für das gezeigt werden kann, daß die
Kenntnis der Phasenbeziehungen, wobei jede Phase den Drehsinn der Eingangssignalabtastung »kennt«,
notwendig und ausreichend für die Ableitung eines Mehrphasennetzwerkes aus dem vorher angedeuteten
unrealisierbaren Einphasennetzwerk ist. Dieses erfolgt durch Transformationen eines Netzwerkes mit einem
symmetrisch zu einer Nullfrequenz liegendem übertragungsverhalten in eines mit unsymmetrisch liegendem.
In Fig. 3 (A) ist nun als ein Beispiel das übertragungsverhalten
eines einfachen elliptischen Tiefpasses dritten Grades dargestellt. Wenn man bei
diesem Tiefpaß die Transformation
Q
=
1 + —"-
durchführt, bei der ω die bisherige i-requenzvariab'ie
und Ω eine neue Frequenzvariable ist. erhält die Dbertragungskurve die in F i g. 3 (B) dargestellte
unsymmetrische Form. Wie aus dieser Figur zu ersehen ist, wird für «>x = oxl der Pol, der in
F i g. 3 (A) bei — ω^ lag, jetzt nach Ω = + co verschoben.
Die zu der Transformation nach Gleichung (1) inverse ist gegeben durch
1 -
Es ist nun möglich, die Realisierbarkeit eines solchen transformierten Netzwerkes zu betrachten.
Wenn das ursprüngliche Netzwerk aus Spulen und Kondensatoren aufgebaut und ohmisch abgeschlossen
war, wird eine Spule mit dem Blindleitwert
τ—S- transformiert zu
JmL
jΩL
ju,xL
2634
Die Spule wird also transformiert in die Parallelschaltung
einer Spule mit einem komplexen Widerstand, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist.
dessen Wert sich also bei einer Frequenzänderung nicht ändert. Solche komplexen Widerstände sollen
in der Beschreibung zur Abkürzung'konstante Reaktanzen genannt weiden. Ahnlich transformiert sich
ein Kondensator in die Sericnschallung eines Kondensators mit einer konstanten Reaktanz. Da aber
konstante Reaktanzen in Einphasennelzwerken nicht realisierbar sind, ist ein einzelnes Hinphasennetzwerk
nicht realisierbar.
In Mehrphasennetzwerken, die N Einphasennetzwerke
enthalten, können konstante Reaktanzclenicnte. z. B. durch Gyratoren. oder eine Vielzahl gesteuerter
Quellen, die einen /V-Tor-Gyrator bilden, bestehen.
l£s soll nun ein Zweiphasennetzwerk mit um 90 phasenverschobenen liingungssignnlcn Vin und /T111
ursacht durch die komplexe Phasenbeziehung zwischen Strömen und Spannungen. Die Gyratorkreise
werden dabei mit Transistoren realisiert. Als ein Beispiel für die Anwendung obiger Ausführungen
soll wieder das bereits beschriebene Filter nach Fig. 3 (B) dienen.
Die einphasige Version dieses Filters könnte die Form des in Fig. 7 dargestellten Netzwerkes erhalten,
in dem der Spule Ll, die im Längszweig zwisehen Ein- und Ausgang liegt, einmal eine konstante
Reaktanz X3 und ferner die Reihenschaltung eines Kondensators ("2 mit einer konstanten Reaktanz Xl
und einem Kondensator Γ3 parallel geschaltet ist. In den Qiierzwcigen ljCgt parallel zum Hingang die
Reihenschaltung eines Kondensators ΓI mit einer konstanten Reaktanz X 1 und parallel zum Ausgang
die Reihenschaltung eines Kondensators ("4 mit einer konstanten Reaktanz X 4.
betrachtet werden. Wenn au einem Punkt des einen Die Realisation für ein Zweiphasennetzwerk mit
Pfades die Spannung V auftritt und der Strom / fließt, so steht an dem entsprechenden Punkt des
anderen Pfades, völlig gleiche Ausbildung der beiden Pfade dabei vorausgesetzt, die Spannung /T. und es
fließt der Strom /7.
Wenn, wie in F i g. 4 dargestellt, ein Gyrator zwischen die beiden Phasen geschaltet wird, liegt an
dem einen F.ingang eine Spannung !' und an dem anderen jV an, wenn der Gyrator symmetrisch ist.
Für einen symmetrischen Gyrator gilt die Kettenmatrix
V,
0 -t-L
g'" 0
also: Z1 = gmV2 und I2 = + gin V1 .
Die Impedanz des Einganges 1 ist
■7 V<
V
gmjV
gm V2
Entsprechend Tür Eingang 2
Entsprechend Tür Eingang 2
K iV 1
J
jgm
(4)
(5)
(6)
-ΤΓ
- gm V
Aus Gleichungen (6) und (7) ist zu ersehen, daß der Gyrator G1 bei beiden Eingängen den Eingangsscheinwiderstand
j— aufweist. Da ein Gyrator wenigstens theoretisch als verlustfreies Element betrachtet
werden kann, lassen sich mit ihm verlustfreie Netzwerke aufbauen, die unempfindlicher gegen Bauelementestreuungen
sind, wie R-C-Netzwerke mit aktiven Gliedern.
