DE1928229B2 - Symmetrische Vielphasenschaltung der elektrischen Nachrichtentechnik - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf symmetrische Mehrphasenschaltungen der elektrischen Nachrichtentechnik, bestehend aus einer Anzahl N paralleler Zweige, bei denen das Signal jeden Zweiges gegenüber dem des elektrisch unmittelbar angrenzenden eine Phasenverschiebung von -—- aufweist, so daß die vektorielle

Summe der Signale aller Zweige 0 ergibt, insbesondere für die Realisierung von spulenlosen Filtern, für den Einsatz bei JV-Pfad Abtastmodulatoren und für die Erzeugung JV-phasiger Drehfelder in Einrichtungen der elektrischen Fernmeldetechnik. Prinzipielle Hinweise auf Funktion und Einsatzmöglichkeit solcher Mehrphasenschaltungen enthält die Abhandlung von I. F. Macdiamid und D. G. T u c k e r, »Polyphase Modulation as a Solution of Certain Filtration Problems in Telecommunication« in Proc. I. E. S. Part III, Vol. 97 (Sept. 1950), S. 349 bis 358.

Solche symmetrischen Mehrphasenschaltungen finden beispielsweise Anwendung bei JV-Pfad Abtastmodulatoren, wie sie in der französischen Patentschrift 1 503 468 beschrieben sind.

Es sind in den letzten Jahren Vorschläge für die Realisierung von Filtern nach dem Abtastprinzip gemacht worden. Beispiele hierfür sind die Abhandlungen von L. E. Franks und I. W. S a η d b e r g in »Bell. Syst. Techn. Journ.«, 39 (1960), auf den Seiten 1321 bis 1350, »An alternative approach to ihe realization of network transfer functions: The JV-path filter«, von W. Poschenrieder im Tagungsheft der NTG-Tagung vom 31. 3. bis 1.4. 1966 in Stuttgart über »Analyse und Synthese von Netzwerken« auf den Seiten 221 bis 237, »Frequenzfilterung durch Netzwerke mit periodisch gesteuerten Schaltern«, von E. L a η g e r in der Zeitschrift »Frequenz«, 20 (1966), auf den Seiten 396 bis 406, »Zeitmultiplex-Verfahren zur Filtersynthese. Eine mathematische Einführung zum Allgemeinverständnis eines vielversprechenden Schaltungsprinzips«, von K.H. Möhrmann und W. H ei η lein in der Zeitschrift »Frequenz«, 21 (1967), auf den Seiten 369 bis 375, »N-Pfad-Filter hoher Selektivität mit spulenlosen Schwingkreisen«, von E. L a η ge r in der Zeitschrift »Frequenz«, 22 (1968), auf den Seiten 1! bis 16, »Realisierungsprobleme bei N-Pfad-Filtern« und von E. L a η g e r in der Zeitschrift »Frequenz«, 22 (1968), auf den Seiten 89 bis 95, »Ein neuartiges JV-Pfad-Filter mit zwei konjugiert komplexen Polpaaren«. Eine Zusammenfassung dieser Abhandlungen enthält der nachveröffentlichte Aufsatz von E. Langer und K. H.Möhrman n, »Schalterfilter« auf Seite 31 bis 36 des Sonderheftes »Spulenlose Filter« der Entwicklungsberichte der Siemens-Halske-Werke (September 1968). Für die Realisierung solcher N-Pfad-Abtastfilter können die erfindungsgemäßen Mehrphasenschaltungen vorteilhaft eingesetzt werden.

Eine weitere vorteilhafte Anwendungsmöglichkeit der erlindungsgemäßen symmetrischen Mehrphasenschaltungen besteht in der Erzeugung vielphasiger Drehfelder. Hierdurch lassen sich einfach und genau Signale mit vorgegebenen Phasenverschiebungen untereinander erzeugen, wenn diese Phasenverschiebung einen ganzzahligen Bruchteil von 2.τ beträgt. Solche Phasenverschiebungen lassen sich für mehr oder weniger breitbandige Signale bisher nur für eine Phasenverschiebung von 180° hinreichend einfach und genau realisieren.

Für solche mehrphasige Drehfelder gibt es in der Elektrotechnik eine Reihe von Einsatzmöglichkeiten. So wurde z. B. in der Nachrichtentechnik die Sinus-Cos^;nus-Modulation, die in der anglo-amerikanischen Literatur als »Quadrature«-Modulation bekannt ist und die Erzeugung eines Einseitenbandsignals ohne den Einsatz eines aufwendigen Einseitenbandfilters erlaubt, praktisch nur eingesetzt, wenn das Modulationssignal aus einer einzigen Frequenz bestand, da die Erzeugung zweier um 90° zueinander phasen-

verschobener Signale für breite Modulationsbänder mit der notwendigen Genauigkeit praktisch nicht zu realisieren war.

Solche mehrphasigen Drehfelder werden aber auch für die Träger bei JV-Pfad Abtastmodulatoren ebenso

benötigt wie für die Abtastsignale bei Abtastfiltern. Entsprechend den Tendenzen der heutigen Nachrichtentechnik sollen dabei die verwendeten Schaltungen integrierbar sein, d. h., sie dürfen keine Spulen und übertrager enthalten, müssen also nur aus Wider-

ständen, Kondensatoren und Transistoren aufbaubar

sein.

Die Erfindung setzt sich nun zur Aufgabe, eine symmetrische Mehrphasenschaltung, bestehend aus einer Anzahl JV paralleler Zweige, bei denen das Signal jeden Zweiges gegenüber dem des elektrisch unmittelbar angrenzenden eine Phasenverschiebung von

-^ aufweist, so daß die vektorielle Summe der Signale aller Zweige 0 ergibt, insbesondere für die Realisierung

von spulenlosen Filtern, für den Einsatz bei JV-Pfad Abtastmodulatoren und für die Erzeugung JV-phasiger Drehfelder in Einrichtungen der elektrischen Nachrichtentechnik anzugeben.

Die gestellte Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß jeder Zweig einen komplexen Widerstand enthält, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist, und daß dabei der Betrag der in die einzelnen Zweige eingefügten komplexen Widerstände untereinander gleich ist, daß dabei diese komplexen

Widerstände mittels N-phasiger Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler bzw. JV Tor-Gyratoren erzeugt werden, die mit je einem einander zugeordneten Ein- und Ausgang in jeden der JV parallelen Zweige eingefügt werden.

In Fortbildung der Erfindung werden für einige 2-, 3- und 4-Phasenschaltungen spezielle Ausführungsformen angegeben.

