DE10232633A1

DE10232633A1 - Hochleistungsverstärker für einen stabilen Betrieb

Info

Publication number: DE10232633A1
Application number: DE10232633A
Authority: DE
Inventors: Kenji Kinsho; Hideo Akama
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Verigy Singapore Pte Ltd
Priority date: 2001-07-31
Filing date: 2002-07-18
Publication date: 2003-02-13
Also published as: US20030025560A1; JP2003046347A; US6741133B2

Abstract

Ein Hochleistungsverstärker umfasst einen Vergleichsverstärker mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei eine Sollspannung an den ersten Eingang angelegt wird, eine Spannung des Ausgangsanschlusses an den zweiten Eingang angelegt wird und die Ausgabe als Reaktion auf eine Differenz zwischen der Spannung, die an den ersten Eingang angelegt wird, und der Spannung, die an den zweiten Eingang angelegt wird, erzeugt wird. Der Hochleistungsverstärker umfasst ebenfalls eine Tiefpassfiltervorrichtung, die eine Tiefpassfilterung an dem Ausgang des Vergleichsverstärkers empfängt und ausführt, eine Umwandlungsvorrichtung, die die Ausgabe der Tiefpassfiltervorrichtung in Komplementärsignale umwandelt, und eine Gegentaktausgabevorrichtung, die von dem Komplementärsignalen angetrieben werden und eine Last mit elektrischem Strom versorgt, wobei ein Anstieg des elektrischen Stroms, der von der Gegentaktausgabevorrichtung geliefert wird, durch Veränderungen in der Last aufgrund der Tiefpassfiltervorrichtung verringert wird.

Description

Stand der Technik

1. Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung betrifft einen Verstärker zum Antreiben einer Last und insbesondere betrifft sie einen Hochgeschwindigkeitsverstärker, der eine hohe Ausgangsleistung aufweist und lastveränderungsstabil ist.

2. Stand der Technik

Es gibt Fälle, in denen die Notwendigkeit eines Hochgeschwindigkeitsantriebs und elektrischen Hochleistungsantriebs von Schaltkreiselementen entsteht, die als Lasten in verschiedenen Arten von elektrischen und elektronischen Geräten, wie beispielsweise Testgeräten für Schaltkreiselemente, dienen. In diesen Fällen werden Gegentaktverstärker, Komplementärverstärker oder Kombinationen daraus häufig als Hochleistungsverstärker verwendet, die die Endstufen sind, in denen ein solcher Antrieb ausgeführt wird.

Ein Gegentaktverstärker, der unter Verwendung von Bipolartransistoren konstruiert ist, ist in der japanischen Offenlegungsschrift JP1996-32367A beschrieben. Dieser Gegentaktverstärker könnte eine niedrigere Übergangsverzerrung ohne Erhöhung eines Blindstroms (Durchgangsstroms) in der Ausgangsstufe und eine hohe Effizienz zeigen. Da kein Teil des Schaltkreises abgeschaltet wird, besteht keine Häufung von Minoritätsträgern, die ein Problem bei Bipolartransistoren sein kann, und es können dann höhere Geschwindigkeiten und breitere Bandbreiten erreicht werden.

Fig. 1 zeigt einen Hochleistungsverstärker 10 auf der Grundlage einer herkömmlichen Technologie, die der des Gegentaktverstärkers entspricht. Der Hochleistungsverstärker 10 ist aus Schaltkreiselementen konstruiert, die zwischen Versorgungsspannungen VD und VS angeordnet sind. Eine Lastspannung V2, die im Wesentlichen gleich einer Steuerspannung V1 ist, die in einen Anschluss 1 eingegeben worden ist, wird an einen Anschluss 2 ausgegeben. Transistoren Q1 und Q2 werden von einer Reihe von Vorspannungskreisen vorgespannt, die aus Widerständen R1 und R2 und Dioden D1 und D2 bestehen. Der Anschluss 1 ist mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt der Dioden D1 und D2 verbunden, so dass die Steuerspannung Vc jeweils in den Steueranschluss (die Basiselektrode) des Transistors Q1 und des Transistors Q2 eingegeben wird. Die Transistoren Q1 und Q2 sind ein NPN- bzw. ein PNP-Transistor und ihre Emitterelektroden sind durch einen Widerstand R4 oder einen Widerstand R5 mit dem Anschluss 2. verbunden. Die Transistoren Q1 und Q2 wirken als Komplementärpuffer. Die jeweiligen Kollektorelektroden der Transistoren Q1 und Q2 sind jeweils durch Widerstände R3 und R6 mit den Versorgungsspannungen VD und VS verbunden und sind ebenfalls mit den nichtinvertierenden Eingangsanschlüssen der Verstärker A1 und A2 verbunden. Die Ausgänge der Verstärker A1 und A2 sind mit den Gateelektroden von entsprechenden Transistoren Q3 und Q4 verbunden, und die invertierenden Eingangsanschlüsse der Verstärker A1 und A2 sind mit den Sourceelektroden der jeweiligen Transistoren Q3 und Q4 verbunden. Das Weiteren sind die Sourceelektroden der Transistoren Q3 und Q4, die Feldeffekttransistoren (FET) sind, durch die Widerstände R7 und Rß mit den entsprechenden Versorgungsspannungen VD und VS verbunden. Die Drainelektroden der Transistoren Q3 und Q4 sind beide mit dem Anschluss 2 verbunden. Die Last LD ist mit dem Anschluss 2 verbunden. Die Last LD kann im Allgemeinen passiv oder aktiv sein.

Zuerst wird dieser Verstärker 10 betrachtet, während die Transistoren Q3 und Q4 ignoriert werden. Die Transistoren Q1 und Q2 geben als Reaktion auf die Steuerspannung Vc die Spannung V2, die etwa der Steuerspannung Vc entspricht, an die Last LD aus. Wenn die Last LD jedoch groß ist (wenn der Laststrom 12 groß ist, wie im Fall von niedriger Lastimpedanz), folgt die Lastspannung V2 nicht der Steuerspannung Vc.

