DE1927232A1 - Verstaerker - Google Patents

Verstaerker

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DE1927232A1
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transistor
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Hadley Dawson Neil
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Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Verstärker und insbesondere einen neuartigen und verbesserten Niederfrequenz-Leistungsverstärker mit relativ geringer Verzerrung und Hoher Leistungsausgabe, der hohe Stabilität und Zuverlässigkeit aufweist und trotzdem relativ wirtschaftlich in der Herstellung bleibt.
In der Elektrotechnik, insbesondere für die Hi-Fi-Tonwiedergabe, werden immer bessere Niederfrequenzverstärker benötigt, die die gewünschte, hohe Leistungsausgabe liefern und trotzdem aas Auftreten von Verzerrungen und Rauschen im iiiiederfrequenzsignal zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Verstärkers auf ein Minimum beschränken. In neuerer Zeit
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Patentanwälte Dipl.-Ing. Martin Licht, Dipl.-Wirtsch.-Ing. Axel Hansmann, Dipl.-Phys. Sebastian Herrmann
wird in Verbindung mit linearen Lautsprechersystemen relativ niedriger Leistungsfähigkeit die Forderung nach hoher Leistungsausgabe bei geringer Verzerrung immer kritischer.
Es wurden die verschiedensten Verstärkerschaltungen entwickelt, die die gewünschten Niederfrequenz-Leistungsausgaben liefern sollten. Diese bisherigen Verstär&erschaltungen sind jedoch im allgemeinen ziemlich kompliziert und beriötigen kostspielige, kritisch angepaßte elektrische Komponenten.
ψ Weitere Nachteile aieser Verstärkerschaltungen Destanden aarin, daß sie entweder die gewünschte geringe Verzerrung nicht erreichten oder sich als instabil erwiesen, insoesondere bezügiicn der Temperaturstabilität, oder aber keinen zuverlässigen Schutz gegen Überlastung boten, was den Ausfall von Schaltungskomponenten zur Folge hatte.
Es ist also ersichtlich, daß in der Itfiederfrequenzverstärkertechnik seit langem die Forderung nach relativ einfachen, relativ preiswerten und dennoch stabilen und zu-
k verlässigen Niederfrequenz-Leistungsverstärkern besteht, die relativ hohe Leistungsausgaben bei minimaler Verzerrung liefern, ohne daß die Gefahr der Überlastung besteht. Die vorliegende Erfindung erfüllt diese Forderung.
Kurz gesagt, schafft die vorliegende Erfindung eine neuartige und verbesserte Verstärkerschaltung, bei der der Ausgang eines Eintakt-Vorverstärkers an einer Treiberschaltung für zwei komplementäre Leistungsausgangsstufen anliegt, wobei die Treiberschaltung so gesteuert wird, daß
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die Leitungswinkel der beiden Ausgangsstufen einander in der Weise überlappen, daß der Klirrfaktor minimal klein gehalten wird. Eine Begrenzung der Eingabe der Treiberschaltung dient dazu, eine mögliche Überlastung zu verhindern.
In einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verstärkers ist beispielsweise, jedoch nicht notwendigerweise, der Vorverstärker ein Operationsverstärker mit hohem Verstärkungsfaktor, und eine Pestkörper-Treiberschaltung sit Antisymmetrie enthält variable Vorspannungsvorrichtunrren, wodurch die Größe der Überlappung der Leitungswinkel der beiden Leistungsausgangsstufen festgelegt wird. Außerdem erfolgt eine Strombegrenzung des Eingangssignals für die Treiberschaltung durch eine Rückkopplung von den Ausgan^sstufen, wodurch eine Überlastung und ein möglicher Ausfall von Schaltungskomponenten vermieden wird.
Außerdem enthält der erfindungsgemäße Verstärker Rückkopplunrsschaltungen zur Temperaturstabilisierung, zum Abgleichen und zur Steuerung des Verstärkungsfaktors.
Der erfindungsgemäße Niederfrequenzverstärker ist eine relativ einfache und trotzdem sehr stabile und höchst zuverlässige Anordnung aus Pestkörperelementen. Die YTerte der Schaltungskomponenten sine relativ unkritisch; der Verstärker läßt sich relativ leicht und preiswert in LIenren herstellen, wobei die Betriebsspezifikationen bezüglich der Leistungsausgabe, Klirrfaktor und dergleichen sehr weitgehend eingehalten werden können.