Einphasen - Wirkwiderstands - Reaktanz - Wandle; sind dabei z. B. aus der Abhandlung J. Z i v, »Resistance-to-Reactance Converter« in IRE Transactions on Circuit Theory, Vol. CT-7 (September 1960), Nr. 3, S. 355 bis 356, bekannt. Entsprechendes gilt auch für Gyratoren, von denen z. B. Prinzip und einige abweichende Ausführungsformen aus der USA.-Patentschrift 3 001 157 bekannt sind.

Die Erfindung soll nun an Hand der Figuren eingehend beschrieben werden.
Es zeigt dabei
F i g. 1A und B die Erklärung des Begriffes positiver und negativer Drehsinn,

F i g. 2 die Erklärung des Begriffes positive und negative Frequenz,

Fig. 3A den Dämpfungsverlauf eines einfachen elliptischen Tiefpasses 3. Grades,

F i g. 3 B den Dämpfungsverlauf nach einer Tief-Bandpaßtransformalion mit unsymmetrisch verlaufenden Flanken,
F i g. 4 die Realisation eines komplexen Wider-

Standes, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist. mittels eines Gyrators,

Fig. 5 zeigt die Darstellung eines Gyrators als gesteuerte Signalquellen,

F i g. 6 die Realisation der komplexen Widerstände bei einer Vierphasenschaltung,

F i g. 7 den Stromlauf eines Filters mit unsymmetrisch verlaufenden Flanken,

F i g. 8 die Realisation dieses Filters als Zwciphasenschaltung,

F i g. 9 Prinzip und Stromlauf eines zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers durch Spannungsverzögerung,

Fig. 10 eine Alternativlösung hierzu.

Fig. 11 Prinzip und Stromlauf eines zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers durch Stromverzögerung,

Fig. 12 eine Alternativlösung hierzu,

Fig. 13 das Prinzipschaltbild einer Phase des in

Fig. 14 als Zweiphasenschaltung realisierten Netz-Werkes,

Fig. 15 ein Teilschaltbild dieses Netzwerkes,

Fig. 16, 17, 18 und 20 verschiedene Ausführungsbeispiele für dreiphasige Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler,

Fig. 19 das Wirkschaltbild einer Phase der Schaltung nach Fig. 18,

Fig. 21 ein einphasiges Netzwerk mit mehreren komplexen Widerständen, deren Blindanteil frequenzunabhängig ist,

Fig. 22 die Realisation dieses Netzwerkes als Dreiphasenschaltung,

F i g. 23 und 24 äquivalente Schaltungen fur eine Phase der Dreiphasenschaltung,

Fig. 25 und 26 unterschiedliche Realisierungsmöglichkeiten eines Vierphasen-Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers,

Fig. 27 Dämpfungskurven,

Fig. 28 den Stromlauf einer einzelnen Phase und seine Transformation für komplexe Widerstände, deren Blindanteil frequenzunabhängig ist,

Fig. 29 und 30 Dämpfungskurven,

Fig. 31 ein Vektordiagramm,

Fig. 32 die Anwendung von Mehrphasenschaltungen bei einem Sin-Cos-Einseitenbandmodulator.

Für die Behandlung und das Verständnis des Anmeldungsgegenstandes sollen einige erläuternde und die verwendeten Begriffe erklärende Betrachtungen vorangestellt werden.

So muß z. B. der Begriff negativer Frequenzen eingeführt werden. Wenn man das in der F i g. 1 (A) dargestellte Vierphasensystem mit den Phasenspannungen V, —jV, — V und +jV an seinen vier Eingängen betrachtet, so kann das Eingangssignal als symmetrisch bezeichnet werden, wenn alle Phasenspannungen gleich im Betrag und genau um 90° im gleichen Sinne gegeneinander verschoben sind. Als positiver Drehsinn wird dabei bezeichnet wenn sich alle Vektoren entgegen dem Uhrzeiger drehen, also die Phasenspannung 2 gegenüber 1 um 90° nacheilt usw. Wenn die Vektoren in umgekehrter Richtung, also im Uhrzeigersinne rotieren, also die Phasenspannung 2 gegenüber 1 voreilt, wird der Drehsinn als negativ bezeichnet

Wenn man die Phasenspannung einer, z. B. der ersten Phase betrachtet, so ist aus F i g. 2 zu ersehen, daß die Projektion des Vektors 1, wenn er positiv, also entgegen dem Uhrzeiger rotiert, auf die imaginäre

Achse gleich V · sin «>f ist. Rotiert er negativ, also im Uhrzeigersinn, so ergibt sich — V sin <»t. Da nun -sin mi gleich sin (-mi) ist, kann für eine einzelne Phase bei positivem Drehsinn des Vektors von positiven Frequenzen und bei negativem Drehsinn von negativen Frequenzen gesprochen werden. Wenn später bei Netzwerken Tür eine einzelne Phase einer Mehrphasenschaltung mit N solcher Netzwerke von positiven und negativen Frequenzen gesprochen wird, so wird hiermit positiver oder negativer Drehsinn der Phasenspannung angegeben.

Um ein Mchrphasen-Nelzwerk mit unterschiedlichem übertragungsverhalten bei unterschiedlichem — positivem oder negativem — Drehsinn der Eingangssignalabtaslung realisieren zu können, soll zunächst ein Einphasennetzwerk mit unterschiedlichem übertragungsverhalten für positiv oder negativ liegenden Frequenzen betrachtet werden. Solch ein Einphascnnetzwerk ist zwar physikalisch nicht realisierbar, da es hierbei nicht möglich ist, zwischen positiv oder negativ liegenden Frequenzen zu unterscheiden, wenn dieses Netzwerk aus technischen Bauelementen aufgebaut ist. Überlegungen über ein zu einer Nullfrequenz unsymmetrisches Einphasennetzwerk können aber als Hilfsmittel zur Synthese eines Mehrphasennetzwerkes verwendet werden, bei dem positiv und negativ liegende Frequenzen eine reelle Bedeutung haben und für das gezeigt werden kann, daß die Kenntnis der Phasenbeziehungen, wobei jede Phase den Drehsinn der Eingangssignalabtastung »kennt«, notwendig und ausreichend für die Ableitung eines Mehrphasennetzwerkes aus dem vorher angedeuteten unrealisierbaren Einphasennetzwerk ist. Dieses erfolgt durch Transformationen eines Netzwerkes mit einem symmetrisch zu einer Nullfrequenz liegendem übertragungsverhalten in eines mit unsymmetrisch liegendem.

