DE1193153B

DE1193153B - Schutzrelaisanordnung

Info

Publication number: DE1193153B
Application number: DEW33561A
Authority: DE
Inventors: William K Sonnemann
Original assignee: Westinghouse Electric Corp
Current assignee: CBS Corp
Priority date: 1962-01-15
Filing date: 1962-12-19
Publication date: 1965-05-20
Also published as: US3214641A; JPS406656B1; CH418440A; FR1350919A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. α.:

H02d

Deutsche Kl.: 21c-68/60

Nummer: 1193 153

Aktenzeichen: W 33561 VIII b/21 c

Anmeldetag: 19. Dezember 1962

Auslegetag: 20. Mai 1965

Diese Erfindung betrifft eine insbesondere zeitverzögerte Schutzrelaisanordnung unter Verwendung statischer Teile.

Der Schutz elektrischer Systeme durch Schutzrelaisanordnungen ist allgemeinen bekannt. Derartige Anordnungen können praktisch sofort oder mit Zeitverzögerung auf verschiedene in dem zu schützenden System vorhandene elektrische Betriebsgrößen ansprechen. Die Erfindung wird in der Anwendung auf einen Überstromschutz für ein elektrisches Wechselstromsystem erläutert.

In einer verzögerten Uberstromrelaisanordnung ist es wünschenswert, einen Verzögerungsvorgang nur einzuleiten, wenn der Strom in dem zu schützenden System einen vorbestimmten als Mindestauslösewert bekannten Wert erreicht oder überschreitet. Zu diesem Zweck kann ein Vergleichs- oder Schwellwertgerät für die Einleitung der gewünschten Verzögerung verwendet werden, das seinen Zustand ändert, wenn der Strom in dem zu schützenden System einen vorbestimmten Schwell- oder Vergleichswert überschreitet.

Die Erfindung betrifft eine Schutzrelaisanordnung, insbesondere Uberstromrelaisanordnung, mit durch statische Elemente bewirkter Verzögerung des Auslösevorganges und besteht demnach darin, daß zur Einleitung des Verzögerungsvorganges ein sättigbarer Wandler mit in Abhängigkeit von dem Netzstrom erregter Primärwicklung dient, dessen Eisenkern so bemessen ist, daß er Sättigung erreicht, wenn der Netzstrom den Mindestauslösewert erreicht, und eine hierbei auftretende Harmonische, vorzugsweise die 3. Harmonische, ausgesiebt und gleichgerichtet und zur Ladung des Verzögerungskondensators verwendet wird. Beispielsweise kann die ausgewählte Harmonische gleichgerichtet und die gleichgerichtete Größe unmittelbar zur Ladung eines Verzögerungskondensators verwendet werden. Alternativ kann die harmonische Größe verwendet werden, um die Ladung des aus einer anderen Energiequelle aufgeladenen Kondensators freizugeben.

Es ist weiterhin wünschenswert, die Vollendung des Verzögerungsvorganges genau sicherzustellen. Zu diesem Zweck kann ein Vergleichs- oder Schwellgerät verwendet werden. Wenn die Spannung an dem Verzögerungskondensator den durch das Vergleichsoder Schwellgerät bestimmten Wert überschreitet, ist der Verzögerungsvorgang vollendet.

Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung kann ein bekanntes Vergleichsgerät verwendet werden, um sowohl den Mindestauslösewert als auch die Vollendung des Verzögerungsvorganges zu bestimmen.

Schutzrelaisanordnung

Anmelder:

Westinghouse Electric Corporation,

East Pittsburgh, Pa. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr. jur. G. Hoepffner, Rechtsanwalt,

Erlangen, Werner-von-S'iemens-Str. 50

Als Erfinder benannt:
William K. Sonnemann,
Roselle Park, N. J. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 15. Januar 1962
(166 028)

Die Erfindung beinhaltet auch die Ableitung einer konstanten Größe von der Erregung der Relaisanordnungen. Diese konstante Größe kann als Vergleichswert verwendet werden.

Falls die den Verzögerungsvorgang einleitende Bedingung vor Vollendung des Verzögerungsvorganges verschwindet, ist es wünschenswert, daß die Relaisanordnung sofort zurückgestellt wird. Gemäß der Erfindung soll ein steuerbarer Schalter für die Überbrückung des Verzögerungskondensators verwendet werden. Dieser steuerbare Schalter kann von der Richtung des Stromfiusses in bezug auf den Verzögerungskondensator gesteuert werden, um den Kondensator augenblicklich zu entladen, wenn die Relaisanordnung zurückgestellt werden soll. Alternativ kann der steuerbare Schalter sowohl durch die Richtung des Stromflusses relativ zu dem Verzögerungskondensator als auch durch Änderung in der Größe dieses Stromes gesteuert werden.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird der Verzögerungskondensator bei Einleitung des Verzögerungsvorganges zwecks Ladung an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen. Die Spannung an dem Verzögerungskondensator wird dann mit einer variablen Bezugsgröße verglichen.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist eine verzögerte Schutzrelaisanordnung, bei der sowohl die

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Einleitung als auch die Vollendung des Verzöge- FWR1 angeschlossen, der in üblicher Weise — wie rungsvorganges durch ein bekanntes Vergleichsgerät dargestellt — in Brückenanordnung sein kann. Die bestimmt wird. Ausgangsklemmen des Gleichrichters FWR1 haben

Ein weiteres Merkmal der Erfindung ist eine ver- die durch Polaritätszeichen angedeuteten Polaritäten zögerte Schutzrelaisanordnung mit verbesserten Mit- 5 und sind an einen Siebkondensator Cl und an den teln für die Rückstellung der Anordnung. durch die Widerstände R 3 und RA dargestellten

Es ist ein zusätzliches Merkmal der Erfindung, eine Spannungsteiler angeschlossen, um an diesem die verzögerte Schutzrelaisanordnung zu schaffen, bei Spannung El zu erzeugen. Die an einem aus dem der ein Verzögerungskondensator aus einer Gleich- Widerstand R3 bestehenden Teil des Spannungsteispannungsquelle geladen und die Spannung an dem 10 lers anstehende Spannung dient zur Ladung eines Kondensator mit einer variablen Bezugsspannung Kondensators C 4 über die Schalter SWl und SW 2 verglichen wird. und einen steuerbaren Schalter TR1. Für vorliegende

Weitere Merkmale der Erfindung werden aus der Zwecke soll angenommen werden, daß die Schalter folgenden Beschreibung in Verbindung mit den SWl und SW 2 einpolige Umschalter sind, die wie Zeichnungen ersichtlich, in welchen 15 in F i g. 1 dargestellt angeordnet sind. Bei der in

Fig. 1 eine Schaltung einer Schutzrelaisanordnung Fig. 1 gezeigten Lage der Schalter SWl und SW2 unter Verwendung der Erfindung in Verbindung mit enthält der Ladekreis für den Kondensator CA weiter einem elektrischen System darstellt; einen Regelwiderstand R 5. Der Widerstand R 5 kann

Fig. 2 ist eine Schaltung, die eine abgewandelte zum Zwecke der Einstellung der Ladungsgeschwin-Schutzrelaisanordnung darstellt; _ao digkeit des Kondensators CA eingestellt werden. Ein

F i g. 3 ist eine grafische Wiedergabe, die bestimmte dem Kondensator C 4 über den Schalter SW 2 parallel-Beziehungen zwischen Spannung und Strom in der geschalteter Widerstand R6 unterstützt die rasche Schutzrelaisanordnung nach F i g. 4 zeigt; Entladung des Kondensators, wenn die Spannung an

