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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
für den Impulsbetrieb von Gasentladungslampen.
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Impulsbetriebene Gasentladungslampen erfordern einen starken Strom
mit einer kurzen Entladungsdauer, um ein wirksames Licht zu erzeugen. Die Farbtemperatur
des Entladungslichtes hängt von dem bei der Füllung benutzten Gas ab. Derartige
Lampen werden im graphischen Gewerbe verwendet sowie in der Fotografie und auf anderen
Gebieten der Erzeugung von einzelnen Lichtblitzen. Hierbei wird ein Kondensator
auf hohe Spannung von einer Gleichstromquelle aus geladen und durch die Lampe, die
einen Lichtstrahl erzeugt, entladen.
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Bei anderen Verwendungen ist ein kontinuierlicher Impulsbetrieb der
Entladungslampe erforderlich. Bei dem kontinuierlichen Betrieb ergeben sich gewisse
Schwierigkeiten der Rest-Ionisation, wenn die Lampe einmal gezündet hat. Um diese
Schwierigkeiten zu vermeiden, wurden Mittel geschaffen, um den Strom, der durch
die Lampe fließt, während der Kondensator geladen wird, zu begrenzen. Es werden
geeignete Schaltmittel, wie z. B. Thyratrons, verwendet, welche in Reihe mit dem
Kondensator und der Entladungslampe geschaltet sind. Indessen erwies sich eine sättigbare
Vorschaltdrossel zu diesem Zweck geeigneter, da hierdurch die Kosten reduziert werden
und der Aufbau des Stromkreises vereinfacht ist.
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Der niedrige Strom, der durch die Vorschaltdrossel während der Zeit
zwischen den Entladungen fließt, wurde mit Vorteil verwendet, um die Entladungslampe
gezündet zu halten, so daß ein hoher Strom lediglich beim ersten Zünden der Lampe
fließt. Bei den bisher benutzten Stromkreisen waren spannungserhöhende Mittel, wie
z. B. ein Transformator oder ein Spartransformator, vorgesehen.
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Es ist also bekannt, für den Impulsbetrieb von Gasentladungslampen
einen Spartransformator zu verwenden, dessen beide in Reihe geschaltete Wicklungen
parallel zu einem Kondensator liegen, wobei der Lampe eine sättigbare Drosselspule
vorgeschaltet ist, die bei jeder Halbwelle der Speisewechselspannung gesättigt wird,
so daß sich der Kondensator spontan über die Entladungslampe entlädt.
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Die Schwankungen der Speisewechselspannung wirken hierbei direkt auf
die Lichtausbeute, d. h., die Lichtausbeute ist in starkem Maße abhängig von der
Höhe der Speisewechselspannung. Weiterhin tritt eine Vielzahl sekundärer Impulse
niedriger Amplitude nach dem Hauptimpuls auf. Diese Sekundärimpulse verzehren zwar
Leistung, tragen aber praktisch zur Lichterzeugung nichts bei.
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Es ist weiterhin bekannt, zur Erzielung einer konstanten Ausgangsspannung
bei Netzschwankungen an die Ausgangsklemmen eines Transformators oder eines Spartransformators
einen Kondensator parallelzuschalten, der mit der zugehörigen Transformatorwicklung
einen bei Netzfrequenz in Resonanz befindlichen Schwingkreis bildet, wobei die Ausgangsspannung
stabilisiert wird. Ähnliche Schaltungen zur Er- i zielung einer gegen Netzschwankungen
stabilisierten Ausgangsspannung sind auch schon zum Betrieb von Gasentladungslampen
verwendet worden.