In Fig. 3 (A) ist nun als ein Beispiel das übertragungsverhalten eines einfachen elliptischen Tiefpasses dritten Grades dargestellt. Wenn man bei diesem Tiefpaß die Transformation

Q ₌

1 + —"-

durchführt, bei der ω die bisherige i-requenzvariab'ie und Ω eine neue Frequenzvariable ist. erhält die Dbertragungskurve die in F i g. 3 (B) dargestellte unsymmetrische Form. Wie aus dieser Figur zu ersehen ist, wird für «>_x = o_xl der Pol, der in F i g. 3 (A) bei — ω^ lag, jetzt nach Ω = + co verschoben. Die zu der Transformation nach Gleichung (1) inverse ist gegeben durch

1 -

Es ist nun möglich, die Realisierbarkeit eines solchen transformierten Netzwerkes zu betrachten.

Wenn das ursprüngliche Netzwerk aus Spulen und Kondensatoren aufgebaut und ohmisch abgeschlossen war, wird eine Spule mit dem Blindleitwert

τ—S- transformiert zu

JmL

jΩL

ju,_xL

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Die Spule wird also transformiert in die Parallelschaltung einer Spule mit einem komplexen Widerstand, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist. dessen Wert sich also bei einer Frequenzänderung nicht ändert. Solche komplexen Widerstände sollen in der Beschreibung zur Abkürzung'konstante Reaktanzen genannt weiden. Ahnlich transformiert sich ein Kondensator in die Sericnschallung eines Kondensators mit einer konstanten Reaktanz. Da aber konstante Reaktanzen in Einphasennelzwerken nicht realisierbar sind, ist ein einzelnes Hinphasennetzwerk nicht realisierbar.

In Mehrphasennetzwerken, die N Einphasennetzwerke enthalten, können konstante Reaktanzclenicnte. z. B. durch Gyratoren. oder eine Vielzahl gesteuerter Quellen, die einen /V-Tor-Gyrator bilden, bestehen.

l£s soll nun ein Zweiphasennetzwerk mit um 90 phasenverschobenen liingungssignnlcn V_in und /T₁₁₁ ursacht durch die komplexe Phasenbeziehung zwischen Strömen und Spannungen. Die Gyratorkreise werden dabei mit Transistoren realisiert. Als ein Beispiel für die Anwendung obiger Ausführungen soll wieder das bereits beschriebene Filter nach Fig. 3 (B) dienen.

Die einphasige Version dieses Filters könnte die Form des in Fig. 7 dargestellten Netzwerkes erhalten, in dem der Spule Ll, die im Längszweig zwisehen Ein- und Ausgang liegt, einmal eine konstante Reaktanz X3 und ferner die Reihenschaltung eines Kondensators ("2 mit einer konstanten Reaktanz Xl und einem Kondensator Γ3 parallel geschaltet ist. In den Qiierzwcigen lj_Cgt parallel zum Hingang die Reihenschaltung eines Kondensators ΓI mit einer konstanten Reaktanz X 1 und parallel zum Ausgang die Reihenschaltung eines Kondensators ("4 mit einer konstanten Reaktanz X 4.

betrachtet werden. Wenn au einem Punkt des einen Die Realisation für ein Zweiphasennetzwerk mit

Pfades die Spannung V auftritt und der Strom / fließt, so steht an dem entsprechenden Punkt des anderen Pfades, völlig gleiche Ausbildung der beiden Pfade dabei vorausgesetzt, die Spannung /T. und es fließt der Strom /7.

Wenn, wie in F i g. 4 dargestellt, ein Gyrator zwischen die beiden Phasen geschaltet wird, liegt an dem einen F.ingang eine Spannung !' und an dem anderen jV an, wenn der Gyrator symmetrisch ist. Für einen symmetrischen Gyrator gilt die Kettenmatrix

V,

0 -t-L

g'" 0

also: Z₁ = gmV₂ und I₂ = + gin V₁ .

Die Impedanz des Einganges 1 ist

■7 ^V<

V gmjV

gm V₂
Entsprechend Tür Eingang 2

K iV 1

J jgm

(4)

(5)

(6)

-ΤΓ

- gm V

Aus Gleichungen (6) und (7) ist zu ersehen, daß der Gyrator G1 bei beiden Eingängen den Eingangsscheinwiderstand j— aufweist. Da ein Gyrator wenigstens theoretisch als verlustfreies Element betrachtet werden kann, lassen sich mit ihm verlustfreie Netzwerke aufbauen, die unempfindlicher gegen Bauelementestreuungen sind, wie R-C-Netzwerke mit aktiven Gliedern.

Wie aus der F i g. 5 zu ersehen ist, kann em Gyrator G 2 durch zwei gesteuerte Quellen, den Konstantstromquellen CCSl und CCS2, erhalten werden.

Bei Anwendung dieser Möglichkeit können Gyratoren in Netzwerken mit mehr als zwei Phasen verwendet werden. F i g. 6 zeigt den Weg, konstante Reaktanzen für ein Vierphasennetzwerk mittels einer als Vier-Tor-Gyrator wirkenden Anordnung zu realisieren. Für andere Phasenzahlen wie 2 oder 4 werden die Anordnungen nur wenig mehr verwickelter, verum 90 phasenverschobenen Eingangssignal ist in F i g. 8 dargestellt, bei dem vier Gyralorcn mit zwei Eingängen für die konstanten Reaktanzen beider Zweige eingesetzt sind.

Hiner der beiden Eingänge des Gyrators G 3 liegt in Serie mit den Kondensatoren C2, und C3, parallel der SpuleLl₍ der einen Phase, während der andere Eingang in Serie mit den Kondensatoren C2₂ und C3₂ der Spule Ll₂ parallel geschaltet ist.

Ähnlich wird je einer der beiden Eingänge der Gyratoren G4 bis G 6 für je eine Phase verwendet, und zwar liegt je ein Eingang des Gyrators G4 in Serie mit dem Kondensator Cl₁ bzw. Cl₂ parallel den Eingängen der beiden Phasen. Je einer der Eingänge des Gyrators G5 liegt parallel der Spule Ll₁ bzw. Ll₂, und je ein Eingang des Gyrators G6 liegt in Reihe mit dem Kondensator C 4, bzw. C4₂ parallel den Ausgängen. Die Gyratoren mit zwei oder mehreren (N) Toren, die zur Realisierung konstanter Reaktanzen verwendet werden, seien allgemein Mehrphasenschaltungen genannt, weil sie so ausgelegt werden, daß sie um der Zahl N entsprechende gegeneinander phasenverschobene Spannungen und Ströme liefern.

