DE1222985B - Amplification circuit with two transistors controlled by a magnetic amplifier in mating contact - Google Patents

Description

Verstärkungsschaltung mit zwei von einem Magnetverstärker in Gegenkontakt gesteuerten Transistoren Bei verschiedenen Geräten, insbesondere bei Steuer-und Regelgeräten, tritt das Problem auf, in Abhängigkeit von einem kleinen Gleichstrom oder einer kleinen Gleichspannung, z. B. von der Ausgangsspannung einer Widerstandsmeßbrücke, zwei Lastwiderstände, beispielsweise Heizwiderstände oder Relais, im Gegentakt zu steuern.Amplification circuit with two of a magnetic amplifier in mating contact controlled transistors in various devices, especially in control and Control devices, the problem occurs depending on a small direct current or a small DC voltage, e.g. B. from the output voltage of a resistance bridge, two load resistors, for example heating resistors or relays, in push-pull to steer.

Die Erfindung bezieht sich auf eine besonders einfache Verstärkerschaltung für diesen Zweck. Dabei soll als Vorverstärker ein Magnetverstärker in Selbstsättigungsschaltung verwendet werden, der zwei als Nachverstärker dienende Transistoren im Gegentakt steuert. Der Magnetverstärker ist als Vorverstärker für diesen Zwecke sehr geeignet, weil er stabil und robust ist und zudem den Vorteil hat, daß in ihm bei Verwendung mehrerer Steuerwicklungen verschiedene Steuersignale galvanisch getrennt einander überlagert werden können.The invention relates to a particularly simple amplifier circuit for this purpose. A magnetic amplifier in a self-saturation circuit is intended as a preamplifier are used, the two transistors serving as post-amplifiers in push-pull controls. The magnetic amplifier is very suitable as a preamplifier for this purpose, because it is stable and robust and also has the advantage of being in it when used several control windings different control signals galvanically separated from each other can be overlaid.

Eine Möglichkeit, zwei Transistoren durch einen Magnetverstärker im Gegentakt zu steuern, besteht darin, daß der Magnetverstärker selbst bereits als Gegentaktverstärker ausgelegt wird. Dann kann ohne Zwischensiebung eine nachfolgende Transistorstufe im Gegentakt ausgesteuert werden. Der Magnetverstärker in Gegentaktschaltung benötigt aber den doppelten Aufwand wie ein einfacher Magnetverstärker, Um diesen Aufwand zu vermeiden, hat man für den genannten Zweck auch schon einen einseitigen Magnetverstärker mit nur einem Transduktor verwendet und ihn gegen eine konstante Gleichspannung arbeiten lassen, damit die Transistorstufe im Gegentakt ausgesteuert werden kann. Bei dieser bekannten Lösung ist es aber nötig, zwischen dem Magnetverstärker mit Gegenspannung und dem Transistoreingang Siebglieder zu schalten, die eine Glättung der verzerrten Ausgangsgleichströme des Magnetverstärkers vornehmen.One way to have two transistors through a magnetic amplifier in the To control push-pull consists in the fact that the magnetic amplifier itself is already called Push-pull amplifier is designed. Then a subsequent one can be used without intermediate screening Transistor stage can be controlled in push-pull. The magnetic amplifier in push-pull circuit but requires twice the effort as a simple magnetic amplifier, in order to do this Avoiding effort is one-sided for the stated purpose Magnetic amplifier used with only one transducer and turned it against a constant Let DC voltage work so that the transistor stage is driven in push-pull can be. In this known solution, however, it is necessary between the magnetic amplifier with counter voltage and the transistor input to switch filter elements that smooth the distorted DC output currents of the magnetic amplifier.

Die Verstärkerschaltung nach der Erfindung benötigt ebenfalls nur einen Magnetverstärker in Selbstsättigungsschaltung mit einfachem Ausgang zur Gegentaktsteuerung der beiden Transistoren, erfordert aber keinerlei Glättungsmittel zwischen den beiden Verstärkerstufen und ist deshalb im Aufbau wesentlich einfacher.The amplifier circuit according to the invention also only needs a magnetic amplifier in self-saturation circuit with a single output for push-pull control of the two transistors, but does not require any smoothing means between the two Amplifier stages and is therefore much simpler in structure.

Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß als Speisespannung für die Lastkreise der beiden Transistoren die in einem Doppelweggleichrichter gleichgerichteten, ungeglätteten Halbwellen einer mit der Speisespannung des Magnetverstärkers gleichphasigen Wechselspannung dienen und daß die Steuerkreise der beiden Transistoren mit dem Ausgang des Magnetverstärkers ohne Zwischenschaltung von Glättungsmitteln derart verbunden sind, daß die ausgesteuerten Halbwellenteile der Ausgangsspannung des Magnetverstärkers den einen, die gesperrten Halbwellenteile den anderen Transistor freigeben.The invention is characterized in that as a supply voltage for the load circuits of the two transistors which are rectified in a full-wave rectifier, unsmoothed half-waves one in phase with the supply voltage of the magnetic amplifier AC voltage are used and that the control circuits of the two transistors with the Output of the magnetic amplifier without the interposition of smoothing means in this way are connected that the modulated half-wave parts of the output voltage of the Magnetic amplifier one, the blocked half-wave parts the other transistor release.