Fig. 4, 5 und 8 sind schematische Darstellungen dem WiderstandR3 unter einen Wert unterhalb der verschiedener Abänderungen von Schutzrelaisanord- 25 Spannung an dem Kondensator CA absinkt,
nungen unter Verwendung der Erfindung, und Es ist wünschenswert, daß die Ladung des Kon-

Fig. 6 und 7 sind grafische Darstellungen, die die densators CA nur eingeleitet wird, wenn der Netz-Beziehungen zwischen Spannung und Strom zeigen strom I_L einen vorbestimmten Vergleichs- oder und zweckmäßig für Erläuterung der Erfindung sind. Schwellwert erreicht. Für Werte des Netzstromes

In der Zeichnung zeigt F i g. 1 eine Schutzrelais- 30 unter dem Vergleichswert ist der Transistor TR1 im anordnung, die einem Netzleiter L 2 eines zu schüt- Sperrzustand, um eine Ladung des Kondensators zu zenden elektrischen Systems zugeordnet ist. Dieses verhindern. Für Werte des Netzstromes über dem System kann von jeder beliebigen Art sein. Es kann Vergleichswert ist der Transistor TR1 leitend, um ein Einphasen- oder Mehrphasensystem sein. Für eine Ladung des Kondensators CA zu gestatten,
vorliegende Zwecke soll angenommen werden, daß 35 Der Transistor TR1 kann vom NPN- oder PNP-das System ein Einphasen-Wechselstromsystem ist, Typ sein. Für vorliegenden Fall soll angenommen das durch die Netzleiter Ll und L 2 dargestellt wird werden, daß der Transistor TRl ein NPN-Transistor und für das Arbeiten bei einer Frequenz von 60 Hz ist.
bestimmt ist. In einer bevorzugten Ausführung der Erfindung

Ein Selbstschalter CB ist für Abtrennung von Tei- 40 wird der Transistor TR1 von einer Diskontinuität in len des elektrischen Systems bei Fehlerzuständen vor- es dem Ausgang des Transformators Tl gesteuert. Eine gesehen. Der Selbstschalter enthält einen Schalter ^M% solche Diskontinuität kann dadurch erhalten werden, Cß 1, der geschlossen ist, wenn der Selbstschalter ge- §$ daß der Eisenkern des Wandlers Γ1 so bemessen schlossen ist, und der offen ist, wenn der Selbstschal- *>± wird, daß er Sättigung erreicht, wenn der Netzter geöffnet ist. Der Selbstschalter enthält weiterhin 45 strom I_L seinen Vergleichs- oder Schwellwert erreicht, eine Auslösespule TC. Die Erregung der Auslöse- Der spezielle Netzstrom, bei dem der Eisenkern gespule TC bei geschlossenem Selbstschalter CB erfolgt sättigt wird, kann durch Einstellung des Belastungsdurch einen Auslösevorgang auf den Selbstschalter. Widerstandes der Sekundärwicklung des Transforma-In der Schutzrelaisanordnung wird eine Gleichspan- tors eingestellt werden. Obzwar die Widerstände R 3 nung El von einer in dem zu schützenden elektri- 50 und RA Teile dieser Belastung darstellen, wird die sehen System auftretenden Betriebsgröße abgeleitet ,-χ wesentliche Einstellung durch den Widerstand R1 und einem durch einen festen Widerstand R3 und ^ bewirkt.

einen regelbaren Widerstand R 4 gebildeten Span- r| j Die Sättigung des Wandlers bewirkt die Erzeugung nungsteiler aufgedrückt. In der bevorzugten Ausfüh- JwI: einer beträchtlichen Anzahl von Harmonischen. Jede rung nach Fig. 1 wird die Spannung El von dem in 55 dieser Harmonischen kann für die Steuerung des dem Netzleiter L2 fließenden Netzstrom I_L abgeleitet. Transistors TRl verwendet werden. In Fig. 1 wird

Die Schutzrelaisanordnung wird durch die Primär- - eine dieser Harmonischen durch Anlegen eines Konwicklung eines Stromwandlers CT in Abhängigkeit ;, densators C 3 und einer Induktivität L 3 in Reihe an vom Netzstrom l_L erregt. Die Sekundärwicklung des die Sekundärwindung des Wandlers Tl ausgesiebt. Stromwandlers ist an die Primärwicklung des Wand- 60 Diese Reihenschaltung ist für Resonanz mit der Freiers Tl angeschlossen, der einen Eisenkern hat. Für feu' quenz der gewünschten Harmonischen bemessen. Da-Abstimmungszwecke hat die Primärwicklung des £*| her wird ein wesentlicher Strom der gewünschten Wandlers Γ1 vorzugsweise Anzapfungen, um die Mj harmonischen Frequenz, falls vorhanden, durch die wirksame Zahl der Windungen der Wicklung einstel- pe Induktivität L 3 fließen. Die Induktivität L 3 dient als len zu können. 65 Primärwicklung eines Wandlers mit einer Sekundär-

Die Sekundärwicklung des Wandlers Tl ist an wicklung 53. Vorzugsweise wird dieser Wandler mit einen einstellbaren Belastungswiderstand R1 und an einem Eisenkern mit Luftspalt versehen. Die Sekundie Eingangsklemmen eines Vollweggleichrichters därwicklung S3 ist an die Eingangsklemmen eines

VollweggleichrichtersFPFSl angeschlossen, der als tert wird. Die 3. Harmonische erzeugt eine Spannung Gleichrichter in Brückenschaltung dargestellt ist. Die an der Sekundärwicklung 53, die gleichgerichtet Ausgangsklemmen des Gleichrichters sind an einen wird, um die Spannung E 2 an dem Widerstand S 2 Siebkondensator C 2 und an einen Belastungswider- zu erzeugen.

stand R 2 angeschlossen, um eine Spannung E 2 hier- 5 Wenn die Spannung E 2 in ihrer Höhe die Spanan zu erzeugen, die von der ausgewählten Harmoni- nung an dem Widerstands4 übersteigt, schaltet der sehen auf der Sekundärseite des Transformators Π Transistor TRl auf, um einen Ladungsvorgang für abhängig ist. den Kondensator C 4 einzuleiten. Wenn der Netz-

Bei Betrachtung der Fi g. 1 wird ersichtlich, daß strom Z_x, zu steigen fortfährt, steigt die an dem Widerdie Spannung E2 an Basis und Emitter des Transi- ip-stand R3 auftretende Spannung ebenfalls, und das stors TRl über den WiderstandR4 und einen Regel- steigert die Ladung des Kondensators C4. Zusätzlich widerstand R7 angelegt ist. Der Widerstand A4 er- steigt die Erzeugung der Harmonischen durch den zeugt eine kleine Vorspannung für den Emitterkreis Wandler Tl, und das steigert die Spannung E2. des Transistors TRl, die den Transistor im Sperr- Eine Steigerung der SpannungE2 möge die Leitzustand zu halten bestrebt ist. Wenn die Spannung E 2 15 fähigkeit des Emitter-Kollektor-Kreises des Tranin einem größeren Wert als die Spannung an dem sistorsTSl steigern, um weiterhin die Ladung des Widerstand R4 ' auftritt, schickt die resultierende Kondensators C4 zu verstärken.
Spannung in dem Emitterkreis einen Strom hierdurch, Falls der Fehler beseitigt wird, bevor der Kon-

die den Transistor TRl auf schaltet. Wenn die Leit- densator C 4 ausreichend geladen ist, um den Selbstfähigkeit des Emitter-Kollektor-Kreises des Transi- 20 schalter CB auszulösen, sinkt der Netzstrom I_L unter stors Ti? 1 steigt, so wie die ausgewählte Harmonische den für die Sättigung des Wandlers Tl erforderdes Wandlers TR1 steigt, steigt die Ladungsgeschwin- liehen Wert. Als Folge der Beendigung der Erzeudigkeit des Kondensators C 4 in entsprechender Weise. gung von Harmonischen sinkt die Spannung E 2 Unter diesen Umständen kann die Ladegeschwindig- im wesentlichen auf Null, und der Transistor TR1 keit des Kondensators C 4 durch Einstellung des 25 kehrt in den Sperrzustand zurück. Der Kondensator Widerstandest7 geregelt werden. C4 entlädt sich nun über den Widerstands6.