Eine andere Art von solchen Mehrphasenschaltungcn enthalten Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler zur Erzeugung der konstanten Reaktanzen. Als Beispiel hierfür diese die Anordnung nach F i g. 9 (A). Für jede Phase ist ein Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler durch Spannungsverzögerung mit einer Konstantstromquelle (CCS3 bzw. CCS4) vorgesehen, und die Spannungen und Ströme jeder Phase sind in der Figur durch Beschriftung dargestellt. Wenn jede Phase mit einer Impedanz Z abgeschlossen wird, so erscheint an ihrem Eingang die Impedanz jZ. Wie in F i g. 9 (B) gezeigt, können diese Schaltungen, mit deren Hilfe Widerstände in konstante Reaktanzen umgewandelt werden können, mit Transistoren realisiert werden. Für jede Phase ist ein Transistor VTl bzw. VTI eingesetzt, dessen KoI-lektor-Emitter-Strecke im Längszweig zwischen Ein- und Ausgang liegt

Das JV₁ -Eingangssignal einer Phase gelangt an die Basis des Transistors VTl der anderen Phase über den Transistor VT3, an dessen Basis «las jV₁ -Signal anliegt und dessen Kollektor mit der Basis des Transistors VTl und mit der Versorgunwwpannung über einen Widerstand R1 verbunden ist, während sein Emitter über einen Widerstand R 2 an

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• *

ίο

Masse liegt. Das Eingangssignal V_t liegt an der Basis des Transistors VTl.

Eine Alternativlösung Pur einen solchen zweiphasigen Wirkwiderstands-Rcaklanz-Wandler zeigt die Fig. 10 (A) und 10 (B). Das Wirkschaltbild nach Fig. 10(A) zeigt Spannungen und Ströme jeder Phase, während die Realisierung in Fig. 10(B) dargestellt ist. Jede Phase weist einen Transistor VTA bzw. VT5 auf, deien Emilter-Kollcktor-Strccken im Längszweig der Schaltung zwischen Ein- und Ausgang liegen.

Das 7T2-Ausgangssignal einer Phase liegt an der Basis des Transistors VT4 der anderen, während das Ausgangssignal V₂ der anderen Phase an die Basis des Transistors VT5 über einen Transistor VTb gelangt, dessen Kollektor mit der Basis des Transistors VTS und über den Widerstand RIl mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung und dessen Emitter über einen Widerstand R 10 mit Masse verbunden ist.

Fig. 11 (A) und 12(A) zeigen die Wirkschaltbilder weilerer Varianten, die keiner weiteren Erklärung bedürfen.

Fig. 11 (B) zeigt nun die Schaltungsrealisierung Tür Fig. 11 (A). Die Emittcr-Basis-Strccke je eines Transistors VTl bzw. KT8 liegt im Längszweig jeder Phase. Die Basis des Transistors VTl ist mit dem Kollektor des Transistors VTS und die Basis des Transistors V T8 mit dem Kollektor des Transistors VTl über einen Transistor VT9 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R 12 an Masse liegt, während seine Basis am Kollektor des Transistors VTl und über den Widerstand R13 am Pluspotential der Versorgungsspannung liegt.

Fig. 12(B) zeigt nun die Schaltungsrealisierung für Fig. 12(A). Die Basis-Emitter-Strecke je eines Transistors KTlO bzw. KTU liegt im Längszweig zwischen Ein- und Ausgang jeder Phase. Die Basis des Transistors KTlO ist dabei mit dem Kollektor des Transistors KTIl über einen Transistor VTYl verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R15 an Masse liegt und dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors KTIl und über einen Widerstand R14 mit dem positiven Pol der Versorgungsspannung verbunden ist. Die Basis des Transistors KTIl ist dabei direkt mit dem Kollektor des Transistors KTlO verbunden.

Fig. 13 zeigt das Blockschaltbild eines einphasigen Netzwerkes mit einer großen Anzahl von konstanten Reaktanzen X5, X6, X7, X8, X9... XM. Am Eingang liegt eine Querkapazität C 5 und am Ausgang eine CN. Die in den Querzweigen liegenden konstanten Reaktanzen X 6, X 8... X(M-I) find in Reihe geschaltet mit Kondensatoren Cd, Cl... C(N-I), wobei diese Reihenschaltung zwisehen den jeweiligen Verbindungspunkten der konstanten Reaktanzen X5 und Xl, Xl und X9... X(M- 2) und XM sowie Masse liegen.

Bei Verwendung einer der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler, wie sie vorher beschrieben wurden, erhält man aus dieser Konfiguration das in Fig. 14 dargestellte Zweiphasennetzwerk <l\ und Φ₂ mit den Eingangsspannungen V,„ und jV_in. Am Eingang der beiden Phasen Φ, und Φ₂ liegt eine Querkapazität CS₁ bzw. C5₂ und am Ausgang eine CN, bzw. CN₂.

Da Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler verwendet werden können, um Widerstände in konstante Reaktanzen umzuwandeln, werden die konstanten Reaktanzen X5, X6 und Xl der Fig. 13 in dem Zweiphasennetzwerk der Fig. 14 durch die T-Netzwerke aus den Widerständen R5,, R6, und R7, bzw. R5₂, R6₂ und R7₂ realisiert, indem zwischen den Widerständen R 6 und R6₂ und den Kondensatoren C6, und C6₂ ein Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandler 2 zwischengeschaltet wird. Entsprechend wird der Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandler 3 für das Widerstands-T-Netzwerk R(M-D₁, R(M-I)₁ und RM₁ bzw. R(M-2)₂, R(M-I)₂ und RM₂ zur Erzeugung der konstanten Reaktanzen X(M-I), X(M- 1) und .YM von Fig. 13 eingesetzt.

Der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler 1, der am Eingang den Widerständen R 5, und R 5₂ vorgeschaltet ist, dreht die Phase der Signale um ;, bevor sie zu dem Netzwerk gelangen, während der Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandler 4 am Ausgang die Phase wieder zurückdreht.