Wie aus der F i g. 5 zu ersehen ist, kann em Gyrator G 2 durch zwei gesteuerte Quellen, den
Konstantstromquellen CCSl und CCS2, erhalten werden.
Bei Anwendung dieser Möglichkeit können Gyratoren in Netzwerken mit mehr als zwei Phasen verwendet
werden. F i g. 6 zeigt den Weg, konstante Reaktanzen für ein Vierphasennetzwerk mittels einer
als Vier-Tor-Gyrator wirkenden Anordnung zu realisieren. Für andere Phasenzahlen wie 2 oder 4 werden
die Anordnungen nur wenig mehr verwickelter, verum 90 phasenverschobenen Eingangssignal ist in
F i g. 8 dargestellt, bei dem vier Gyralorcn mit zwei Eingängen für die konstanten Reaktanzen beider
Zweige eingesetzt sind.
Hiner der beiden Eingänge des Gyrators G 3 liegt in Serie mit den Kondensatoren C2, und C3, parallel
der SpuleLl( der einen Phase, während der
andere Eingang in Serie mit den Kondensatoren C22
und C32 der Spule Ll2 parallel geschaltet ist.
Ähnlich wird je einer der beiden Eingänge der Gyratoren G4 bis G 6 für je eine Phase verwendet,
und zwar liegt je ein Eingang des Gyrators G4 in Serie mit dem Kondensator Cl1 bzw. Cl2 parallel
den Eingängen der beiden Phasen. Je einer der Eingänge des Gyrators G5 liegt parallel der Spule Ll1
bzw. Ll2, und je ein Eingang des Gyrators G6 liegt in Reihe mit dem Kondensator C 4, bzw. C42 parallel
den Ausgängen. Die Gyratoren mit zwei oder mehreren (N) Toren, die zur Realisierung konstanter
Reaktanzen verwendet werden, seien allgemein Mehrphasenschaltungen genannt, weil sie so ausgelegt
werden, daß sie um der Zahl N entsprechende gegeneinander phasenverschobene Spannungen und Ströme
liefern.
Eine andere Art von solchen Mehrphasenschaltungcn enthalten Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler
zur Erzeugung der konstanten Reaktanzen. Als Beispiel hierfür diese die Anordnung nach F i g. 9 (A).
Für jede Phase ist ein Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler durch Spannungsverzögerung mit einer
Konstantstromquelle (CCS3 bzw. CCS4) vorgesehen, und die Spannungen und Ströme jeder Phase sind
in der Figur durch Beschriftung dargestellt. Wenn jede Phase mit einer Impedanz Z abgeschlossen
wird, so erscheint an ihrem Eingang die Impedanz jZ. Wie in F i g. 9 (B) gezeigt, können diese Schaltungen,
mit deren Hilfe Widerstände in konstante Reaktanzen umgewandelt werden können, mit Transistoren
realisiert werden. Für jede Phase ist ein Transistor VTl bzw. VTI eingesetzt, dessen KoI-lektor-Emitter-Strecke
im Längszweig zwischen Ein- und Ausgang liegt
Das JV1 -Eingangssignal einer Phase gelangt an
die Basis des Transistors VTl der anderen Phase
über den Transistor VT3, an dessen Basis «las
jV1 -Signal anliegt und dessen Kollektor mit der Basis
des Transistors VTl und mit der Versorgunwwpannung
über einen Widerstand R1 verbunden ist, während
sein Emitter über einen Widerstand R 2 an
209542/375
2634
• *
ίο
Masse liegt. Das Eingangssignal Vt liegt an der Basis
des Transistors VTl.
Eine Alternativlösung Pur einen solchen zweiphasigen
Wirkwiderstands-Rcaklanz-Wandler zeigt die Fig. 10 (A) und 10 (B). Das Wirkschaltbild
nach Fig. 10(A) zeigt Spannungen und Ströme jeder Phase, während die Realisierung in Fig. 10(B)
dargestellt ist. Jede Phase weist einen Transistor VTA bzw. VT5 auf, deien Emilter-Kollcktor-Strccken im
Längszweig der Schaltung zwischen Ein- und Ausgang liegen.
Das 7T2-Ausgangssignal einer Phase liegt an der Basis des Transistors VT4 der anderen, während
das Ausgangssignal V2 der anderen Phase an die Basis des Transistors VT5 über einen Transistor
VTb gelangt, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors VTS und über den Widerstand RIl mit
dem negativen Pol der Versorgungsspannung und dessen Emitter über einen Widerstand R 10 mit Masse
verbunden ist.
Fig. 11 (A) und 12(A) zeigen die Wirkschaltbilder
weilerer Varianten, die keiner weiteren Erklärung bedürfen.
Fig. 11 (B) zeigt nun die Schaltungsrealisierung
Tür Fig. 11 (A). Die Emittcr-Basis-Strccke je eines
Transistors VTl bzw. KT8 liegt im Längszweig jeder Phase. Die Basis des Transistors VTl ist mit
dem Kollektor des Transistors VTS und die Basis des Transistors V T8 mit dem Kollektor des Transistors
VTl über einen Transistor VT9 verbunden,
dessen Emitter über einen Widerstand R 12 an Masse
liegt, während seine Basis am Kollektor des Transistors VTl und über den Widerstand R13 am Pluspotential
der Versorgungsspannung liegt.