Ein Verzögerungsvorgang des Kondensators C 4 Es sei weiterhin angenommen, daß statt einer Bewird vollendet, wenn die Spannung an dem Konden- seitigung der Fehler fortdauert, bis der Kondensator einen bestimmten Vergleichs- oder Schwellwert sator C 4 eine Spannung erreicht, um die Zenerdiode erreicht. In dem Beispiel nach Fig. 1 wird dieser 3° Dl zu durchbrechen. Der sich ergebende Stromfluß Wert durch ein Schwellwertglied Dl bestimmt, das durch die Zenerdiode zündet den gesteuerten SiIiden Stromfluß sperrt, solange die Spannung hieran zium-Gleichrichter SCR 1, um den Selbstschalter CB nicht den gewünschten Schwell- oder Vergleichswert auszulösen. Als Folge der Auslösung des Selbsterreicht. Das Schwellwertglied D1 kann die Gestalt schalters CB fällt der Netzstrom I_L auf Null, und einer Zenerdiode annehmen. 35 die Erzeugung von Harmonischen durch den

Wenn das Schwellwertglied D1 durchbricht, löst Wandler Tl wird beendet. Der Transistor TRl der hierdurch fließende Strom den Selbstschalter CB wird in seinen Sperrzustand zurückversetzt, und aus. Wenn der Strom eine ausreichende Größe hat, der Kondensator C 4 entlädt sich über den Widerkann er unmittelbar der Auslösespule TC zugeführt stand R 6. Dies vollendet den Wirkungszyklus der werden. In F i g. 1 ist jedoch ein geeigneter Verstär- 40 Schutzrelaisanordnung.

ker vorgesehen. Dieser Verstärker kann in üblicher Wenn der Kondensator C 4 entladen werden soll,

Weise einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter SCR 1 ist es wünschenswert, daß diese Entladung rasch enthalten, dessen Gitter und Kathode an den Kon- erfolgt. DieEntladung des Kondensators C4 kann dadensator C 4 über das Schwellwertglied D1 ange- durch extrem beschleunigt werden, daß die Schalter schlossen ist. Die Auslösespule TC ist an Kathode 45 SWl und SW2 in ihre in Fig. 1 dargestellte untere und Anode des gesteuerten Silizium-Gleichrichters Stellung gebracht werden.

über den Schalter CBl und eine Gleichstromquelle Wenn die Schalter SWl und SW 2 in ihrer un-

angeschlossen (z. B. Batterie BA). teren Stellung sind, wird die an dem Widerstand S3

Die Wirkungsweise des vorbeschriebenen Teiles auftretende Spannung an den Kondensator C 4 über der Fig. 1 wird folgendermaßen erläutert: Es sei an- 50 die WiderständeR5A und R8 und den Schalter genommen, daß der Selbstschalter CB geschlossen ist TRl angelegt. Die Ladegeschwindigkeit des Kon- und daß der Netzstrom I_L über den Selbstschalter CB densators kann durch Verändern des Widerstandes einer Last zugeführt wird. Infolge Wirkung auf die RSA eingestellt werden. Parallel zu dem Konden-Wandler CT und Tl und den Gleichrichter FWRl sator C4 ist nun ein Transistor TR2 gelegt, der in tritt die Spannung El an den Widerständen S3 und 55 Sperrzustand ist, wenn der Kondensator geladen R 4 auf. Solange der Netzstrom I_L innerhalb eines zu- werden soll, und der in leitendem Zustand ist, wenn lässigen Bereiches bleibt, ist der Transistor TRl in der Kondensator rasch entladen werden soll. Emitter Sperrzustand, und der Kondensator C 4 kann nicht und Kollektor dieses Transistors sind an die Enden geladen werden. Jede Ladung, die vorher dem Kon- des Kondensators C 4 angelegt. Emitter und Basis densator C 4 zugeführt sein könnte, wird über den 60 des Transistors sind an die Klemmen des WiderWiderstand R 6 abgeführt. Standes R 8 bzw. eines Gleichrichters DA ange-

Es sei angenommen, daß infolge eines in der Be- schlossen. Ein Widerstand R 6A ist zwischen Basis lastung auftretenden Fehlers der Netzstrom I_L bis zu und Kollektor des Transistors eingeschaltet,
einem Wert ansteigt, der ausreicht, den Wandlern Es sei angenommen, daß eine Ladespannung an

zu sättigen. Diese Sättigung bewirkt die Erzeugung 65 dem Widerstand S3 auftritt und daß der Transistor von Harmonischen, von denen eine, beispielsweise TRl in leitendem Zustand ist. Ein Ladestrom die 3. Harmonische, durch den auf diese Harmonische für den Kondensator C4 erzeugt einen Spannungsabgestimmten Reihenresonanzkreis C 3, L 3 ausgefil- abfall an dem Widerstand S 8, der so gepolt ist,

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daß die Basis des Transistors TR 2 in bezug auf Transistors Ti? 3 geschaltet, um gefährliche Span-

den Transistoremitter positiv ist. Da der Transistor nungen von der Basis-Emitter-Verbindung fernzu-

TR 2 als PNP-Transistor angenommen ist, hält der halten, wenn der Transistor in Sperrzustand ist.

Spannungsabfall an dem Widerstand R 8 den Tran- Der Transistor Ti? 3 ist zum Teil durch einen zu-

sistor in Sperrzustand, und der Kondensator kann 5 sätzlichen NPN-Transistor TR4 gesteuert. Der KoI-

daher Ladung erhalten. lektor des Transistors TR 4 ist an den Kollektor des

Wenn der Netzstrom vor Beendigung der verzö- Transistors TR 3 über einen Widerstand R13 angegernden Wirkung des Kondensators C4 unter den schlossen. Wie dargestellt, ist der Emitter des Tran-Mindestauslösewert fällt, beginnt der Kondensator sistors77?4 an einem Punkt zwischen den Widersich über die in Reihe liegenden Widerstandene io ständenR11 und i?12 angeschlossen. Die an dem und R6A zu entladen. Der Spannungsabfall an Widerstand i?10 auftretende Spannung wird an dem Widerstand i? 8 hält nun den Emitter des Tran- Basis und Emitter des Transistors TR4 über die sistors77?2 positiv bezüglich der Basis, und der Widerstände R14 und i?ll angelegt. Die an dem Transistor wird infolgedessen in leitenden Zustand Widerstand R15 auftretende Spannung betätigt den gebracht. Der Transistor überbrückt nun in der 15 gesteuerten Silizium-Gleichrichter SCR 1 der Fig. 1. Wirkung den Kondensator CA und sichert eine Der Stromkreis für den WiderstandR15 kann von rasche Entladung des Kondensators. einem Punkt zwischen der Diode Dl und dem

Der Gleichrichter DA verhindert das Auftreten Widerstand R10 über einen Gleichrichter D 5 und

einer hohen Spannung zwischen Emitter und Basis den Widerstand R15 zu einem Punkt zwischen dem

des Transistors Ti?2, während der Kondensator C4 ao Kondensator C4 und dem Widerstand/?5B geführt

geladen wird. werden.