Bei einer Einstellung, bei der der Laststrom 12 zur Last LD fließt, nähert sich der Transistor Q1 aufgrund eines Anstiegs des Laststroms 12 der Sättigung, und der Transistor Q2 wird abgeschaltet. Jedoch fließt der Laststrom 12 ebenfalls zum Widerstand R3, und es wird Spannung im Widerstand R3 erzeugt. Der Verstärker A1 steuert die Gateelektrodenspannung des Transistors Q3, so dass die Spannung, die an den Widerstand R3 angelegt wird, und die Spannung, die an den Widerstand R7 angelegt wird, identisch werden. Es wird Strom eines Wertes, der durch Dividieren des Wertes der Spannung am Widerstand R3 durch den Wert des Widerstands R7 berechnet wird, von der Drainelektrode des Transistors Q3 zum Anschluss 2 geliefert. Wenn dies auftritt, verringert sich der Strom, der durch den Transistor Q1 fließt, und die Spannung am Widerstand R3 nimmt ebenfalls ab. Mit Hilfe dieser negativen Rückkopplung wird der Hochleistungsverstärker 10 stabilisiert, wenn die Spannung, die an den Widerstand R3 angelegt wird, einen bestimmten Pegel erreicht. Eine ebensolche Stabilisierung tritt ebenfalls bei einer Einstellung auf, bei der der Laststrom 12 von der Last LD hereinfließt. Gleiche Vorgänge werden ebenfalls auf den Seiten der Transistoren Q2 und Q4 ausgeführt. Folglich gibt es zwei Rückkopplungsschleifen von elektrischen Signalen. In einer Schleife wird das Signal über den Transistor Q1, den Verstärker A1 und den Transistor Q3 vom Anschluss 2 zum Anschluss 2 zurückgeführt, und in einer anderen Schleife wird das Signal über den Transistor Q2, den Verstärker A2 und den Transistor Q4 vom Anschluss 2 zum Anschluss 2 zurückgeführt. Somit wird jedes elektrische Signal am Anschluss 2, das in den Anschluss 2 eingegeben wird oder am Anschluss 2 erzeugt wird und das eine Veränderung der Spannung oder des Durchgangsstroms ist, die aus einer Veränderung der Spannung, des Stroms oder eines Schaltkreisparameters herrührt, negativ zurückgeführt.

Wie oben erwähnt, wurden bei dem Verstärker 10 aus Fig. 1 die Transistoren Q3 und Q4 als Feldeffekttransistoren zur Hochleistungsanwendung beschrieben. Jedoch kann es sich ebenfalls um Bipolartransistoren für Hochleistungsanwendungen und Schaltmodusstromquellen handeln. Des Weiteren können Feldeffekttransistoren oder Verstärker anstelle der Transistoren Q1 und Q2 verwendet werden. Jedoch weisen die Transistoren Q1 und Q2 im Allgemeinen eine vergleichsweise hohe Geschwindigkeit und niedrige Leistung auf, und die Transistoren Q3 und Q4 weisen eine vergleichsweise niedrige Geschwindigkeit und hohe Leistung auf.

Wenn die Transistoren Q3 und Q4, wie oben beschrieben, Feldeffekttransistoren oder Bipolartransistoren sind, werden insbesondere die Schaltkreisparameter so eingestellt, dass die Ausgangsströme der Transistoren nicht vollständig null werden, selbst wenn der Laststrom null ist. Dies wird zum Zweck einer schnellen Reaktion auf eine plötzliche Laständerung ausgeführt. Wenn der Laststrom in dieser Weise null ist, wird dementsprechend der Durchgangsstrom, der durch die beiden Transistoren fließt, Entwurfsdurchgangsstrom genannt.

Wenn die Last LD verschiedene Arten von Impedanz (passiv oder aktiv) aufweisen kann, kann die negative Rückkopplungsschleife möglicherweise zu einer positiven Rückkopplungsschleife geändert werden, so dass sie Oszillation verursacht. Daher sind die Kondensatoren C1 und C2 parallel mit den Widerständen R3 und R4 verbunden, und es wird eine Veränderung der negativen Rückkopplungsschleife ausgeführt. Wenn die Transistoren Q3 und Q4 Leistungsfeldeffekttransistoren sind, erstrecken sich die Frequenzcharakteristiken dieser Leistungsfeldeffekttransistoren nicht über einen großen Bereich. Ohne die Kondensatoren C1 und C2 können dann die tatsächlichen Leistungsfeldeffekttransistoren Äquivalente von Breitband- Feldeffekttransistoren mit den Kondensatoren C1 und C2 simulieren.

Zusammenfassung der Erfindung

Obwohl eine Konstruktion wie die des Hochleistungsverstärkers 10, der oben beschrieben ist, stabil ist, wenn sich der Laststrom langsam ändert, besteht die Möglichkeit, dass ein großer Durchgangsstrom, der den erwarteten Entwurfsdurchgangsstrom überschreitet, in den Transistoren Q3 und Q4 erzeugt wird, wenn sich der Laststrom plötzlich (schnell) ändert. Zum Beispiel gibt es Fälle, in denen ein geeigneter Lastwiderstand angeschlossen ist und in denen sich die Eingangsspannung schnell ändert, d. h. schneller als die Ansprechgeschwindigkeit der negativen Rückkopplungsschleife. Wenn des Weiteren der Hochleistungsverstärker 10 in der Gerätestromquelle eines Testgeräts für integrierte Schaltkreise (IC) verwendet wird, gibt es Fälle, in denen sich der Betriebszustand eines ICs, der als Last angeschlossen ist, aufgrund von Signalen von außen verändert. Wenn zum Beispiel von einem normalen Betriebszustand zu einem Bereitschaftszustand gewechselt wurde, ändert sich der Laststrom schneller als die Ansprechgeschwindigkeit der negativen Rückkopplungsschleife des Hochleistungsverstärkers 10.