Wenn die Reaktanzen λ'6, X 8 usw. gegenüber den Reaktanzen X 5, X 7, X 9 usw. entgegengesetztes Vorzeichen aufweisen sollen, ist es notwendig, in die Nelzwcrkkonfiguration nach Fig. 14 Negativimpedanzwandler, wie in Fig. 15 dargestellt, einzufügen. Fig. 15 zeigt dabei einen Teilausschnitt des Netzwerkes nach Fig. 14 und enthält die Negativimpedanzwandler 5 und 6, die zwischen den Widerständen Ro₁ bzw. Rb₂ und dem Verbindungspunkt der Widerstände R 5, und R 7, bzw. R5₂ und R7₂ eingefügt sind. Wenn in ein Widerstands-T-Netzwerk ein Negativimpedanzwandler eingefügt wird, muß anstatt des Reaktanz-Wirkwiderstands-Wandlers 2 ein Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler 7 verwendet werden.

Das in Fi g. 14 dargestellte Netzwerk ohne Kondensatoren kann als N-Tor-Gyralor angesehen werden, es ist dabei verlustarm und passiv, obwohl es zu seiner Realisierung aktive Elemente enthält.

Die Fig. 16, 17, 18 und 20 zeigen nun Dreiphasenschaltungen. Die Dreiphasenschaltung nach Fig. 16 enthält in jeder Phase einen Transistor VT13 bzw. VT14 bzw. VTXS, deren Kollektor-Emitter-Strecken zwischen Ein- und Ausgang der Phasen liegen. Die Basis des Transistors K T13 ist mit dem Kollektor des Transistors VT15. die Basis des Transistors VT14 mit dem Kollektor des Transistors VT13 und die Basis des Transistors VT15 mit dem Kollektor des Transistors VT14 verbunden.

Dieses Netzwerk kann als Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu -h nach folgender Kettenmatrix betrachtet werden

worin

V1	Z1 =	h 0	hZ2	V2
h	0 1	h
	Λ

Hierbei ist Z₁ der Eingangsscheinwiderstand unc Z₂ der Ausgangsscheinwiderstand Es ist

= e

(10)

2634

mithin

2 2

Λ³ = 1

1+/H- /ι² =· O .

I 928

Die Drciphascnschaltung nach Fig. 17 stimmt prinzipiell mit der nach Fig. 16 übercin, jedoch ist hier die Basis der Transistoren VT13... VT15 nicht mit dem Kollektor des Transistors der vorhergehenden, sondern mit dem der folgenden Phase verbunden, so daß sich ein Wirkwiderstands-Reak-

lanz-Wandlcr mit dem Verhältnis 1 zu ^ ergibt. Es ist also verbunden die Basis des Transistors VT 13 mit dem Kollektor des Transistors VT14. Die Basis des Transistors VT14 mit dem Kollektor des Transistors VT15 und die Basis des Transistors VT15 mit dem Kollektor des Transistors VTM.
Diese Schaltung hat die Kettenmatrix

VT16 verbunden ist. Weiterhin ist der Emitter des Transistors KT20 über die Reihenschaltung eines

Widerstandes R 20 mit einem Widerstand —γ- mit

dem Emitter des Transis'ors KT21 verbunden, wobei am Verbindungspunkt der beiden Widerslände die Basis des Transistors VT17 angeschlossen ist. Dabei wurden die Werte der Widerstände R 16. R20 und (12) R21 unter Berücksichtigung der Daten der Transi-

stören KT19 ... KT21 so gewählt, daß an der Basis

des Transistors VT16 ein Signal .A , an der Basis

des Transistors KT17 ein solches /i/K, und IrJV₁ an der Basis des Transistors VT18 anliegt.
Diese Schaltung hat die Kettenmatrix

V,

ι ι

I Ί

V₂

und 7 - ^K'
Z₁ - _

= -J]/3 Z₂

mithin

	1»	Z2 /l	V2
	0 1	'2
	M
Z1 ~

(13)

(14)

Das PrinzipschaHbild für eine Phase des Stromlaufcs nach Fig. 18 ist in Fig. 19 dargestellt und zeigt die Ableitung des Basispotentials für den Längstransistor dieser Phase. Als Beispiel sind hierbei die Transistoren VT19 und KT20 gewählt, von denen die Basisspannung für VT16 abgeleitet wird.

Aus F i g. 19 ist zu ersehen:

40

45

In Fig. 18 ist nun eine weitere Dreiphascnschallung, bei der in jeder Phase die Kollektor-Emitter-Strccke eines Transistors KT16...KT18 zwischen Ein- und Ausgang liegt, dargestellt. Um einen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler mit dem Wandlungsvcrhältnis 1 zu - /1 ₃ ^.u erhalten, sind für die Verbindungen zwischen den einzelnen Phasen die Transistoren KT19...KT21 eingesetzt, deren Kollektoren an dem negativen Pol der Versorgungsspannung und deren Emitter über Emitterwiderstände R17 ... R19 an Masse liegen.

Die Basis des Transistors VT19 ist mit dem Eingangssignal K₁ der einen Phase und somit auch mit dem Kollektor des Transistors VT16 verbunden, mit dem Eingangssignal /1K₁ der zweiten Phase ist die Basis des Transistors K T 20 und der Kollektor des Transistors VT17 verbunden, während das Eingangssignal der dritten Phase an der Basis des Transistors K T 21 und am Kollektor des Transistors V T18 liegt.

Der Emitter des Transistors VT19 ist einerseits mit dem Emitter des Transistors V T 20 über die Reihenschaltung eines Widerstandes R16 mit einem

—γ- , andererseits mit dem Emitter des über die Reihenschaltung eines mit einem Widerstand R 21 ver-R 16

und

sowie

K	= V1-	i R16	/R
Vo	V1-	-/R	V1 ■
V1	\

Aus Gleichungen (17), (18) und (19):

Yl. = ! _ ^y'-^hy»
^V' \ R 16 K₁

55 also = 1 -y (1-h),

- ^λ + ² h

- T ⁺ T*¹-

ΎΓ

Widerstand

Transistors V T 21
R 21

60

Widerstandes

i.

bunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände R 21 und — γ- liegt an der Basis des Transistors 65 mithin KT18, während der Verbindungspunkt der Widerslände R16 und —t~ mit der Basis des Transistors Aus Gleichungen (10 und 20)

K_n 1 I

V_n =

JV₁.

JT

2634

Die Dreiphasenschaltung nach F i g. 20 entspricht wieder prinzipiell der nach Fig. 18, jedoch sind die drei Netzwerke mit den Transistoren FT19... K Γ 21 jetzt so dimensioniert, daß sich ein Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu +j /T ergibt. Dieses geschieht dadurch, daß an-

statt der Widerstände -^- bzw. -y- bzw. —— jetzt die Widerstände 2 R16 bzw. 2 R 20 bzw. 2 Λ 21 eingesetzt werden. Die Basis des Transistors VT17 ist jetzt mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R16 und 2R16, die des Transistors VT18 mit dem der Widerstände .R 20 und 2 .R 20 sowie die des Transistors VT16 mit dem der Widerstände R 21 und 2 R 21 verbunden.