In F i g. 1 sind zwei Vergleichs- oder Schwell- Es soll nun die Wirkung der in F i g. 2 dargestell-

wertgeräte verwendet, um den Zeitpunkt der Ein- ten Anordnung betrachtet werden. Es sei angenom-

leitung und der Beendigung des Verzögerungs- men, daß der Selbstschalter CB in geschlossener

Vorganges zu bestimmen. Das Vergleichsgerät für 25 Stellung ist und daß ein Netzstrom I_L fließt, der

die Bestimmung der Einleitung eines Verzögerungs- unterhalb des Mindestauslösewertes ist. Unter die-

vorganges spricht auf das Vorhandensein einer Har- sen Umständen reicht die Spannung El nicht aus,

monischen in dem Ausgang des Wandlers Tl an. um die ZenerdiodeD2 zu durchbrechen. Da die

Die Zenerdiode Dl ist als Vergleichsgerät zum Diode D 2 unter diesen Umständen im wesentlichen

Zwecke der Bestimmung der Beendigung des Ver- 30 keinen Stromfluß gestattet, ist der Transistor Ti? 4

zögerungsvorganges verwendet. Diese zwei Ver- in Sperrzustand.

gleichswerte werden durch ein einziges Gerät in der Es ist zu beachten, daß der Gleichrichter FWR1

Abwandlung nach F i g. 2 geliefert. einen Strom durch den Basis-Emitter-Kreis des

Fig. 2 zeigt die Stromkreise, die dazu bestimmt Transistors Ti?3 leitet. Dieser Kreis kann von der

sind, die durch die unterbrochene Umrahmung in 35 positiven Klemme des Gleichrichters FWR1 über

Fig. 1 umschlossenen Stromkreise zu ersetzen. Es den Widerstand i?13, die Diode D3, Basis und

ist zu ersehen, daß der Widerstand R1, der Voll- Emitter des Transistors TR 3, die Widerstände R 5 B,

weggleichrichter FWR1 und der Kondensator C1 R12 und R11 und den Schalter SW 3 zu der nega-

zur Erzeugung der Gleichspannung El verwendet tiven Klemme des Gleichrichters FWR1 geführt

sind, die von dem Netzstrom I_L abhängig ist. Für 40 werden. Der Transistor TR 3 ist somit in leitendem

den gewünschten Zweck soll angenommen werden, Zustand und sichert einen entladenen Zustand des

daß der Schalter SW 3 geschlossen ist. Unter dieser Kondensators C 4.

Annahme wird die Gleichspannung El direkt an Sobald der Netzstrom I_L ansteigt, erreicht die einen Belastungswiderstand R9 und an einen Kreis Gleichspannung El einen Vergleichs- oder Schwellangelegt, der ein Vergleichsgerät D 2 und einen 45 wert, der ausreicht, die Zenerdiode D2 zu durch-Widerstand R10 in Reihe enthält. brechen. Strom fließt nun durch die Diode D2 und

Das Vergleichsgerät D 2 ist für niedrige angelegte den Widerstand R10.

Spannung in Sperrzustand. Wenn die angelegte Die an dem Widerstand R10 auftretende Gleichspannung einen vorbestimmten Vergleichs- oder spannung verursacht einen Strom durch den Wider-Schwellwert erreicht, wird das Bauelement D 2 lei- 50 stand R14, die Basis und Emitter des Transistors tend und gestattet einen stetigen Stromfluß durch TR 4 und den Widerstand R11, um den Transistor den Widerstand R10. Unter diesen Umständen tritt TR 4 auf zuschalten. Dies bringt das rechte Ende ein im wesentlichen gleichbleibender Spannungs- des Widerstandes 2? 13 im wesentlichen auf das abfall an dem Gerät D 2 auf. Das Bauteil D 2 ist negative Potential des Gleichrichters FWR1, und vorzugsweise eine Zenerdiode. 55 der Transistor TR 3 ist nun im Sperrzustand. In-

Die Spannung El wird ebenfalls an den Konden- folgedessen beginnt nun der Kondensator C4 sich

sator C4 in Fig. 2 über den Schalter SW3, die aufzuladen.

Widerstände R11 und R12 und einen einstellbaren Es sei wiederholt, daß eine im wesentlichen kon-

Widerstand/?5ß angelegt. Durch Einstellung des stante Gleichspannung an der Diode D 2 infolge

Widerstandes 2? 5 J? kann die Ladegeschwindigkeit 60 ihres Schwellwertverhaltens auftritt. Während des

des Kondensators C 4 eingestellt werden. Anfangszustandes der Ladung des Kondensators

Um den Kondensator C 4 zu entladen, sind KoI- C 4 ist die rechte Klemme der Diode D 5 positiver

lektor und Emitter eines NPN-Transistors TR 3 an als die linke Klemme. Infolgedessen sperrt der

die Klemmen des Kondensators C 4 angeschlossen. Gleichrichter einen Stromfluß durch den Widerstand

Der Kollektor des Transistors Ti? 3 ist gleichzeitig 65 i?15. Während der Kondensator C 4 sich auflädt,

an die Transistorbasis über einen Widerstand R13 wird seine untere Klemme zunehmend negativ,

und einen Gleichrichter D 3 angeschlossen. Ein Wenn die Spannung an dem Kondensator C 4 über

Gleichrichter Γ4 ist zwischen Emitter und Basis des die Spannung an der Diode D 2 ansteigt, fließt ein

Strom durch den Gleichrichter D S und den Widerstand R15. Der sich ergebende Spannungsabfall an dem Widerstand R15 schaltet den gesteuerten Silizium-Gleichrichter SCR3 der Fig. 1 auf, um den Selbstschalter CB auszulösen. Somit hat der Spannungsabfall an der Diode P 2 als zweiter Vergleichsoder Schwellwert gedient, mit dem der Verzögerungsvorgang vollendet wird.

Es ist zu beachten, daß der Schalter SW3 parallel zu einer Diode D 6 geschaltet ist, die vorzugsweise eine konstante Spannung nach ihrem Durchbruch aufrechterhält. Die Diode D 6 kann daher eine Zenerdiode sein. Falls der Schalter SW 3 geöffnet ist, wird die Diode D 6 wirksam und sperrt den Stromfluß, bis die an die Diode angelegte Spannung ausreichend wird, um einen Durchbruch der Diode zu bewirken. Danach wird der Spannungsabfall an der Diode von der Gleichspannung El abgezogen.

Die Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 2 bei geöffnetem Schalter SW3 wird durch Fig. 3 veranschaulicht. In Fig. 3 stellen Ordinaten Spannungswerte und Abszissen Werte des Netzstromes I_L dar. Falls der Wandlern Sättigungscharakteristik hat, möge die Spannung El einen Verlauf ähnlich dem durch die Kurve El in Fig. 3 dargestellten haben. Wenn der Spannungsabfall an der Diode D 6 von der Spannung El abgezogen wird, möge die Spannung E3, die an der Diode D2 und dem Widerstand jRIO in Reihe auftritt, einen Verlauf ähnlich wie durch die KurveE3 in Fig. 3 dargestellt haben.