Um die Probleme, die diese Erfindung lösen will, klar zu verstehen, wird der Fall betrachtet, in dem sich der Laststrom I2, der in die Stromquellenlast LD fließt, abwechselnd und schnell zwischen 0 und IL ändert. Wenn der Laststrom I2 IL ist, fließt der Laststrom 12 vom Anschluss 2 zur Last (Stromquellenlast).

a) Ein Dauerzustand, in dem der Laststrom I2 0 ist: Die Spannungen von Anschluss 1 und Anschluss 2, obwohl dies nicht wesentlich ist, sollen vorteilhafterweise beide null (0) sein. Die Gateelektrodenspannungen der Transistoren Q3 und Q4 entsprechen etwa den entsprechenden Schwellenspannungen, und die entsprechenden Drainelektrodenströme befinden sich auf einem niedrigen Pegel, um einen Entwurfsdurchgangsstrom zu ergeben. Die Spannungen, die an die Widerstände R7 und R8 angelegt werden, werden in Übereinstimmung mit den nichtinvertierenden Eingangsanschlussspannungen der Verstärker A1 und A2 gesteuert, die in Abhängigkeit von den Widerständen R4 und R5, die niedrige Widerstandspegel aufweisen, und den Widerständen R3 und R6, die die Kollektorelektrodenwiderstände der Transistoren Q1 und Q2 sind, eingestellt werden.
b) Ein Zustand, in dem sich der Laststrom I2 schnell von 0 zu IL ändert: Zuerst werden die Transistoren Q3 und Q4 nicht wesentlich betrieben, die Emitterelektrodenspannung des Transistors Q1 nimmt ab, und der Laststrom I2 wird vom Transistor Q1 geliefert. Die Spannung am Widerstand R3 fängt an, begleitend zu dem Laden des Kondensators C1 durch den Kollektorelektrodenstrom des Transistors Q1 zu steigen. Die Emitterelektrodenspannung des Transistors Q2 fällt, und der Transistor wird im Wesentlichen abgeschaltet, die Spannung am Widerstand R6 beginnt mit einer Zeitkonstante von R6*C2 abzunehmen, daraufhin schaltet sich der Transistor Q4 ab.
c) (c-1) Ein Fall, in dem sich der Laststrom 12 abrupt sofort von 0 zu IL ändert und danach der konstante Wert IL von 12 aufrecht erhalten wird: Der Strom vom Transistor Q3 zum Anschluss 2 nimmt zu, wenn die Spannung am Widerstand R3 ansteigt. Folglich nimmt der Strom, der vom Transistor Q1 an die Last LD angelegt wird, ab, und der Anstieg der Spannung am Widerstand R3 wird verlangsamt. Die Spannung des Anschlusses 2 steigt nach und nach an, daraufhin wird die Summe des Emitterelektrodenstroms vom Transistor Q1 und des Drainelektrodenstroms vom Transistor Q3 gleich dem Laststrom I2 (IL), der zu stabilisieren ist. Wenn der Pegel IL des Laststroms I2 hoch ist, ist er so ausgelegt, dass der Drainelektrodenstrom des Transistors Q3 den größten Teil des Laststroms 12 ausmacht.
d) (c-2) Ein Fall, in dem sich der Laststrom I2 sofort von 0 zu IL ändert, für eine kurze Zeit einen konstanten Wert IL beibehält und dann zu 0 zurückkehrt:
Dieser Fall unterscheidet sich von dem Fall (c-1), und ein Durchgangsstrom fließt durch die Transistoren Q3 und Q4, wie unten beschrieben.

Der Strom vom Transistor Q3 zum Anschluss 2 erhöht sich, wenn die Spannung am Widerstand R3 ansteigt. Folglich nimmt der Strom vom Transistor Q1 zur Last LD ab, und der Anstieg der Spannung am Widerstand R3 wird verlangsamt. Die Spannung des Anschlusses 2 steigt nach und nach an, und die Summe des Emitterelektrodenstroms vom Transistor Q1 und des Drainelektrodenstroms vom Transistor Q3 nimmt, wenn der Lasttransistor Q2 ausgeschaltet bleibt, den gleichen Wert wie an der Laststrom 12 und wird stabilisiert. Wenn der IL-Pegel des Laststroms I2 hoch ist, ist er so ausgelegt, dass der Drainelektrodenstrom des Transistors Q3 den größten Teil des Laststroms I2 ausmacht.

Wenn daraufhin der Laststrom 12 zu 0 zurückkehrt, verursacht der Strom, der aus dem Transistor Q3 herausfließt, einen Anstieg der Spannung von Anschluss 2, der Transistor Q1 wird abgeschaltet, der Transistor Q2 wird eingeschaltet, es fließt Strom in den Transistor Q2, und die Spannung am nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers A2 steigt an. Wenn die Spannung des nichtinvertierenden Eingangsanschlusses ansteigt, wird der Transistor Q4 eingeschaltet, und dem Anschluss 2 wird Strom entnommen. Folglich wird ein Durchgangsstrom erzeugt, der durch den Transistor Q3 und den Transistor Q4 fließt. Da kein schnelles Entladen des Kondensators C1 auftritt, dauert der Durchgangsstrom einige Zeit an.