Fig. 12(B) zeigt nun die Schaltungsrealisierung für Fig. 12(A). Die Basis-Emitter-Strecke je eines
Transistors KTlO bzw. KTU liegt im Längszweig
zwischen Ein- und Ausgang jeder Phase. Die Basis des Transistors KTlO ist dabei mit dem Kollektor
des Transistors KTIl über einen Transistor VTYl
verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R15 an Masse liegt und dessen Basis mit dem Kollektor
des Transistors KTIl und über einen Widerstand
R14 mit dem positiven Pol der Versorgungsspannung verbunden ist. Die Basis des Transistors
KTIl ist dabei direkt mit dem Kollektor des Transistors
KTlO verbunden.
Fig. 13 zeigt das Blockschaltbild eines einphasigen
Netzwerkes mit einer großen Anzahl von konstanten Reaktanzen X5, X6, X7, X8, X9... XM.
Am Eingang liegt eine Querkapazität C 5 und am Ausgang eine CN. Die in den Querzweigen liegenden
konstanten Reaktanzen X 6, X 8... X(M-I)
find in Reihe geschaltet mit Kondensatoren Cd, Cl... C(N-I), wobei diese Reihenschaltung zwisehen
den jeweiligen Verbindungspunkten der konstanten Reaktanzen X5 und Xl, Xl und X9...
X(M- 2) und XM sowie Masse liegen.
Bei Verwendung einer der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler,
wie sie vorher beschrieben wurden, erhält man aus dieser Konfiguration das in Fig. 14
dargestellte Zweiphasennetzwerk <l\ und Φ2 mit den
Eingangsspannungen V,„ und jVin. Am Eingang der
beiden Phasen Φ, und Φ2 liegt eine Querkapazität
CS1 bzw. C52 und am Ausgang eine CN, bzw. CN2.
Da Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler verwendet
werden können, um Widerstände in konstante Reaktanzen umzuwandeln, werden die konstanten Reaktanzen
X5, X6 und Xl der Fig. 13 in dem Zweiphasennetzwerk
der Fig. 14 durch die T-Netzwerke aus den Widerständen R5,, R6, und R7, bzw. R52,
R62 und R72 realisiert, indem zwischen den Widerständen
R 6 und R62 und den Kondensatoren C6,
und C62 ein Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandler 2
zwischengeschaltet wird. Entsprechend wird der Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandler
3 für das Widerstands-T-Netzwerk R(M-D1, R(M-I)1 und RM1
bzw. R(M-2)2, R(M-I)2 und RM2 zur Erzeugung
der konstanten Reaktanzen X(M-I), X(M- 1) und
.YM von Fig. 13 eingesetzt.
Der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler 1, der am
Eingang den Widerständen R 5, und R 52 vorgeschaltet
ist, dreht die Phase der Signale um ;, bevor sie zu dem Netzwerk gelangen, während der Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandler
4 am Ausgang die Phase wieder zurückdreht.
Wenn die Reaktanzen λ'6, X 8 usw. gegenüber
den Reaktanzen X 5, X 7, X 9 usw. entgegengesetztes Vorzeichen aufweisen sollen, ist es notwendig, in die
Nelzwcrkkonfiguration nach Fig. 14 Negativimpedanzwandler,
wie in Fig. 15 dargestellt, einzufügen. Fig. 15 zeigt dabei einen Teilausschnitt des Netzwerkes
nach Fig. 14 und enthält die Negativimpedanzwandler 5 und 6, die zwischen den Widerständen
Ro1 bzw. Rb2 und dem Verbindungspunkt der
Widerstände R 5, und R 7, bzw. R52 und R72 eingefügt
sind. Wenn in ein Widerstands-T-Netzwerk ein Negativimpedanzwandler eingefügt wird, muß
anstatt des Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandlers 2 ein Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler 7 verwendet
werden.
Das in Fi g. 14 dargestellte Netzwerk ohne Kondensatoren
kann als N-Tor-Gyralor angesehen werden, es ist dabei verlustarm und passiv, obwohl es
zu seiner Realisierung aktive Elemente enthält.
Die Fig. 16, 17, 18 und 20 zeigen nun Dreiphasenschaltungen.
Die Dreiphasenschaltung nach Fig. 16 enthält in jeder Phase einen Transistor
VT13 bzw. VT14 bzw. VTXS, deren Kollektor-Emitter-Strecken
zwischen Ein- und Ausgang der Phasen liegen. Die Basis des Transistors K T13 ist
mit dem Kollektor des Transistors VT15. die Basis
des Transistors VT14 mit dem Kollektor des Transistors
VT13 und die Basis des Transistors VT15
mit dem Kollektor des Transistors VT14 verbunden.
Dieses Netzwerk kann als Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler
mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu -h nach folgender Kettenmatrix betrachtet werden
worin
V1 | Z1 = | h 0 | hZ2 | V2 |
h | 0 1 | h | ||
Λ | ||||
Hierbei ist Z1 der Eingangsscheinwiderstand unc
Z2 der Ausgangsscheinwiderstand Es ist
= e
(10)
2634
mithin
2 2
Λ3 = 1
1+/H- /ι2 =· O .