BAD ORIGINAL
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Weitere Erfindungsmerkmale ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung im Zusammenhang mit den Zeichnungen.
Figur 1 ist ein Blockdiagramm der Grundschaltung eines erfindungsgemäßen Verstärkers.
Figur 2 ist ein elektrisches Schaltdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines Niederfrequenzverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung.
In Figur 1 ist eine neuartige und verbesserte Verstärkeranlage gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die Verstärkeranlage enthält eine Vorverstärkerstufe 10, eine Treiberstufe 11 und eine Leistungsverstärkerstuie 12.
Eine typische Vorverstärkerstufe 10 ist ein Operationsverstärker mit hohem Verstärkungsfaktor. Die Treiberstufe 11 enthält einen Strombegrenzungsabschnitt 11a und einen Treiberabschnitt 11b für variable Überlappung. Die Leistungsverstärkerstufe 12 enthält zwei antisymmetrische ψ npn- und pnp-Leistungsabschnitte 12a und 12b. Das Eingangssignal liegt über'leitung 13 am Vorverstärker 10 an, der über Leitung 14 eine Eintaktausgabe als Eingabe für die Treiberstuie 11 liefert. Der Treiberabschnitt 11b für variable Überlappung ist eine Schaltung mit zwei Kanälen und liefert über die Leitungen 15 und 16 zwei Ausgaben an die komplementären Leistungsstufen 12a und 12b. Im Treiberabschnitt 11b sind Vorrichtungen vorgesehen, die die Größe der Überlappungder Leitungswinkel der beiden Leistungsstufen variieren,
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um den Klirrfaktor insbesondere bei hoher Leistungsausgabe minimal klein zu halten.
Von jeder der Leistungsstufen 12a und 12b erfolgt 'über die Leitungen 17 und 18 eine Rückkopplung zum Strombegrenzungsabschnitt 11a der Treiberstufe 11. Diese Rückkopplung für jeden Leistungskanal steuert die Leitfähigkeit eines geeigneten Festkörper-Strombegrenzers am Eingang des Treiberabschnittes 11b für variable Überlappung. Auf diese Weise werden störende Überlastungen rasch abgetastet und der Strom der Eingangssignale entsprechend begrenzt, ehe die Schaltungskomponenten Schaden nehmen können.
Die in Figur 1 gezeigte Grundschaltung für eine Verstärkeranlage besitzt auf Leitung 19 einen relativ hohen Leistungsausgang bei minimaler Verzerrung und ohne daß die Gefahr einer elektrischen Überlastung besteht.
In Figur 2 ist eine elektrische Schaltung einer bevorzugten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Verstärkeranlage gezeigt.
Bezüglich der aktiven Elemente der in Figur 2 gezeigten Schaltung wird die Funktion des Vorverstärkers 10 aus Figur 1 durch einen in Figur 2 gezeigten Operationsverstärker A1 mit hohem Verstärkungsfaktor ausgeführt. Die Funktion des Treiberabschnittes 11b für variable Überlappung wird durch zwei Transistoren Q1 und Q2 und ihre zugehörigen Schaltungskomponenten ausgeführt. Die Funktion des Leistungsabschnitts 12a wird durch die Transistoren Q5> Q4 und Q5
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und ihre zugehörigen Schaltungskomponenten ausgeführt. In entsprechender Weise wird die Funktion des Leistungsabschnittes 12b durch die Transistoren Q6, Q7 und'Q8 und ihre zugehörigen Schaltungskomponenten ausgeführt.
Die Funktion des· Strombegrenzerabschnitts 11a der Treiberstufe 11 aus Figur 1 wird durch die Transistoren Q9 und QtO und die in Figur 2 gezeigten, zugehörigen Schaltungskomponenten ausgeführt.