(d) Vom oben beschriebenen Zustand (c-2) zu dem Zustand, in dem der Laststrom I2 nach einer kurzen Zeit wieder den Pegel IL annimmt und daraufhin zu 0 zurückkehrt: Die Spannungen an den Kondensatoren C1 und C2 sind größer als die in Fall (a), und es fließt ein größerer Durchgangsstrom in die Transistoren Q3 und Q4. Wenn der Laststrom wiederum den Pegel IL annimmt, entspricht folglich der Strom vom Transistor Q3 etwa der Summe aus dem Durchgangsstrom und dem Laststrom 12. Während des Zeitraums, in dem der Laststrom I2 den Wert IL annimmt, findet eine sehr leichte Entladung des Kondensators C2 statt. Wenn der Laststrom I2 auf 0 geht, verursacht daher der Anstieg der Spannung am Kondensator C2 eine weitere Zunahme des Durchgangsstroms.

Wie aus der vorangegangenen Beschreibung ersichtlich wird, nimmt der Durchgangsstrom stufenweise zu, wenn der oben beschriebene Prozess (d) wiederholt wird. Dieser Durchgangsstrom wird nicht als Laststrom I2 nach außen geleitet, wodurch ein Anstieg des internen Stromverbrauchs der Transistoren Q3 und Q4 verursacht wird. Wenn der intern verbrauchte Strom gering ist, treten keine besonderen Probleme auf. Bei Hochleistungsgeräten erreicht er jedoch mehrere zig W bis mehrere hundert W. In extremen Fällen können die Transistoren Q3 und Q4 selbst zerstört werden. Selbst wenn dies nicht passiert, wird der Betrieb der Transistoren Q3 und Q4 unstabil, da der Betrieb nicht an dem ursprünglich vorgesehenen Betriebspunkt ausgeführt wird.

Folglich besteht die Aufgabe dieser Erfindung darin, einen stabilen Hochleistungsverstärker zu schaffen, mit dem Anstiege, die den Entwurfsdurchgangsstrom des Durchgangsstroms übersteigen, gesteuert werden, und der einen niedrigen internen Stromverbrauch zur Folge hat.

Der Hochleistungsverstärker dieser Erfindung ist zum Zweck der Lösung der zuvor genannten Probleme mit einem Vergleichsverstärker ausgerüstet, bei dem die Sollspannung am Eingang einer Seite empfangen wird, eine Spannung der Ausgangsseite zum Eingang der anderen Seite zurückgeführt wird und dies als Reaktion auf die Differenz zwischen der Spannung der einen Seite und der Spannung der anderen Seite eine Ausgabe erzeugt, des Weiteren mit einer Tiefpassfiltervorrichtung, die die Ausgabe des Vergleichsverstärkers empfängt und eine Tiefpassfilterung der Ausgabe des Vergleichsverstärkers durchführt und diese ausgibt, mit Umwandlungsvorrichtungen, die die Ausgabe der Tiefpassfiltervorrichtung in Komplementärsignale umwandelt, und mit Gegentaktausgabevorrichtungen, die elektrischen Strom zum Laden bereitstellen und die von den Komplementärsignalen zur Ausgabe der Spannung der Ausgangsseite angetrieben werden, wobei ein Anstieg des Durchgangsstroms der Gegentaktausgabevorrichtung durch Veränderungen der Last aufgrund der Tiefpassfiltervorrichtung verringert wird. Das Ergebnis ist ein Hochleistungsverstärker, der stabil ist und einen geringen internen Stromverbrauch aufweist.

Bei dem Hochleistungsverstärker dieser Erfindung kann der Vergleichsverstärker ein Komplementärverstärker sein, der eine Komplementärausgabe erzeugt und bei dem die Tiefpassfiltervorrichtung die Komplementärausgabe des Vergleichsverstärkers anschließt und sie einer Tiefpassfilterung unterzieht. Wenn dies erfolgt ist, werden beide Komplementärausgaben des Komplementärverstärkers verwendet. Daher wird die Reaktion der Gegentaktausgangsstufe weiter beschleunigt, wenn eine abrupte Veränderung des Laststroms auftritt.

Der Hochleistungsverstärker dieser Erfindung kann mit einem Puffer, der die Spannung empfängt, die von dem Vergleichsverstärker in dem Eingang einer Seite eingestellt wird, und mit einem Widerstandselement ausgestattet sein, das den Ausgang des Puffers mit dem Eingang der anderen Seite verbindet, so dass die Spannungsausgabe von dem Widerstandselement erhalten werden kann. Wenn dies erfolgt ist, kann eine einfache Konstruktion erreicht werden, wobei Veränderungen im Laststrom direkt erfasst werden und eine Hochgeschwindigkeitsreaktion ausgeführt werden kann.

Bei dem Hochleistungsverstärker dieser Erfindung kann ein Integrationsaddierverstärker als Tiefpassfiltervorrichtung verwendet werden. Wenn er in dieser Weise konstruiert ist, können die Frequenzcharakteristiken des Rückkopplungsschaltkreises nur durch die Einstellung des Integrationsaddierverstärkers bestimmt werden. Folglich kann der Antrieb der Gegentaktausgangsstufe so eingestellt werden, dass der Durchgangsstrom vergrößert wird.

Des Weiteren kann die Umwandlungsvorrichtung so konstruiert sein, dass sie einen Tiefpassfiltervorgang für unterschiedliche Komplementärsignale ausführt, die ausgegeben werden. Auf diese Weise können Veränderungen der Ansprechcharakteristiken der Elemente der Gegentaktausgangsstufe geregelt werden. Folglich kann ein Hochleistungsverstärker erreicht werden, bei dem ein sehr geringer Anstieg des Durchgangsstroms bei höheren Geschwindigkeiten vorliegt.

Wie oben beschrieben, ist der Hochleistungsverstärker dieser Erfindung, da er bei Anwesenheit von Veränderungen des Laststroms stabil ist, besonders zur Verwendung mit einem IC-Testgerät geeignet, so dass die.