Die Verstärkerschaltung nach der Erfindung hat weiterhin den Vorteil, daß bei geeigneter Auslegung die Transistoren mit äußerst geringer Verlustleistung betrieben werden können, obwohl sie nicht im reinen Schaltbetrieb arbeiten.The amplifier circuit according to the invention also has the advantage that with a suitable design, the transistors with extremely low power dissipation can be operated, although they do not work in pure switching mode.

Die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung möge an Hand der Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigen F i g. 1, 7 und 13 verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung im Schaltungsschema, F i g. 2 bis 6, 8 bis 11 und 14 bis 16 Diagramme, die den Steuervorgang erläutern, und F i g. 12 ein Diagramm, aus dem die geringe Verlustleistung des Transistors hervorgeht.The amplifier circuit according to the invention should be made with reference to the drawings are explained in more detail. It shows F i g. 1, 7 and 13 different embodiments of the invention in the circuit diagram, F i g. 2 to 6, 8 to 11 and 14 to 16 diagrams, which explain the control process, and F i g. 12 is a diagram showing the minor Power loss of the transistor is evident.

In F i g. 1 ist mit 1 ein Magnetverstärker in Selbstsättigungsschaltung mit Gleichstromausgang dargestellt. Er besteht aus den beiden Arbeitswicklungen 2 und 3, denen die beiden Steuerwicklungen 4 und 5 zugeordnet sind. Diese beiden Arbeitswicklungen 2 und 3 sind je in Reihe mit einem Gleichrichter 6 bzw. 7 in Mittelpunktschaltung an die Sekundärwicklung 8 eines Transformators 9 angeschlossen, dessen Primärwicklung 10 an dem Netz liegt. Der Belastungswiderstand des Magnetverstärkers 1 liegt hier nicht, wie sonst üblich, in der Mittelpunktsleitung, sondern ist in zwei gleiche Teilwiderstände 11 und 12 aufgespalten, von denen jeder in Reihe mit nur einer der beiden Arbeitswicklungen 2 bzw. 3 liegt. Jeder der beiden Widerstände 11 und 12 führt nur in einer der beiden Halbwellen der an der Sekundärwicklung 8 des Transformators 9 auftretenden Wechselspannung Strom. Je nach der Größe der resultierenden Vormagnetisierung der beiden Transduktorkerne beginnt dieser Strom aber erst zu einem früheren oder späteren Zeitpunkt innerhalb der betreffenden Halbwelle. Zu diesem Zeitpunkt liegt die gesamte Spannung an der Arbeitswicklung 2 bzw. 3 des betreffenden Transduktors. In dem genannten Zeitpunkt kommt der Kern des Transduktors in die Sättigung, und die Spannung an seiner Arbeitswicklung verschwindet bis auf einen gewissen Rest, so daß nunmehr nahezu die gesamte Spannung an dem mit der Arbeitswicklung in Reihe geschalteten Teilwiderstand 11 bzw. 12 auftritt. Die beiden pnp-Transistoren 13 und 14 liegen, je in Reihe mit ihrem Lastwiderstand 15 bzw. 16, an der ungeglätteten Ausgangsspannung eines Doppelweggleichrichters 17, der wechselstromseitig von einer mit der Spannung in der Sekundärwicklung 8 phasengleichen Spannung gespeist wird.In Fig. 1, 1 shows a magnetic amplifier in a self-saturation circuit with a direct current output. It consists of the two working windings 2 and 3, to which the two control windings 4 and 5 are assigned. These two working windings 2 and 3 are each connected in series with a rectifier 6 or 7 in a mid-point connection to the secondary winding 8 of a transformer 9, the primary winding 10 of which is connected to the network. The load resistance of the magnetic amplifier 1 is not, as is usual, in the center line, but is split into two equal partial resistances 11 and 12 , each of which is in series with only one of the two working windings 2 or 3. Each of the two resistors 11 and 12 carries current only in one of the two half-waves of the alternating voltage occurring on the secondary winding 8 of the transformer 9. Depending on the size of the resulting premagnetization of the two transducer cores, this current does not begin until an earlier or later point in time within the relevant half-wave. At this point in time, the entire voltage is applied to the working winding 2 or 3 of the transductor in question. At this point in time, the core of the transducer saturates and the voltage on its working winding disappears except for a certain amount, so that now almost the entire voltage appears on the partial resistance 11 or 12 connected in series with the working winding. The two pnp transistors 13 and 14 are each in series with their load resistor 15 and 16, respectively, at the unsmoothed output voltage of a full-wave rectifier 17, which is fed on the AC side by a voltage in phase with the voltage in the secondary winding 8.

Der Steuerkreis des Transistors 13 liegt unmittelbar an der Arbeitswicklung 3 des Magnetverstärkers 1, während der Steuerkreis des Transistors 14 an dem Teilwiderstand 11 der Arbeitswicklung 2 des Magnetverstärkers 1 liegt. Das hat zur Folge, daß der Transistor 13, dessen Arbeitskreis von dem Doppelweggleichrichter 17 ständig mit Spannungshalbwellen beaufschlagt wird; die den Emitter positiv gegenüber dem Kollektor machen, jeweils dann leitend wird und einen Kollektorstrom Icl führt, wenn die von der linken Hälfte der Sekundärwicklung 8 gelieferte Wechselspannung als Spannung U, an der Arbeitswicklung 3 des Magnetverstärkers 1 anliegt. Das ist wegen des Gleichrichters 6 nur in jeder zweiten Halbwelle der Fall, und zwar jeweils vom Beginn dieser Halbwelle bis zu einem Zeitpunkt innerhalb dieser Halbwelle, der von der Vormagnetisierung des Magnetverstärkers abhängt.The control circuit of the transistor 13 is connected directly to the working winding 3 of the magnetic amplifier 1, while the control circuit of the transistor 14 is connected to the partial resistor 11 of the working winding 2 of the magnetic amplifier 1. The consequence of this is that the transistor 13, whose working circuit is constantly subjected to voltage half-waves by the full-wave rectifier 17; which make the emitter positive with respect to the collector, then becomes conductive and carries a collector current Icl when the alternating voltage supplied by the left half of the secondary winding 8 is applied as voltage U to the working winding 3 of the magnetic amplifier 1. Because of the rectifier 6, this is the case only in every second half-wave, namely from the beginning of this half-wave up to a point in time within this half-wave which depends on the premagnetization of the magnetic amplifier.

Der Steuerkreis des-Transistors 14 liegt dagegen an der Spannung U2, die an dem Teilwiderstand 11 für die Arbeitswicklung 2 des Magnetverstärkers 1 auftritt. Die Spannung U2 an dem Teilwiderstand 11 tritt wegen des Gleichrichters 7 ebenfalls nur in jeder zweiten Halbwelle auf, und zwar immer in denjenigen Halbwellen, in denen an der Arbeitswicklung 3 keine Spannung auftritt. Dabei setzt die Spannung U2 in der betreffenden Halbwelle mit einer von der Vormagnetisierung des Magnetverstärkers abhängigen Verzögerung ein und steht bis zum Ende der Halbwelle an.The control circuit of the transistor 14, on the other hand, is connected to the voltage U2, which occurs at the partial resistor 11 for the working winding 2 of the magnetic amplifier 1 . Because of the rectifier 7, the voltage U2 at the partial resistor 11 also occurs only in every second half-cycle, namely always in those half-cycles in which there is no voltage at the working winding 3. The voltage U2 starts in the relevant half-wave with a delay depending on the premagnetization of the magnetic amplifier and is applied until the end of the half-wave.

Zweckmäßig wird der die Steuerwicklungen 5 des Magnetverstärkers 1 durchfließende Vormagnetisierungsstrom I" so eingestellt, däß bei dem Steuerstrom IS = 0 der Magnetverstärker 1 gerade zur Hälfte ausgesteuert wird. Dann. betragen die Zeiten; während deren die Spannungen U1 bzw. U2 auftreten, genau eine halbe Halbwelle, und die Mittel= werte beider Spannungen sind, wie in F i g. 2 dar= gestellt, bei dem Steuerstrom I, = 0 einander gleich. Wird der Steuerstrom geändert, so ändern sich die Mittelwerte der beiden Spannungen U,. und U2 gegenläufig.The control windings 5 of the magnetic amplifier 1 are expedient The bias current I ″ flowing through is set in such a way that the control current IS = 0 the magnetic amplifier 1 is just half controlled. Then. be the times; during which the voltages U1 and U2 occur, exactly half Half-wave, and the mean values of both voltages are as in FIG. 2 represents = presented, with the control current I, = 0 equal to each other. If the control current is changed, change it the mean values of the two voltages U ,. and U2 in opposite directions.

Die Diagramme der F i g. 3 und 4 gelten für den Fall, daß der Steuerstrom IS = 0 ist. F i g. 3 zeigt oben den Verlauf der Spannung U,. an der Arbeits,# wicklung 3. Die Spannung U1 tritt, wie gesagt, nur in jeder zweiten Halbwelle auf, und zwar hier in den mit ungeraden Ziffern 1 und 3 bezeichneten Halbwellen. Der Verlauf der Spannung umschließt die schraffierten Spannungszeitflächen F, und verläuft in den Zwischenzeiten etwa auf der Nullinie. F i g. 3 zeigt unten in gleicher Darstellung den entsprechenden Verlauf des Kollektorstromes Icl des Transistors 13.The diagrams of FIG. 3 and 4 apply in the event that the control current IS = 0. F i g. 3 shows the course of the voltage U, at the top. at work, # winding 3. The voltage U1 occurs, as I said, only in every second half-wave, namely here in the half-waves marked with the odd numbers 1 and 3. The course of the Stress encloses the hatched stress-time areas F, and runs in the Intermediate times roughly on the zero line. F i g. 3 shows the same representation below the corresponding course of the collector current Icl of the transistor 13.

In F i g. 4 ist oben der Verlauf der Spannung U2 an dem Teilwiderstand 11 dargestellt. Entsprechend den schraffierten Flächen FZ tritt diese Spannung nur in den mit geraden Ziffern versehenen Halbwellen auf. Das Gleiche gilt für den in F i g. 4 unten gezeigten Kollektorstrom 1c, des Transistors 14. Die Zeitdauer, während deren die Spannungen U1 und U2 auftreten und dementsprechend die Kollektorströme Ic, und 1" fließen, beträgt bei dem Steuerstrom Is = 0 und der angegebenen Wahl des Vormagnetisierungsstromes I, jeweils genau eine viertel Periode.In Fig. 4, the curve of the voltage U2 across the partial resistor 11 is shown above. Corresponding to the hatched areas FZ, this voltage occurs only in the half-waves provided with even numbers. The same applies to the one shown in FIG. 4 below, collector current 1c, of the transistor 14. The period of time during which the voltages U1 and U2 occur and accordingly the collector currents Ic and 1 "flow is exactly one for the control current Is = 0 and the specified selection of the bias current I quarter period.

Bei einem positiven Steuerstrom 1s werden die Zeitpunkte, in denen der Steuerstrom Icl verschwindet und der Steuerstrom Ica entsteht, innerhalb der betreffenden Halbwellen verspätet, und es entsteht für den zeitlichen Verlauf der Kollektorströme das Bild nach F i g. 5. Das Umgekehrte tritt bei negativen Steuerströmen auf, bei denen der Sättigungszustand der Transduktorkerne innerhalb der betreffenden Halbwellen bereits vor der Halbwellenmitte erreicht wird, so daß sich für die Kollektorströme das Bild nach F i g. 6 ergibt.With a positive control current of 1s, the times at which the control current Icl disappears and the control current Ica arises within the relevant half-waves delayed, and it arises for the temporal course of the Collector currents the picture according to F i g. 5. The reverse occurs with negative control currents in which the saturation state of the transducer cores is within the relevant Half-waves is already reached before the half-wave center, so that there is for the collector currents the picture according to FIG. 6 results.

Bei der Schaltung nach F i g. 7 arbeiten die beiden Arbeitswicklungen 2 und 3 des Magnetverstärkers 1 auf einen gemeinsamen Arbeitswiderstand 18, der somit in beiden Halbwellen stromführend ist, und zwar wiederum je nach der Größe des SteuerstromesIs mit innerhalb der betreffenden Halbwelle verzögertem Einsatz des Stromes und damit der an ihm auftretenden Spannung U". Von den beiden Transistoren 13 und 19 ist der erste wiederum als pnp-Transistor, der zweite jedoch als npn-Transistor ausgebildet. Die beiden Transistorarbeitskreise, bestehend aus den beiden Transistoren 13 und 19 und den zugehörigen Lastwiderständen 15 und 16, liegen wiederum parallel am Ausgang des Doppelweggleichrichters 17, der aus der Transformatorwicklung 20 mit einer Wechselspannung gespeist wird, .die mit der den Magnetverstärker 1 speisenden Wechselspannung gleichphasig ist.In the circuit according to FIG. 7, the two working windings 2 and 3 of the magnetic amplifier 1 work on a common working resistor 18, which is thus current-carrying in both half-waves, again depending on the size of the control current with a delayed use of the current within the relevant half-wave and thus the voltage occurring across it U ". The first of the two transistors 13 and 19 is again designed as a pnp transistor, the second, however, as an npn transistor. The two transistor working circuits, consisting of the two transistors 13 and 19 and the associated load resistors 15 and 16, are in turn in parallel at the output of the full-wave rectifier 17, which is fed with an alternating voltage from the transformer winding 20, which is in phase with the alternating voltage feeding the magnetic amplifier 1.

Der Arbeitswiderstand 18 liegt mit seinem bei Stromdurchgang positiven Ende unmittelbar an dem Emitter des pnp-Transistors 13, während sein negatives Ende über einen Basisvorwiderstand 21 mit der Basis des Transistors 13 verbunden ist. Das negative Ende des Arbeitswiderstandes 18 ist außerdem über einen Basisvorwiderstand 22 mit der Basis des npn-Transistors 19 verbunden, dessen Emitter unmittelbar an dem negativen Pol des Doppelweggleichrichters 17 liegt.The working resistance 18 is positive when the current passes through End immediately at the emitter of the pnp transistor 13, while its negative end is connected to the base of the transistor 13 via a base series resistor 21. The negative end of the working resistor 18 is also via a base series resistor 22 connected to the base of the npn transistor 19, the emitter of which is directly connected the negative pole of the full wave rectifier 17 is located.

Die Kennlinie des Magnetverstärkers 1 sei entsprechend der Kennlinie U2 in F i g. 2 durch Wahl des Vormagnetisierungsstromes Iv so weit verschoben, daß der Arbeitspunkt beim Steuerstrom IS = 0 angenähert der halben Aussteuerung des Magnetverstärkers entspricht. Die Spannung U" an dem Arbeitswiderstand 18 zwischen den Punkten A und D hat dann. die in F i g. 8 dargestellte Form von zur Hälfte abgeschnittenen Sinushalbwellen. Die schraffierten Flächen Fi, während deren Ua vorhanden ist; sind genauso groß wie die nicht schraffierten Flächen F2, in denen die Wechselspannung an den Arbeitswicklungen des Magnetverstärkers liegt.Let the characteristic of the magnetic amplifier 1 correspond to the characteristic U2 in FIG. 2 shifted so far by the selection of the bias current Iv that the operating point at the control current IS = 0 corresponds approximately to half the modulation of the magnetic amplifier. The voltage U "at the load resistor 18 between the points A and D then has the form of half-cut sinusoidal half-waves shown in FIG Areas F2 in which the alternating voltage is applied to the working windings of the magnetic amplifier.

Die beiden Basisvorwiderstände 21 und 22 sind viel größer als der Arbeitswiderstand 18, als die Wicklungswiderstände der Arbeitswicklungen 2 und 3 und als der Widerstand der Basis-Emitter-Diodenstrecke der Transistoren. Der Basisstrom Ibl des Transistors 13 ist dann praktisch durch die Spannung U. zwischen A und B und dem Basisvorwiderstand 21 bestimmt. Der Lastwiderstand 15 und der Basisvorwiderstand 21 des Transistors 13 werden so gewählt, daß mit der ungesiebten Gleichspannung zwischen den Punkten C und D der Kollektorstrom I" in jedem Zeitpunkt angenähert proportional dem Basisstrom Ibl ist. I" hat dann ebenfalls angenähert die Form der. schraffierten Flächen F1 in F i g. B.The two base series resistors 21 and 22 are much larger than the working resistance 18, than the winding resistances of the working windings 2 and 3 and than the resistance of the base-emitter diode path of the transistors. The base current Ibl of the transistor 13 is then practically determined by the voltage U. between A and B and the base series resistor 21. The load resistor 15 and the base resistor 21 of the transistor 13 are chosen so that with the unscreened DC voltage between points C and D, the collector current I "is approximately proportional to the base current Ibl at any point in time. I" then also has approximately the shape of. hatched areas F1 in F i g. B.

Der npn-Transistor 19 wird in Emitter-Basis-Schaltung betrieben. Sein Basisstrom Ib2 fließt vom PunktA nach B, von dort durch den Basisvorwiderstand 22 zum Emitter und von dort zum Punkt D. Während der Zeitabschnitte t1 bis t2 in F i g. 8 herrscht zwischen den Punkten A und B von dem Magnetverstärker her keine Spannung. Da der Basisvorwiderstand 22 viel größer als der Arbeitswiderstand 18 ist, nimmt Punkt B für diese Zeitabschnitte angenähert das Potential von A an. Zwischen dem Basisanschluß des Transistors 19 und dem Punkt B liegt dann praktisch die ganze Speisespannung, d. h. die Ausgangsspannung des Doppelweggleichrichters 17.The npn transistor 19 is operated in an emitter-base circuit. Its base current Ib2 flows from point A to B, from there through the base series resistor 22 to the emitter and from there to point D. During the time segments t1 to t2 in FIG. 8 there is no voltage between points A and B from the magnetic amplifier. Since the base series resistor 22 is much larger than the working resistor 18, point B approximately assumes the potential of A for these time segments. Practically the entire supply voltage, ie the output voltage of the full-wave rectifier 17, then lies between the base connection of the transistor 19 and the point B.

Der Basisvorwiderstand 22 wird so gewählt, daß kurz vor dem Zeitpunkt t2 in F i g. 8 der Kollektorstrom I" des Transistors 19 dem Strom I,1 des Transistors 13 kurz nach dem Zeitpunkt t2 entspricht. Wird weiter der Scheitelwert der Spannung an dem Arbeitswiderstand 18 gemäß F i g. 8 genauso groß gewählt wie der Scheitelwert der nicht gesiebten Ausgangsspannung des Doppelweggleichrichters 17, d. h. der Speisespannung der Transistoren, so hat im Zeitabschnitt t2 bis t3 der Punkt B das Potential von Punkt D. Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 19 liegt dann keine Spannung mehr, sein Basisstrom und damit auch der Kollektorstrom 1C2 werden gleich Null. Man sieht also, daß der Transistor 19 im Zeitabschnitt t1 bis t2 entsprechend der nicht schraffierten Fläche F2 in F i g. 8 Strom führt, während der Transistor 13 von t2 bis t3 entsprechend der schraffierten Fläche F1 stromführend ist. Die Mittelwerte beider Kollektorströme sind bei dem Steuerstrom I, = 0 einander gleich. Fließt nun in der Steuerwicklung 4 ein von Null verschiedener Steuergleichstrom Is, so verschiebt sich der »Zündpunkt« t2 des Magnetverstärkers gegen t1 oder t3 je nach dem Vorzeichen von 1s. Wird z. B. die Fläche F1 größer als F2, so wird damit auch I" größer als 1", und umgekehrt. In den F i g. 9 bis 11 sind für drei verschiedene Werte des Steuerstromes IS die Spannung U" am Arbeitswiderstand 18 und die zugehörigen Kollektorströme I,1 und 1c2 aufgetragen. Der schon erwähnte weitere Vorteil dieser Schaltung, nämlich die gute thermische Ausnutzung der Transistoren, geht aus F i g. 12 hervor, worin die bekannte Kennlinienschar eines Transistors dargestellt ist. Us sei der Scheitelwert der Kollektorspeisespannung UCD. Betrachtet man z. B. den Transistor13 im Zeitpunkt kurz vor t2 in F i g. 8, so hat dort UCD sein Maximum, der Basisstrom Ibl ist aber gleich Null. Man befindet sich im Arbeitspunkt P1 auf der Widerstandsgeraden W, deren Neigung den Lastwiderständen 15 und 16 entspricht. Im Zeitpunkt kurz nach t2 erreicht sowohl die Spannung UCD im Scheitel als auch der Basisstrom Ibl den Scheitelwert, da die Spannung zwischen A und B, d. h. an dem Arbeitswiderstand 18, die gleiche Phasenlage hat wie die Ausgangsspannung UCD des Doppelweggleichrichters 17. Man befindet sich dann z. B. im Punkt P2 der F i g. 12. Die Strecke von P1 nach P2 wird entsprechend der steilen Front von F1 in den F i g. 5, 6 wie bei einem Schalttransistor sehr rasch durchlaufen. Im Zeitabschnitt t2 bis t3 ändern sich sowohl UCD wie Ibl einander proportional, so daß der Arbeitspunkt von P2 über P3 nach P4 wandert. Für den npn-Transistor 19 ist der Weg derselbe, nur wird er in umgekehrter Richtung durchlaufen. Die Verlustleistung des Transistors ist in jedem Punkt P in F i g. 12 gleich dem Produkt aus dem zugehörigen I, und UCD. UOD ist im kritischen, langsam durchlaufenden Zeitabschnitt bei der gewählten Dimensionierung der Schaltung nur sehr klein und weit entfernt von der Hyperbel H der zulässigen Verlustleistung.The base series resistor 22 is chosen so that shortly before time t2 in FIG. 8 the collector current I ″ of the transistor 19 corresponds to the current I, 1 of the transistor 13 shortly after the time t2. If the peak value of the voltage at the load resistor 18 according to FIG Full-wave rectifier 17, ie the supply voltage of the transistors, point B has the potential of point D in time segment t2 to t3. There is then no longer any voltage between the base and emitter of transistor 19 , its base current and thus also the collector current 1C2 become the same It can thus be seen that the transistor 19 carries current in the time segment t1 to t2 corresponding to the non-hatched area F2 in FIG. 8, while the transistor 13 is current-carrying from t2 to t3 corresponding to the hatched area F1 are equal to one another for the control current I, = 0. If a control direct current Is that is different from zero now flows in the control winding 4, then versc The "ignition point" t2 of the magnetic amplifier is raised against t1 or t3 depending on the sign of 1s. Is z. If, for example, the area F1 is greater than F2, then I will also be "greater than 1", and vice versa. In the F i g. 9 to 11, the voltage U ″ at the working resistor 18 and the associated collector currents I, 1 and 1c2 are plotted for three different values of the control current IS 12, which shows the known family of characteristics of a transistor. Let Us be the peak value of the collector supply voltage UCD.If, for example, one considers transistor 13 at the time shortly before t2 in FIG. 8, then UCD has its maximum there, the base current But Ibl is equal to 0. At working point P1 you are on the resistance line W, the slope of which corresponds to the load resistances 15 and 16. At the point in time shortly after t2, both the voltage UCD and the base current Ibl reach the peak value, since the voltage between A and B, ie at the load resistor 18, have the same phase position as the output voltage UCD of the full-wave rectifier 17. One is then, for example, i m point P2 of FIG. 12. The distance from P1 to P2 is corresponding to the steep front from F1 in FIG. 5, 6 run through very quickly as with a switching transistor. In the time segment t2 to t3, both UCD and Ibl change proportionally, so that the operating point moves from P2 via P3 to P4. The path is the same for the npn transistor 19, only it is traversed in the opposite direction. The power dissipation of the transistor is at each point P in FIG. 12 equals the product of the associated I, and UCD. In the critical, slowly running time segment, UOD is only very small and far removed from the hyperbola H of the permissible power loss with the selected dimensioning of the circuit.

Mit der vorliegenden Schaltung ist es also nicht nur möglich, die Siebglieder für die Lastspannung A-B und die Speisespannung C-D wegzulassen, sondern man gewinnt durch richtige Dimensionierung mit dem beschriebenen Kombinieren der ungesiebten Spannungen sogar wesentlich an thermischer Ausnutzung der Transistoren.With the present circuit it is not only possible that To leave out filter elements for the load voltage A-B and the supply voltage C-D, rather one gains through correct dimensioning with the described combining of unscreened voltages even significantly affect the thermal utilization of the transistors.

Bei der Schaltung nach F i g. 13 hat der Magnetverstärker 1 Wechselstromausgang, und beide Transistoren 13 und 19 sind als pnp-Transistoren ausgeführt. Die an dem Arbeitswiderstand 18 auftretende Wechselspannung mit angeschnittenen Halbwellen dient als Steuerspannung für beide Transistoren, jedoch ist in den Steuerkreis des Transistors 19 zwischen den -Punkten C und E noch eine der Transformatorwicklung 23 entnommene Wechselspannung U7, eingefügt.In the circuit according to FIG. 13, the magnetic amplifier 1 has an alternating current output, and both transistors 13 and 19 are designed as pnp transistors. The alternating voltage occurring at the load resistor 18 with cut half-waves serves as the control voltage for both transistors, but an alternating voltage U7 taken from the transformer winding 23 is inserted in the control circuit of the transistor 19 between the -points C and E.

Der Magnetverstärker 1 sei mit Hilfe des Vormagnetisierungsstromes I2, wieder auf halbe Aussteuerung eingestellt. Für diesen Fall zeigt F i g. 14 den Verlauf der Spannung U" über der Zeit. Die Spannung U" existiert nur während der schraffierten Halbwellenfläche F1, ist dagegen während der komplementären Halbwellenfläche F2 praktisch gleich Null. Wenn das Potential des Punktes B gegenüber dem der Punkte A und C negativ ist, fließt im Transistor 13 in dem Zeitabschnitt t2 bis t3 ein Basisstrom und damit auch ein Kollektorstrom über den Lastwiderstand 15. Ist das Potential von B gegenüber A Null oder positiv, so fließt kein Kollektorstrom. Im Transistor 19 fließt dagegen Strom, wenn das Potential von B gegenüber dem Emitter Punkt E negativ ist. Damit dies in den nicht schraffierten komplementären Spannungszeitflächen der Ausgangsspannung U", also z. B. zwischen t3 und t4 der Fall ist, wird gleichzeitig mit Hilfe der erwähnten Wechselspannung U, das Potential des Punktes E gegenüber C positiv gemacht. Jeder Transistor führt in jeder zweiten Halbwelle Strom, und zwar der eine in den ausgesteuerten, der andere in den nicht ausgesteuerten Teilen der betreffenden Halbwelle. Wie sich der Verlauf der Kollektorströme I,1 und 1,2 ändert, wenn sich der Steuerstrom 1s ändert, geht sinngemäß aus den Ausführungen zu F i g. 3 hervor (s. F i g. 15 und 16).The magnetic amplifier 1 is set to half level again with the aid of the bias current I2. For this case, FIG. 14 shows the course of the voltage U "over time. The voltage U" only exists during the hatched half-wave area F1, but is practically zero during the complementary half-wave area F2. If the potential of point B is negative compared to that of points A and C, a base current flows in transistor 13 in time segment t2 to t3 and thus also a collector current via load resistor 15. If the potential of B compared to A is zero or positive, then no collector current flows. In contrast, current flows in transistor 19 when the potential of B with respect to the emitter point E is negative. So that this is the case in the non-hatched, complementary voltage-time areas of the output voltage U ″, i.e. between t3 and t4, for example, the potential of the point E is made positive with respect to C with the aid of the alternating voltage U mentioned second half-wave current, one in the modulated, the other in the non-modulated parts of the relevant half-wave to Fig. 3 (see Figs. 15 and 16).