" Das zu verstärkende Signal liegt als elektrischer
Eingang zwischen zwei Eingangsklemmen 2C und 21, wovon Klemme 21 geerdet ist. Das Eingangssignal läuft dann über einen Kondensator C1 und einen Widerstand R1 zur positiven Eingangsklemme des Operationsverstärkers A1. Der Kondensator C1 ist ein Entkopplungskondensator, der etwa vorhandene G-leichstromkomponenten aus dem Eingangssignal des Verstärkers Al entfernt. Der Widerstand RT ist ein Strombegrenzungswiderstand, der ein Übersteuern des Verstärkers A1 verhindert.
) Ein Widerstand R2 liefert für den Kondensator CT
eine Gleichstromerdung hoher Impedanz, während ein YTiderstand R3 zwischen dem positiven Eingang des Verstärkers A1 und Erde liegt und die geeignete Gleichstromvorspannung für die positive Eingangskiemine des Verstärkers A1 liefert.
Die elektrische Leistungsversorgung für den Verstärker liefert eine geeignete Gleichstromversorgungsquelle (nicht dargestellt), die in geeigneter Weise zwischen einer positiven Klemme 22 und einer negativen Klemme 23 liegt;
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die typische Spannungsversorgung liegt bei -A6 Volt. Die positive Versorgungsspannung wird durch einen Widerstand R4 und einen parallelen Kondensator C2 gefiltert und liegt über einen Vorwiderstand R5 an einer Zenerdiode D1 an, so daß die Einganfsspannung von +46 Volt an aer Klemme 22 auf eine geregelte Spannung von + 15 Volt am Eingang des Operationsverstärkers A1 reduziert wird. Parallel zur Zenerdiode D1 liegt ein Kondensator C3> der eine weitere Filterung besorgt und ein Rauschen der Zenerdiode ausschaltet.
In ähnlicher Weise wird die an der Klemme 23 anliegende negative Spannung durch einen Widerstand R6 und Kondensator C4 gefiltert und gelangt durch einen Vorwiderstand R7 zu einer Zenerdiode D2 und dem zugehörigen, parallelen Kondensator C5, wodurch dem VerstärKer A1 eine geregelte "Spannung von -15 Volt zugeführt wird.
Der Eintaktausgang aes Vorverstärkers A1 führt durch einen Strombegrenzungswiderstand RS zu einem Spannungsteilernetzwerk, das aus den Widerständen R9, R10, R11, R12 und den Dioden D3, D4 besteht. Die Widerstände R9 und R10 liefern die Betriebsbedingungen für den Ruhezustand des pnp-Treibertransistors Q1, während die Widerstände R11 und R12 die Vorspannung für den Ruhezustand des npn-Treibertransistors Q2 liefern.
Die Dioden D3.und D4 schaffen eine Wärmekompensation durch Regelung der Vorspannung der Transistoren Q1 und Q2 für Änderungen der Umgebungstemperatur.
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Ein parallel zum Widerstand R10 liegender Kondensator 06 und ein parallel zum Widerstand E11 liegender Kondensator C7 überbrücken diese Widerstände für hohe Frequenzen.
Die Wechselspannungseingabe wird je nach ihrer Polarität entweder über die Widerstände R9," RiO und die Diode D3 oder über die Widerstände R11, R12 und die Diode D4 geleitet.
Wenn beispielsweise ein negatives Signal am Punkt A zwischen den Widerständen R10 und R11 anliegt, wird der pnp-Transistor Q1 in den leitenden Zustand geschaltet, während der npn-Transistor Q2 nicht leitet, so daß der Transistor Q4 für den Kollektorkreis des Transistors Q1, abgesehen von der minimal kleinen Last der Transistoren Q6 und Q7, eine unendliche Last darstellt.
Wenn der Transistor Q1 eingeschaltet wird, wird seine Kollektorspannung am Punkt B positiv, wodurch der npn-Leistungstransistor Q3 leitet und sein Kollektor negativ wird. Da die Basiselektroden der beiden pnp-Leistungstransistoren Q4 und Q5 mit dem Kollektor des Eingangstransistors Q3 verbunden sind, werden beide Transistoren Q4 und Q5 eingeschaltet und ihre Kollektorelektroden v/erden positiv.