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Im graphischen Gewerbe ist es sehr wichtig, daß der Lichtausgang konstant
bleibt. Die übliche Wech- i selstromquelle ist Spannungsschwankungen unterworfen,
wodurch der Lichtausgang aus der Entladungslampe sich ebenfalls verändern kann,
da er von der Spannung abhängt. Weiterhin. wird die Lebensdauer der Lampe durch
Anwendung einer konstanten Betriebsspannung gesteigert. Ein separater Spannungskonstanthalter
für jede Lampe würde kost-, spielig sein, da jede Lampe etwa 1500 bis 3000 Watt
aufweist.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, bei einer Schaltungsanordnung
zum Impulsbetrieb von Gasentladungslampen die Bauteile des Hauptstromkreises so
anzuordnen und zu dimensionieren, daß einmal die Schwankungen der Speisewechselspannung
keinen oder nur einen geringen Einfluß auf die Lichtausbeute haben und zum zweiten,
daß die Sekundärimpulse unterdrückt werden, die nachteilig für den Gesamtwirkungsgrad
der Anordnung sind.
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Bei einer Schaltungsanordnung zum Impulsbetrieb von Gasentladungslampen,
bei der ein Kondensator über einen Transformator aus dem Wechselstromnetz aufgeladen
wird und über eine der Lampe vorgeschaltete, sättigbare Drosselspule mit der Lampe
verbunden ist, wobei die sättigbare Vorschaltdrosselspule in jeder Halbwelle der
Speisewechselspannung gesättigt wird und der Kondensator sich dann über die Entladungslampe
spontan entlädt, wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, die den Kondensatorladestrom
begrenzende Induktivität des Transformators wenigstens annähernd gleich der Kapazität
des die Lampe speisenden Kondensators zu wählen und mit dem Kondensator einen Resonanzkreis
zu bilden, dessen Frequenz gleich der Netzfrequenz ist, so daß die Kondensator-Ladespannung
unabhängig von der Netzspannungsschwankung praktisch konstant gehalten wird und
der Kondensator sich in jeder Halbwelle der Speisespannung nur einmal über die Lampe
entlädt. Durch die so gewählte Anordnung dient der parallel zur Transformatorwicklung
geschaltete Kondensator nicht nur ausschließlich zur Spannungsstabilisierung, sondern
gleichzeitig noch zur Speisung der impulsbetriebenen Lampe, wobei der zusätzliche
Effekt auftritt, daß die Sekundärimpulse unterdrückt werden.
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In den Zeichnungen zeigt F i g. 1 ein Schaltschema gemäß der Erfindung
mit einem Starterkreis, der in üblicher Weise ausgebildet sein kann, F i g. 2 das
Schema eines Spartransformators, der in dem elektrischen System benutzt wird, F
i g. 3 eine graphische Darstellung der Abhängigkeit der Lichtausbeute von der Eingangsspannung
für das System gemäß der Erfindung im Vergleich mit früheren Systemen, F i g. 4
ist eine graphische Darstellung der Veränderung des Resonanzstromes für unterschiedliche
Werte Q des Transformators bei Veränderung des Verhältnisses Xc zu XL, F
i g. 5 Wellenformen, welche die Veränderung des Leitungsstromes mit Bezug auf die
Leitungsspannung erläutern, F i g. 6 Wellenformen, welche die Veränderung des Lampenstromes
mit Bezug auf die Leitungsspannung erläutern, F i g. 7 Wellenformen, welche die
Veränderung der Leitungsspannung mit Bezug auf die Kondensatorspannung bei eingeschalteter
Lampe erläutern, F i g. 8 Wellenformen entsprechend F i g. 6 bei ausgeschalteter
Lampe, F i g. 9 eine Wellenform, welche den Resonanzstrom bei ausgeschalteter Lampe
erläutert,
F i g. 10 eine Wellenform, welche den Resonanzstrom bei
eingeschalteter Lampe erläutert.
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Die F i g. 1 zeigt den Hauptstromkreis 1 gemäß der Erfindung
einschließlich eines Starterkreises 2.