Claims (5)

Patentansprüche: 1. Verstärkerschaltung mit zwei von einem MagnetverstärkerinSelbstsättigungsschaltung mit einfachem Ausgang in Abhängigkeit von einem Steuergleichstrom in Gegentakt gesteuerten Transistoren, dadurch gekennzeichnet, daß als Speisespannung für die Lastkreise der beiden Transistoren (13, 14 bzw. 13, 19) die in einem Doppelweggleichrichter (17) gleichgerichteten, ungeglätteten Halbwellen einer mit der Speisespannung des Magnetverstärkers gleichphasigen Wechselspannung'dienen und die Steuerkreise der beiden Transistoren mit dem Ausgang der Magnetverstärker (1) ohne Zwischenschaltung von Glättungsmitteln derart verbunden sind, daß die ausgesteuerten Halbwellenteile (F1) der Ausgangsspannung des Magnetverstärkers den einen, die gesperrten Halbwellenteile (F@ den anderen Transistor freigeben. Claims: 1. Amplifier circuit with two of a magnetic amplifier in a self-saturation circuit with a single output depending on a control direct current in push-pull controlled Transistors, characterized in that as supply voltage for the load circuits of the two transistors (13, 14 or 13, 19) in a full wave rectifier (17) rectified, unsmoothed half-waves of one with the supply voltage of the Magnetic amplifier in-phase AC voltage and the control circuits of the two transistors with the output of the magnetic amplifier (1) without interconnection of smoothing means are connected in such a way that the controlled half-wave parts (F1) of the output voltage of the magnetic amplifier one, the blocked half-wave parts (F @ release the other transistor. 2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Arbeitswicklungen (2, 3) des Magnetverstärkers (1) mit je einem besonderen Teilwiderstand (11 bzw. 12) in Reihe geschaltet sind und die Spannung an der einen Arbeitswicklung. (3) als Steuerspannung für den ersteng die Spannung an dem Teilwiderstand (12) der anderen Arbeitswicklung (2) als Steuerspannung für den zweiten der beiden gleichsinnig parallel an den sie speisenden Doppelweggleichiichter (17) angeschlossenen Transistoren (14 bzw. 13) dient. 2. Amplifier circuit according to claim 1, characterized in that the two working windings (2, 3) of the magnetic amplifier (1) each with a special partial resistance (11 or 12) are connected in series and the voltage on one working winding. (3) The voltage at the partial resistor (12) of the other working winding (2) serves as the control voltage for the first of the two transistors (14 or 13) connected in parallel to the two-way rectifier (17) that feeds them. 3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Magnetverstärker (1) mit Gleichstromausgang auf einen Arbeitswiderstand (18), arbeitet dessen bei Stromdurchgang positives Ende außer mit dem Pluspol des die Transistoren (13, 19) speisenden Doppelweggleichrichters (17) mit dem Emitter des als pnp-Transistor ausgebildeten ersten Transistors (13) und über den Lastwiderstand (16) des als npn-Transistor ausgebildeten zweiten Transistors (19) mit dessen Kollektor verbunden ist, während sein bei Stromdurchgang negatives Ende über je einen Basisvorwiderstand (21 bzw. 22) an die Basiselektroden beider Transistoren angeschlossen ist. 3. Amplifier circuit according to claim 1, characterized characterized in that the magnetic amplifier (1) with direct current output to a working resistor (18), the positive end of which works with the passage of current except with the positive pole of the the transistors (13, 19) feeding full-wave rectifier (17) with the emitter of the first transistor (13) designed as a pnp transistor and via the load resistor (16) of the second transistor (19) designed as an npn transistor with its collector is connected, while its negative end when current passes through a base series resistor each (21 or 22) is connected to the base electrodes of both transistors. 4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Magnetverstärker (1) mit Wechselstromausgang auf einen Arbeitswiderstand (18) arbeitet, dessen eines Ende über Basisvorwiderstände (21, 22) mit den Basiselektroden beider Transistoren (13, 14) und dessen anderes Ende außer mit dem Pluspol des die Transistoren speisenden Doppelweggleichrichters (17) mit dem Emitter des ersten Transistors (13) unmittelbar, mit dem Emitter des zweiten Transistors (14) über eine Transformatorenwicklung (23) verbunden ist, in der eine mit der Eingangsspannung des Magnetverstärkers phasengleichd Zusatzspannung (U",) induziert wird. 4. Amplifier circuit according to claim 1, characterized in that the magnetic amplifier (1) with an alternating current output operates on a load resistor (18), one end of which via base resistors (21, 22) with the base electrodes of both transistors (13, 14) and the other end except with the positive pole of the full-wave rectifier (17) feeding the transistors with the emitter of the first transistor (13) is directly connected to the emitter of the second transistor (14) via a transformer winding (23) , in which one is in phase with the input voltage of the magnetic amplifier Additional voltage (U ",) is induced. 5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein in einer Steuerwicklung (5) des Magnetverstärkers (1) fließender Strom (Iv) so eingestellt ist, daß der Magnetverstärker beim Steuerstrom (I,) Null gerade halb ausgesteuert ist. In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Auslegeschrift Nr. 1139 550.5. Amplifier circuit according to claim 1 or one of the following claims, characterized in that a current (Iv) flowing in a control winding (5) of the magnetic amplifier (1) is set so that the magnetic amplifier is just half controlled in the control current (I,) zero is. Documents considered: German Auslegeschrift No. 1139 550.