I 928
Die Drciphascnschaltung nach Fig. 17 stimmt
prinzipiell mit der nach Fig. 16 übercin, jedoch ist
hier die Basis der Transistoren VT13... VT15
nicht mit dem Kollektor des Transistors der vorhergehenden, sondern mit dem der folgenden Phase
verbunden, so daß sich ein Wirkwiderstands-Reak-
lanz-Wandlcr mit dem Verhältnis 1 zu ^ ergibt. Es
ist also verbunden die Basis des Transistors VT 13 mit dem Kollektor des Transistors VT14. Die Basis
des Transistors VT14 mit dem Kollektor des Transistors
VT15 und die Basis des Transistors VT15
mit dem Kollektor des Transistors VTM.
Diese Schaltung hat die Kettenmatrix
Diese Schaltung hat die Kettenmatrix
VT16 verbunden ist. Weiterhin ist der Emitter des
Transistors KT20 über die Reihenschaltung eines
Widerstandes R 20 mit einem Widerstand —γ- mit
dem Emitter des Transis'ors KT21 verbunden, wobei am Verbindungspunkt der beiden Widerslände die
Basis des Transistors VT17 angeschlossen ist. Dabei
wurden die Werte der Widerstände R 16. R20 und (12) R21 unter Berücksichtigung der Daten der Transi-
stören KT19 ... KT21 so gewählt, daß an der Basis
des Transistors VT16 ein Signal .A , an der Basis
des Transistors KT17 ein solches /i/K, und IrJV1 an
der Basis des Transistors VT18 anliegt.
Diese Schaltung hat die Kettenmatrix
Diese Schaltung hat die Kettenmatrix
V,
ι ι
I Ί
V2
und 7 - K'
Z1 - _
Z1 - _
= -J]/3 Z2
mithin
1» |
Z2
/l |
V2 | |
0 1 | '2 | ||
M | |||
Z1 ~ |
(13)
(14)
Das PrinzipschaHbild für eine Phase des Stromlaufcs nach Fig. 18 ist in Fig. 19 dargestellt und
zeigt die Ableitung des Basispotentials für den Längstransistor dieser Phase. Als Beispiel sind hierbei die
Transistoren VT19 und KT20 gewählt, von denen
die Basisspannung für VT16 abgeleitet wird.
Aus F i g. 19 ist zu ersehen:
40
45
In Fig. 18 ist nun eine weitere Dreiphascnschallung,
bei der in jeder Phase die Kollektor-Emitter-Strccke
eines Transistors KT16...KT18 zwischen Ein- und Ausgang liegt, dargestellt. Um einen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler
mit dem Wandlungsvcrhältnis 1 zu - /1 3 ^.u erhalten, sind für die Verbindungen
zwischen den einzelnen Phasen die Transistoren KT19...KT21 eingesetzt, deren Kollektoren
an dem negativen Pol der Versorgungsspannung und deren Emitter über Emitterwiderstände
R17 ... R19 an Masse liegen.
Die Basis des Transistors VT19 ist mit dem Eingangssignal
K1 der einen Phase und somit auch mit dem Kollektor des Transistors VT16 verbunden,
mit dem Eingangssignal /1K1 der zweiten Phase ist
die Basis des Transistors K T 20 und der Kollektor des Transistors VT17 verbunden, während das Eingangssignal
der dritten Phase an der Basis des Transistors K T 21 und am Kollektor des Transistors V T18
liegt.
Der Emitter des Transistors VT19 ist einerseits
mit dem Emitter des Transistors V T 20 über die Reihenschaltung eines Widerstandes R16 mit einem
—γ- , andererseits mit dem Emitter des
über die Reihenschaltung eines mit einem Widerstand R 21 ver-R 16
und
sowie
K | = V1- | i R16 | /R |
Vo | V1- | -/R | V1 ■ |
V1 | \ | ||
Aus Gleichungen (17), (18) und (19):
Yl. = ! _ y'-hy»
V' \ R 16 K1
V' \ R 16 K1
55 also = 1 -y (1-h),
- λ + 2 h
- T + T*1-
ΎΓ
Widerstand
Transistors V T 21
R 21
R 21
60
Widerstandes
i.
bunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände R 21 und — γ- liegt an der Basis des Transistors 65 mithin
KT18, während der Verbindungspunkt der Widerslände R16 und —t~ mit der Basis des Transistors
Aus Gleichungen (10 und 20)
Kn 1 I
Vn =
JV1.