Für diese Schaltung gilt die Kettenmatrix

h	=	Vf3 0 0 1	I2

Z₁ =

(22)

(23)

20

In den Schaltbildern nach Fig. 16, 17. 18 und 20 sind die nur zur Einstellung der Gleichstromarbeitspunkte dienenden Elemente nicht mit eingezeichnet. Sie sind in bekannter Weise so ausgebildet, daß zwischen Emitter und Kollektor sowie zwischen Emitter und Basis jedes Transistors ein vorgegebenes Gleichstrompotential liegt. Ein Beispiel, wie dieses erzielt wird, soll später beschrieben werden.

Fig. 21 zeigt das Schaltbild eines einphasigen Netzwerkes mit den konstanten Reaktanzen X 10 ... X12. Am Netzwerk-Ein- und -Ausgang liegt ein Kondensator C8 bzw. C9 im Querzweig, während am Verbindungspunkt der Reaktanzen χ 10 und xll die Reihenschaltung der Reaktanz Xl2 mit einem Kondensator ClO quer liegt. Hierbei weist X12 gegenüber χ 10 und xll entgegengesetztes Vorzeichen auf.

Bei Verwendung des Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu /1 nach Fig. 16 ergibt sich hieraus die in Fig. 22 dargestellte dreiphasige Konfiguration. Die konstante Reaktanz X10 jeder Phase wird durch den Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu /1 realisiert, der durch die strichpunk- tierte mit 11A bezeichnete Linie umrandet ist. Dieser

schrieben wird, zwei Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu h eingesetzt werden, die in der Figur durch die mit HC und HD bezeichnete, strichpunktierten Linien umrandet sind.
Sie enthalten für jeden der drei Phasen jeweils die

Widerstände ^ψ- und RU_x bzw. ^γ^ und R12,

bzw. ~± und R12₃.

Der in Fig. 21 am Eingang liegende Querkondensator C 8 wird für jede Phase durch die Kondensatoren C 8, bzw. C8₂ bzw. C8₃, der Ausgangskondensator C 9 durch die Kondensatoren C 9, bzw. C9₂ bzw. C9₃ und der Kondensator ClO durch die Kondensatoren ClO₁ bzw. ClO₂ bzw. ClO₃ realisiert.

Der Unterschied zwischen den durch die' punktgestrichelten Linien umrandeten Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler WA... WD und dem nach Fig. 10 besteht darin, daß ein Widerstand 22 zwischen Basis des Transistors VT15 und Kollektor des Transistors VT14 eingefügt und eine Konstantstromquelle CCS 5 mit der Basis des Transistors FT 15 verbunden ist. Zusammen'mit den Konstantstromquellen CCS 6, die zwischen Masse und den

R12 R 12

Verbindungspunkten der Widerstände—^-bzw.—^-

bzw. —Y^ ^m·¹ den Kondensatoren CJO, bzw. ClO₂

bzw. ClO₃ eingefügt sind, dient diese zur Erzeugung der Tür das Netzwerk notwendigen Versorgungsgleichströme.

In Fig. 23 ist nun das Wirkschaltbild einer Phase der Schaltung nach F i g. 22 dargestellt. Hieraus geht hervor, daß die Widerstände R10, und RIl, mit dem Faktor h mittels der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler 11A und 11 B sowie der Widerstand R12, mit dem Faktor /1² mittels der Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler H C und WD umgeformt werden.

Aus Gleichung (10)

/1 =

ergibt sich RIO, + /iRlO =

RlO₁

enthält die Widerstände
RIO

— und RIO, bzw.^~und Entsprechend:

R 1O₂ bzw.

und R10, in je einer der drei Phasen.

Die konstante Reaktanz X11 wird mittels des Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlers mit dem Wandlungsverhältnis 1 zu /1 realisiert, der durch die mit 11 ß bezeichneten strichpunktierten Linie umrandet ist

~± und R 11, bzw. ~ψ

und die Widerstände
RIl

und

55

60 -^Κψ +ItRW₁ = j

(24)

Rn₁. (25)

Aus Gleichung (11)

und R H₃ in je einer der drei Phasen ^er8^{lbl sich}

R H₂ bzw.

aufweist.

Da die konstante Reaktanz ΛΊ2 gegenüber den konstanten Reaktanzen XIO und Xll entgegengesetztes Vorzeichen aufweisen soll, müssen, wie später zu den F i g. 23 und 24 noch einmal Hc-

,³ R12,.

(26)

Jo

Gemäß diesen Gleichungen (24), (25) und (26) kann das Wirkschaltbild nach F i g. 23 in das nach F i g. 24 übergeführt werden.

Fig. 25 und 26 zeigen Beispiele für Vierphasenschaltungen. Die nur zur Stromversorgung dienenden Bauelemente sind dabei nicht dargestellt, diese kann aber ähnlich der der Dreiphasenschaitungen erfolgen.

Die Vierphasenschaltung nach Fig. 25 enthält in jeder Phase zwischen Ein- und Ausgang die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors VT22... VTlS. Die Basen der Transistoren VT22... VT25 sind dabei mit den Kollektoren oder Transistoren ΚΓ23, KT24, VT25 und VT22 verbunden.

Das dargestellte Netzwerk ohne die strichpunktierten oder die gestrichelten Leitungen ist spannungsnacheilend und folgt der Kettenmatrix

V1 h	j ο ö 1	V2 h

und es ist

Z₁ =

V₁

-JZ₂.

(27)

(28)

Wenn die gestrichelten Verbindungen eingelegt werden, wird das Netzwerk stromnacheilend und folgt der Kettenmatrix

V1 h	=	1 0 0 -j	V{ I2

(29)

30

und es ist

Z₁ = JZ₂,

Wenn die strichpunktierten Verbindungen in das ursprüngliche Netzwerk eingelegt werden, also Phase 1 mit Phase 3 und Phase 2 mit Phase 4 ausgekreuzt werden, ergeben sich die Kettenmatrizen 27 bzw. 29 multipliziert mit - 1.