Gegentaktausgangsstufe das Bauelement, das mit dem IC-Testgerät getestet werden soll, mit Strom versorgt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein schematischer Schaltplan eines Hochleistungsschaltkreises des Stands der Technik;
Fig. 2 ist ein schematischer Schaltplan des Hochleistungsverstärkers gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung;
Fig. 3 ist ein schematischer Schaltplan des Hochleistungsverstärkers gemäß der zweiten Ausführungsform dieser Erfindung; und
Fig. 4 ist ein schematischer Schaltplan von modifizierten Ausführungsformen der Ausgangsstufe des Hochleistungsverstärkers gemäß dieser Erfindung.

Ausführliche Beschreibung der Erfindung

Zum Zweck der Erläuterung dieser Erfindung sind Hochleistungsverstärker 20 und 30 dargestellt, wie in Fig. 2 und Fig. 3 gezeigt. In Fig. 2 und Fig. 3 werden bei der Erläuterung der Schaltkreiselemente und dieser Erfindung dieselben Bezugsnummern wie in Fig. 1 für äquivalente Schaltkreiselemente verwendet. Des Weiteren wird auf Erläuterungen von Bipolartransistoren, die anstelle von Feldeffekttransistoren (FET) und Verstärkern (OPAMP) verwendet werden, verzichtet, da sie Durchschnittsfachleuten bekannt sind. Dennoch sind diese nicht aus dem Bereich dieser Erfindung ausgeschlossen.
Diese Erfindung beruht auf einer Konstruktion, wobei die Konstruktion, die die Zunahme des Durchgangsstroms der Gegentaktausgangsstufe unterdrückt, und die Konstruktion, die die Stabilität des Hochleistungsschaltkreises erhöht, sich nicht leicht störend beeinflussen.
Fig. 2 zeigt ein Beispiel eines schematischen Schaltplans des Hochleistungsverstärkers 20, der die erste Ausführungsform dieser Erfindung ist. Die Versorgungsspannungen VD und VS weisen in dieser Erläuterung dieselbe Größe und entgegengesetzte Polarität auf. Jedoch können, wie für Fachleute leicht ersichtlich ist, andere Versorgungsspannungen gewählt werden. Zum Beispiel kann die VS 0 V (Masse) sein, und die Masse in Fig. 2 kann eine Spannung von der Hälfte der VD sein, oder sie kann eine Spannung sein, die größer oder kleiner als die Hälfte der VD ist. Der Anschluss 1, die Widerstände R1 bis R6, die Dioden D1 und D2 und die Transistoren Q1 und Q2 sind verbunden, wie in Fig. 1 beschrieben, und bilden einen Vergleichsverstärker, der als Komplementärverstärker konstruiert ist. Eine Sollspannung wird in den Anschluss 1 eingegeben, der der Eingang auf einer Seite ist, die Spannung von Anschluss 2 auf der Ausgangsseite wird zur Verbindung der Widerstände R4 und R5 zurückgeführt, die der Eingang auf der anderen Seite ist, und die Spannungsausgaben, die der Differenz zwischen der Spannung des Eingangs auf einer Seite und der Spannung des Eingangs auf der anderen Seite entsprechen, werden in den Kollektorelektroden des NPN- Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 erzeugt. Diese Spannungsausgaben werden einer Spannungsstromumwandlung durch den Widerstand R21 und den PNP-Transistor Q1A oder durch den Widerstand R22 und den NPN-Transistor Q2A unterzogen, daraufhin addiert und kombiniert, um in den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers A20 eingegeben zu werden. Der Kondensator C20 und der Widerstand R23 werden ebenfalls mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers A20 verbunden, und die Stromsignale, die addiert und kombiniert wurden, werden in Spannungssignale umgewandelt und einer Tiefpassfilterung unterzogen und daraufhin in den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers A20 eingegeben. Der invertierende Eingangsanschluss und der Ausgangsanschluss des Verstärkers A20 sind direkt verbunden oder sind durch Widerstände verbunden, und der Verstärker A20 wirkt als Puffer mit dem Verstärkungsfaktor 1.
Die Ausgabe des Verstärkers A20 wird in die nachgeschaltete Umwandlungsvorrichtung eingegeben. Die Umwandlungsvorrichtung weist eine ähnliche Konstruktion wie der Vergleichsverstärker auf. Die Verbindungen der Dioden D3 und D4, der Widerstände R9 bis R14, der Dioden D3 und D4 und der Transistoren Q5 und Q6 entsprechen jeweils dem Anschluss 1, den Widerständen R1 bis R6, den Dioden D1 und D2 und den Transistoren Q1 und Q2 des Vergleichsverstärkers. Die Verbindungen der Widerstände R12 und R13, die den Widerständen R4 und R5 entsprechen, sind geerdet. Die Ausgabe des Verstärkers A20 wird in die Verbindung der Dioden D3 und D4 eingegeben und stellt eine Komplementärausgabe an die Kollektorelektroden des NPN- Transistors Q5 und des PNP-Transistors Q6 bereit. Jede der Komplementärausgaben wird in die nichtinvertierenden Eingangsanschlüsse der Verstärker A1 und A2 eingegeben, und die entsprechenden Drainelektrodenströme des P-Kanaltransistors Q3 und des N-Kanaltransistors Q4, die an den Anschluss 2 angelegt werden, werden geregelt. Während die Widerstände R7 und R8 vom Entwurf der Drainelektrodenströme abhängen, weisen sie häufig einen Wert von 1 Ohm oder weniger auf.