Wenn andererseits ein positives Signal am Punkt A anliegt, wird der Treibertransistor Q2 eingeschaltet und Q3 ausgeschaltet und stellt damit eine nahezu unendliche Last für den Kollektorkreis des Transistors Q2 dar, abgesehen
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von der minimal kleinen Last der Transistoren Q3 und Q5.
Wenn der Transistor Q2 leitet, wird seine Kollektorspannung am Funkt C negativ, wodurch der pnp-Leistungstrans-•istor Q6 eingeschaltet wird. Wenn der Transistor Q6 leitet, wird sein Kollektor positiv, wodurch wiederum die npn-Leistungstransistoren Q7 und Q8 leitend werden, so daß ihre Kollektorelektroden negativ werden.
In der oben beschriebenen Weise wird also ein Eintakt-Signaleingang am Punkt A durch die antisymmetrischen Treibertransistoren Q1 und Q2 auf zwei Stromverstärkerkanäle aufgeteilt. Die Treibertransistoren Q1 und Q2 arbeiten zusammen im wesentlichen im Α-Betrieb, wobei die Leitungswinkel der Transistoren Q1 und Q2 einander überlappen. Auf diese Weise leitet jeder 'der Transistoren "Q1 und Q2 während etwa 601Zo der Signalperiode wobei das MaIB an Überlappung der Leitungswinkel zwischen den Transistoren Q1 und Q2 so gewählt ist, daß das Signal· minimal verzerrt wird.
Die Leitungswinkel der Treibertransistoren Q1 und Q2 und dementsprechend das Maß an Überlappung zwischen den beiden Verstäricerkanälen werden durch einen variablen Widerstand RI3 im Emitter/Basis-Kreis des Transistors Q1 und durch einen ähnlichen variablen Widerstand R1 4 im Emitter/Basis-Kreis des Transistors Q2 eingestellt, die die Emittervorspannung für die Treibertransistoren liefern. Wenn also der Widerstand von R13 absinkt, leitet der Transistor Q1 über einen größeren Bereich der Signalperiode, wodurch die Über-
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lappung der Leitungswinkel zwischen den Transistoren Q1 und Q2 zunimmt. Wenn dementsprechend der V/iderstand vpn R14 abnimmt, nimmt der Leitungswinkel von Q 2 zu, wodurch die Überlappung mit dem LeitungswinKel des Transistors Q1 ebenfalls zunimmt. Das Maß an Winkelüberlappung ist im wesentlichen -eine Punktion der Widerstandsverhältnisse von R13 zxl R11 und von RH zu R12.
Es ist außerdem ersichtlich, daß die Treibertransistoren Q1 und Q2 in Verbindung mit den Eingangstransistoren Q3 una Q6 einen Leistungsteiler für zwei komplementäre pnp- und npn-Stromverstärkerkanäle darstellen, die durch die Leistungstransistoren Q4, Q5 und Q7> Q8 gebildet werden. Der elektrische Ausgang beider Kanäle v;ira zusammengefaßt und über Leitung 24 weitergeleitet, wobei der Ausgang im wesentlichen einem G-egentaktausgang im AB-Betrieb entspricht,
Der Emitter/Kollektor-Kreis eines npn-Transistors Q11 liegt zwischen den Kollektorelektroden der Treibertransistoren Q1 und Q2 und zwischen den Basiselektroden der Leistungstransistoren Q3 und W6.
Der Transistor Q11 liefert zusammen mit zwei Widerständen R15, R16 und einer Diode D5 die Betriebsbedingungen für den Ruhezustand der Leistungstransistoren Q4, Q5 und Q7, QS. Dieses Vorspannungsnetzwerk schafft außerdem zusammen mit zwei Dioden D6 und D7, die zwischen den Kollektorelektroden der beiden Leistungsverstärkerkanäle liegen, einen Rückkopplungskreis zur Temperaturkompensation.
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Der Transistor Q11 und die Diode D5 liefern eine direkte Stabilisierung der Temperaturänderungen der Umgebungstemperatur und der Leistungstransistoren. Wenn die Gesamttemperatur der Anlage ansteigt, nimmt der Strom durch die Transistoren Q4, Q5» Q7 und Q8 zu und erzeugt einen vergrößerten Spannungsabfall an den Dioden D6 und D7> wodurch wiederum der Emitter des Transistors w6 stärker negativ wird. Dadurch herrscht das Bestreben,die Vorspannung der Transistoren Q7 und Q8 zu erniedrigen. In ähnlicher Weise wird der Emitter des Transistors Q3 stärker positiv, so daß wiederum die Vorspannung der Leistungstransistoren Q4 und Q5 erniedrigt wird.