Die Vierphasenschältung nach Fig. 26 ist mit der nach Fig. 25 prinzipiell übereinstimmend, jedoch ist hier die Basis der Transistoren K T 22... VTlS mit dem Kollektor der Transistoren KT25, KT22, ΚΓ23 und VT24 verbunden, um einen 1 zu —j Impedanzwandler zu erhalten. Es ist deshalb das Netzwerk ohne die strichpunktierten und ohne die gestrichelten Verbindungen spannungsnacheilend und folgt der Kettenmatrix

(31)

V1 Λ	-./ ο 0 1	V2 h

Wenn die gestrichelten Verbindungen eingelegt werden, wird das Netzwerk stromnacheilend und folgt der Matrix:

V1	=	1 0 0 j	Vi Ii

(32)

Das Einlegen der strichpunktierten Verbindungen ergibt wie vorher die mit - 1 multiplizierten Matrizen 31 bzw. 32.

Es soll vermerkt werden, daß ein einzelnes Phasennetzwerk auch durch Transformation eines bekannten

Wellenparametergliedes in ein Mehrphasennetzwerk gewonnen wird, wenn mittels der Wellenparametertheorie eine Konfiguration gebildet werden kann die konstante Reaktanzen als einzelne Netzwerkelemente enthält.

Fig. 27 (A) zeigt nun eine zu einer Nulllrequeru symmetrisch verlaufende Dämpfungskurve eines Filters. Wenn man hier die Werte

(33) (34) (35)

betrachtet und die Transformation ω² = Ω durchführt, geht die Dämpfungskurve nach F i g. 27A in die nach F i g. 27 B über. Obige Werte werden also transformiert in:

Ω = β² (36)

¹ (37)

Ω =

Ω = 0.

(38)

Wenn vor der Transformation alle Scheinleit werte mitmultipliziert werden, erhält man

j ">

Jo²C

und

JL

(39)

γ konstant. (40)

Als Beispiel ist in Fig. 28 (A) die einphasige

Konfiguration eines Filters dargestellt, bei dem dei dem Ein- und Ausgangswellenwiderstand entspre chende Leitwert γ₀(ο) bzw. γ₀ ist. Diese Konfigura tion wird nun transformiert in die der Fig. 28 (B) Die Kapazitäten CIl ... C13 bleiben hierbei als Ka'pa zitäten erhalten, jedoch wird die Induktivität L K

gewandelt in eine konstante Reaktanz, die durch der

mit 10 bezeichneten Funktionsblock dargestellt ist übergeht.

Mithin:

1 1

Y =

JY =

jm L10
1

/LlO

LlO

(41)

Wenn alle Scheinleitwerte vor der Transformation durch nt dividiert werden, geht

55

j<„C *jC-

konstant

und

j Ω L

(43)

über.

Die Berechnung der Einfügungsdämpfung des ein

phasigen Netzwerkes kann mittels der Z-Transfor mation erfolgen, die so modifiziert wird, daß man fü positiv und negativ zur Nullfrequenz liegende Fre quenzen Werte erhält.

Symmetrische Mehrphasenschaltungen, wie sie vor her beschrieben wurden, können, außer zur Lösun reiner Filieraufgaben ohne Verwendung von Spuler

_m3Rpn symmetrischen Mehrphasender erfindungsgemaßen symm_orderung ^

schaltungen laßt sicfl _rfrequenz braucht dabei

lösen. Die Schalt-od« U ^ _{fa p}._g ^

nicht
und
Die e:

>eispielsweise für eine Anordnung zur Frequenzumetzung eines Nachrichtenbandes in ein trägcrfreluentes Einseitenbandsignal nach der ausgelegten leutschen Patentanmeldung P 12 79 122.9-35 eingesetzt werden.

Eine solche aus N-Pfaden bestehende Anordnung Die eruuuuu^B-r

tiat die übertragungsfunktion können auchdazu ejng^efcrtw

_{fa p}._g

piel erläutert. Slehrphasenschaltungen

= K -H(P-P₁)- F₁ ip-_Pl + p₂),

IO _etzt ^^

können auch_dazu emg j _abzuleiten.

einphasigen Signal ein i ρ _{voq N Vektoren}

Ein unsymmetriscües _mmetrischen Vektorsyste-

kann als Summe ν einem einphasigen

fßt wto Wenn a

worin bedeutet:

K eine Konstante,

H{p) die übertragungsfunktion der Netzwerke in den einzelnen Pfaden,

Pi = Jfi M

P₂ = jlnf₂ = Jw₂,

Z₁ = die Schaltfrequenz des Eingangsschalters,

/2 = die Schaltfrequenz des Ausgangsschalters.

20

Die Dbertragungsfunklion II (p) ist entlang der reellen Frequenzachse um den Betrag Z₁ verschoben. Für eine N-Pfad Filteranordnung, bei der p, = p₂ gewählt wird, ergibt dieses Bandpaßverhalten mit einem zur Frequenz Z₁ symmetrischen Dämpfungsverlauf. Wenn in die N-Pfade Tiefpässe eingefügt werden, ergibt sich das Verhalten eines nullfrequenzverschobenen Tiefpasses, dessen Verhalten bei zur Nullfrequenz negativen Frequenzen spiegelbildsymmetrisch zu dem bei positiven Frequenzen ist. Dieses ist in Fig. 29 (A) und 29 (B) gezeigt. Bei der Frequenzumsetzung ist nun öfters der Einsatz von Filtermitteln mit symmetrischem Dämpfungsverlauf wenig ökonomisch, da an der einen Grenze des Durchlaßbandes ein steilerer Dämpfungsanslieg wünschenswert ist wie an der anderen. Bei Einsatz

kann als Summe vo einem einphasigen

_men aufgefaßt werden. Wenn a ^ ^

Signal V ^ei\_o^%^P ₀ ^ho^aS1 _a ^gufweisen, gebildet werden Unterschied von w . _signai γ als Summe

soll, so kann das Emg g ^ ^_n ^

zweier ™W^has*™_h^ _ist, wie in Fig. 31 (A) bis eine Phase gegefhaoig , _{on fur 31 (B)}

31(C) dargestellt MLst ^ _H(__p) ^

_H{p)t so ^mu _t ^ß _n°!^e _en Blockschaltbild einer Schal-^Fig· I^{2 Z}Tr Ϊ0 eine Zweiphasenschaltung ist. an tung, bei der IU eine g Spannunas-

deren einen EmgangJ, das bign J

_queile V anli«rf^^Jlitude O Mt. Der Masse hegt, aIso d ^e ^ _{ö licht einfac}h das BiI-Einsatz dieser Schaltung ^_hobener Spannungen, den zweier um 90 pnasen hinreichend

wobei die entgegengesetzt^Cjehr« g ^^

^geS^be^er^rze^du^e _g ^rte^Jn unterd« ist W SchaUung eilend) erzeugici Frzeusung von Sinus- und

^kann " I Γόη«?ν"" Modulations- und Träger-

Kosinuskomp _rikanischen Literatu,

signal Tür ^d-e m der ^g _mQ<,_{MMdllor) bc}.