JT
2634
Die Dreiphasenschaltung nach F i g. 20 entspricht wieder prinzipiell der nach Fig. 18, jedoch sind die
drei Netzwerke mit den Transistoren FT19... K Γ 21
jetzt so dimensioniert, daß sich ein Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler mit dem Wandlungsverhältnis 1
zu +j /T ergibt. Dieses geschieht dadurch, daß an-
statt der Widerstände -^- bzw. -y- bzw. —— jetzt
die Widerstände 2 R16 bzw. 2 R 20 bzw. 2 Λ 21 eingesetzt
werden. Die Basis des Transistors VT17 ist jetzt mit dem Verbindungspunkt der Widerstände
R16 und 2R16, die des Transistors VT18 mit dem
der Widerstände .R 20 und 2 .R 20 sowie die des Transistors
VT16 mit dem der Widerstände R 21 und
2 R 21 verbunden.
Für diese Schaltung gilt die Kettenmatrix
h | = | Vf3 0 0 1 |
I2 |
Z1 =
(22)
(23)
20
In den Schaltbildern nach Fig. 16, 17. 18 und 20 sind die nur zur Einstellung der Gleichstromarbeitspunkte
dienenden Elemente nicht mit eingezeichnet. Sie sind in bekannter Weise so ausgebildet, daß
zwischen Emitter und Kollektor sowie zwischen Emitter und Basis jedes Transistors ein vorgegebenes
Gleichstrompotential liegt. Ein Beispiel, wie dieses erzielt wird, soll später beschrieben werden.
Fig. 21 zeigt das Schaltbild eines einphasigen Netzwerkes mit den konstanten Reaktanzen
X 10 ... X12. Am Netzwerk-Ein- und -Ausgang liegt
ein Kondensator C8 bzw. C9 im Querzweig, während am Verbindungspunkt der Reaktanzen χ 10 und
xll die Reihenschaltung der Reaktanz Xl2 mit einem Kondensator ClO quer liegt. Hierbei weist
X12 gegenüber χ 10 und xll entgegengesetztes Vorzeichen
auf.
Bei Verwendung des Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu /1 nach
Fig. 16 ergibt sich hieraus die in Fig. 22 dargestellte
dreiphasige Konfiguration. Die konstante Reaktanz X10 jeder Phase wird durch den Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler
mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu /1 realisiert, der durch die strichpunk- tierte mit 11A bezeichnete Linie umrandet ist. Dieser
schrieben wird, zwei Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler
mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu h eingesetzt werden, die in der Figur durch die mit HC
und HD bezeichnete, strichpunktierten Linien umrandet
sind.
Sie enthalten für jeden der drei Phasen jeweils die
Sie enthalten für jeden der drei Phasen jeweils die
Widerstände ^ψ- und RUx bzw. ^γ^ und R12,
bzw. ~± und R123.
Der in Fig. 21 am Eingang liegende Querkondensator C 8 wird für jede Phase durch die Kondensatoren
C 8, bzw. C82 bzw. C83, der Ausgangskondensator
C 9 durch die Kondensatoren C 9, bzw. C92 bzw. C93 und der Kondensator ClO durch die
Kondensatoren ClO1 bzw. ClO2 bzw. ClO3 realisiert.
Der Unterschied zwischen den durch die' punktgestrichelten
Linien umrandeten Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler WA... WD und dem nach
Fig. 10 besteht darin, daß ein Widerstand 22 zwischen Basis des Transistors VT15 und Kollektor
des Transistors VT14 eingefügt und eine Konstantstromquelle
CCS 5 mit der Basis des Transistors FT 15 verbunden ist. Zusammen'mit den Konstantstromquellen
CCS 6, die zwischen Masse und den
R12 R 12
Verbindungspunkten der Widerstände—^-bzw.—^-
bzw. —Y^ m·1 den Kondensatoren CJO, bzw. ClO2
bzw. ClO3 eingefügt sind, dient diese zur Erzeugung
der Tür das Netzwerk notwendigen Versorgungsgleichströme.
In Fig. 23 ist nun das Wirkschaltbild einer Phase der Schaltung nach F i g. 22 dargestellt. Hieraus
geht hervor, daß die Widerstände R10, und RIl,
mit dem Faktor h mittels der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler
11A und 11 B sowie der Widerstand
R12, mit dem Faktor /12 mittels der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler
H C und WD umgeformt werden.
Aus Gleichung (10)
/1 =
ergibt sich RIO, + /iRlO =
RlO1
enthält die Widerstände
RIO
RIO
— und RIO, bzw.^~und Entsprechend:
R 1O2 bzw.
und R10, in je einer der drei Phasen.
Die konstante Reaktanz X11 wird mittels des Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers
mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu /1 realisiert, der durch die mit 11 ß
bezeichneten strichpunktierten Linie umrandet ist
~± und R 11, bzw. ~ψ
und die Widerstände
RIl
RIl
und
55
60
-Κψ +ItRW1 = j
(24)
Rn1. (25)
Aus Gleichung (11)
und R H3 in je einer der drei Phasen er8lbl sich
R H2 bzw.
aufweist.
Da die konstante Reaktanz ΛΊ2 gegenüber den
konstanten Reaktanzen XIO und Xll entgegengesetztes Vorzeichen aufweisen soll, müssen, wie
später zu den F i g. 23 und 24 noch einmal Hc-
,3 R12,.
(26)
Jo
Gemäß diesen Gleichungen (24), (25) und (26) kann das Wirkschaltbild nach F i g. 23 in das nach F i g. 24
übergeführt werden.
Fig. 25 und 26 zeigen Beispiele für Vierphasenschaltungen.
Die nur zur Stromversorgung dienenden Bauelemente sind dabei nicht dargestellt, diese kann
aber ähnlich der der Dreiphasenschaitungen erfolgen.