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Der Kreis 1 besitzt Anschlüsse 3 und 4 für die Wechselstromquelle
mit 50 oder 60 Hz und 220 V, obgleich natürlich das System auch bei anderen Spannungen
und Frequenzen arbeiten kann. An den Anschlüssen 3 und 4 ist ein Transformator 5
mit einer Primärwicklung 6 und einer Sekundärwicklung 7, einem Kern 9 und einem
magnetischen Nebenschluß 10 angeschlossen.
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Die Primärwicklung 6 kann Anzapfungen 11, 12
und 14 für
unterschiedliche Speisewechselspannungen besitzen, und die Sekundärwicklung 7 kann
mit Anzapfungen 15, 16 und 17 versehen sein, um die erforderliche
Ausgangsspannung zu wählen. Die beiden Wicklungen 6 und 7 sind in Reihe als Spartransformator
geschaltet. Ein Kondensator 20 liegt an den Ausgangsleitungen. Eine Entladungslampe
21 ist in Reihe mit einer sättigbaren Vorschaltdrosse122 an den Kondensator
20 angeschaltet.
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In dem Beispiel sind die Primärwicklung 6 und die Sekundärwicklung
7 in Reihe geschaltet. Indessen kann durch geeignete Wahl der Sekundärwicklung die
Reihenschaltung entfallen und die Sekundärwicklung 7 direkt parallel zu dem
Kondensator 20 geschaltet werden.
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Der Transformator 5 besteht aus Lamellen aus einem vorzugsgerichteten
siliziumhaltigen Eisenblech, wobei die Lamellen einen EI-Schnitt haben.
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Bei einer Ausführungsform des Transformators gemäß F i g. 2 hat der
mittlere Schenkel 24 einen primären Kernteil 24a und einen sekundären Teil
24b, welcher eine Querschnittfläche von 76 X 44,4 mm aufweist. Die äußeren Schenkel
25 und 26 sowie die Endteile 27 und 29 haben eine Querschnittfläche
von 38,3 X 44,4 mm. Die magnetischen Nebenschlüsse 10
haben eine Querschnittfläche
von 22,1 X 44,4 mm. Die Wicklung 6 besteht aus 286 Windungen von Draht mit 1,83
mm Durchmesser, während die Wicklung 7 238 Windungen von Draht derselben Abmessung
aufweist. Die Nebenschlüsse 10 sind so angeordnet, daß Luftspalte
30 an ihren Enden von etwa 0,8 mm vorhanden sind. Die Induktivität der Wicklung
6 beträgt etwa 720 Mikrohenry, die Induktivität der Wicklung 7 etwa 500 Mikrohenry,
während die Gesamtinduktivität etwa 2,3 Henry beträgt.
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Der Kondensator 20 hat 40 Mikrofarad. Die Entladungslampe 21
besitzt eine Betriebsspannung von 500 V Spitzenspannung und eine Zündspannung von
etwa 5000 bis 7000 V Spitzenspannung. Die Lampe 21 verbraucht etwa 2900 Watt
und besitzt eine Länge von 600 mm und einen Durchmesser von 9,5 mm mit einer Xenon-Füllung
unter einem Druck von etwa 40 mm Quecksilbersäule.
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Die sättigbare Vorschaltdrossel 22 besitzt einen C-förmigen Kern aus
einem orientierten siliziumhaltigen Eisenblech mit einer Querschnittfläche von etwa
32,5 m2. Die Spule der Drossel ist mit etwa 200 Drahtwindungen versehen, und die
Induktivität der sättigbaren Vorschaltdrossel ist so, daß beim Durchgang des Stromes
der Kern gesättigt wird.