Γ¹''» ς nus cTsinus-Einseitenbandmodulation ,erkannte Sinus cos.nu _{können κ}_

Γηΐ auTenemdnXgen Signal nach den Lehre, der Erfindung N-phasige erzeugt werden.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

IO 15 Patentansprüche:

1. Symmetrische Mehrphasenschaltung der elektrischen Nachrichtentechnik, bestehend aus einer Anzahl N paralleler Zweige, bei denen das Signal jeden Zweiges gegenüber dem des elektrisch unmittelbar angrenzenden eine Phasenverschiebung von -^- aufweist, so daß die vektorielle Summe der

Signale aller Zweige 0 ergibt, insbesondere für die Realisierung von spulenlosen, sogenannten JV-Pfad-Filtern, für den Einsatz bei N-Pfad Abtastmodulatoren und für die Erzeugung JV-phasiger Drehfelder, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Zweig mindestens einen komplexen Widerstand (Xl...X12) enthält, dessen Blindanteil frequenzunabhängig ist, und daß dabei der Betrag korrespondierender komplexer Widerstände (Xl... X12) der einzelnen Zweige untereinander gleich ist, daß diese komplexen Widerstände mit frequenzunabhängigem Blindanteil mittels N-phasiger Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler (I... 7) bzw. N-Tor-Gyratoren erzeugt werden, die mit je einem einander zugeordneten Eingang (z. B. K₁₅JT₁, - K₁, -JT₁) und/oder Ausgang (ζ. Β. K₂, jT₂, - K₂, -JV₁) in jeden der N parallelen Zweige eingefügt werden.

2. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der N-phasige Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler aus einem N-phasigen Netzwerk besteht, bei dem in jeder Phase zwischen ihrem Ein- und Ausgang die Kollektor-Emitter-Strecke eines ersten Transistors (VT 13 bzw. VT14 bzw. KT25) angeordnet ist, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors der nächstfolgenden (VT 14 bzw. VT£5 bzw. KT13) bzw. vorangehenden (KT15 bzw. KT13 bzw. KT14) Phase verbunden ist.

3. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für einen zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler die Basis des ersten Transistors (KTl) der ersten Phase mit dem Kollektor des ersten Transistors (KT2) der zweiten Phase verbunden ist, daß dagegen die Basis des ersten Transistors (VT2) der zweiten Phase mit dem Kollektor eines zweiten Transistors (KT3) verbunden ist, dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors (KTl) der ersten Phase verbunden ist, wobei in den Emitterkreis des zweiten Transistors (KT3) ein Emitterwiderstand (R2) eingefügt ist und der Kollektor dieses Transistors über einen Kollektorwiderstand (Rl) mit der Versorgungsspannung verbunden ist (Fig. 9).

4. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für einen vierphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler die Basen der ersten Transistoren (K T22 ... KT25) jeder Phase jeweils mit den Kollektoren der ersten Transistoren der vorangehenden (KT25, KT22 ...

VT24) bzw. nachfolgenden Phase (KT23... KT25, KT22) verbunden sind (Fig. 25 und 26).

5. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für einen zweiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler zwischen Ein- und Ausgang jeder Phase die Emitter-Basis-Strecke eines ersten Transistors (KT7.

50

55

65 VTU bzw. VT8. VTlO) angeordnet ist, daß der Kollektor des ersten Transistors (KT7, ΚΓ11) der ersten Phase mit der Basis eines zweiten Transistors (VT9, VT12) verbunden ist, dessen Kollektor an der Basis des ersten Transistors (VT8, KT10) der zweiten Phase liegt, daß ferner der Kollektor des ersten Transistors (KT8, VT11) der zweiten Phase direkt mit der Basis des ersten Transistors (KT 7, KTIl) der ersten Phase verbunden ist, wobei in den Emitterkreis des zweiten Transistors (KT9, K Γ12) ein Emitterwiderstand (R 12, R15) eingefügt ist, und dessen Kollektor über einen Kollektorwiderstand (i?13, .R14) an der Versorgungsspannung liegt (Fig. 11 und 12).

6. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für einen dreiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandler die Kollektoren der Transistoren jeder Phase (VT 16, VT17, VT18) mit der Basis des Transistors der vorangehenden bzw. nachfolgenden Phase (VT18, VTU, VTYl bzw. ΚΓΙ7, KT18, KT16) über ein einen weiteren Transistor (VT 19, KT20. K T 21) aufweisendes Netzwerk verbunden sind.

7. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das einen weiteren Transistor aufweisende Netzwerk aus einem Transistor (VT 19 bzw. KT20 bzw. KT21) besteht, dessen Basis mit dem Eingang der jeweils zugeordneten Phase verbunden ist, dessen Kollektor an der Versorgungsspannung und dessen Emitter einmal über einen Emitterwiderstand (R\l bzw. R18 bzw. RW) an Masse liegt, daß ferner die Emitter der Transistoren VT 19und KT20 über die Reihenschaltung zweier Widerstände

16,

R 16

bzw. R 16, 2 R 16]

verbunden sind, an deren Abgriff die Basis des Transistors VT16 bzw. VT17 liegt, daß die Emitter der Transistoren KT 20 und KT2I über die Reihenschaltung zweier weiterer Widerstände

120,

R 2®

bzw. R 20, 2 R 20

verbunden sind, an deren Abgriff die Basis des Transistors VT17 bzw. VT18 angeschlossen ist, und daß ferner die Emitter der Transistoren KT2I und VT16 über die Reihenschaltung zweier dritter Widerstände

121,

R 21

bzw. R:

<.R2l\

miteinander verbunden sind, an deren Abgriff die Basis des Transistors VT18 bzw. VT16 liegt (Fig. 18 und 20).

8. Symmetrische Mehrphasenschaltung nach Anspruch 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie aus vier dreiphasigen Wirkwiderstands-Reaktanz-Wandlern (IlA, llß, HC und HD) aufgebaut ist, wobei die Basen der Transistoren jeder dieser Wandler aus einer Konstantstromquelle (CCS5) gespeist werden und die Emitter der Transistoren des vierten Wandlers (110) über je eine weitere Konstantstromquelle (CCS6)mit Masse verbunden sind.