Wenn der Netzstrom I_L auf Null ansteigt, steigt die Spannung El entlang der Kurve El, bis ein Wert des Netzstromes ID 6 erreicht ist. Dieser Stromwert ist ausreichend, um eine Spannung £3 zu erzeugen, welche die Zenerdiode D 2 durchbricht, um einen Ladevorgang des Kondensators C 4 in der vorbeschriebenen Weise einzuleiten.

Die gekrümmte Charakteristik der Kurve E3 in Fig. 3 ist für eine Anzahl von Relaisanwendungen wünschenswert. Sie wird in einfacher Weise durch Zufügung der Zenerdiode D 6 erreicht.

In der Anordnung nach F i g. 4 wird der Selbstschalter C 5 wieder zur Auftrennung der Netzleiter Ll und Ll verwendet. Die Auslösung des Selbstschalters wird durch Aufschaltung oder Zündung des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCR 1 bewirkt, wodurch ein Stromfluß von der Batterie BA zu der Auslösespule TC über den gesteuerten Gleichrichter und den Schalter CBl geleitet wird.

Eine Gleichspannung El wird an dem Kondensator Cl und dem Widerstand R 9 angelegt. Diese Gleichspannung kann von dem Netzstrom I_L in der vorbeschriebenen Weise abgeleitet werden. In Fig. 4 ist jedoch eine abgewandelte Art der Ableitung der Spannung El gezeigt.

In Fig. 4 wird der Stromwandler CT wieder in Abhängigkeit von dem Netzstrom I_L erregt, und seine Sekundärwicklung ist an die regelbar angezapfte Primärwicklung des Wandlers Γ 2 angeschlossen. Dieser Wandler hat eine in der Mitte angezapfte Sekundärwicklung, deren Mittelanzapfung an die negative Klemme iV des Kondensators Cl angeschlossen ist. Die zwei Endklemmen der Sekundärwicklung des Wandlers Γ 2 sind je über Halbweggleichrichter D 8 und D 9 an die positive Klemme P des Kondensators Cl angeschlossen. Die Gleichrichter D 8 und D 9 sind so gepolt, daß ein Stromfluß von den Endklemmen der Sekundärwicklung zu der positiven Klemme P entsteht. Der RegelwiderstandRl ist parallel zu den Enden der Sekundärwicklung gelegt und kann eingestellt werden, um den Wert des Netzstromes I_L zu steuern, bei dem Sättigung des Eisenkerns des Wandlers eintritt.

Die Spannung El wird für die Ladung des Kondensators C 4 verwendet. Der Kondensator wird wieder durch den Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors TR 3 zurückgestellt. Die Steuerung dieses Transistors in Fig. 4 weicht jedoch etwas von der vorstehend geschilderten Steuerung ab.

Die Steuerung des Transistors TR 3 wird durch einen zweiseitigen Übertrager M mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung bewirkt. Der Übertrager kann mit einem Eisenkern versehen sein, der einen Luftspalt hat, um eine Sättigung des Kerns

ao innerhalb des Wirkungsbereiches des Übertragers zu verhindern.

Bei Betrachtung der Fig. 4 ist zu beachten, daß die Spannung El an den Kondensator C4 über einen Stromkreis angelegt ist, der von der positiven

as Klemme P über den Regelwiderstand R 5, die Primärwicklung des Übertragers M und den Kondensator C 4 zu der negativen Klemme N geführt sein kann. Die Spannung an dem Kondensator C 4 ist an Gitter und Kathode des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCR 1 über die Primärwicklung des Übertragers M und ein Vergleichs- oder Schwellwertglied DIl angelegt. Die Sekundärwicklung des Übertragers M ist parallel zu Basis und Emitter des Transistors TR 3 geschaltet, um den Transistor auf- und zuzuschalten.

Das Vergleichsglied D11 sperrt vorzugsweise den Stromfluß hierdurch, bis die Spannung daran einen vorbestimmten Durchbruchswert überschreitet. Das Gerät bleibt daraufhin mit einem geringen Wert der angelegten Spannung aufgeschaltet, bis der durchfließende Strom unter einen geringen Haltewert sinkt. Ein derartiges Bauelement wird als Vierschichtdiode oder Schaltdiode bezeichnet.

Um die Wirkung des in Fig. 4 gezeigten Systems zu beschreiben, soll angenommen werden, daß der Selbstschalter CB geschlossen ist und daß ein konstanter Wert des Netzstromes I_L fließt, der unterhalb des Wertes liegt, bei dem Auslösung gewünscht wird. Wegen der Spannung El an den Klemmen P und N ist der Kondensator C 4 geladen. Die Spannung an dem Kondensator C 4 ist jedoch nicht ausreichend, um die Diode D11 zu durchbrechen.

Weiter soll angenommen werden, daß ein Fehler auftritt, der ein Ansteigen des Netzstromes bis zu einem für die Auslösung des Selbstschalters CB ausreichenden Wert zur Folge hat. Wenn der Netz-Strom//, steigt, steigt die Spannung El ebenfalls. Infolgedessen fließt ein Strom durch den Widerstand R 5 und die Primärwicklung des zweiseitigen Übertragers M zum Zweck der Steigerung der Ladung des Kondensators C 4. Die Steigerung des Stromflusses durch die Primärwicklung des Übertragers induziert eine Spannung in der Sekundärwicklung des Übertragers, die geeignet gepolt ist, um einen Strom durch den Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR3 zu treiben. Da der Transistor Ti? 3 nun in leitendem Zustand ist, überbrückt er wirkungsvoll den Kondensator C 4 und entlädt rasch den Kondensator.

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In äußerst kurzer Zeit erreicht der Strom durch die Primärwicklung des Übertragers M einen ständigen Wert, und die in der Sekundärwicklung des Übertragers induzierte Spannung fällt auf Null. Dadurch schaltet der Transistor aus, und der Kondensator CA beginnt zum Zweck einer Messung eines Zeitintervals aufzuladen.

Die Spannung an dem Kondensator C 4 steigt weiter an, bis sie einen für den Durchbruch der Diode D11 ausreichenden Wert erreicht. Der Kondensator liefert nun Strom durch die Primärwicklung des Übertragers M und die Diode D11 zu dem Gitter-Kathoden-Kreis des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCR 1. Der gesteuerte Silizium-Gleichrichter zündet nun, um den Selbstschalter CB auszulösen. Wenn die Diode D11 durchbricht, induziert der von dem Kondensator C 4 durch die Primärwicklung des Übertragers M geleitete Strom eine Spannung in der Sekundärwicklung des Übertragers, die geeignet gepolt ist, um den Transistor TR 3 im Sperrzustand zu halten.

Aus der vorstehenden Erläuterung ist klar, daß der Übertrager M durch den Transistor TR 3 wirkt, um den Kondensator C 4, unmittelbar bevor er beginnt, ein Zeitintervall zu messen, zu entladen.