Der Laststrom 12, der in die Last LD fließt, nimmt zu, der Emitterelektrodenstrom des Transistors Q1 nimmt zu, und der Emitterelektrodenstrom des Transistors Q2 nimmt ab. Folglich verringern sich die Kollektorelektrodenspannungen beider Transistoren. Die Emitterelektrodenspannung der Transistoren Q1A und Q2A verringern sich als Begleiterscheinung des Abfalls der Kollektorelektrodenspannungen der beiden Transistoren Q1 und Q2 ebenfalls. Der Kollektorelektrodenstrom von Transistor QIA nimmt zu, der Kollektorelektrodenstrom von Transistor Q2A nimmt ab, die addierten Kollektorelektrodenströme der beiden Transistoren werden in Spannungen umgewandelt, die durch den parallelen Anschluss des Widerstands R23 und des Kondensators C20 erhöht werden und zur Eingangsspannung des Verstärkers A20 am nichtinvertierenden Eingangsanschluss werden. Folglich wird die Ausgabe des Verstärkers A20 in die Verbindung der Dioden D3 und D4 eingegeben, die die Basiselektroden des NPN-Transistors Q5 und des PNP-Transistors Q6 verbindet. Wenn dies erfolgt ist, wird der Drainelektrodenstrom des Transistors Q3 vergrößert, und der Drainelektrodenstrom des Transistors Q4 wird verringert. Der Strom durch den Transistor Q4 ist ein Durchgangsstrom und erfährt in dem oben beschriebenen Vorgang im Wesentlichen keine Zunahme von dem Entwurfsdurchgangsstrom. Selbst wenn der Laststrom eine weitere Fluktuation erfährt, erfährt der Durchgangsstrom im Wesentlichen keine Vergrößerung des anfänglichen Wertes am Laststrom 0 aufgrund der Anwesenheit des Laststroms.
Für den vorangehenden Vorgang wird der Kondensator C20 entsprechend ausgewählt, und die Stabilität des Rückkopplungsvorgangs wird sichergestellt, so dass die Eigenzeitkonstanten (die Übertragungseigenschaften von der Gateelektrode zur Drainelektrode sind) der Transistoren Q3 und Q4 die Stabilität der Rückkopplungschleife nicht beeinträchtigen. Insbesondere sollte der Wert von R23 × C20 größer als ein Mehrfaches der Eigenzeitkonstanten von Q3 und Q4 gewählt werden. Wenn des Weiteren eine beträchtliche Differenz zwischen den Eigenschaften der Transistoren Q3 und Q4 vorliegt, werden die Werte der Widerstände R11 bis R14 eingestellt, oder ein Kondensator und/oder ein Tiefpassfilterelement werden an entweder den Widerstand R11 oder R14 parallel angeschlossen, so dass eine Differenz zwischen den Drainelektrodenströmen geregelt wird und eine Vergrößerung des Durchgangsstroms wird verhindert. Als Folge davon kann die Stabilität und die Reaktion auf Laststromfluktuationen in dem Hochleistungsverstärker 20 verbessert werden.
Der Vergleichsverstärker des Hochleistungsverstärkers 20, der in Fig. 2 gezeigt ist, kann ebenfalls funktionell durch einen Betriebsverstärker ersetzt werden, wenn die Steuerkapazität der Lastströme aufgrund der Transistoren Q1 und Q2 nicht erwünscht ist. Es ist ebenfalls möglich, Feldeffekttransistoren als Transistoren Q1 und Q2 zu verwenden, um ihr Herstellungsverfahren mit den Verfahren für andere Elemente abzustimmen.
Zusätzlich können die Transistoren Q3 und Q4 Bipolartransistoren sein, die von der Betriebsgeschwindigkeit und der Ausgangsleistung abhängig sind, und sie können ebenfalls schaltende Spannungs-Strom-Wandler sein.
Es ist ebenfalls möglich, den Verstärker A20 zu umgehen, so dass die Konstruktion des Hochleistungsverstärkers 20 vereinfacht wird. Die Gateelektroden der Transistoren Q3 und Q4 können so gesteuert werden, dass die Spannungen an den Widerständen R11 und R12 der Verstärker A1 und A2 exakt den Spannungen an den Widerständen R7 und R8 entsprechen. Jedoch sind ebenfalls einfache Puffer und/oder Direktverbindungen möglich, wie im Folgenden ausführlicher beschrieben wird.
Fig. 3 zeigt ein Beispiel eines schematischen Schaltplans eines Hochleistungsverstärkers 3ß, der die zweite Ausführungsform dieser Erfindung ist. Der Anschluss 1, die Widerstände R1 bis R6, die Dioden D1 und D2 und die Transistoren Q1 und Q2 sind so angeschlossen, dass sie einen Komplementärverstärker (Puffer) bilden, wie in Fig. 1 gezeigt ist. Der Komplementärverstärker, dessen Widerstand R30 an seinen Ausgang angeschlossen ist, bildet einen Vergleichsverstärker. Der Eingang auf einer Seite des Vergleichsverstärkers ist der Anschluss 1, und der Eingang auf der anderen Seite wird als Punkt X1 angesehen, der der Punkt ist, an dem der Widerstand R30 an den Anschluss 2 angeschlossen ist. Der Verstärker A30 verstärkt die Spannungen an den jeweiligen Anschlüssen des Widerstands 30 differenziell. Die Schaltkreiskomponenten, die dem Ausgangsanschluss des Verstärkers A30 nachgeschaltet sind, sind so angeschlossen, dass sie dieselbe Konstruktion bilden und dieselbe Funktion ausüben wie in der ersten Ausführungsform dieser Erfindung, zu der Fig. 2 gehört. Jedoch wird die Ausgabe des Verstärkers A30 zu der Verbindung der Widerstände R12 und R13 geleitet, worin sich dies von dem Hochleistungsverstärker 20 unterscheidet, bei dem die Ausgabe des Verstärkers A20 zu der Verbindung der Dioden D3 und D4 geleitet wird.
Die Ausgabe des Komplementärverstärkers (Puffers) wird an der Verbindung der Widerstände R4 und R5 erzeugt und über den Widerstand R31 in den invertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers A30 eingegeben, und die Lastspannung, die am Anschluss 2 erzeugt wird, wird vom Punkt X1 über den Puffer A31 und den Widerstand R32 in den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers A30 eingegeben. Zusätzlich ist der nichtinvertierende Eingangsanschluss des Verstärkers A30 über die parallele Kombination des Widerstands R34 und des Kondensators C31 geerdet. Des Weiteren sind der Widerstand R33 und der Kondensator C30 zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss des Verstärkers A30 parallel angeschlossen. Aufgrund dieser Konstruktion wird die Spannung, die am Widerstand R30 erzeugt wird, differenziell verstärkt, einer Tiefpassfilterung unterzogen und daraufhin von dem Ausgangsanschluss des Verstärkers A30 zu der Verbindung der Widerstände R12 und R13 übertragen. Die Widerstände R31 und R32 können so gewählt werden, dass sie denselben Wert aufweisen, der Widerstand R33 und der Widerstand R34 können so gewählt werden, dass sie denselben Wert aufweisen, und der Kondensator C30 und der Kondensator C32 können so gewählt werden, dass sie denselben Wert aufweisen. Der Wert von R33 × C30 sollte im Bereich eines Vielfachen der Eigenzeitkonstanten von Q3 und Q4 gewählt werden, so dass die Eigenzeitkonstanten von Q3 und Q4 im Wesentlichen keine Wirkung auf die Stabilität des (negativen) Rückkopplungsvorgangs haben.