Die Gesamtwirlmng der Temperaturkompensation, die der Transistor Q11, die Diode D5, die Widerstände R15, R16 und die Dioden D6 und D7 bewirken, besteht darin, daß der Gleichstromarbeitspunkt der Verstärkeranlage für Temperaturänderungen bis zu 15O0C nahezu konstant gehalten werden kann.
Ein Kondensator C8 liefert eine Hochfrequenzüberbrückung des Transistors Q11 im Kollektorkreis der Treibertransistören "QI und vi2. ■
Ein Widerstand R17 bildet die Kollektorlast für aen Treibertransistor Q3 und schafft außerdem eine Gleichstromrückführung für die Basis/Emitter-Kreise der Leistungstransistoren Q4 und Q5. In ähnlicher Weise bildet ein Widerstand R18 die Kollektorlast für den Transistor Q6 und die Gleichstromrückführune für die Leistunirstransistoren. Q7 und Q8.
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Ein Emitterwiderstand R19 für den Transistor Q4 und ein Emitterwideretand R20 für den Leistungstransistor Q5 werden als im wesentlichen gleiche Belastungswiderstände verwendet, damit der Verstärkungsfaktor dieser Leistungstransistoren gleich ist. Die Emitterwiderstände R21 und R22 haben die gleiche Funktion für die Leistungstransistoren Q7 und Q8.
Ein kleiner Widerstand h.25, der zwischen der positiven Spannungsversorgungsleitung und den Emitterkreisen der Transistoren Q4 und Q5 liegt, überwacht den durch die Leistungstransistoren fließenden Strom und schafft eine Rückkopplungsspannung für einen Begrenzungstransistor Q9, der sich im Basis/Emitter-Kreis des Treibertransistors QT befindet. Wenn die Leistungsausgabe der Transistoren Q4 und Q5 einen genügend hohen Wert erreicht, wird am Widerstand R23 eine genügend hohe Spannung erzeugt, so daß der Transistor Q9 eingeschaltet wird. Wenn Q9 leitet, wird die Maximalamplitude des Eingangssignals an der Basis des Treibertransistors Q1 begrenzt, wodurch die maximale Leistungsausgabe des voni Transistor Q1 gespeisten Verstärkerkanals gesteuert wird.
In ähnlicher Weise überwacht ein Widerstand R24 den Stromiluß durch die Leistungstransistoren Q7 und Qö, und wenn der Strom einen bestimmten Wert erreicht, wird ein Transistor Q10 eingeschaltet, der das an der Basis des Treibertransistors Q2 anliegende Eingangssignal begrenzt.
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diese Weise steuern also die Widerstände R23, R24 und die Begrenzertransistoren Q9 und Q10 die maximale Leistungsausgabe der Verstärkeranlage und verhindern das 'Auftreten einer störenden Überlastung.
Ein kleiner Widerstand R25 im Basiskreis des Begrenzertransistors Q9 und ein ähnlicher Widerstand R26 im Basiskreis des Begrenzertransistors Q10 schützen die Begrenzertransistoren vor einer Überlastung durch zu hohen Strom.
Ein Widerstand R27 liegt zwischen der Ausgangsleitung 24 und dem Punkt A der Eingangsschaltung für die Treibertransistoren QI und Q2. Der Widerstand R27 und der Eingangswiderstand R8 bilden einen Rückkopplungskreis, der den Verstärkungsfaktor desjenigen Abschnittes der Verstärkeranlage steuert, die nicht den Vorverstärker A1 bildet. Ein parallel zum Rückkopplungswiderstand R27 befindlicher Kondensator C9 dient zur Dämpfung hoher Frequenzen, um ein Schwingen zu vermeiden.