In der Anordnung nach Fig. 1 wurde eine bei Sättigung des Wandlers Tl erzeugte Harmonische, wie z. B. die 3. Harmonische, für die Zwecke der Einleitung eines Verzögerungsvorganges verwendet. Bei der Anordnung nach Fig. 2 wurde ein Vergleichs- oder Schwellwertglied in Form der Zenerdiode D 2 für die Einleitung des Verzögerungsvorganges verwendet. In der Anordnung nach Fi g. 4 wurde ein Wechsel in der Größe des Netzstromes für die Einleitung eines Verzögerungsvorganges verwendet. In der Anordnung nach Fig. 5 wurde eine durch einen Sättigungswandler T 3 erzeugte Harmonische als Energiequelle für die Ladung eines Kondensators verwendet, der für den Verzögerungsvorgang verwendet wird. Das Vorhandensein der harmonischen Ausgangsspannung ist daher ausreichend für die Einleitung eines Verzögerungsvorganges.

In den Ausführungen der F i g. 1 und 4 wurde ein Vergleichs- oder Schwellwertglied verwendet, um die Beendigung eines Verzögerungsvorganges zu bestimmen. Dies war auf den Durchbruch einer Zenerdiode zurückzuführen. In Fig. 2 wurde der Spannungsabfall an einem Vergleichsglied, wie der Zenerdiode D 2, für die Bestimmung der Vollendung eines Verzögerungsvorganges verwendet. In Fig. 5 ist die Größe einer Komponente des Ausganges des Wandlers Γ3, z. B. der Grundkomponente, als Vergleichswert für die Zwecke der Bestimmung der Vollendung einer Zeitverzögerung verwendet.

In Fig. 5 wird der SelbstschalterCB wiederum für die Auftrennung der Netzleiter Ll und L 2 verwendet. Der gesteuerte Silizium-Gleichrichter SCR 1 ist für die Schließung eines Auslösekreises für die Auslösespule TC über den Schalter CB1 dargestellt.

Die Sekundärwicklung des Stromwandlers CT ist für die Erregung der angezapften Primärwicklung' eines Wandlers T 3 verwendet. Die Amperewindungen dieser Wicklung können durch Betätigung der einstellbaren Anzapfung eingestellt werden. Wenn auch die Sekundärwicklung des Wandlers Γ 3 auf dem gleichen Schenkel wie die Primärwicklung angeordnet sein kann, wird vorzugsweise die Sekundärwicklung — wie dargestellt — auf einem besonderen Schenkel aufgebracht. Dies vermindert die Streuung zwischen Primär- und Sekundärwicklung.

Der Sättigungseisenkern des Wandlers Γ 3 kann vorzugsweise aus einem Rechteckhysteresis-Werkstoff bestehen.

Es sei angenommen, daß die maximalen Größen des Flusses in dem Magnetkern für jede Polarität etwas geringer sind als die für die Sättigung des Magnetkernes erforderlichen Werte. Unter diesen Umständen wird bei einem sinusförmigen Eingang der Primärwicklung eine Sinusspannung an dem einstellbaren Belastungswiderstand R1 erzeugt. Dieser Widerstand kann für die Einstellung des Sättigungspunktes des Wandlers eingestellt werden und bildet gleichzeitig einen Pfad für Harmonische, die nicht für Steuerungszwecke verwendet werden.

In F i g. 6 stellen die Kurven Grund- und harmonische Spannungen dar, die an dem Widerstand R1 auftreten. Ordinaten bedeuten Durchschnittswerte der Sekundärspannung, und die Abszissen stellen Werte des Netzstromes I_L dar.

Es ist zu beachten, daß sich der Magnetkern bei einem Wert/_S des Netzstromes zu sättigen beginnt. Die Sättigung begrenzt rasch die Zunahme der Sekundärspannung relativ zum Netzstrom der durch die Kurve EF dargestellten Grundfrequenz. Es sei wiederholt, daß die Grundfrequenz als 60 Hz angenommen wurde.

Wenn der Eisenkern sättigt, treten Harmonische in dem Ausgang der Sekundärwicklung auf, und eine dieser Harmonischen, angenommen die 3. Harmonische, ist durch die Kurve EH dargestellt.

In Fig. 6 gibt die KurveEFl die KurveEF in einem anderen Maßstab der Sekundärspannung wieder. Wie später erläutert werden soll, wird die Kurve EFl als Vergleichs- oder Schwellwert für die Bestimmung der Beendigung eines Verzögerungsvorganges verwendet.

Die Kurve EHl in Fig. 6 stellt eine Wiederholung der Kurve EH unter Verwendung des für die Kurve EFl verwendeten Maßstabes dar. Es sei angenommen, daß jeder Ordinatenwert der Kurve EHl den 3,5fachen Wert der entsprechenden Ordinate der Kurve EH hat. Jedes andere Vielfache der Kurve EH kann — falls gewünscht — verwendet werden.

Die an dem Widerstand R1 auftretende Spannung wird zwei Reihenresonanzkreisen zugeführt. Ein Kreis enthält den Kondensator CH und die Primärwicklung des zweiseitigen Übertragers MH. Der Kondensator CH und die durch die Primärwicklung des Übertragers MH eingeführte Induktanz sind abgestimmt, um auf die gewünschte harmonische Frequenz, für vorliegende Zwecke auf die 3. harmonische Frequenz, in Resonanz zu kommen. Der Kondensator CF und die durch die Primärwicklung des zweiseitigen Übertragers MF eingeführte Indutivität sind so bemessen, daß sie mit der Grundfrequenz, die als 60Hz angenommen ist, in Resonanz kommen. Die beiden Resonanzkreise sieben also die Harmonischen und die Grundfrequenz aus.

Eine von der Sekundärwicklung des Übertragers MH abgenommene Gleichspannung ist an einen Kondensator C 8 und einen Belastungswiderstand R 21 angelegt. Zu diesem Zweck ist eine Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Übertragers MH an die negative Klemme des Kondensators CS angeschlossen. Die Enden der Sekundärwicklung sind an die positive Klemme des Kondensators C 8 je über Halb-

weggleichrichter D13 und D14 angeschlossen. Diese beiden Gleichrichter sind so gepolt, daß sie einen Strom von der jeweiligen Endklemme der Sekundärwicklung zu der positiven Klemme PH des Kondensators C 8 leiten.

Die an dem Kondensator C 8 auftretende Spannung VH1 ist für die Ladung des Kondensators C 4 über den Regelwiderstand R SA und den festen Widerstand S 8 verwendet. Die Rückstellung des Kondensators C4 wird durch den Transistor TRI in gleicher Weise, wie in bezug auf Fig. 1 erläutert, bewirkt.

Eine Gleichspannung FFl an dem Kondensator C 9 stammt von der Sekundärwicklung des Übertragers Mi¹. Zu diesem Zweck ist eine Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Übertragers MF an die negative Klemme des Kondensators C 9 angeschlossen. Die beiden Endklemmen der Sekundärwicklung sind über je einen Halbweggleichrichter D15 und D17 an die positive Klemme PF des Kondensators angeschlossen. Die Gleichrichter sind so gepolt, daß sie einen Strom von der jeweiligen Endklemme in Richtung auf die positive Klemme PF leiten. Ein Belastungswiderstand R 23 ist parallel zu den Klemmen PF und N gelegt, um durch die Spannung FFl erregt zu werden.

Ein Teil des Spannungsabfalles an dem Widerstand R 23 wird als Vergleichs- oder Schwellwert für die Bestimmung der Beendigung eines Verzögerungsvorganges verwendet. Diese Spannung tritt zwischen der Anzapfung R 23 A und der negativen Klemme N auf und entspricht der Wechselspannung EFl nach Fig. 6.