Wenn der Widerstand R30 mehrere Ohm beträgt und die Widerstände R31 und R32 mehrere Kiloohm betragen, tritt möglicherweise kein Leistungsabfall auf, selbst wenn der Puffer A31 abgeschaltet wird, der Schaltkreis wird vereinfacht, und der Widerstand R32 ist direkt mit dem Widerstand R30 und dem Anschluss 2 verbunden. Der Grund hierfür liegt darin, dass der Puffer A31 nur deshalb mit dem Anschluss 2 verbunden ist, um eine Belastung des Widerstands 32 zu verhindern und des Weiteren dis Präzision bei der Erfassung einer Zunahme des Laststroms zu verbessern.
Wie in der ersten Ausführungsform dieser Erfindung beschrieben, die in Fig. 2 gezeigt ist, ändert sich die Spannung am Anschluss 2 zusammen mit dem Laststrom, wenn dieser sich ändert, und dies wird direkt vom Widerstand R30 erfasst. Die Fluktuationsspannung, die erfasst wurde, wird einer Tiefpassfilterung unterzogen und ausgehend von der Verbindung der Widerstände R12 und R13 der Umwandlungsvorrichtung zugeführt. Als Folge davon werden die Drainelektrodenströme der Transistoren Q3 und Q4 geregelt. Die Widerstände R3 bis R6 können ausgelassen werden, um die Pufferkapazität des Komplementärverstärkers (Puffers) zu verbessern. Bei der zweiten Ausführungsform wird die Stabilität der Schaltkreise des Hochleistungsverstärkers 30 ebenfalls im Wesentlichen durch die Wirkung der Tiefpassfilterung geregelt, wenn die Spannungssignale durch den Verstärker A30 laufen und der Durchgangsstrom von der nachgeschalteten Umwandlungsvorrichtung geregelt wird, ebenso wie bei der Regelung in der ersten Ausführungsform.
Als nächstes wird unter Bezugnahme auf Fig. 4 die Konstruktion einer modifizierten Ausführungsform der Ausgangsteile der Hochleistungsverstärker dieser Erfindung beschrieben, die mit dem Ausgang der Transistoren Q5 und Q6 verbunden sind. Die unten beschriebenen Konstruktionen können angemessenerweise in beiden Hochleistungsverstärkern 20 und 30 verwendet werden.
Wie in Fig. 4(A) gezeigt, ist der invertierende Eingangsanschluss des Verstärkers A1 über den Widerstand R41 mit der Versorgungsspannung VD und über den Widerstand R42 mit dem Ausgangsanschluss des Verstärkers A1 verbunden, wobei er daraufhin mit der Gateelektrode des Transistors Q3 verbunden ist. Zusätzlich ist der invertierende Eingangsanschluss des Verstärkers A2 über den Widerstand R43 mit der Versorgungsspannung VS und über den Widerstand R44 mit dem Ausgangsanschluss des Verstärkers A2 verbunden, wobei er daraufhin mit der Gateelektrode des Transistors Q4 verbunden ist. Eine Differenz in der Konduktanz zwischen den Transistoren Q3 und Q4 kann aufgehoben werden, indem die Widerstände R41-R44 auf eine Veränderung der Verstärkungen der Verstärker A1 und A2 eingestellt werden. Die Widerstände R41 und R43 können ausgelassen werden, und die Verstärker A1 und A2 wirken als Puffer, die bei Verstärkungsfaktor Eins eine gute Antriebsfähigkeit aufweisen.
Wie in Fig. 4(B) gezeigt, können die Widerstände R11 und R12 bei einer weiteren modifizierten Ausführungsform der Erfindung jeweils durch die Widerstände R11A und R12A ersetzt werden. Als nächstes sind die Verstärker A1 und A2 ausgeschaltet, und die Kollektorelektroden der Transistoren Q5 und Q6 sind direkt mit den Gateelektroden der Transistoren Q3 und Q4 verbunden. Die Direktstromquellen 40 und 41 sind ebenfalls mit den Kollektorelektroden der Transistoren Q5 und Q6 verbunden.
Bei der beschriebenen Konstruktion kann eine Fehlanpassung der Konduktanz zwischen den Transistoren Q3 und Q4 durch Einstellen der Widerstände R11A und R12A aufgehoben werden, und eine Fehlanpassung der Gateelektrodenschwellenspannung zwischen den Transistoren Q3 und Q4 kann durch Einstellen der Direktstromquellen 40 und 41 aufgehoben werden. Der Entwurfsdurchgangsstrom kann ebenfalls durch die Widerstände R11A und R12A und die Direktstromquellen 40 und 41 eingestellt werden.
Des Weiteren können die Direktstromquellen 40 und 41 in dem Schaltkreis, der in Fig. 4(A) gezeigt ist, jeweils mit den entsprechenden Kollektorelektroden der Transistoren Q5 und Q6 oder mit den entsprechenden invertierenden Eingangsanschlüssen der Verstärker A1 und A2 verbunden werden, so dass eine Fehlanpassung der Gateelektrodenschwellenspannung zwischen den Transistoren Q3 und Q4 aufgehoben werden kann. Zusätzlich können Spannungsquellen in Reihe zwischen den Widerständen R41 und R43 eingefügt werden, und eine Fehlanpassung der Gateelektrodenschwellenspannung zwischen den Transistoren Q3 und Q4 kann durch Einstellen der Spannungsquelle(n) aufgehoben werden.
Oben wurden die erste und die zweite Ausführungsfarm dieser Erfindung sowie Modifikationen derselben beschrieben. Jedoch schließen diese Beschreibungen andere modifizierte Ausführungsformen und/oder Anwendungsbeispiele weder aus, noch umfassen sie sämtliche Gesichtspunkte der Erfindung.
Durch die Ausführung der Erfindung können Oszillation, Instabilität und Ausfall aufgrund einer plötzlichen Veränderung der Last in den Hochleistungsverstärkern wirksam verhindert werden.
Die Verwendung von FETs (Feldeffekttransistoren) ohne Minoritätsträgeranhäufungseffekt als Transistoren Q3 und Q4 der Gegentaktausgangsstufe ist wünschenswert, da sie zur Verbesserung der Geschwindigkeit des Hochleistungsverstärkers dieser Erfindung beiträgt.
Wenn die Hochleistungsverstärker dieser Erfindung für Anwendungen wie beispielsweise Gerätestromquellen für IC-Testgeräte verwendet werden, bei denen eine Neigung zum Auftreten plötzlicher Veränderungen der Last vorliegt, ist dies zuträglich und sehr vorteilhaft.

Claims

1. Hochleistungsverstärker, der eine Last an seinem Ausgangsanschluss antreibt und der umfasst:
einen Vergleichsverstärker mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei eine Sollspannung an den ersten Eingang angelegt wird, eine Spannung des Ausgangsanschlusses an den zweiten Eingang angelegt wird und die Ausgabe als Reaktion auf eine Differenz zwischen der Spannung, die an den ersten Eingang angelegt wird, und der Spannung, die an den zweiten Eingang angelegt wird, erzeugt wird;
eine Tiefpassfiltervorrichtung, die die Ausgabe des Vergleichsverstärkers empfängt und die eine Tiefpassfilterung der Ausgabe des Vergleichsverstärkers ausführt und sie ausgibt,
eine Umwandlungsvorrichtung, die die Ausgabe der Tiefpassfiltervorrichtung in Komplementärsignale umwandelt; und
eine Gegentaktausgabevorrichtung mit einem Durchgangsstrom auf einem vorherbestimmten Pegel, die die Last mit elektrischem Strom versorgt die von den Komplementärsignalen angetrieben wird;
wobei die Tiefpassfiltervorrichtung so gewählt wird, dass sie einen Anstieg des Durchgangsstroms als Reaktion auf eine Veränderung der Last unterdrückt.

2. Hochleistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei der Vergleichsverstärker ein Komplementärverstärker ist, der Komplementärausgaben erzeugt, und wobei des Weiteren die Tiefpassfiltervorrichtung die Komplementärausgaben des Komplementärverstärkers empfängt, kombiniert und tiefpassfiltert.

3. Hochleistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei der Vergleichsverstärker umfasst:
einen Puffer mit einem Pufferausgang, der die Sollspannung in dem Eingang einer Seite des Vergleichsverstärkers empfängt; und
ein Widerstandselement, das den Pufferausgang mit dem Eingang der anderen Seite des Vergleichsverstärkers verbindet, so dass die Ausgabe des Vergleichsverstärkers am Widerstandselement erhalten werden kann.

4. Hochleistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei die Tiefpassfiltervorrichtung ein Integrationsaddierverstärker ist.

5. Hochleistungsverstärker nach Anspruch 1, wobei die Umwandlungsvorrichtung entsprechende Tiefpassfiltervorgänge für die Komplementärsignale ausführt.

6. Verfahren der Zuführung von Strom zu einer Vorrichtung, die von einem IC-Testgerät getestet werden soll, das umfasst:
Bereitstellen eines Hochleistungsverstärkers, der umfasst:
einen Vergleichsverstärker mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei eine Sollspannung an den ersten Eingang angelegt wird, eine Spannung des Ausgangsanschlusses an den zweiten Eingang angelegt wird und die Ausgabe als Reaktion auf eine Differenz zwischen der Spannung, die an den ersten Eingang angelegt wird, und der Spannung, die an den zweiten Eingang angelegt wird, erzeugt wird;
eine Tiefpassfiltervorrichtung, dis die Ausgabe des Vergleichsverstärkers empfängt und die eine Tiefpassfilterung der Ausgabe des Vergleichsverstärkers ausführt und sie ausgibt,
eine Umwandlungsvorrichtung, die die Ausgabe der Tiefpassfiltervorrichtung in Komplementärsignale umwandelt; und
eine Gegentaktausgabevorrichtung mit einem Durchgangsstrom auf einem vorherbestimmten Pegel, die die Last mit elektrischem Strom versorgt und von den Komplementärsignalen angetrieben wird;
wobei die Tiefpassfiltervorrichtung so gewählt wird, dass sie einen Anstieg des Durchgangsstroms als Reaktion auf eine Veränderung der Last unterdrückt; und
Koppeln der Gegentaktausgangsstufe mit der Vorrichtung, die von dem IC-Testgerät getestet werden soll.