Ein zweiter Rückkopplungskreis, der von der Ausgangsleitung 24 zur Eingangsklemme 21 der Gesamtverstärkeranlage führt, besteht aus zwei Serienwiderständen R28 und R29. Dieser äußere Rückkopplungskreis steuert die Wechselstrom- und die Gleichstromverstärkung der gesamten Verstärkeranlage .
Parallel zum Widerstand R29 ist ein kleiner Kondensator C10 vorgesehen, der die obere Grenze für den
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Frequenzgang der Verstärkeranlage darstellt.
Den Gleichstromabgleich für die Verstärkeranlage liefert ein Spannungsteiler, der aus-den Widerständen R31, R32 und R33 besteht, die zwischen der positiven und der negativen Klemme des Operationsverstärkers A1 liegen. Der Widerstand R32 ist variabel und wird so eingestellt, daß er über einen Widerstand R30 mit hoher Impedanz für den negativen Eingang des Verstärkers A1 eine sehr kleine Gleichspannung liefert, wodurch die Sleichspannungsausgabe der gesamten Verstärkeranlage auf der Ausgangsleitung 24 auf Null gesetzt wird, was den Gleich stroniabgleich bewirkt.
Die Kondensatoren C11 und C12, die zwischen der positiven und negativen Spannungsversorgungsleitung einerseits und Erdpotential andererseits liegen, dienen nur als geeignete Hochfrequenzüberbrückung der Spannungsversorgung.
In der folgenden Tabelle sind typische Komponentenwerte für die Schaltung aus Figur 2 angegeben.
A1 - Operationsverstärker vom Typ MC1741
(Motorola)
Q1 - Transistor Typ 2E5322 (Motorola)
Q2 - Transistor Typ 2175320 (Motorola)
Q3 - Transistor Typ 2ΕΓ3766 (Motorola)
Q4, Q5 - Transistoren, Typ 2IT3790 (Motorola)
Q6 - Transistor Typ 2U3740 (Motorola)
Q7, Q8 - Transistoren, Typ 2^3715 (Motorola)
Q9 - Transistor Typ 2N3638 (Motorola)
Q10 - Transistor Typ 2ίΓ3568 (Motorola)
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R1 R6 — 1 kOhm
R2 R7 470 kOhm
R3 R9, R12 "■ — 47 kOhm
H4, , R11 - 2,2 kOhm, 2 Watt
R5, , R14 - — 1,5 kOhm, 1 Watt
R8, — 300 Ohm
R10 - — 15 kOhm
B13 , R18 - 0-100 Ohm, typia
au
E15 , R20, R21, — 0-1 kOhm
Rib , R24 — 100 Ohm
R17 , R26 - 100 Ohm, 1 Watt
R19 R22 - 0,15 Ohm
R2< — 0,06 Ohm
R25 - 47 Ohm
R27 18 kOhm
K28 - 820 Ohm
R29 , R33 - 22 kOhm
RJO - 1 Megohm
E31 C 4 - 0-2 kOhm
Ü52 C5 - 10 kOhm
Ci C7 — •
1 AiP, 200 V
C2, - 5COO λΡ, 50 V
C3, - TO^P, 25 V
C6, — C,1 /UP, 200 V
C8 - 0,22 /UF, 200 V
C9 33 pP, 500 T
auf 5fc> Ohm
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-1b-
C10 - 100 pF, 500 V
C11, C12 - 0,05 /Uf, 500 V
1)1, 1)2 - Zenerdioden vom Typ 1N965 (Motorola)
D3> D4 - Diode Typ 1N4001 (Motorola)
D5 - Diode Typ MZ2362 (Motorola)
Db - Diode Typ MR1120R (Motorola.)
D7 - Diode Typ MR1120 (Motorola)
| Der erfindungsgemäße Verstärker hat einen relativ
hohen Leistungsausgang bei extrem niedrigem Klirrfaktor. Außerdem sind die Komponentenwerte relativ unkritisch, und die Anlage läßt sich bequem so einrichten, daß die Betriebsspezifikationen erfüllt werden. In diesem Zusammenhang lassen sich die leitungswinkel der Treiberkanäle durch die variablen Widerstände R13 und R14 bequem so einstellen, daß eine Verzerrung des Ausgangs minimal klein gehalten wirdj der Gleichstronabgleich erfolgt durch Einstellen des Widerstands R32. Der erfindungsgemäße Verstärker ist außerordentlich stabil und zuverlässig, da eine Überlastung und damit eine Zerstörung v/ich tiger Komponenten verhindert wird, wobei die Schaltung ihre Betriebsspezifikationen über einen sehr großen Temperaturbereich einhält.
Obwohl im vorstehenden eine spezielle Ausfuhrungsform der Erfindung gezeigt und beschrieben wurde, ist ersichtlich, daß Abwandlungen vorgenommen werden können, soweit sie in den Bereich der Erfindung fallen.
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Claims (13)

Patentanmeldung! Verstärker PATENTANSPRÜCHE
1. Verstärkeranlage, gekennzeichnet durch einen Vorverstärker (10, A1); zwei Transistoren (Q1, Q2) mit entgegengesetzter Symmetrie und mit jeweils Basis, Emitter und Kollektor, wobei die Transistoren den elektrischen Signalausgang des Vorverstärkers als elektrischen Signaleingang an ihren Basiselektroden empfangen; und Vorspannungsvorrichtungen (R13, R14) im Basis/Emitter-Kreis jedes der Transistoren, um optimale Überlappung der Leitungswinkel zwischen den Transistoren und damit minimale Signalverzerrung zu erzielen.
2. Verstärkeranlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der Vorspannungsvorrichtungen (R13, RH) variabel ist.
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Patentanwälte Dipl.-Ing. Martin Licht, Dipl.-Wirtsch.-Ing. Axel Hansmann, Dipl.-Phys. Sebastian Herrmann
3. Verstärkeranlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsvorrichtung mindestens ein aus Widerständen bestehendes Spannungsteilernetzwerk enthält,
4. Verstärkeranlage nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch zwei Leistungsverstärkerstufen (12a; Q3, Q4, Q5 und . 12b; Q6, Q7, Q8), die als Eingang den elektrischen Ausgang der komplementären Transistoren (Q1, Q2) empfangen.
5. Verstärkeranlage nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsverstärkerstufen zwei Leistungsverstärkerstufen mit komplementärer Symmetrie enthalten, wobei jede der Stufen als elektrischen Eingang den elektrischen Ausgang eines der komplementären Transistoren empfangen.
6. Verstärkeranlage nach Anspruch 4, gekennzeichnet, durch Vorrichtungen (QS, Q10), die auf den elektrischen Ausgang der Leistungsverstärkerstufen ansprechen, um die Vorspannungsvorrichtungen zu variieren, wodurch der elektrische Signaleingang zur Basis der Transistoren (Ql, Q2) begrenzt wird.
7. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorverstärkerstufe einen Operationsverstärker (A1) enthält.
8. Verstärkeranlage nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch Vorrichtungen (Q11; R15, R16; D5, D6, D7) zur Temperaturstabilisierung im Ruhezustand aer Verstärkeranlage.
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9. Verstärkeranlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Stabilisierungsvorrichtung auf den elektrischen Ausgang der Leistungsverstärkerstufen anspricht.
10. Verstärkeranlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorverstärkerstufe einen elektrischen Eintaktausgang (14) enthält.
11» Verstärkeranlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die entgegengesetzt symmetrischen Transistoren (Q1, Q2) aus einem npn-Treibertransistor und einem pnp-Treibertransistor bestehen.
12. Verstärkeranlage nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (Q9f Q10), die auf den Ausgang der Verstärkerstufen anspricht, um den Eingang der Treibertransistoren zu begrenzen, einen pnp-Transistor, dessen Emitter/Kollektor-Kreis im uasis/Emitter-Kreis des pnpireibertransistors (Q1) liegt, und einen npn-Transistor enthält, dessen Emitter/ECollektor-Kreis im Basis/Emitter-Kreis des npn-Treibertransistors (Q2) liegt.
13. Verstärkeranlage nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die entgegengesetzt symmetrischen Leistungsverstärkerstufen zwei parallel geschaltete npn-Leistungstransistoren (Q7i Q8) und zwei parallel geschaltete pnp-Leistungstransistoren (Q4, Q5) enthalten.
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