Es ist zu beachten, daß die Differenz zwischen der. an der Anzapfung R23A und der negativen Klemme N auftretenden Spannung und der Spannung an dem Kondensator C 4 an Basis und Emitter des Transistors TR 8 angelegt wird. Solange die Spannung an dem Kondensator C 4 die kleinere der beiden Spannungen ist, ist der Transistor TR 8 in Sperrzustand. Der Transistor ist als NPN-Typ angenommen. Wenn die Spannung an dem Kondensator C4 jedoch die größere der beiden Spannungen wird, fließt ein Strom in den Basis-Emitter-Kreis des Transistors, um den Transistor aufzuschalten. Dies leitet einen Auslösevorgang auf dem Selbstschalter CB in jeder gewünschten Art ein.

In der besonderen Anordnung nach Fig. 5 fließt, wenn der Transistor Ti? 8 auf geschaltet wird, ein Strom von der positiven Klemme PF durch die Widerständet25 und R27, den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors TR8 und den unteren Teil des Widerstandes .R 23 zu der negativen Klemme 2V. Der Spannungsabfall an dem Widerstands25 ist richtungsmäßig geeignet, einen Transistor TR 9 aufzuschalten, welcher als PNP-Typ angenommen sei. Infolgedessen fließt nun ein Strom von der positiven Klemme PF durch den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors TS 9 und den Widerstand R 29 zu der negativen Klemme N.

Der Spannungsabfall an dem Widerstand R 29 ist über den Gleichrichter D18 an einen Widerstand R30 angelegt und zugleich an den Basis-Emitter-Kreis eines Transistors TRIO über einen Widerstand #31. Der Transistor Ti? 10 sei als NPN-Typ angenommen. Ein Strom fließt nun von der positiven Klemme der Batterie BA durch den Widerstand S 33, den Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR 1O₇ den Widerstands31, die AuslösespuleTC und den Schalter CB1 zu der negativen Klemme der Batterie BA. Dieser Strom reicht jedoch nicht aus, um die Auslösespule TC für die Auslösung des Selbstschalters CB zu betätigen.

Der Spannungsabfall an dem Widerstand R 33 ist über einen Widerstand R 34 an den Basis-Emitter-Kreis eines Transistors TSIl angelegt, der als PNP-Typ angenommen sei. Dieser Transistor schaltet nun auf, und ein Strom fließt von der positiven Klemme der Batterie BA durch den Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors TR11, den Widerstand R 35, die Auslösespule TC und den Schalter CB1 zu der negativen Klemme der Batterie BA. Es sei angenommen, daß dieser Strom nicht ausreicht, die Auslösespule TC zum Zweck der Auslösung des Selbstschalters CB zu betätigen.

Der Spannungsabfall an dem Widerstand R 35 ist an Gitter und Kathode des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCRl angelegt. Dieser gesteuerte Gleichrichter bewirkt nun die Auslösung des Selbstschalters CB in der vorstehend geschilderten Weise.

Die Transistoren TS9, TRIO und TSIl können durch jede übliche Verstärkeranordnung ersetzt werden, die geeignet ist, den Ausgang des Transistors TR 8 zu verstärken, um die Wirkung des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCRl ausreichend zu sichern.

Aus dieser Betrachtung der F i g. 5 ist klar, daß die Einleitung und Vollendung des Verzögerungsvorganges völlig durch die Kurven EHl und ZsFl bestimmt sind. Keine zusätzlichen Vergleichs- oder Schwellwertgeräte werden für diese Bestimmung benötigt. Eine Auslösung kann nicht unterhalb des Wertes/_s des Netzstromes erfolgen, bei dem die Sättigung des Eisenkerns des Wandlers Γ 3 auftritt, um den harmonischen Ausgang — dargestellt durch die Kurve EHl — zu erzeugen. Der Mindestauslösewert des Netzstromes ist der durch den Schnitt der Kurven EHl dargestellte Wert. Infolge des steilen Anstieges der Kurve EHl liegt dieser Wert nur wenig über dem Wert /_s, bei dem die Sättigung des Eisenkerns des Wandlers Γ 3 beginnt.

Es ist zu beachten, daß die durch die Kurve jEFI dargestellte Vergleichsspannuüg über den Wirkungsbereich des Systems nicht völlig konstant ist. Für jeden Wert des Netzstromes ist jedoch ein bestimmter Spannungswert durch die Kurve £F1 dargestellt, der für Vergleichszwecke geeignet ist.

Die durch die Kurve EHl dargestellte Spannung und die Differenz zwischen den Kurven EHl und EFl steigen merklich, wenn der Netzstrom über den dem Schnitt der Kurven entsprechenden Wert ansteigt. Die Relaisanordnung nach Fig. 5 ergibt somit die für Relaiszwecke gewünschte Invertzeitcharakteristik.

In den Anordnungen nach der Erfindung, soweit sie beschrieben wurden, ist die für die Ladung des Verzögerungskondensators verwendete Spannung eine veränderliche Spannung, die ansteigt, wenn der Netzstrom über einen bestimmten Arbeitsbereich des Systems ansteigt. In der Anordnung nach Fig. 8 wird der Kondensator mit Hilfe einer Spannung geladen, die über den ersten Teil des Wirkungsbereiches des Systems verhältnismäßig konstant ist. Die Spannung an dem Kondensator wird mit einer Vergleichs- oder Schwellwertspannung verglichen, die abnimmt, wenn der Netzstrom über einen bestimmten Arbeitsbereich des Systems ansteigt. Das ge-

wünschte Verhältnis der Spannung ist grafisch in F i g. 7 dargestellt, in der Ordinaten Durchschnittswerte der Sekundärspannung und Abszissen Werte des Netzstromes bedeuten.

In F i g. 7 ist die Kurve EF der F i g. 6 wiedergegeben. Diese Kurve hat einen wesentlichen Teil, der über einen wesentlichen Bereich des Netzstromes konstant ist. Die Ausdehnung des Knickbereiches der Kurve kann wesentlich durch Auswahl eines Werkstoffes mit weitgehend rechteckiger Hysteresisschleife für den Kern des Wandlers Γ3 begrenzt werden. Wenn eine Spannung entsprechend der durch die Kurve EF dargestellten für die Zwecke der Ladung des Verzögerungskondensators verwendet wird, ist daher die Ladespannung über einen wesentlichen Änderungsbereich des Netzstromes praktisch konstant.

In F i g. 7 stellt die Kurve ED1 die Differenz zwischen den KurvenEF und EH der Fig. 6 dar. Falls durch die Kurve ED1 ähnliche Spannungen als Vergleichs- oder Schwellwertspannungen für die Bestimmung der Beendigung eines Verzögerungsvorganges des Verzögerungskondensators verwendet werden, wird eine geeignete Invertzeitcharakteristik erhalten.

Andere Verläufe der Vergleichsspannung können leicht erhalten werden. So stellt in F i g. 7 die Kurve ED 2 die Differenz zwischen den durch die Kurve EF der Fig. 6 und der Hälfte der durch die Kurve EH in F i g. 6 dargestellten Spannungen dar.

Die in F i g. 8 dargestellten Kreise sind bestimmt, die Kreise der Fig. 5 zu ersetzen, die durch gebrochene Linien umschlossen sind. Es sei für vorliegende Zwecke angenommen, daß die Spannung VEl an dem WiderstandR23 in Fig. 8 der SpannungEF der F i g. 6 entspricht und daß die Spannung VH, die an dem WiderstandR21 der Fig. 8 auftritt, der Spannung EH der F i g. 6 entspricht.