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In dem Stromkreis 2 ist die Verbindung mit der Klemme 4 zur
Spannungszuführung über einen Verzögerungsschalter 40 sowie über zwei Selen-Gleichrichter
41 und 42 mit den Kondensatoren 43 und 44
verbunden,
und zwar in einer die Spannung verdoppelnden Schaltung. Der zweite Anschluß des
Stromkreises 2 ist an die Wicklungen 6 und 7 angeschlossen, die in Reihe so geschaltet
sind, daß etwa 350 V entstehen. Es ist eine Siebdrossel 45 vorgesehen. Ein
RC-Glied mit einem Widerstand 46 und einem Kondensator 47 ist über den die
Spannung verdoppelnden Kreis in Reihe mit der Drossel 45 geschaltet. Eine Kaltkathodenröhre
oder ein Thyratron 50 ist über einen Kondensator 51 in Reihe mit einer Hilfswicklung
52 der Vorschaltdrossel 22 geschaltet. Die Röhre 50 ist ebenfalls über den
Spannungsdopplerkreis in Reihe mit der Drossel 45 geschaltet. Der Mittelpunkt
54 des RC-Kreises liegt an dem Gitter 55 der Kaltkathodenröhre oder
des Thyratrons 50. Ein Widerstand 56 ist mit der Elektrode 57 der Röhre 50
verbunden. Gelangt der Stromkreis 2 unter Strom, so wird eine Anzahl hochfrequenter
Impulse in der Hilfswicklung 52 erzeugt, wodurch die Lampe 21 ausgelöst
wird.
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Beim Betrieb des Stromkreises 1 gemäß der Erfindung sind die Anschlüsse
3 und 4 mit einer Wechselstromquelle verbunden. Die Spannung wird durch die transformatorische
Wirkung der in Reihe geschalteten Wicklungen 6 und 7 hochtransformiert,
um den Kondensator 20 zu laden. Beim Zünden der Lampe 21
wird der Kondensator
20 rasch entladen.
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Unter gewissen Betriebsbedingungen sind die in Reihe geschalteten
Wicklungen 6 und 7, die durch den Kern 24 gekuppelt sind, und
der Kondensator 20
in Resonanz. Sofern die Zufuhrspannung niedrig ist, ist
keine Resonanz vorhanden. Nur wenn die Speisewechselspannung einen gewissen Wert
erreicht, besteht in dem Stromkreis Resonanz. Die geeignete Eingangsanzapfung wird
nun so gewählt, daß der Stromkreis sich in Resonanz befindet. Zum Beispiel kann
die Anzapfung 11 mit 190 bis 210 V markiert sein, die Anzapfung 12 von 210
bis 230 V und die Anzapfung 14 von 230 bis 250 V. Im Fall, daß die Eingangsspannung
z. B. im Bereich von 210 bis 230 V liegt, wird die Anzapfung 12 benutzt.
Die Anzapfungen 15, 16 und 17 werden benutzt, um Herstellungsabweichungen
der Teile auszugleichen. Die Anzapfanordnung ist so ausgebildet, daß der Stromkreis
gerade unter dem Beginn des Anzapfbereiches in Resonanz geht, so daß eine gute Regelung
über den Gesamtbereich erreicht wird.
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Der magnetische Kreis des Resonanzkreises ist so ausgebildet, daß
bei seinen Betriebsbedingungen der Streufluß und der erregende Fluß sich in der
Weise addieren, daß die Flußdichte in den Nebenschlüssen 10 sowie in den äußeren
Schenkeln 25 und 26 des Transformatorkernes 24 gesteigert wird. Hierdurch wird eine
teilweise magnetische Sättigung der äußeren Schenkel 25 und 26 hervorgerufen.
Dadurch wird der induktive Blindwiderstand der Wicklung? vermindert. Im allgemeinen
wird die Sättigung der äußeren Schenkel 25 und 26 des Transformators als
ungenügende Bedingung betrachtet, und zwar wegen des steigenden Kernverlustes infolge
der Sättigung. Im vorliegenden Fall wird jedoch die Sättigung mit Vorteil benutzt,
da die Verluste gering sind, wenn man andere Faktoren betrachtet, so z. B. die Kostenverringerung
des Systems, die Verringerung der Abmessung und des Gewichts und die Vereinfachung
der Ausbildung.
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Durch Vergrößerung oder Verkleinerung der Abmessungen der Nebenschlüsse
und des Luftspalts an den Enden der Nebenschlüsse kann der Verlust durch
den
induktiven Blindwiderstand gesteuert werden. Wird die Wechselstromspannung an die
Primärwicklung 6 gelegt, so induziert der magnetische Fluß in dem Kern 24 über den
Kondensator 20 eine Spannung. Die Höhe dieser Spannung ist durch das Windungsverhältnis
der Wicklungen bestimmt. Wird aber die Spannung über die Wicklung 6 erhöht, so fließt
ein größerer Magnetfluß durch den sekundären Kernteil 24a, und bei einer gewissen
vorbestimmten Flußdichte wird der induktive gleich dem kapazitiven Blindwiderstand
des Kreises. Daher befindet sich der Kreis in Resonanz, und der Wert der Spannung
am Kondensator 20 wird gleich dem Produkt der angelegten Spannung, dem Transformationsverhältnis
des Transformators und dem Q-Faktor des Kreises. Da die magnetische Dichte mit dem
Steigen der Spannung des Sekundärteils 24 a des Kernes 24 steigt, so wird der magnetische
Widerstand des Nebenschlußsystems verringert, so daß die Steigerung des magnetischen
Flusses, die durch eine gesteigerte Eingangsspannung erzeugt wurde, durch das Nebenschlußsystem
absorbiert wird. Sofern die Eingangsspannung weiterhin gesteigert wird, addieren
sich der Streufluß in Verbindung mit dem erregenden Fluß in der Weise, daß die Flußdichte
in den äußeren Schenkeln 25 und 26 des Kernes 24 gesteigert wird. Diese Steigerung
ruft die teilweise magnetische Sättigung der Schenkel 25 und 26 hervor und ergibt
ein Sinken der Induktivität des Kreises. Das Sinken der Induktivität ändert die
Resonanzbedingung des Kreises, und die kapazitive Verlustleistung wird größer als
die induktive Verlustleistung. Daher steigt die Impedanz des Kreises, und eine weitere
Steigerung der Eingangsspannung ergibt keine verhältnisgleiche Spannungssteigerung
über dem Kondensator 20, wenn der Kreis die Resonanz überschritten hat und der Q-Wert
geringer ist. Die Spannung über dem Kondensator 20 bleibt praktisch innerhalb des
bestimmten Spannungsbereichs der Eingangsspannung konstant. Das Q des Transformators
unter seinen Betriebsbedingungen ist niedrig, und dadurch wird die Resonanz aufrechterhalten,
obgleich eine beträchtliche Veränderung des Blindwiderstandes der Wicklungen 6 und
7 vorhanden ist.
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In F i g. 4 sind die relativen Werte des Stromes in dem Resonanzkreis
für verschiedene Q-Werte des Transformators Q über der Veränderung der Beziehung
von Xc zu XL, wie sie bei Veränderungen in der Eingangsspannung auftreten
können. Der Kreis ist bei einer beträchtlichen Veränderung des Verhältnisses von
Xc zu XL in Resonanz, wenn er ein niedriges Q hat, wobei er dazu neigt, den
Resonanzstrom bei Veränderungen der Leitungsspannung aufrechtzuerhalten. Ein niedriges
Q wird dadurch erreicht, daß die Wicklungen 6 und 7 getrennt werden und daß der
Kern während des Betriebes teilweise gesättigt wird. Ein hoher Q-Kreis würde einen
sehr engen Regelbereich ergeben.
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Ein Vergleich der Charakteristiken der elektrischen Systeme mit und
ohne den Kondensator 20 in Resonanz mit den Serienwicklungen ergibt sich aus den
Tabellen 1 und 2. In der Tabelle 1 sind die Charakteristiken eines Stromkreises
dargestellt, bei dem ein Kondensator nicht in Resonanz ist, während in Tabelle 2
die Charakteristiken eines Kreises gemäß der Erfindung dargestellt sind, bei dem
der Kondensator 20 mit den in Reihe geschalteten Wicklungen 6 und 7 sich in Resonanz
befindet.
| Tabelle 1 |
| Eingangs- Eingangsstrom Eingangs- Eingangs- |
| Q-Faktor Lampen- |
| Relativer Wirkungsgrad |
| Spannung Watt Volt-Ampere Watt Lichtausgang der Lampe |
| 210 24,4 3200 5120 63,50/0 2850 8,9 31,2 |
| 220 25,7 3500 5650 62,0% 3100 10,3 33,1 |
| 230 26,8 3800 6160 61,70/0 3350 11,7 35,0 |
| Tabelle 2 |
| Eingangs- Eingangsstrom Eingangs- Eingangs- Q-Faktor Lampen-
Relativer Wirkungsgrad |
| - Spannung Watt Volt-Ampere Watt Lichtausgang der Lampe |
| 210 19,1 3350 4000 84,0% 2920 11,0 37,6 |
| 220 19,8 3600 4360 82,50/0 3100 11,7 37,8 |
| 230 20,75 3900 4760 82,00/0 3300 12,4 37,6 |
In den obigen Tabellen ist der Lampenwirkungsgrad gleich dem relativen Lichtausgang
geteilt durch die Lampen-Watt.
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Aus den Tabellen ergibt sich, daß der Lampen-Wirkungsgrad des vorliegenden
Systems beträchtlich über demjenigen der früheren Systeme liegt, und zwar infolge
der besseren Isolation und der Anpassung der Impedanzen des Systems, wodurch große
überströme auf die Lampe vermieden werden, die nicht zur Wirksamkeit des Lichtausganges
beitragen und nur Wärmeverlust hervorrufen.
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Die Wirksamkeit des Lichtausganges des vorliegenden Systems ergibt
sich aus den Kurven der F i g. 3, wobei die Kurve 58 die Veränderung des Lichtausganges
mit der Spannungsänderung früherer Systeme darstellt. Die Kurve 59 zeigt die Veränderungen
des Lichtausganges mit den Spannungsänderungen für das vorliegende System. Es liegt
also eine 300%ige Verbesserung in dem vorliegenden System gegenüber dem Stand der
Technik vor, indem bei einer Spannungsänderung von 1 V der Lichtausgang nach dem
vorliegenden System sich nur um 0,5 % ändert, während nach dem Stand der Technik
die Veränderung im Lichtausgang 1,5 0/0 beträgt.
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Aus F i g. 5 ist erkennbar, daß die Wellenform 60 des Leitungsstromes
eine kleine Senkung 61 hinter der Spitze 62 aufweist. Die Senkung 61 wird durch
die Entladung des Kondensators 20 bei der Sättigung
der sättigbaren
Spule 22 hervorgerufen. Die Spitze 62
liegt hinter der Spitze der Wellenform
der Leitungsspannung 64, und zwar infolge der Phasenschiebung des Kreises.
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Die F i g. 6 zeigt die Wellenform 65 des Lampenstromes mit Bezug auf
die Wellenform 64 der Leitungsspannung. Die Spitze 66 des Lampenstromes
65
tritt zur Zeit der Senkung 61 des Leitungsstromes 60 auf. Die Entladung
des Kondensators tritt auf, während die Leitungsspannung sich im absteigenden Teil
ihrer sinusförmigen Kurve befindet und wenn die Spannung des Kondensators den Spitzenwert
erreicht hat. Die Entladung des Kondensators zu diesem Zeitpunkt wird durch die
Ausbildung der sättigbaren Drosselspule erreicht, sowie durch die Ausbildung des
Resonanzkreises. Es ist wichtig, daß die Entladung auftritt, nachdem die Leitungsspannung
ihren Spitzenwert erreicht hat, damit von der Lampe ein kleiner Leitungsstrom entnommen
wird. Dies hat zur Wirkung, daß die Lampenbelastung von der Zufuhrleitung getrennt
wird. Eine solche Wirkung ist wichtig, um einen wirksamen Betrieb der Lampe zu erhalten,
weil der wirksame Betrieb von einer hohen Amplitude beim dauerhaften Anstieg des
Entladungsimpulses abhängt. Die Wellenform 66 des Stromes ist frei von sekundären
Impulsen niedriger Amplitude nach dem Hauptimpuls.
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Die F i g. 7 zeigt die Wellenform 67 der Spannung des Kondensators
über der Leitungsspannung 64. Die Spannung des Kondensators erreicht eine
Spitze 69 hinter der Spitze der Leitungsspannung 64, und zwar infolge der
Phasenschiebung des Systems. Die negativen Senkungen 69 a und 69
b werden wahrscheinlich durch das Auftreten der magnetischen Energie, die
in dem Kern während der Entladung gespeichert ist, hervorgerufen.
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In F i g. 7 zeigt die Wellenform 70 der Kondensatorspannung
mit Bezug auf die Leitungsspannung 64 bei ausgeschalteter Lampe. Infolge
der Veränderungen der Resonanzbedingungen des Kreises ändert sich die Spannung des
Kondensators, wie bei 70a, 70b und 70c gezeigt ist, wobei die Frequenz
etwa 2 oder 3 Hz beträgt.
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In F i g. 9 zeigt die Kurve 72 die Wellenform 72
des
Resonanzstromes bei ausgeschalteter Lage. In diesem Fall verändert sich der Resonanzstrom
72 in der Amplitude wie bei 72 a, 72 b und
72 c angegeben entsprechend der Veränderung der Amplitude der Kondensatorspannung
70 a, 70 b und 70 c.
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In F i g. 10 ist die Wellenform 71 des Resonanzstromes bei
in Betrieb befindlicher Lampe dargestellt. Die Wellenform 71 besitzt praktisch die
gleiche Gestalt wie die Wellenform 60 des Leitungsstromes. Die Senkung
71 a wird durch den Stromfluß in dem Kondensator 20 hervorgerufen,
während er sich in die Lampe 21 entlädt.
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Beim Betrieb des Kreises zu Beginn jedes Arbeitsspiels des Ansteigens
der Zufuhrspannung sind der Kondensator 20 und die magnetisch gekuppelten,
in Reihe geschalteten Wicklungen 6 und 7 in Resonanz, und zwar infolge der vereinten
Verwendung der magnetischen Kerngestaltung, so daß eine im wesentlichen konstante
Spannung über den Anschlüssen des Kondensators 20 erzeugt wird unter Schwankungen
der Zufuhrspannung. Sobald der Kondensator 20 die i volle Ladung erreicht
hat, wird die sättigbare Drossel 22 gesättigt, und der Kondensator
20 wird plötzlich entladen. Dadurch bleibt die Entladung durch die Lampe
konstant ohne Rücksicht auf Veränderungen der Speisespannung, weil die Spannung
des Kondensators konstant bleibt.
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Der Entladungsstrom durch die Lampe, wie er in der Wellenform
66 der F i g. 6 dargestellt ist, hat Impulsform mit einem niedrigsten Wert,
66 a, von etwa 3,0 Ampere, während die Spitze etwa 80 bis 100 Ampere
oder mehr aufweist. Die Basis der Spitze oben an dem Vorsprung 66a ist etwa I/looo
Sekunde breit, während ein Sechstel sinusförmiger Welle eine Breite von etwa 8'34/looo
Sekunden besitzt. Dadurch ist die Stromspitze nur ein Achtel oder weniger der Breite
der Zufuhrspannungswelle 64. Demgemäß kann der Betrieb des Kreises gemäß
der Erfindung als Ladephase betrachtet werden, bei welcher der Kondensator
20 durch die magnetisch gekuppelten Reihenwicklungen 6 und
7 in Resonanz geladen wird, um alsdann in der zweiten Phase durch Sättigung
der Drossel 22 plötzlich entladen zu werden.