Die Vierphasenschaltung nach Fig. 25 enthält in jeder Phase zwischen Ein- und Ausgang die Kollektor-Emitter-Strecke
eines Transistors VT22... VTlS. Die Basen der Transistoren VT22... VT25
sind dabei mit den Kollektoren oder Transistoren ΚΓ23, KT24, VT25 und VT22 verbunden.
Das dargestellte Netzwerk ohne die strichpunktierten oder die gestrichelten Leitungen ist spannungsnacheilend
und folgt der Kettenmatrix
V1
h |
j ο ö 1 |
V2
h |
und es ist
Z1 =
V1
-JZ2.
(27)
(28)
Wenn die gestrichelten Verbindungen eingelegt werden, wird das Netzwerk stromnacheilend und
folgt der Kettenmatrix
V1
h |
= | 1 0 0 -j |
V{
I2 |
(29)
30
und es ist
Z1 = JZ2,
Wenn die strichpunktierten Verbindungen in das ursprüngliche Netzwerk eingelegt werden, also
Phase 1 mit Phase 3 und Phase 2 mit Phase 4 ausgekreuzt werden, ergeben sich die Kettenmatrizen
27 bzw. 29 multipliziert mit - 1.
Die Vierphasenschältung nach Fig. 26 ist mit
der nach Fig. 25 prinzipiell übereinstimmend, jedoch ist hier die Basis der Transistoren K T 22...
VTlS mit dem Kollektor der Transistoren KT25,
KT22, ΚΓ23 und VT24 verbunden, um einen
1 zu —j Impedanzwandler zu erhalten. Es ist deshalb das Netzwerk ohne die strichpunktierten und ohne
die gestrichelten Verbindungen spannungsnacheilend und folgt der Kettenmatrix
(31)
V1
Λ |
-./ ο 0 1 |
V2
h |
Wenn die gestrichelten Verbindungen eingelegt werden, wird das Netzwerk stromnacheilend und
folgt der Matrix:
V1 | = | 1 0 0 j |
Vi
Ii |
(32)
Das Einlegen der strichpunktierten Verbindungen ergibt wie vorher die mit - 1 multiplizierten Matrizen
31 bzw. 32.
Es soll vermerkt werden, daß ein einzelnes Phasennetzwerk
auch durch Transformation eines bekannten
Wellenparametergliedes in ein Mehrphasennetzwerk gewonnen wird, wenn mittels der Wellenparametertheorie
eine Konfiguration gebildet werden kann die konstante Reaktanzen als einzelne Netzwerkelemente
enthält.
Fig. 27 (A) zeigt nun eine zu einer Nulllrequeru
symmetrisch verlaufende Dämpfungskurve eines Filters. Wenn man hier die Werte
(33) (34) (35)
betrachtet und die Transformation ω2 = Ω durchführt,
geht die Dämpfungskurve nach F i g. 27A in die nach F i g. 27 B über. Obige Werte werden also
transformiert in:
Ω = β2 (36)
1 (37)
Ω =
Ω = 0.
(38)
Wenn vor der Transformation alle Scheinleit werte mitmultipliziert werden, erhält man
j ">
Jo2C
und
JL
(39)
γ konstant. (40)
Als Beispiel ist in Fig. 28 (A) die einphasige
Konfiguration eines Filters dargestellt, bei dem dei
dem Ein- und Ausgangswellenwiderstand entspre chende Leitwert γ0(ο) bzw. γ0 ist. Diese Konfigura
tion wird nun transformiert in die der Fig. 28 (B) Die Kapazitäten CIl ... C13 bleiben hierbei als Ka'pa
zitäten erhalten, jedoch wird die Induktivität L K
gewandelt in eine konstante Reaktanz, die durch der
mit 10 bezeichneten Funktionsblock dargestellt ist übergeht.
Mithin:
1 1
Y =
JY =
jm L10
1
1
/LlO
LlO
(41)
Wenn alle Scheinleitwerte vor der Transformation durch nt dividiert werden, geht
55
j<„C
*jC-
konstant
und
j Ω L
(43)
über.
Die Berechnung der Einfügungsdämpfung des ein
phasigen Netzwerkes kann mittels der Z-Transfor mation erfolgen, die so modifiziert wird, daß man fü
positiv und negativ zur Nullfrequenz liegende Fre quenzen Werte erhält.
Symmetrische Mehrphasenschaltungen, wie sie vor her beschrieben wurden, können, außer zur Lösun
reiner Filieraufgaben ohne Verwendung von Spuler
m3Rpn symmetrischen Mehrphasender
erfindungsgemaßen symmorderung ^
schaltungen laßt sicfl rfrequenz braucht dabei
lösen. Die Schalt-od« U ^ fa p.g ^
nicht
und
Die e:
und
Die e:
>eispielsweise für eine Anordnung zur Frequenzumetzung eines Nachrichtenbandes in ein trägcrfreluentes
Einseitenbandsignal nach der ausgelegten leutschen Patentanmeldung P 12 79 122.9-35 eingesetzt
werden.
Eine solche aus N-Pfaden bestehende Anordnung Die eruuuuu^B-r
tiat die übertragungsfunktion können auchdazu ejng^efcrtw
fa p.g
piel erläutert. Slehrphasenschaltungen
= K -H(P-P1)- F1 ip-Pl + p2),
IO etzt ^^
können auch_dazu emg j abzuleiten.
einphasigen Signal ein i ρ voq N Vektoren
Ein unsymmetriscües mmetrischen Vektorsyste-
kann als Summe ν einem einphasigen
fßt wto Wenn a
worin bedeutet:
K eine Konstante,
H{p) die übertragungsfunktion der Netzwerke in
den einzelnen Pfaden,
Pi = Jfi M
P2 = jlnf2 = Jw2,
Z1 = die Schaltfrequenz des Eingangsschalters,
/2 = die Schaltfrequenz des Ausgangsschalters.
20
Die Dbertragungsfunklion II (p) ist entlang der
reellen Frequenzachse um den Betrag Z1 verschoben.
Für eine N-Pfad Filteranordnung, bei der p, = p2
gewählt wird, ergibt dieses Bandpaßverhalten mit einem zur Frequenz Z1 symmetrischen Dämpfungsverlauf.
Wenn in die N-Pfade Tiefpässe eingefügt werden, ergibt sich das Verhalten eines nullfrequenzverschobenen
Tiefpasses, dessen Verhalten bei zur Nullfrequenz negativen Frequenzen spiegelbildsymmetrisch
zu dem bei positiven Frequenzen ist. Dieses ist in Fig. 29 (A) und 29 (B) gezeigt. Bei der Frequenzumsetzung
ist nun öfters der Einsatz von Filtermitteln mit symmetrischem Dämpfungsverlauf wenig ökonomisch, da an der einen Grenze des
Durchlaßbandes ein steilerer Dämpfungsanslieg wünschenswert ist wie an der anderen. Bei Einsatz
kann als Summe vo einem einphasigen
men aufgefaßt werden. Wenn a ^ ^
Signal V ei\o^%P 0 hoaS1 a gufweisen, gebildet werden
Unterschied von w . signai γ als Summe
soll, so kann das Emg g ^ ^n ^
zweier ™Whas*™h^ ist, wie in Fig. 31 (A) bis
eine Phase gegefhaoig , on fur 31 (B)
31(C) dargestellt MLst ^ H(_p) ^
H{p)t so mu t ß n°!e en Blockschaltbild einer Schal-Fig·
I2 ZTr Ϊ0 eine Zweiphasenschaltung ist. an
tung, bei der IU eine g Spannunas-
deren einen EmgangJ, das bign J
queile V anli«rf^^Jlitude O Mt. Der
Masse hegt, aIso d e ^ ö licht einfach das BiI-Einsatz
dieser Schaltung ^hobener Spannungen,
den zweier um 90 pnasen hinreichend
wobei die entgegengesetzt^Cjehr« g ^^
geSbeerrzedue g rteJn unterd« ist W SchaUung
eilend) erzeugici Frzeusung von Sinus- und
kann " I Γόη«?ν"" Modulations- und Träger-
Kosinuskomp rikanischen Literatu,
signal Tür d-e m der ^g mQ<,MMdllor) bc.
Γ1''» ς nus cTsinus-Einseitenbandmodulation ,erkannte
Sinus cos.nu können κ_
Γηΐ auTenemdnXgen Signal nach den Lehre,
der Erfindung N-phasige erzeugt werden.
Hierzu 5 Blatt Zeichnungen
Claims (8)
1. Symmetrische Mehrphasenschaltung der elektrischen Nachrichtentechnik, bestehend aus einer
Anzahl N paralleler Zweige, bei denen das Signal jeden Zweiges gegenüber dem des elektrisch unmittelbar
angrenzenden eine Phasenverschiebung von -^- aufweist, so daß die vektorielle Summe der
Signale aller Zweige 0 ergibt, insbesondere für die Realisierung von spulenlosen, sogenannten
JV-Pfad-Filtern, für den Einsatz bei N-Pfad Abtastmodulatoren
und für die Erzeugung JV-phasiger Drehfelder, dadurch gekennzeichnet,
daß jeder Zweig mindestens einen komplexen Widerstand (Xl...X12) enthält, dessen Blindanteil
frequenzunabhängig ist, und daß dabei der Betrag korrespondierender komplexer Widerstände
(Xl... X12) der einzelnen Zweige untereinander
gleich ist, daß diese komplexen Widerstände mit frequenzunabhängigem Blindanteil mittels
N-phasiger Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler (I... 7) bzw. N-Tor-Gyratoren erzeugt werden,
die mit je einem einander zugeordneten Eingang (z. B. K15JT1, - K1, -JT1) und/oder Ausgang (ζ. Β.
K2, jT2, - K2, -JV1) in jeden der N parallelen
Zweige eingefügt werden.
2. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
N-phasige Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler aus einem N-phasigen Netzwerk besteht, bei dem
in jeder Phase zwischen ihrem Ein- und Ausgang die Kollektor-Emitter-Strecke eines ersten Transistors
(VT 13 bzw. VT14 bzw. KT25) angeordnet
ist, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors der nächstfolgenden (VT 14 bzw. VT£5 bzw.
KT13) bzw. vorangehenden (KT15 bzw. KT13 bzw. KT14) Phase verbunden ist.
3. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für einen
zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler die Basis des ersten Transistors (KTl) der ersten
Phase mit dem Kollektor des ersten Transistors (KT2) der zweiten Phase verbunden ist, daß dagegen
die Basis des ersten Transistors (VT2) der zweiten Phase mit dem Kollektor eines zweiten
Transistors (KT3) verbunden ist, dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors (KTl) der
ersten Phase verbunden ist, wobei in den Emitterkreis des zweiten Transistors (KT3) ein Emitterwiderstand
(R2) eingefügt ist und der Kollektor dieses Transistors über einen Kollektorwiderstand
(Rl) mit der Versorgungsspannung verbunden ist (Fig. 9).
4. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für einen
vierphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler die Basen der ersten Transistoren (K T22 ... KT25)
jeder Phase jeweils mit den Kollektoren der ersten Transistoren der vorangehenden (KT25, KT22 ...
VT24) bzw. nachfolgenden Phase (KT23...
KT25, KT22) verbunden sind (Fig. 25 und 26).
5. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für einen
zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler zwischen Ein- und Ausgang jeder Phase die Emitter-Basis-Strecke
eines ersten Transistors (KT7.
50
55
65 VTU bzw. VT8. VTlO) angeordnet ist, daß der
Kollektor des ersten Transistors (KT7, ΚΓ11) der ersten Phase mit der Basis eines zweiten Transistors
(VT9, VT12) verbunden ist, dessen Kollektor an
der Basis des ersten Transistors (VT8, KT10) der
zweiten Phase liegt, daß ferner der Kollektor des ersten Transistors (KT8, VT11) der zweiten Phase
direkt mit der Basis des ersten Transistors (KT 7, KTIl) der ersten Phase verbunden ist, wobei in
den Emitterkreis des zweiten Transistors (KT9, K Γ12) ein Emitterwiderstand (R 12, R15) eingefügt
ist, und dessen Kollektor über einen Kollektorwiderstand (i?13, .R14) an der Versorgungsspannung
liegt (Fig. 11 und 12).
6. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für einen
dreiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler die Kollektoren der Transistoren jeder Phase
(VT 16, VT17, VT18) mit der Basis des Transistors
der vorangehenden bzw. nachfolgenden Phase (VT18, VTU, VTYl bzw. ΚΓΙ7, KT18, KT16)
über ein einen weiteren Transistor (VT 19, KT20.
K T 21) aufweisendes Netzwerk verbunden sind.
7. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das einen
weiteren Transistor aufweisende Netzwerk aus einem Transistor (VT 19 bzw. KT20 bzw. KT21)
besteht, dessen Basis mit dem Eingang der jeweils zugeordneten Phase verbunden ist, dessen Kollektor
an der Versorgungsspannung und dessen Emitter einmal über einen Emitterwiderstand (R\l
bzw. R18 bzw. RW) an Masse liegt, daß ferner die
Emitter der Transistoren VT 19und KT20 über die Reihenschaltung zweier Widerstände
16,
R 16
bzw. R 16, 2 R 16]
verbunden sind, an deren Abgriff die Basis des Transistors VT16 bzw. VT17 liegt, daß die Emitter
der Transistoren KT 20 und KT2I über die Reihenschaltung
zweier weiterer Widerstände
120,
R 2®
bzw. R 20, 2 R 20
verbunden sind, an deren Abgriff die Basis des Transistors VT17 bzw. VT18 angeschlossen ist,
und daß ferner die Emitter der Transistoren KT2I und VT16 über die Reihenschaltung zweier dritter
Widerstände
121,
R 21
bzw. R:
<.R2l\
miteinander verbunden sind, an deren Abgriff die Basis des Transistors VT18 bzw. VT16 liegt
(Fig. 18 und 20).
8. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie
aus vier dreiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlern (IlA, llß, HC und HD) aufgebaut
ist, wobei die Basen der Transistoren jeder dieser Wandler aus einer Konstantstromquelle (CCS5)
gespeist werden und die Emitter der Transistoren des vierten Wandlers (110) über je eine weitere
Konstantstromquelle (CCS6)mit Masse verbunden
sind.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB27161/68A GB1174709A (en) | 1968-06-07 | 1968-06-07 | A Symmetrical Polyphase Network |
GB2716168 | 1968-06-07 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1928229A1 DE1928229A1 (de) | 1970-01-29 |
DE1928229B2 true DE1928229B2 (de) | 1972-10-12 |
DE1928229C DE1928229C (de) | 1973-05-10 |
Family
ID=
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3929239A1 (de) * | 1989-09-02 | 1991-03-07 | Teldix Gmbh | Ringlaserkreisel |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3929239A1 (de) * | 1989-09-02 | 1991-03-07 | Teldix Gmbh | Ringlaserkreisel |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
ES368051A1 (es) | 1971-05-01 |
CH496364A (de) | 1970-09-15 |
GB1174709A (en) | 1969-12-17 |
DE1928229A1 (de) | 1970-01-29 |
NO132295C (de) | 1975-10-15 |
BR6909572D0 (pt) | 1973-03-08 |
BE733816A (de) | 1969-12-01 |
NO132295B (de) | 1975-07-07 |
US3618133A (en) | 1971-11-02 |
NL6908700A (de) | 1969-12-09 |
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---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) |