Der Verzögerungskondensator C 4, der Rückstellungstransistor TR 3 und der Ladewiderstand R SB der F i g. 2 sind in F i g. 8 wiederholt. Die Steuerung des Transistors TR 3 weicht jedoch in dem System nach Fig. 8 etwas ab.

Wenn der Netzstrom unterhalb des Wertes bleibt, bei dem der Selbstschalter CB auszulösen bestimmt ist, wird ein Strom von der positiven Klemme PF durch den Widerstand R 41, den Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR 3 und den Widerstand R 5 B zu der negativen Klemme N geführt. Dieser Strom bringt den Transistor TR3 in leitenden Zustand, und der Kondensator C 4 wird daher entladen.

Wenn der Netzstrom über den Wert/_S in Fig. 7 in den Auslösebereich des Selbstschalters ansteigt, wird der Wandler Γ 3 gesättigt und erzeugt eine Harmonische, die ihrerseits das Vorhandensein einer bestimmten Spannung VH an dem Widerstand R 21 zur Folge hat. Ein Teil dieser Spannung wird verwendet, um den NPN-Transistor TR15 durch einen Stromkreis auszuschalten, der von der einstellbaren Anzapfung des Widerstandest21 durch den Basis-Emitter-Kreis des Transistors Ti? 15, den Schalter SW 5 (für vorliegenden Fall als geschlossen angenommen) und einen unteren Teil des Widerstandes R 23 zu der negativen Klemme N geführt werden kann. Da der Transistor TRlS nun in leitendem Zustand ist, fließt ein Strom von der positiven Klemme PF durch den Widerstand R 41, den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors TR15, den Schalter SWS und den unteren Teil des Widerstandes R 25 zu der negativen Klemme N. Es sei angenommen, daß der untere Teil des Widerstandes R 23 einen wesentlich höheren Widerstandswert hat als der Widerstand RSB. Er bewirkt, daß die Spannung an Basis—Emitter des Transistors TR 3 ausreichend herabgedrückt wird, um den Transistor auszuschalten. Der Kondensator C 4 beginnt nun, über den Widerstand R 5 B in Abhängigkeit von der Spannung VFl an dem Widerstand R 23 zu laden.

Der erhöhte Strom durch den unteren Teil des Widerstandest23 kann im wesentlichen durch öffnung des Schalters SW 5 ausgeschaltet werden.

Das öffnen des Schalters SWS legt den Basis-Emitter-Kreis eines Transistors TR16 in Reihe mit dem Basis-Emitter-Kreis des Transistors TRlS. Der Transistor TR16 ist als PNP-Typ dargestellt. Da die Basis-Emitter-Kreise der beiden Transistoren in Reihe geschaltet sind, schalten die beiden Transistoren zu gleicher Zeit auf.

Wenn die Spannung an dem unteren Teil eines Widerstandes R 21 die an dem oberen Teil des Widerstandes R 23 übersteigt, fließt ein Strom von der Anzapfung des Widerstandest21 durch den Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR15, den Emitter-Basis-Kreis des Transistors TR16 und den unteren Teil des Widerstandes R23 zu der negativen Klemmet/. Durch Aufschalten erzeugen die beiden Transistoren einen Strompfad von der positiven Klemme PF durch den Widerstand R 41, den Kollektor-Emitter-Kreis des Transistors TR15, den Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors TR16 und den Widerstand R 43 zu der negativen Klemme N. Da der Widerstand R 43 einen geringen Widerstandswert im Vergleich zu dem Widerstand R SB hat, schaltet der Transistor TR 3 nun aus, um die Ladung des Kondensators C 4 in der vorbeschriebenen Weise zu gestatten.

Wenn der Kondensator C4 lädt, vergleicht der Transistor TR 9 die Spannung an dem Kondensator mit der Differenz zwischen den Spannungen VFl und VH. Mit anderen Worten, die Spannung an dem Kondensator C 4 wird mit einer der Kurve EDl der F i g. 7 entsprechenden Spannung verglichen.

Da die Spannung KFl größer ist als die Spannung VH, schaltet die Differenz zwischen diesen Spannungen den Transistor TR9 in seinen Sperrzustand. Der Steuerkreis für den Transistor TR 9 kann von der positiven Klemme PF durch den Kondensator C 4, den Basis-Emitter-Kreis des Transistors TR9 und die Widerstände R45 und R21 zu der negativen Klemme N geführt werden.

Wenn die Spannung an dem Kondensator C 4 ansteigt, erreicht sie schließlich einen Schwell- oder Vergleichswert, bei der sie die Differenz zwischen den Spannungen VFl und VH erreicht. Jede folgende Zunahme der Spannung an dem Kondensator C 4 erzeugt einen Stromfluß durch den Emitter-Basis-Kreis des Transistors TR 9, um den Transistor aufzuschalten. Die Aufschaltung des Transistors löst den Selbstschalter CB in der in bezug auf die Fig. 5 erläuterten Weise aus.

In Fig. 8 wird der Kondensator C4 von einer Stromquelle geladen, die eine Spannung KFl hat, die über einen weiten Bereich praktisch konstant ist. Die Spannung an dem Kondensator wird mit einer Spannung, entsprechend der durch die Kurve ED1 in Fig. 7 dargestellten, verglichen, die abnimmt,

wenn der Netzstrom steigt, so daß sich eine Invertzeitcharakteristik der Relaisanordnung ergibt.

Claims

Patentansprüche:

1. Schutzrelaisanordnung, insbesondere Uberstromrelaisanordnung, mit durch statische Elemente bewirkter Verzögerung des Auslösevorganges, dadurch gekennzeichnet, daß zur Einleitung des Verzögerungsvorganges ein sättigbarer Wandler mit in Abhängigkeit von dem Netzstrom erregter Primärwicklung dient, dessen Eisenkern so bemessen ist, daß er Sättigung erreicht, wenn der Netzstrom den Mindestauslösewert erreicht, und eine hierbei auftretende Harmonische, vorzugsweise die 3. Harmonische, ausgesiebt und gleichgerichtet und zur Ladung des Verzögerungskondensators verwendet wird.

2. Schutzrelaisanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für die Beendigung des Verzögerungsvorganges die Differenz der Werte der Grund- und der harmonischen Welle dient.

3. Schutzrelaisanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Zeitpunkt für die Beendigung des Verzögerungsvorganges durch einen Vergleich des Wertes der Harmonischen mit der Grundwelle bestimmt wird.

4. Schutzrelaisanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einleitung des Verzögerungsvorganges durch einen Wechsel der Größe des Netzstromes bewirkt wird.

5. Schutzrelaisanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für die Verzögerung ein Kondensator verwendet ist, der durch einen steuerbaren Schalter zwecks Rückstellung des Kondensators bei Beseitigung des Fehlers vor Vollendung des Verzögerungsvorganges überbrückt ist.

6. Schutzrelaisanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter von der Richtung des Stromflusses in bezug auf den Verzögerungskondensator gesteuert wird.

7. Schutzrelaisanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter durch die Größe des Ladestromes für den Kondensator gesteuert wird.

8. Schutzrelaisanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzögerungskondensator bei Einleitung des Verzögerungsvorganges an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen wird.

9. Schutzrelaisanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung an dem Kondensator mit einer variablen Bezugsspannung verglichen wird.

10. Schutzrelaisanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für Einleitung und Beendigung des Verzögerungsvorganges ein gemeinsames Vergleichsgerät dient.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Patentschrift Nr. 881824;
deutsche Auslegeschrift Nr. 1 084 820.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen