DE112019001463T5

DE112019001463T5 - Zweistufiges räumliches kompressionsverfahren

Info

Publication number: DE112019001463T5
Application number: DE112019001463.3T
Authority: DE
Inventors: Junyoung NAM; Oner Orhan; Hosein Nikopour; Shilpa Talwar
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2018-03-22
Filing date: 2019-02-19
Publication date: 2020-12-03
Also published as: US10211906B1; WO2019182699A1

Abstract

Eine Drahtloskommunikationsvorrichtung umfasst mindestens ein Antennen-Array, das dafür konfiguriert ist, ein Funksignal zu empfangen; einen ersten Komprimierer, der dafür konfiguriert ist, einen ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage eines zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen für das Antennen-Array zu bestimmen und den ersten Kompressionsoperator auf das Funksignal anzuwenden, um ein erstes komprimiertes Signal zu generieren; einen zweiten Komprimierer, der dafür konfiguriert ist, einen zweiten Kompressionsoperator auf das erste komprimierte Signal anzuwenden, um ein zweites komprimiertes Signal zu generieren; einen Kanalschätzer, der dafür konfiguriert ist, eine Kanalkovarianz des Funksignals zu bestimmen, mindestens einen Eigenvektor der Kanalkovarianz zu bestimmen, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, und den zweiten Kompressionsoperator an den zweiten Komprimierer zu übermitteln; und einen Basisbandprozessor, der dafür konfiguriert ist, das zweite komprimierte Signal von dem zweiten Komprimierer zu empfangen und das zweite komprimierte Signal zu verarbeiten, um Ausgangsdaten zu erhalten.

Description

Querverweis auf verwandte Anwendungen
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der am 22. März 2018 eingereichten US-Patentanmeldung mit der Seriennummer 15/928,188, die hiermit durch Bezugnahme in vollem Umfang in den vorliegenden Text aufgenommen wird.
Technisches Gebiet
Verschiedene Ausführungsformen betreffen allgemein die Signalkompression bei Empfängern, die Beamforming verwenden.
Hintergrund
Antennengestützte Kommunikationssysteme können Beamforming nutzen, um mit einem oder mehreren Antennen-Arrays gelenkte Antennenstrahlen zu erzeugen. Beamforming-Systeme können die Verzögerung und/oder Verstärkung jedes der Signale, die durch die Elemente eines Antennen-Arrays gesendet (oder in der Empfangsrichtung empfangen) werden, justieren, um Muster konstruktiver und destruktiver Interferenz in bestimmten Winkelrichtungen zu erzeugen. Durch präzise Auswahl der Verzögerungen und Verstärkungen jedes Antennenelements kann eine Beamforming-Architektur das resultierende Interferenzmuster steuern, um eine lenkbare „Hauptkeule“ zu realisieren, die eine hohe Strahlverstärkung in einer bestimmten Richtung erlaubt.
Beamforming-Architekturen können herkömmlicherweise eines oder beide einer digitalen und einer analogen Hochfrequenz (HF)-Verarbeitung verwenden, um die gewünschten Verzögerungs- und Verstärkungsfaktoren auf jedes Element des Arrays anzuwenden. Phasengesteuerte Antennen-Arrays sind eine besonders bevorzugte HF-Beamforming-Technik für schmalbandige Signale, die auf der ungefähren Äquivalenz zwischen Phasenverschiebungen und Zeitverzögerungen für schmalbandige Signale beruht. Dementsprechend können phasengesteuerte Antennen-Arrays einen HF-Phasenschieber im Signalweg jedes Antennenelements anordnen und die Justierung der einzelnen Phasenverschiebungswerte erlauben, um den resultierenden Antennenstrahl zu lenken. Obwohl viele phasengesteuerte Array-Designs eine ausreichende Leistung mit reiner Phasensteuerung erreichen, können zusätzlich Verstärker mit variabler Verstärkung und andere Techniken, wie zum Beispiel Tapering, implementiert werden, um auch eine Verstärkungsjustierung zu erlauben.
Im Gegensatz zur analogen HF-Verarbeitung von HF-Beamformern können digitale Beamformer eine digitale Verarbeitung im Basisbandbereich verwenden, um dem Antennen-Array die gewünschten Phasen-/Verzögerungs- und Verstärkungsfaktoren zu verleihen. Dementsprechend können in digitalen Beamforming-Systemen die Phase und die Verstärkung für jedes Antennenelement digital auf jedes jeweilige Antennensignal im Basisbandbereich als ein komplexes Gewicht angewendet werden. Die resultierenden gewichteten Signale können dann jeweils an eine separate Hochfrequenz (HF)-Kette angelegt werden, die jeweils die empfangenen gewichteten Signale zu Hochfrequenzen mischen und die modulierten Signale an ein entsprechendes Antennenelement des Antennen-Arrays anlegen kann. Da jedes Antennenelement in einem digitalen Beamforming-System eine exklusive HF-Kette verwendet, können viele digitale Beamforming-Lösungen eine beträchtliche Menge an Hardware verwenden und somit beträchtliche Kosten und Stromverbräuche verursachen.
Hybride Beamforming-Lösungen können Beamforming sowohl im Basisband- als auch im HF-Bereich anwenden und eine reduzierte Anzahl von HF-Ketten verwenden, die mit einer Anzahl von analogen HF-Phasenschiebern von geringer Komplexität verbunden sind. Jeder analoge HF-Phasenschieber kann in ein entsprechendes Antennenelement des Arrays einspeisen, so dass Gruppen von Antennenelementen entstehen, die jeweils einem eindeutigen HF-Phasenschieber entsprechen und zusammen einer gemeinsamen HF-Kette entsprechen. Solche Hybridsysteme können somit die Anzahl von HF-Ketten reduzieren, indem leichte Leistungseinbußen in Kauf genommen werden, die aus der Verwendung von HF-Phasenschiebern anstelle digitaler komplexer Gewichtungselemente resultieren.
Insbesondere bei Mobilfunksystemen der nächsten Generation (5G und darüber hinaus) wird erwartet, dass die Massive MIMO- und mm-Wave-Kommunikation 1000-mal mehr Datenverkehr als derzeitige Mobilfunksysteme ermöglichen wird. Volldigitale Empfängerarchitekturen in einer Benutzerausrüstung (User Equipment, UE) können in Millimeterwellensystemen sowohl eine latenzarme Sektorbestreichung als auch eine hohe Durchsatzleistung erreichen. In einer volldigitalen Architektur haben jedoch Datenschnittstellen (IO-Links) von einem Analog-Digital-Wandler (Analog-to-Digital Converter, ADC)-Ausgang (RFIC) zu einem digitalen Basisbandprozessor einen hohen Leistungsbedarf, da eine große Anzahl von Antennen, eine große Bandbreite und ein durchsatzstarkes Millimeterwellen-HF-Front-End häufig Schnittstellen mit hoher Bandbreite und Rate verwenden, um Daten an Basisband-Peripheriekomponenten wie Prozessor und Speicher zu übermitteln. Daher können Ansätze, die den Stromverbrauch senken können, insbesondere zu einer Implementierung volldigitaler Empfängerarchitekturen in praktischen Mobilfunksystemen beitragen. Da der Stromverbrauch ein allgemeines Problem ist, können solche Ansätze auch die Implementierung analoger, vollverbundener hybrider, hybrider Subarray- und volldigitaler Beamforming-Architekturen ermöglichen, unabhängig davon, ob es sich um Millimeterwellensysteme oder unterhalb von 6 GHz arbeitende Systeme handelt.
Eine Reduzierung des Stromverbrauchs kann durch eine Verringerung der Anzahl von IO-Links erreicht werden, die auf einer räumlichen Kompression von ADC-Ausgangssignalen beruhen können. Dabei kann die räumliche Kompression unter der Annahme von Einzelzellen-(oder isolierten) Umgebungen bereits effiziente Kompressionsverfahren bereitstellen. Am digitalen Basisbandeingang wird ein gewünschtes Signal jedoch oft mit Intrazellen- oder Interzellen-Interferenzen und mitunter sogar mit Außerband-Blockern überlagert, was die Effektivität solcher räumlichen Kompressionsverfahren einschränkt.
Figurenliste
In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszahlen in den verschiedenen Ansichten allgemein die gleichen Teile. Die Zeichnungen sind nicht unbedingt maßstabsgetreu; vielmehr wird allgemein darauf Wert gelegt, dass die Prinzipien der Erfindung veranschaulicht werden. In der folgenden Beschreibung werden verschiedene Ausführungsformen der Erfindung unter Bezug auf die folgenden Zeichnungen beschrieben, in denen:

1 eine beispielhafte HF-Beamforming-Architektur zeigt;
2 eine beispielhafte hybride digitale/HF-Beamforming-Architektur zeigt;
3 eine beispielhafte Veranschaulichung der Strahllenkung für ein Antennen-Array zeigt;
4 eine beispielhafte interne Konfiguration einer Drahtloskommunikationsvorrichtung in Bezug auf die zweistufige Kompression zeigt;
5 ein Beispiel für die in 4 gezeigte Drahtloskommunikationsvorrichtung zeigt;
6 ein beispielhaftes Verfahren zeigt, das unter Verwendung der zum Beispiel in den 4 und 5 gezeigten Komponenten ausgeführt werden kann;
7 ein Konzept des Anwendens eines beispielhaften zweistufigen Kompressionsverfahrens in einer Drahtloskommunikationsvorrichtung veranschaulicht;
8 eine beispielhafte Drahtloskommunikationsvorrichtung zeigt, die des Weiteren einen ersten und einen zweiten Strahlbestimmer enthält; und
9 ein beispielhaftes Verfahren veranschaulicht, das die Komponenten von 8 verwendet.

Beschreibung
Die folgende detaillierte Beschreibung bezieht sich auf die beigefügten Zeichnungen, die - zum Zweck der Veranschaulichung - konkrete Details und Ausführungsformen zeigen, in denen die Erfindung praktiziert werden kann.
Das Wort „beispielhaft“ meint im Sinne des vorliegenden Textes „als ein Beispiel, ein beispielhafter Fall oder als Veranschaulichung dienend“. Jede im vorliegenden Text als „beispielhaft“ beschriebene Ausführungsform oder jedes im vorliegenden Text als „beispielhaft“ beschriebene Design ist nicht unbedingt als bevorzugt oder vorteilhaft gegenüber anderen Ausführungsformen oder Designs auszulegen.
Die Begriffe „eine Mehrzahl von“ und „mehrere“ in der Beschreibung und in den Ansprüchen meinen ausdrücklich eine Anzahl von größer als eins. Dementsprechend betreffen alle Formulierungen, die ausdrücklich die oben erwähnten Begriffe verwenden (zum Beispiel „eine Mehrzahl von [Objekten]“ oder „mehrere [Objekte]“) und sich auf eine Anzahl von Objekten beziehen, ausdrücklich mehr als eines der genannten Objekte. Die Begriffe „Gruppe (von)“, „Menge (von)“, „Zusammenstellung (von)“, „Reihe (von)“, „Abfolge (von)“, „Gruppierung (von)“ usw. und dergleichen in der Beschreibung und gegebenenfalls in den Ansprüchen beziehen sich auf eine Anzahl von mindestens eins, das heißt ein oder mehrere. Die Begriffe „echte Teilmenge“, „reduzierte Teilmenge“ und „geringere Teilmenge“ beziehen sich auf eine Teilmenge einer Menge, die nicht gleich der Menge ist, das heißt eine Teilmenge einer Menge, die weniger Elemente als die Menge enthält.
Es versteht sich, dass jede im vorliegenden Text verwendete Vektor- und/oder Matrixbezeichnung beispielhaften Charakters ist und allein Erklärungszwecken dient. Dementsprechend versteht es sich, dass die in dieser Offenlegung dargelegten Ansätze nicht darauf beschränkt sind, ausschließlich unter Verwendung von Vektoren und/oder Matrizen implementiert zu werden, und dass die damit verbundenen Prozesse und Berechnungen äquivalent in Bezug auf Mengen, Abfolgen, Gruppen usw. von Daten, Beobachtungen, Informationen, Signalen, Proben, Symbolen, Elementen usw. ausgeführt werden können. Des Weiteren versteht es sich, dass sich Verweise auf einen „Vektor“ auf einen Vektor beliebiger Größe oder Orientierung beziehen können, einschließlich beispielsweise eines 1×1-Vektors (zum Beispiel ein Skalar), eines 1×M-Vektors (zum Beispiel ein Reihenvektor), und eines M×1-Vektors (zum Beispiel ein Spaltenvektor). In ähnlicher Weise versteht es sich, dass sich Verweise auf eine „Matrix“ auf eine Matrix beliebiger Größe oder Orientierung beziehen können, einschließlich beispielsweise einer 1×1 -Matrix (zum Beispiel ein Skalar), einer 1×M-Matrix (zum Beispiel ein Reihenvektor), und einer M×1-Matrix (zum Beispiel ein Spaltenvektor).
„Schaltkreis“ meint im Sinne des vorliegenden Textes jede Art von logikimplementierender Entität, die Spezial-Hardware oder einen Prozessor, der Software ausführt, enthalten kann. Ein Schaltkreis kann somit ein analoger Schaltkreis, ein digitaler Schaltkreis, ein Mischsignalschaltkreis, ein Logikschaltkreis, ein Prozessor, ein Mikroprozessor, eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU), eine Grafikverarbeitungseinheit (GPU), ein digitaler Signalprozessor (DSP), ein feldprogrammierbares Gate-Array (FPGA), ein integrierter Schaltkreis, ein anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreis (ASIC) usw. oder eine Kombination davon sein. Jede andere Art von Implementierung der jeweiligen Funktionen, die im Folgenden näher beschrieben wird, kann ebenfalls als ein „Schaltkreis“ verstanden werden. Es versteht sich, dass jeweils zwei (oder mehr) der hier beschriebenen Schaltkreise als ein einzelner Schaltkreis mit im wesentlichen äquivalenter Funktionalität realisiert werden können, und dass umgekehrt jede einzelne hier beschriebene Schaltkreis als zwei (oder mehr) getrennte Schaltkreise mit im wesentlichen äquivalenter Funktionalität realisiert werden kann. Zusätzlich können sich Verweise auf einen „Schaltkreis“ auf zwei oder mehr Schaltkreise beziehen, die zusammen einen einzelnen Schaltkreis bilden. Der Begriff „Schaltkreisanordnung“ kann sich auf einen einzelnen Schaltkreis, eine Zusammenstellung von Schaltkreisen und/oder eine elektronische Vorrichtung beziehen, die aus einem oder mehreren Schaltkreisen besteht.
Im Sinne des vorliegenden Textes kann „Speicher“ als ein nicht-transitorisches computerlesbares Medium verstanden werden, in dem Daten oder Informationen zum Zweck des Abrufs gespeichert werden können. Im vorliegenden Text enthaltene Verweise auf „Speicher“ können daher als ein Verweise auf flüchtigen oder nicht-flüchtigen Speicher verstanden werden, einschließlich Direktzugriffsspeicher (RAM), Nurlesespeicher (ROM), Flashspeicher, Festkörperspeicher, Magnetband, Festplatte, optisches Laufwerk usw. oder jede Kombination davon. Darüber hinaus versteht es sich, dass im vorliegenden Text auch Register, Schieberegister, Prozessorregister, Datenpuffer usw. unter dem Begriff „Speicher“ erfasst werden. Es versteht sich, dass eine einzelne Komponente, die als „Speicher“ oder „ein Speicher“ bezeichnet wird, aus mehr als ein einem unterschiedlichen Speichertyp zusammengesetzt sein kann und sich somit auf eine kollektive Komponente beziehen kann, die einen oder mehrere Speichertypen umfasst. Es versteht sich ohne Weiteres, dass jede einzelne Speicherkomponente in mehrere kollektiv äquivalente Speicherkomponenten aufgeteilt werden kann und umgekehrt. Darüber hinaus kann der Speicher zwar als von einer oder mehreren anderen Komponenten getrennt dargestellt werden (zum Beispiel in den Zeichnungen), aber es versteht sich, dass der Speicher auch in eine andere Komponente integriert sein kann, zum Beispiel auf einem gemeinsamen integrierten Chip.
Der Begriff „Basisstation“, der in Bezug auf einen Zugangspunkt eines Mobilkommunikationsnetzes verwendet wird, kann als eine Makro-Basisstation, eine Mikro-Basisstation, ein Node B, ein evolved NodeB (eNB), ein Home eNodeB, ein Remote Radio Head (RRH), ein Relay Point usw. verstanden werden. Im Sinne des vorliegenden Textes kann eine „Zelle“ im Zusammenhang mit Telekommunikation als ein Sektor verstanden werden, der durch eine Basisstation bedient wird. Dementsprechend kann eine Zelle ein Satz geographisch am selben Ort befindlicher Antennen sein, die einer bestimmten Sektorisierung einer Basisstation entsprechen. Eine Basisstation kann somit eine oder mehrere Zellen (oder Sektoren) bedienen, wobei jede Zelle durch einen eigenen Kommunikationskanal gekennzeichnet ist. Darüber hinaus kann der Begriff „Zelle“ verwendet werden, um sich auf eine Makrozelle, eine Mikrozelle, eine Femtozelle, eine Pikozelle usw. zu beziehen.
Für die Zwecke dieser Offenlegung können Funkkommunikationstechnologien als eines von einer Short Range-Funkkommunikationstechnologie, einer Metropolitan Area System-Funkkommunikationstechnologie und einer Cellular Wide Area-Funkkommunikationstechnologie klassifiziert werden. Zu den Short Range-Funkkommunikationstechnologien gehören Bluetooth, WLAN (zum Beispiel gemäß einem IEEE 802.11-Standard) und andere ähnliche Funkkommunikationstechnologien. Zu den Metropolitan Area System-Funkkommunikationstechnologien gehören Worldwide Interoperability for Microwave Access (WiMax) (zum Beispiel gemäß einem IEEE 802.16-Funkkommunikationsstandard, zum Beispiel WiMax fixed oder WiMax mobile) und andere ähnliche Funkkommunikationstechnologien. Zu den Cellular Wide Area-Funkkommunikationstechnologien gehören Global System for Mobile Communications (GSM), Code Division Multiple Access 2000 (CDMA2000), Universal Mobile Telecommunications System (UMTS), Long Term Evolution (LTE), General Packet Radio Service (GPRS), Evolution-Data Optimized (EV-DO), Enhanced Data Rates for GSM Evolution (EDGE), High Speed Packet Access (HSPA) usw. und andere ähnliche Funkkommunikationstechnologien. Zu den Cellular Wide Area-Funkkommunikationstechnologien gehören auch „kleine Zellen“ solcher Technologien, wie Mikrozellen, Femtozellen und Pikozellen. Die Cellular Wide Area-Funkkommunikationstechnologien können im vorliegenden Text allgemein als „Mobilfunk“-Kommunikationstechnologien bezeichnet werden. Es versteht sich, dass die im vorliegenden Text beschriebenen beispielhaften Szenarien nur veranschaulichender Art sind und daher in ähnlicher Weise auf verschiedene andere Mobilfunktechnologien, sowohl bestehende als auch noch nicht formulierte, angewandt werden können, insbesondere in Fällen, in denen diese Mobilfunktechnologien ähnliche Merkmale aufweisen, wie sie in den folgenden Beispielen dargelegt werden.
Der Begriff „Netz“ im Sinne des vorliegenden Textes, zum Beispiel in Bezug auf ein Kommunikationsnetz wie zum Beispiel ein Mobilkommunikationsnetz, umfasst sowohl einen Zugangsabschnitt eines Netzes (zum Beispiel einen Funkzugangsnetz (RAN)-Abschnitt) als auch einen Kernabschnitt eines Netzes (zum Beispiel einen Kernnetzabschnitt). Der Begriff „Funkleerlaufmodus“ oder „Funkleerlaufzustand“, der im vorliegenden Text in Bezug auf ein mobiles Endgerät verwendet wird, bezieht sich auf einen Funksteuerungszustand, in dem dem mobilen Endgerät nicht mindestens ein dedizierter Kommunikationskanal eines Mobilkommunikationsnetzes zugewiesen ist. Der Begriff „Funkverbindungsmodus“ oder „Funkverbindungszustand“, der in Bezug auf ein mobiles Endgerät verwendet wird, bezieht sich auf einen Funksteuerungszustand, in dem dem mobilen Endgerät mindestens ein dedizierter Uplink-Kommunikationskanal eines Mobilkommunikationsnetzes zugewiesen ist.
Sofern nicht ausdrücklich angegeben, umfasst der Begriff „senden“ sowohl die direkte (Punkt-zu-Punkt) als auch die indirekte Übertragung (über einen oder mehrere Zwischenpunkte). In ähnlicher Weise umfasst der Begriff „empfangen“ sowohl den direkten als auch den indirekten Empfang. Der Begriff „kommunizieren“ umfasst eines oder beides von Senden und Empfangen, das heißt eine unidirektionale oder eine bidirektionale Kommunikation in einer oder beiden der ankommenden Richtung und der abgehenden Richtung.
Beamforming-Systeme wurden als eine potenziell wichtige Komponente in Hochfrequenz-Kommunikationsnetzen der nächsten Generation wie Millimeterwellen (mmWave) und anderen sogenannten „5G“-Funktechnologien in Betracht gezogen. Diese Funktechnologien können bei Trägerfrequenzen von 30 GHz und darüber betrieben werden und können hohe Beamforming-Verstärkungen in Betracht ziehen, um den hohen Pfadverlust zu kompensieren, der mit Trägerfrequenzen in diesen Bereichen verbunden ist.
Beamforming-Systeme können die Verarbeitung in einem oder beiden des Basisbandbereichs und des HF-Bereichs vornehmen, um Antennen-Array-Strahlmuster zu formen. 1 und 2 zeigen zwei vereinfachte Beamforming-Ansätze, wie sie für ein beispielhaftes Antennen-Array mit vier Elementen verwendet werden. Auch wenn sich die folgende beispielhafte Beschreibung mit Bezug auf die 1 bis 3 auf einen Sende-Beamforming-Kontext konzentriert, ist dem Fachmann klar, dass es ebenso möglich ist, eine analoge Implementierung für das Empfangs-Beamforming zu verwenden, was das Kombinieren der an den Antennenelementen empfangenen Signale gemäß einem komplexen Gewichts-Array umfassen kann, um das Empfangsstrahlmuster zu justieren. Oder anders ausgedrückt: Was im Folgenden für einen gelenkten Sendestrahl beschrieben wird, gilt analog für einen Empfangsstrahl.
1 veranschaulicht eine vereinfachte beispielhafte digitale Basisband-Beamforming-Architektur, die komplexe Beamforming-Gewichte (aus einem Verstärkungs- und einem Phasenfaktor zusammengesetzt) im Basisbandbereich digital anwendet. Wie in 1 gezeigt, kann der digitale Beamformer 102 das Basisbandsymbol s empfangen und anschließend einen komplexen Gewichtungsvektor p_BB = [α₁ α₂ α₃ α₄]^T auf s anwenden, um p_BBs zu generieren, wobei jedes Element α_i,i = 1,2,3,4 ein komplexes Gewicht ist (das einen Verstärkungsfaktor und eine Phasenverschiebung umfasst). Dementsprechend kann jedes resultierende Element [α₁s α₂s α₃s α₄s]^T von p_BBs ein Basisbandsymbol s sein, das mit einem komplexen Gewicht α_i multipliziert wird. Der digitale Beamformer 102 kann dann jedes Element von p_BBs auf eine entsprechende HF-Kette des HF-Systems 104 anwenden, die jeweils eine Digital-Analog-Wandlung (Digital-to-Analog Conversion, DAC), eine Funkträgermodulation und eine Verstärkung an den empfangenen gewichteten Symbolen durchführen können, bevor sie die resultierenden HF-Symbole an ein entsprechendes Element der Antennenanordnung 106 anlegen. Das Antennen-Array 106 kann dann jedes HF-Symbol drahtlos übertragen. Dieses beispielhafte Modell kann auch auf einen mehrschichtigen Fall ausgedehnt werden, bei dem ein Basisbandsymbolvektor s, der mehrere Basisbandsymbole s₁, s₂ usw. enthält, wobei in diesem Fall der Basisband-Vorcodierungsvektor p_BB zu einer Basisband-Vorcodierungsmatrix p_BB erweitert werden kann, um auf den Basisbandsymbolvektor s angewendet zu werden. In diesem Fall sind α_i,i = 1,2,3,4 Reihenvektoren, und p_BBs = [α₁s α₂s α₃s α₄s]^T. Nach dem Multiplizieren von p_BB und s ist die Gesamtabmessung somit die gleiche wie die Gesamtabmessung am Ausgang des digitalen Beamformers 102. Aus diesem Grund beziehen sich die folgenden Beschreibungen daher auf den digitalen Beamformer 102 als p_BB und auf das Sendesymbol oder den Sendevektor als s, während dieses Modell wie erläutert auf weitere Abmessungen ausgedehnt werden kann.
Durch Manipulieren der Beamforming-Gewichte von p_BB ist der digitale Beamformer 102 möglicherweise in der Lage, jedes der vier Antennenelemente des Antennen-Arrays 106 zu verwenden, um einen gelenkten Strahl zu erzeugen, der im Vergleich zu einem einzelnen Antennenelement eine größere Strahlverstärkung aufweist. Die durch jedes Element des Antennen-Arrays 106 abgestrahlten Funksignale können kombiniert werden, um eine kombinierte Wellenform zu realisieren, die ein Muster von konstruktiver und destruktiver Interferenz aufweist, das hinsichtlich Distanzen und Richtung von dem Antennen-Array 106 variiert. In Abhängigkeit von einer Reihe von Faktoren (einschließlich beispielsweise Abstand und Ausrichtung des Antennen-Arrays, Strahlungsmuster, Trägerfrequenz usw.) können die verschiedenen Punkte konstruktiver und destruktiver Interferenz der kombinierten Wellenform eine fokussierte Strahlkeule erzeugen, die durch Justieren der Phasen- und Verstärkungsfaktoren α_i von p_BB in der Richtung „gelenkt“ werden kann. 1 zeigt verschiedene beispielhafte gelenkte Strahlen, die durch das Antennen-Array 106 ausgestrahlt werden, die der digitale Beamformer 102 direkt durch Justieren von p_BB steuern kann. Obgleich in der vereinfachten Darstellung von 1 nur lenkbare Hauptkeulen gezeigt sind, kann der digitale Beamformer 102 möglicherweise in der Lage sein, das Gesamtstrahlmuster einschließlich der Nullen und Nebenkeulen durch ähnliche Justierung von p_BB umfassend zu „bilden“.
Bei sogenannten adaptiven Beamforming-Ansätzen kann der digitale Beamformer 102 die Beamforming-Gewichte dynamisch ändern, um die Richtung und Stärke der Hauptkeule zusätzlich zu den Nullen und Nebenkeulen zu justieren. Solche adaptiven Ansätze können es dem digitalen Beamformer 102 ermöglichen, den Strahl im Lauf der Zeit in verschiedene Richtungen zu lenken, was nützlich sein kann, um die Position eines sich bewegenden Zielpunktes (zum Beispiel eines sich bewegenden Empfängers oder Senders) zu verfolgen. In einem Mobilkommunikationskontext kann der digitale Beamformer 102 den Standort einer Ziel-Benutzerausrüstung (UE) 108 identifizieren (zum Beispiel die Richtung oder den Winkel der UE 108 relativ zu dem Antennen-Array 106) und anschließend p_BB justieren, um ein Strahlmuster mit einer Hauptkeule zu erzeugen, die in Richtung des UE 108 zeigt, wodurch die Array-Verstärkung in der UE 108 und folglich die Empfängerleistung verbessert wird. Durch adaptives Beamforming kann der digitale Beamformer 102 möglicherweise in der Lage sein, das Strahlmuster dynamisch zu justieren oder zu „lenken“, während sich die UE 108 bewegt, um kontinuierlich fokussierte Übertragungen an die UE 108 (oder umgekehrt einen fokussierten Empfang) bereitzustellen.
Der digitale Beamformer 102 kann als ein Mikroprozessor implementiert werden und kann dementsprechend in der Lage sein, ein hohes Maß an Kontrolle sowohl über die Verstärkungs- als auch über die Phasenjustierungen von p_BB durch eine digitale Verarbeitung auszuüben. Wie in 1 für das HF-System 104 und das Antennen-Array 106 gezeigt, können jedoch digitale Beamforming-Konfigurationen eine dedizierte HF-Kette für jedes Element des Antennen-Arrays 106 verwenden (wobei jede HF-Kette eine Funkverarbeitung an einem separaten gewichteten Symbol α_is, das durch den digitalen Beamformer 102 bereitgestellt wird, vornimmt); das heißt N_RF = N_r, wobei N_RF die Anzahl von HF-Ketten ist und N_r die Anzahl von Antennenelementen ist. Angesichts der komplexen Bandbreite an Schaltkreisen für jede HF-Kette (DAC, Verstärkung, Mischung usw.) können solche digitalen Beamforming-Ansätze relativ teuer und in Bezug auf die Leistungseffizienz suboptimal sein. Diese Probleme können sich noch verschärfen, wenn die Anzahl von beteiligten Antennen zunimmt, was besonders problematisch für die gewaltigen Antennen-Arrays sein kann, die für Technologien der nächsten Generation vorgesehen sind, die Dutzende oder sogar Hunderte von Antennenelementen umfassen werden.
Eine speziellere Implementierung der Beamforming ist das hybride Beamforming, das im Vergleich zur volldigitalen Beamforming hinsichtlich Kosten und Stromverbrauch effizienter sein kann. Solche hybriden Beamforming-Konfigurationen können eine begrenzte Anzahl von HF-Ketten nutzen (das heißt N_RF < N_r) und das Beamforming sowohl im Basisband- als auch im HF-Bereich anwenden. 2 zeigt eine vereinfachte hybride Beamforming-Architektur, die in ähnlicher Weise ein Array 208 mit vier Elementen enthält; wie in 2 gezeigt, enthält das HF-System 204 jedoch nur zwei HF-Ketten (N_RF = 2 und N_r = 4) im Vergleich zu der Vier-HF-Ketten-Konfiguration des HF-Systems 104.
Ähnlich wie der digitale Beamformer 102 kann der hybride Beamformer 202 digital einen komplexen Beamforming-Gewichtsvektor p_BB auf das Basisbandsymbol s anwenden. Da die HF-Kette 204 nur zwei HF-Ketten enthält, braucht p_BB nur eine Länge von zwei zu sein, das heißt p_BB = [α₁' α₂']^T; entsprechend kann ein digitaler Beamformer α₁'s und α₂'s an die HF-Ketten des HF-Systems 204 übermitteln. Das HF-System 204 kann dann die gewichteten Symbole α₁'s und α₂'s verarbeiten und teilen die resultierenden Funksymbole in zwei äquivalente Ströme aufteilen, um sie jeweils in einen entsprechenden Phasenschieber des Phasenschieber-Arrays 206 einzuspeisen. Jeder Phasenschieber des Phasenschieber-Arrays 206 kann dann ein jeweiliges komplexes Gewicht β₁, β₂, β₃ oder β₄ auf das entsprechende Funksymbol anwenden. Das Phasenschieber-Array 206 kann dann die resultierenden gewichteten Symbole an das Antennen-Array 208 zum Senden anlegen. Der Betrieb des digitalen Beamformers 202 und des Phasenschieber-Arrays 206 in Matrixform als p_RFp_BBs, wobei p_RF = [β₁ 0; β₂ 0; 0 β₃; 0 β₄].
Ähnlich wie beim digitalen Beamforming von 1 kann die hybride Beamforming-Architektur von 2 das durch das Antennen-Array 208 erzeugte Strahlmuster durch Manipulieren von p_RF und p_BB justieren. Da p_RF möglicherweise ausschließlich im HF-Bereich arbeitet, können hybride Beamformer analoge Phasenschieber von niedriger Komplexität für das Phasenschieber-Array 206 verwenden, da die Verwendung digitaler Schaltungen für die Verarbeitung im HF-Bereich zu möglichen Komplikationen führen kann. Obgleich sie als Phasenschieber bezeichnet werden, kann das Phasenschieber-Array 206 in der Lage sein, sowohl eine Phasenverschiebung als auch einen Gewichtungsfaktor anzuwenden; oder anders ausgedrückt: jedes β_n, n = 1, ..., N_r kann ein komplexes Gewicht sein, das sowohl aus einer Phasenverschiebung als auch aus einem Verstärkungsfaktor zum Beispiel der Form Ae^jθ zusammensetzt ist, wobei A der Verstärkungsfaktor ist und θ die Phasenverschiebung ist.
Hybride Beamformer können daher ein Beamforming in zwei (oder mehr) Stufen anwenden: im Basisbandbereich in Form von p_BB und im HF-Bereich in Form von p_RF. Dementsprechend können hybride Beamformer den gesamten Beamforming-Effekt dynamisch steuern, indem sie die Kontrolle sowohl über den Basisbandbereich als auch über den HF-Bereich ausüben, was Verarbeitungsaufgaben zum Bestimmen der Richtung eines oder mehrerer Zielsender oder -empfänger und zum Berechnen der geeigneten Beamforming-Gewichte für p_BB und p_RF enthalten kann, um den Strahl auf die Zielpunkte zu lenken oder eine jeweilige Empfangskonfiguration eines Antennenarrays zu justieren. Hybride Beamformer können daher ein Steuermodul enthalten, das dafür konfiguriert ist, die zweckmäßigen Beamforming-Gewichte zu berechnen und die berechneten Beamforming-Gewichte der digitalen Beamforming-Einheit (zum Beispiel dem digitalen Beamformer 102 oder 202) und der HF-Beamforming-Einheit (zum Beispiel dem Phasenschieber-Array 206) anzuzeigen. Die digitale und die HF-Beamforming-Einheit können dann für die Implementierung der zugewiesenen Beamforming-Gewichte verantwortlich sein.
Wie bereits erwähnt, kann die digitale Beamforming-Einheit als ein Mikroprozessor implementiert sein und kann entsprechend konfiguriert werden, um die zugewiesenen Basisband-Beamforming-Gewichte p_BB digital anzuwenden, wie zum Beispiel durch Multiplizieren eines komplexen Basisbandsymbols mit den entsprechenden komplexen Gewichten α von p_BB. Die HF-Beamforming-Einheit kann als ein Array von analogen Phasenschiebern realisiert werden, die entweder als ein analoge Phasenschieberschaltung oder als Zeitverzögerungsschaltung (im Hinblick auf die Zeitverzögerungs-Phasenschieberäquivalenz für schmalbandige Signale) arbeiten können. In Kontexten, in denen sowohl Verstärkung als auch Phase für die HF-Beamforming verwendet werden, kann die HF-Beamforming-Einheit zusätzlich ein Array von Verstärkungselementen wie zum Beispiel Verstärkern mit variabler Verstärkung enthalten. Dementsprechend kann eine Steuereinheit die komplexen Gewichte β von p_RF in die analogen Phasenschieber einspeisen, die anschließend die beteiligten Schaltungen justieren können, um die zugewiesene Phasenverschiebung und/oder den zugewiesenen Verstärkungsfaktor anzuwenden.
Somit kann die Steuereinheit zum Beispiel für jeden HF-Phasenschieber eine individuelle Phasenverschiebung spezifizieren, zum Beispiel β_n Phasenwerte für n = 1, ..., N_r. Unter der Annahme einer digitalen Steuerung kann die Steuereinheit jeden der N_r Phasenwerte mit B Bits darstellen, wodurch sich eine Gesamtzahl von Bits N_rB ergibt, die für jede Strahlmusterjustierung verwendet wird. Da der Betrag der Steuerzeichengabe zum Richten der N_r HF-Phasenschieber mit der Größe des Antennen-Arrays zunimmt, können große Array-Konfigurationen einen erheblichen zusätzlichen Steuerzeichengabeaufwand haben, der mit der Übermittlung der NB Steuerbits an die HF-Phasenschieber verbunden ist. Insbesondere bei „verteilten“ Architekturen, bei denen sich die HF-Module in Bezug auf die Basisband- und Steuermodule (zum Beispiel eine Remote Radio Unit (RRU), die sich im Vergleich zu einer bodennahen Baseband Unit (BBU) an der Spitze des Mastes befindet) an einem räumlich abgesetzten Ort befinden, kann die Infrastruktur zum Unterstützen eines so hohen zusätzlichen Steuerungsaufwandes problematisch sein.
Beamforming-Architekturen können daher im Allgemeinen einen „Codebuch“-Ansatz verwenden, um den zusätzlichen Steuerzeichengabeaufwand zu reduzieren, der mit der Steuerung zum Beispiel der HF-Phasenschieber beim hybriden Beamforming verbunden ist. Bei solchen Codebuchregimes kann die HF-Beamforming-Einheit einen Speicher enthalten, der ein Codebuch speichert, das mehrere Codewörter enthält. Jedes Codewort kann eine bestimmte Phasenverschiebung spezifizieren, die ein jeweiliger Phasenschieber des HF-Phasenschieber-Arrays realisieren soll. Die Codewörter des Codebuchs können im Voraus vorkonfiguriert werden und können jeweils gemeinsam ein bestimmtes Strahlmuster spezifizieren, das durch das angeschlossene Antennen-Array bei Anwendung der entsprechenden Phasenverschiebungen durch die HF-Phasenschieber generiert wird. Zum Beispiel kann jedes Codewort einer anderen Richtung oder einem anderen Winkel entsprechen, und dementsprechend kann die Auswahl verschiedener Codewörter die HF-Phasenschieber veranlassen, zweckmäßige Phasenverschiebungen zu implementieren, um das durch das Antennen-Arrays erzeugte Strahlmuster in verschiedene Richtungen zu lenken.
Um die Steuerzeichengabe zu vereinfachen, kann jedem Codewort im Codebuch vorher ein Codewort-Index zugewiesen werden, der das Codewort innerhalb des Codebuchs eindeutig identifiziert. Dementsprechend kann die Steuereinheit im Gegensatz zum Spezifizieren eines individuellen Wertes für jede Phasenverschiebung stattdessen ein gewünschtes Codewort identifizieren (zum Beispiel ein Codewort, das mit der Richtung oder dem Winkel eines Zielpunktes übereinstimmt) und das ausgewählte Codewort durch Zeichengabe des Codewortindexes an das HF-Phasenschieber-Array spezifizieren. Das HF-Phasenschieber-Array kann den Codewort-Index empfangen, das entsprechende Codewort aus dem Codebuchspeicher abrufen (das heißt die Phasenverschiebungen abrufen, die gemeinsam das Codewort bilden) und die Phasenverschiebungen des zugewiesenen Codeworts auf die Phasenschieber des HF-Phasenschieber-Arrays anwenden.
3 zeigt eine beispielhafte Implementierung eines Codebuch-basierten Steuerungsansatzes, bei dem der Steuerkreis 302 Steuersignale in Form von Codewort (CW)-Indizes an das HF-Phasenschieber-Array 304 übermitteln kann. Obgleich 3 beispielhaft einen Sende-Beamforming-Kontext veranschaulicht, ist dem Fachmann auch hier klar, dass es ebenso möglich ist, eine analoge Implementierung für das Empfangs-Beamforming zu verwenden, was das Kombinieren der an den Antennenelementen empfangenen Signale gemäß einem komplexen Gewichts-Array umfassen kann, um das Empfangsstrahlmuster zu justieren. Wie zuvor dargelegt, kann der Steuerkreis 302 ein Codewort auf der Grundlage der Richtung oder des Winkels eines Zielpunktes auswählen, wie zum Beispiel durch Bestimmen einer optimalen Richtungs- oder Winkelschätzung und Auswählen des Codewortes, das eine Richtung oder einen Winkel bereitstellt, die bzw. der dem optimalen Winkel bzw. der optimalen Richtung am ehesten entspricht. Das HF-Phasenschieber-Array 304 kann dann auf den Codebuchspeicher 306 zugreifen, um das entsprechende Codewort β = [β₁ β₂ ... β_Nr] abzurufen, wobei jedes β_n, n = 1, ..., N_r die zugewiesene Phasenverschiebung für den n^-te Phasenschieber des HF-Phasenschieber-Arrays 304 erbringt. Das HF-Phasenschieber-Array 304 kann dann die Phasenverschiebungswerte β_n, n = 1, ... , N_r, in jedem jeweiligen Phasenschieber anwenden, um das dem spezifizierten Codewort β entsprechende Antennenmuster an dem Antennen-Array 308 zu generieren.
Die Effektivität des Codebuches kann bis zu einem gewissen Grad von der Gesamtzahl der Codewörter im Codebuch abhängen. So kann zum Beispiel in einem Szenario, in dem jedes Codewort einem anderen Lenkwinkel des Antennen-Arrays 308 entspricht, eine große Anzahl von Codewörtern im Codebuchspeicher 306 dem Steuerkreis 302 eine relativ feine Lenkempfindlichkeit verleihen, da es wahrscheinlicher ist, dass ein verfügbares Codewort genau mit dem optimalen Codewort übereinstimmt. Diese höhere Empfindlichkeit kann um den Preis eines größeren Speicherbedarfs und eines höheren zusätzlichen Steuerzeichengabeaufwandes realisiert werden, da der Codebuchspeicher 306 eine beträchtliche Anzahl von Codewörtern speichern und mehr Steuerzeichengaben zum Unterscheiden zwischen ausgewählten Codewörtern verwenden kann. Im Gegensatz dazu kann ein kleineres Codebuch aufgrund der geringeren Empfindlichkeit zu einer gewissen Leistungsverschlechterung führen, aber auch weniger Speicher und Steuerzeichengabe erfordern.
Da das Beamforming auf dem Manipulieren von Antennensignalen beruht, um spezifische Muster konstruktiver und destruktiver Interferenz zu erzeugen, können die Beamforming-Gewichte jedes Codeworts von der Anordnung der Elemente des Antennen-Arrays 308 abhängen. Zum Beispiel kann ein Antennen-Array 308 als ein gleichförmiges lineares Array angeordnet sein; oder anders ausgedrückt: alle Elemente des Antennen-Arrays 308 können auf einer einzelnen, im wesentlichen geraden Linie liegen und können um eine gleichmäßige Beabstandungsdistanz d beabstandet sein, das heißt, jedes Element kann von seinen Nachbarelementen um eine Distanz d getrennt sein.
Bei einer solchen gleichförmigen linearen Array-Konfiguration kann der Steuerkreis 302 eine als progressive Phasenverschiebung bekannte Antennen-Array-Lenkungstechnik zum Lenken des durch das Antennen-Array 308 erzeugten (oder empfangenen) Antennenstrahls 310 in einer bestimmten Winkelrichtung ϕ relativ zu dem Antennen-Array 308 verwenden. Um eine maximale Strahlverstärkung in der Richtung ϕ zu erzeugen, können die durch jedes Element des Antennen-Arrays 308 abgestrahlten Signale an jedem Punkt entlang der Wellenfront senkrecht zu der Richtung ϕ konstruktiv interferieren (wie in 3 gezeigt), das heißt, jedes Signal, das durch jedes Element des Antennen-Arrays 308 abgestrahlt wird, kann die gleiche Phase entlang der senkrechten Richtung ϕ der Wellenfront haben. Da jedes Element des Antennen-Arrays 308 in variablen Distanzen von der gemeinsamen Wellenfront - trigonometrisch auf den Winkel ϕ und den Abstand d bezogen - angeordnet sein kann, kann das jedem Antennenelement zugeführte Signal durch die Phasenschieber des HF-Phasenschieber-Arrays 308 um einen unterschiedlichen Betrag verschoben werden, um Sendesignale mit identischer Phase an der Wellenfront zu erzeugen (oder um eine Empfangskonfiguration des Antennen-Arrays gemäß einem im Winkel ϕ empfangenen Signal zu justieren). Angesichts des gleichförmigen Abstands d zwischen den Elementen des Antennen-Arrays 304 kann die Differenz bei den Phasenverschiebungen zwischen den einzelnen Elementen wie folgt gegeben sein: θ = -kdsin(ϕ), wobei $k = \frac{2 π}{λ}$
die Wellenzahl ist. Dementsprechend kann das Antennen-Array 308 einen kombinierten (Sende- oder Empfangs-) Strahl mit maximaler Strahlverstärkung in der Richtung ϕ erzeugen, wenn die durch jeden Phasenschieber des Phasenschieber-Arrays 304 angelegte Phase um θ von der Phase getrennt ist, die durch seine benachbarten Phasenschieber angelegt wird; oder anders ausgedrückt: wenn |∠β_n - ∠β_n+1| = θ = kd sin(ϕ) für n = 1, ...,N_r - 1 (wobei ∠β_n die Phase von β_n ergibt).
Dementsprechend kann der Steuerkreis 302 ein Codewort aus dem Codebuch auswählen, das die Anforderungen der progressiven Phasenverschiebung für ϕ erfüllt, um das Antennen-Array 308 zu lenken, das heißt, ein Codewort β, das N Phasenwerte β_n enthält, in denen jedes β_n von β_n±1 um eine Phasenverschiebung von θ getrennt ist. In einem vereinfachten beispielhaften Codebuch-Ansatz mit zum Beispiel einer Auflösung von 1 Grad und einem Bereich 120 Grad (zum Beispiel für ein sektorisiertes Antennen-Array, das für eine Dreisektorenkonfiguration angepasst ist), kann das Codebuch zum Beispiel 120 Codewörter enthalten, wobei jedes Codewort den Vektor β von Phasenverschiebungen bereitstellt, welche die Einschränkungen einer progressiven Phasenverschiebung für jedes von ϕ = {-60,-59, ...,58,59} (in Grad) erfüllen; oder anders ausgedrückt: jedes Codewort β ist so zugeschnitten, dass das Antennen-Array 308 veranlasst wird, den Strahl 310 in eine bestimmte Winkelrichtung im Bereich von -60, -59, ... ,58,59 (Grad) zu lenken. Um dem HF-Phasenschieber-Array 304 ein Codewort für ϕ zuzuweisen, kann der Steuerkreis 302 ϕ' identifizieren (die tatsächliche Winkelrichtung des Zielpunktes, die zum Beispiel auf der Grundlage der Richtung eines Zielsenders oder -empfängers bestimmt wird) und ϕ' mit den Lenkrichtungen vergleichen, für die jedes Codewort des Codebuchs optimiert ist. Der Steuerkreis 302 kann das Codewort wählen, das einem Lenkwinkel ϕ entspricht, der am ehesten mit ϕ' übereinstimmt (zum Beispiel ϕ' auf den Gitterbereich mit 1 Grad Auflösung quantisieren, um ϕ zu erhalten), den Codewort-Index des Codebuchs identifizieren, der das ausgewählte Codewort eindeutig identifiziert, und den Codewort-Index an den Codebuchkreis 306 übermitteln. Der Codebuchkreis 306 kann dann auf den Codebuchspeicher zugreifen, um das Codewort β abzurufen, das dem spezifizierten Codewort-Index entspricht, und die Beamforming-Gewichte β₁, ... , β_Nr auf den HF-Phasenschieber-Array 304 anzuwenden. Das HF-Phasenschieber-Array 304 kann dann die zugewiesenen Phasenverschiebungen auf ein Sendesymbol s anwenden (andere Signalpfadschaltungen und -komponenten sind in 3 der Einfachheit halber weggelassen) und die resultierenden Signale mit dem Antennen-Array 308 senden (oder empfangen). Das kombinierte Strahlmuster, das durch das Antennen-Array 304 erzeugt (empfangen) wird, kann somit einen fokussierten (Empfangs-) Strahl mit maximaler Strahlverstärkung in der Richtung ϕ erzeugen (empfangen).
Wie oben erwähnt, können zum Beispiel in der Massive MIMO- und Millimeterwellen-Kommunikation eine große Anzahl von Antennen in Antennen-Arrays und entsprechend viele Datenschnittstellen (IO-Links) von einem Analog-Digital-Wandler (Analog-to-Digital Converter, ADC)-Ausgang (RFIC) zu einem digitalen Basisbandprozessor Probleme hinsichtlich des Stromverbrauchs verursachen. Ein Ansatz zur Reduzierung der Anzahl von IO-Links kann auf der räumlichen Kompression von ADC-Ausgangssignalen beruhen, zum Beispiel unter Nutzung einer starken Richtwirkung von Millimeterwellen-Kanälen. In realistischen Mehrzellenumgebungen wird ein gewünschtes Signal jedoch oft mit Intrazellen-/Zwischenzellen-Interferenz und/oder Außerband-Blockern am digitalen Basisbandeingang überlagert. Somit kann die digitale Basisbandverarbeitung unter Berücksichtigung einer realistischeren Umgebung dazu beitragen, ein gewünschtes Signal von Interferenzen zu unterscheiden, was ohne digitale Basisbandverarbeitung schwieriger sein kann, da die Art von Interferenz nicht statisch, sondern unkontrollierbar, dynamisch und zeitveränderlich ist.
Somit stellen verschiedene Aspekte der vorliegenden Offenlegung einen zweistufigen Raumbereichs-Datenkompressionsalgorithmus für Beamforming-Vorrichtungen bereit. Allgemein ausgedrückt, umfasst der zweistufige Raumbereichs-Datenkompressionsalgorithmus zwei Phasen oder Stufen. In verschiedenen Aspekten dient die erste Stufe des zweistufigen Raumbereichs-Datenkompressionsalgorithmus dazu, Raumbereichs-ADC-Ausgangssignale auf der Grundlage eines Beamforming-Codebuchs, wie zum Beispiel eines Discrete Fourier Transform (DFT)-Codebuchs, zu komprimieren oder ein Antennen-Array-Ausgangssignal vor dem ADC zu komprimieren. Die erste Stufe ist für das Halten dominierender Empfangs (Rx)-Richtungen verantwortlich, die möglicherweise von mehreren bedienenden und benachbarten Zellen kommen. Die erste Phase oder Stufe kann daher als eine Sektorbestreichungsphase bezeichnet werden. Es werden nur dominierende Empfangsrichtungen gehalten, so dass die erste Stufe in bestimmten Aspekten die Anzahl von beitragenden I/O-Links reduzieren kann.
In verschiedenen Aspekten berücksichtigt die zweite Phase oder Stufe des zweistufigen Raumbereichs-Datenkompressionsalgorithmus den Einfluss einer mehrzelligen Umgebung und dient zum Unterscheiden, auf welche Rx-Richtung sich ein Empfänger abstimmen soll, und die Kompressionsmatrix zu präzisieren. In bestimmten Aspekten kann die zweite Stufe zu einer Reduzierung der beitragenden I/O-Links beitragen, da sie in der Lage ist, die in der ersten Stufe dominierenden Empfangs (Rx)-Richtungen auf Richtungen zu reduzieren, die dominierend ein von einem gewünschten Sender empfangenes Signal enthalten. Die zweite Stufe kann als Datenkommunikationsphase bezeichnet werden.
In verschiedenen Aspekten kann die zweistufige Kompression die Fähigkeit bereitstellen, ein empfangenes Signal auf dominierende Komponenten zu präzisieren, die dominierend von einem gewünschten Sender stammen. Dabei kann es die zweistufige Kompression in verschiedenen Aspekten erlauben, dass eine Anzahl verfügbarer I/O-Links, die nicht dominierend mit dem gewünschten Sender in Beziehung stehen, abgeschaltet werden, wodurch der Stromverbrauch reduziert wird. So kann einerseits in verschiedenen Aspekten die zweistufige Raumbereichs-Datenkompression zu einer Verringerung des Stromverbrauchs beitragen, da sie dazu beitragen kann, eine Anzahl von I/O-Schnittstellen-Links zu reduzieren. Andererseits ermöglicht die zweistufige Raumbereichs-Datenkompression in verschiedenen Aspekten eine Minderung der Inter-/Intrazellen-Interferenz in mehrzelligen Umgebungen. Dabei kann die zweistufige Raumbereichs-Datenkompression in verschiedenen Aspekten eine höhere Kompressionseffizienz realisieren als Ansätze, die keine mehrzelligen Umgebungen berücksichtigen. In verschiedenen Aspekten kann das Konzept der zweistufigen Raumbereichs-Datenkompression des Weiteren implementiert werden, um die Sektorbestreichungsleistung zu verbessern.
Wie erwähnt, kann die erste Stufe des zweistufigen Raumbereichs-Datenkompressionsalgorithmus in bestimmten Aspekten Raumbereichs-ADC-Ausgangssignale auf der Grundlage eines Beamforming-Codebuchs komprimieren. Dabei kann ein HF-Codebuch allgemein als ein Matrix dargestellt werden, wobei jede Spalte ein Sende- oder Empfangsmuster oder einen HF-Beamforming-Vektor spezifiziert. Zum Beispiel ist N im Fall einer Codebuchmatrix von M × N die Anzahl von Spalten, wobei jede Spalte einem Codewort entspricht, und Mist die Anzahl von Einträgen pro Codewort. Jede Spalte (Codewort) kann einer Phase und/oder Amplitude eines Antennenelements entsprechen, um einen bestimmten Strahl zu erzeugen. Eine solche Codebuchspalte kann somit im Allgemeinen einer Empfangskonfiguration eines Antennen-Arrays eines Empfängers (zum Beispiel einer Drahtloskommunikationsvorrichtung wie zum Beispiel einem mobilen Endgerät) entsprechen, die einer jeweiligen Empfangsrichtung entspricht. Analog kann eine solche Codebuchspalte im Allgemeinen alternativ oder zusätzlich einer Sendekonfiguration eines Antennen-Arrays eines Senders (zum Beispiel einer Basisstation) entsprechen, die einer jeweiligen Senderichtung entspricht. Der Fachmann weiß, dass im Stand der Technik verschiedene Codebücher für bestimmte Systemumstände definiert worden sind. In einem beispielhaften Aspekt können Einträge eines N_r-Punkt-DFT-Codebuches (wobei N_r eine Anzahl von Antennen in einem Antennen-Array ist) als $F (m, i) = \frac{1}{\sqrt{M}} e^{- j 2 π \frac{(m - 1) (j - 1)}{M}}, \forall m \in M, \forall i \in N_{r}$
definiert werden.
Im Folgenden kann F_rx einer Empfangscodebuchmatrix entsprechen, wobei f_rx,i eine i-te Spalte bezeichnet. Analog dazu kann F_tx einer Sendecodebuchmatrix entsprechen, wobei f_tx,i eine i-te Spalte bezeichnet. Im Allgemeinen kann das Codebuch N_r Spalten enthalten, die N_r Antennenelementen entsprechen. Des Weiteren kann das Codebuch auch oversampelt werden, das heißt, der Index i kann aus einer größeren Menge N > N_r entnommen werden. Die Anwendung des spezifischeren DFT-Codebuchs kann in verschiedenen Aspekten dazu führen, dass bei einer gegebenen Strahlrichtung eine vorteilhafte Antennenverstärkung erzielt wird.
4 zeigt eine beispielhafte interne Konfiguration einer Drahtloskommunikationsvorrichtung 400 in Bezug auf eine zweistufige Kompression gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Offenlegung. Da sich die veranschaulichte Darstellung von 4 auf die zweistufige Kompression konzentriert, braucht 4 aus Gründen der Prägnanz bestimmte andere Komponenten der Drahtloskommunikationsvorrichtung 400 nicht ausdrücklich zu zeigen. Wie in 4 gezeigt, kann in einigen Aspekten die Drahtloskommunikationsvorrichtung 400 ein Antennen-Array, das einzelne Antennen 401₁ bis 401_Nr enthält, ein Analog/HF-Front-End 403, einen ersten Komprimierer 405, einen zweiten Komprimierer 407, einen Basisbandprozessor 408 und einen Kanalschätzer 409 enthalten. Jeder des ersten Komprimierers 405, des zweiten Komprimierers 407, des Basisbandprozessors 408 und des Kanalschätzers 409 kann strukturell als Hardware (zum Beispiel als ein oder mehrere digital konfigurierte Hardware-Schaltkreise, wie zum Beispiel ASICs, FPGAs oder eine andere Art von dediziertem Hardware-Schaltkreis), als Software (zum Beispiel ein oder mehrere Prozessoren, die dafür konfiguriert sind, Programmcode abzurufen und auszuführen, der Arithmetik-, Steuer- und/oder I/O-Instruktionen definiert und in einem nicht-transitorischen computerlesbaren Speichermedium gespeichert ist) oder als eine gemischte Kombination aus Hardware und Software realisiert werden. Der erste Komprimierer 405, der zweite Komprimierer 407, der Basisbandprozessor 408 und der Kanalschätzer 409 können daher jeweils als separate Hardware- und/oder Softwarekomponenten implementiert werden, oder einer oder mehrere des ersten Komprimierers 405, des zweiten Komprimierers 407, des Basisbandprozessors 408 und des Kanalschätzers 409 können zu einer vereinheitlichten Hardware- und/oder Softwarekomponente kombiniert werden (zum Beispiel einer Hardware-definierten Schaltungsanordnung, die eine Schaltung zum Ausführen mehrerer Funktionen enthält, oder einem Prozessor, der zum Ausführen von Programmcode konfiguriert ist, der Instruktionen für mehrere Funktionen definiert).
Wie gezeigt, enthält die Drahtloskommunikationsvorrichtung 400 das Array der Antennen 401₁ bis 401_Nr für den Empfang eines Funksignals zum Beispiel von einer Basisstation. Wie oben im Zusammenhang mit den 1 bis 3 erläutert, kann das Analog/HF-Front-End 403 für jede Antenne 401₁ bis 401_Nr jeweilige Antennengewichte anwenden, um eine jeweilige Empfangs-Beamforming-Konfiguration (oder Empfangsstrahlen) einzustellen, die für eine entsprechende Empfangsrichtung optimiert ist. Ein auf diese Weise empfangenes Signal y, das Komponenten y₁ bis y_Nr enthält, wobei jede Komponente einem jeweiligen Antennenelement entspricht, wird in den ersten Komprimierer eingespeist, der dafür konfiguriert ist, einen ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage eines Satzes von Beamforming-Konfigurationen für das Antennen-Array zu bestimmen, und den ersten Kompressionsoperator auf das Funksignal anzuwenden, um ein erstes komprimiertes Signal zu erhalten. In bestimmten Aspekten kann der erste Komprimierer dafür konfiguriert werden, den Satz von Beamforming-Konfigurationen auf der Grundlage von Empfangsleistungen für jede Beamforming-Konfiguration auszuwählen. Oder anders ausgedrückt: In bestimmten Aspekten kann das Analog/HF-Front-End 403 für ein gegebenes Empfangssignal, zum Beispiel einen gesendeten (Tx) sektorbestreichenden Strahl b, der von einer Basisstation empfangen wird, einen Satz von Empfangskonfigurationen bestreichen oder durchlaufen, zum Beispiel durch Durchlaufen eines Satzes von Codewörtern, die in einem entsprechenden Codebuch enthalten sind, das in einem dedizierten Speicher (in der Figur nicht gezeigt) der Drahtloskommunikationsvorrichtung 400 gespeichert ist. Das Empfangssignal kann dann für jede der Empfangskonfigurationen oder jedes der Beamforming-Codewörter - zum Beispiel in einem Pufferspeicher - vorübergehend gespeichert werden. Der erste Komprimierer kann zum Beispiel eine Anzahl von K₁ Codewörtern bestimmen, die den K₁ stärksten Richtungen entsprechen, das heißt, die den K₁ Empfangskonfigurationen entsprechen, für die das Empfangssignal mit der höchsten Empfangsleistung empfangen wurde, und einen ersten Kompressionsoperator, zum Beispiel eine erste Kompressionsmatrix W₁, als eine Matrix bestimmen, die (nur) Spalten enthält, die diesen Beamforming-Codewörtern entsprechen. Der erste Komprimierer 405 kann dann dafür konfiguriert werden, den ersten Kompressionsoperator auf das Empfangssignal y anzuwenden, indem er die Matrix W₁, die den ersten Kompressionsoperator darstellt, mit dem Empfangssignalvektor y = [y₁ bis y_Nr] ^T multipliziert.
Wie des Weiteren in 4 gezeigt, wird das resultierende erste komprimierte Signal in den zweiten Komprimierer 407 eingespeist, der dafür konfiguriert ist, einen zweiten Kompressionsoperator auf das erste komprimierte Signal anzuwenden, um ein zweites komprimiertes Signal zu erhalten. Wie gezeigt, wird der zweite Kompressionsoperator W₂ in dem zweiten Komprimierer 407 von dem Kanalschätzer 409 empfangen, der dafür konfiguriert ist, den zweiten Kompressionsoperator auf der Grundlage eines zuvor empfangenen Signals zu bestimmen. Dabei kann - für ein erstes Empfangssignal oder einen Satz erster Empfangssignale - der zweite Kompressionsoperator auf die Einheitsmatrix eingestellt werden, bis der Kanalschätzer 409 zum ersten Mal einen zweiten Kompressionsoperator W₂ bestimmt hat. Alternativ kann - für die ersten Empfangssignale - ein anfänglicher zweiter Kompressionsoperator im Voraus gespeichert und in den zweiten Komprimierer zum Komprimieren des ersten Empfangssignals oder des ersten Satzes von Empfangssignalen eingespeist werden.
Um den zweiten Kompressionsoperator W₂ zu bestimmen, ist der Kanalschätzer 409 in verschiedenen Aspekten dafür konfiguriert, eine Kanalkovarianz des Funksignals zu bestimmen, mindestens einen Eigenvektor der Kanalkovarianz zu bestimmen, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, und den zweiten Kompressionsoperator in den zweiten Komprimierer einzuspeisen. In verschiedenen Aspekten ist der Basisbandprozessor 408 dafür konfiguriert, das zweite komprimierte Signal von dem zweiten Komprimierer 407 zu empfangen und das zweite komprimierte Signal zu verarbeiten, um Ausgangsdaten für die weitere Verarbeitung im Basisband der Drahtlosvorrichtung oder für die Verarbeitung auf einer höheren Ebene zu erhalten. Die komprimierten Ausgangsdaten können insbesondere für die weitere Basisbandverarbeitung von Vorteil sein, da dies - aus Sicht des Basisbandes - die Anzahl von Antennen reduziert und auch Inter-/Intrazellen-Interferenzen unterdrückt. Eine Reduzierung der Anzahl von Antennen kann in bestimmten Aspekten dazu beitragen, die Komplexität der Basisbandverarbeitung zu reduzieren. Die Unterdrückung von Inter-/Intrazellen-Interferenz kann in bestimmten Aspekten zu einer verbesserten Kanalschätzung und Datendemodulation beitragen.
5 veranschaulicht ein Beispiel für die in 4 gezeigte Drahtloskommunikationsvorrichtung. Zusätzlich zu den Komponenten von 4 enthält die Drahtloskommunikationsvorrichtung 500 von 5 einen Fast-Fourier-Transformator 504. Wie oben in Bezug auf 4 veranschaulicht, kann, um das obige zweistufige Kompressionsverfahren auszudrücken, allgemein eine allgemeine, mit W bezeichnete Raumbereichs-Kompressionsmatrix als ein Produkt aus zwei Komponenten dargestellt werden: $W = W_{1} W_{2} \in C^{N_{r} \times K}$
wobei K die Anzahl von aktiven I/O-Links ist und K₁ die Anzahl aller verfügbaren I/O-Links ist, die K₁ ≥ K erfüllen. Der erste und der zweite Kompressionsoperator sind durch W₁ ∈ C^N
r×K
1 bzw. W₂ ∈ C^K
1×K gegeben. Für einen gegebenen Tx-Sektorbestreichungsstrahl b kann die Datenkompression in bestimmten Aspekten so erfolgen, wie es beispielhaft mit Bezug auf 5 beschrieben ist. Nachdem die N_r-dimensionalen komplexwertigen quantisierten Signalvektoren (jede Komponente von y kann durch zwei Komponenten einer komplexen Zahl dargestellt werden), das heißt, das empfangene Funksignal, von dem Analog/HF-Front-End (AFE) 503 empfangen wurden, führt der Fast-Fourier-Transformator 504 der Drahtloskommunikationsvorrichtung 500 eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) durch, um ein Codewort einer durchschnittlichen Empfangsleistung (durch v_i bezeichnet) oder eine Empfangskonfiguration des Antennen-Arrays zu bestimmen. In dem in 5 gezeigten Beispiel wird ein DFT-Codebuch verwendet, so dass der Fast-Fourier-Transformator 504 beispielhaft die durchschnittliche Empfangsleistung pro DFT-Empfangsstrahl bestimmt: $ν_{i} = \frac{1}{T} \sum_{t - 1}^{T} {| f_{r x, i}^{H} y (t) |}^{2}, i \in [1 : N_{r}]$
wobei die Mittelwertbildung in Bezug auf t im zeitlichen Verlauf und/oder über Hilfsträger hinweg erfolgen kann, und wobei f_rx,i die i-te Spalte der N_r-Punkt-DFT-Matrix F_rx ist („rx“ gibt die „Empfangs“-Richtung an). Die erste Kompressionsstufe besteht darin, K₁ stärkste Richtungen unter N_r DFT-Strahlen zu finden. Oder anders ausgedrückt: Auf der Grundlage des Ausgangssignals des Fast-Fourier-Transformators 504 kann der erste Komprimierer 505 in bestimmten Aspekten dafür konfiguriert werden, den Satz von Beamforming-Konfigurationen auf der Grundlage von Empfangsleistungen für jede Beamforming-Konfiguration des Satzes von Beamforming-Konfigurationen auszuwählen. Infolgedessen kann der erste Komprimierer den ersten Kompressionsoperator in bestimmten Aspekten als W₁ = F_rx[:, I] bestimmen, wobei I = {i: K₁ largest v_i's}. In dieser Bezeichnung bezeichnet „:“ „alle Reihen“, und I definiert die Spalten (wie sie zum Beispiel in dem dem Fachmann bekannten Computerprogramm „Matlab“ verwendet werden), so dass W₁ durch eine Matrix dargestellt wird, die (nur) durch Spalten des DFT-Codebuchs gebildet wird, die den K₁ Richtungen entsprechen, die die größte Empfangsleistung aufweisen. Wie oben erläutert, wird das verwendete DFT-Codebuch zu Veranschaulichungszwecken verwendet, auch wenn es hinsichtlich der Antennenverstärkung bei einer gegebenen Strahlrichtung vorteilhaft ist, und kann durch andere Codebücher ersetzt werden und/oder kann oversampelt werden. In verschiedenen Aspekten kann die Funktionsweise des ersten Komprimierers durch die Verwendung eines oversampelten DFT-Codebuchs verbessert werden. Zum Beispiel können durch zweifaches Oversampling zwei Sätze von DFT-Codebüchern durch räumliches Oversampling konstruiert werden. In diesen Aspekten kann der erste Komprimierer dafür konfiguriert sein, die Durchschnittsleistungen, die den beiden DFT-Codebüchern entsprechen, zu vergleichen und das Codebuch auszuwählen, das eine größere Leistung bietet.
Wie oben erwähnt, kann der quantisierte Empfangssignalvektor y(t) in bestimmten Aspekten eine Mischung aus einem gewünschten Signal und In-Band/Außerband-Interferenz sein. Die Kompression der ersten Stufe ist unter Umständen nicht in der Lage, ein gewünschtes Signal von einem Empfangssignal zu unterscheiden. Um dieses Problem zu beheben, stellt die vorliegende Offenlegung die zweite Kompressionsstufe bereit, die auf einer Rückmeldung von dem Basisband-Verarbeitungsmodul der Drahtloskommunikationsvorrichtung basiert. Oder anders ausgedrückt: Um nachteilige Auswirkungen aufgrund von Interferenzen potenziell abzuschwächen und gleichzeitig leistungsintensive Interferenzberechnungen zu vermeiden, umfasst das zweistufige Verfahren in verschiedenen Aspekten zwei Phasen. Wie oben erläutert, ist eine erste Phase eine Sektorbestreichungsphase, die einer Datenkommunikationsphase vorgeschaltet ist. In der ersten Phase wird nur eine partielle Kompression unter Verwendung von W₁ ausgeführt. Eine Entscheidung, welche Rx-Richtungen Richtungen sind, die einem gewünschten Signal entsprechen, wird zu dem Basisbandprozessor und der zweiten Stufe verschoben. In der Datenkommunikationsphase kann das Basisbandmodul in bestimmten Aspekten bestimmen, welche Rx-Richtungen für die Demodulation verwendet werden sollen, wobei die durch die Drahtloskommunikationsvorrichtung ausgeführten Aktionen wie zum Beispiel Übergabe, duale Konnektivität oder CoMP berücksichtigt werden. Somit kann im Allgemeinen in verschiedenen Aspekten die zweite Kompressionsstufe des zweistufigen Kompressionsverfahrens im digitalen Basisband der Drahtloskommunikationsvorrichtung ausgeführt werden. Insbesondere können in verschiedenen Aspekten der Kanalschätzer 409 und der Basisbandprozessor 408 im digitalen Basisband der Drahtloskommunikationsvorrichtung 400 implementiert werden.
In der zweiten Phase der zweistufigen Kompression kann der Kanalschätzer in verschiedenen Aspekten dafür konfiguriert sein, eine Kanalkovarianz des Funksignals zu bestimmen und mindestens einen Eigenvektor der Kanalkovarianz zu bestimmen, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten. Zu diesem Zweck kann in verschiedenen Aspekten zunächst ein Breitbanddurchschnitt über Hilfsträger eines von einer Zielzelle empfangenen Referenz (zum Beispiel CSI-RS)- oder Pilotsignals hinweg berechnet werden. Oder anders ausgedrückt: Der Kanalschätzer kann dafür konfiguriert sein, eine Kovarianzmatrix R̃ (nur) auf Hilfsträgern eines empfangenen Referenz- oder Pilotsignals zu berechnen: $\tilde{R} = E [{\tilde{y}}_{pilot} (f) {\tilde{y}}_{pilot} {(f)}^{H}]$
wobei ${\tilde{y}}_{pilot} (f) = W_{1}^{H} H (f) b + W_{1}^{H} z (f), {[]}^{H}$
die Adjungierte eines Vektors oder einer Matrix bezeichnet, und E[]den Erwartungswert bezeichnet. Oder anders ausgedrückt: ỹ_pilot (f) ist ein Vektor empfangener Referenz- oder Pilotsymbole, wobei jedes Vektorelement das Pilotsymbol ist, das einem jeweiligen der K₁ Codewörter in W₁ entspricht (die zum Beispiel von einer jeweiligen der K₁ Richtungen empfangen werden, die in W₁ dargestellt sind). Die Kovarianzmatrix R̃ kann daher eine Kanalkovarianzmatrix K₁ × K₁ sein, die die räumliche Korrelation zwischen den Referenz- oder Pilotsignalen darstellt, die mit jedem der K₁ Codewörter von W₁ empfangen werden. Nachdem R̃ aus dem empfangenen Referenzsignal ỹ_pilot berechnet wurde, ist das zweite Kompressionsmodul in bestimmten Aspekten dafür konfiguriert, eine Eigenwertzerlegung von R̃ vorzunehmen, um den zweiten Kompressionsoperator zu bestimmen: $\tilde{R} = U Λ U^{H},$
In diesem Ausdruck, wie dem Fachmann klar ist, ist U ein Transformationsoperator, und Λ ist eine diagonale Matrix, wobei die Eigenwerte λ_i die Diagonale bilden. Wie dem Fachmann klar ist, entspricht jeder Eigenwert λ_i einer Spalte der Transformationsmatrix U, das heißt einem Eigenvektor. Angesichts dieser Zerlegung ist der zweite Komprimierer in verschiedenen Aspekten dafür konfiguriert, den zweiten Kompressionsoperator (oder die zweite Matrix) als W₂ = U[:, 1:K] zu bestimmen. Dabei bezeichnet der Ausdruck U[:, 1:K] die ersten K Spalten von U, das heißt, dieser Ausdruck stellt eine Matrix dar, die aus K Eigenvektoren von R̃ gebildet wird. In verschiedenen Aspekten der vorliegenden Offenlegung ist der Kanalschätzer dafür konfiguriert, die Kanalkovarianz auf der Grundlage eines K₁-dimensionalen empfangenen Referenz- oder Pilotsignals zu bestimmen und einen Satz von K Eigenvektoren (äquivalent die stärksten Eigenrichtungen) der bestimmten Kanalkovarianz R̃ zu bestimmen, wobei der Satz so gewählt wird, dass die Eigenvektoren den K größten Eigenwerten der Kanalkovarianz entsprechen. Oder anders ausgedrückt: Es können Hilfsträger eines Empfangssignals gesammelt werden, die Pilot- oder Referenzsymbole enthalten. Dann wird eine Kanalkovarianz auf der Grundlage der Referenz- oder Pilotsymbole bestimmt. Die bestimmte Kanalkovarianz entspricht einer Kovarianz der K₁ Richtungen oder Codewörter im ersten Kompressionsoperator W₁. Dabei entspricht jede Spalte U einer Winkel-Empfangsrichtung des Antennen-Arrays der Drahtloskommunikationsvorrichtung. Die Spalten von U entsprechen somit den Eigenrichtungen der Kanalkovarianz, die einem empfangenen Referenz- oder Pilotsignal entspricht.
Zusammenfassend ist zu sagen, dass die Kompression W1 der ersten Stufe das Empfangssignal praktisch auf den gesamten Subraum projiziert, der durch die Spalten von U repräsentiert wird und sowohl das gewünschte Signal als auch alle dominierenden Inter-/Intrazellen-Interferenzen enthält. Das Multiplizieren von W1 mit W2 kann dann als Verkettung der Projektion (erste Kompression) von y_pilot auf den gesamten Subraum interpretiert werden, was ỹ_pilot ergibt. Ein weiteres Projizieren (zweite Kompression) entlang der dominierenden Eigenmoden von R̃- lenkt und beschränkt die Empfangs-Beamforming-Richtungen weiter in Richtung des gewünschten Signals, wodurch Interferenzen gemindert werden sowie die Anzahl von aktivierten IO-Links weiter reduziert wird, das heißt, von der Eigensubraumdimension (K₁) des Signals plus Interferenz allein auf die (K) des Signals.
Wie in den 4 und 5 gezeigt, ist, nachdem der zweite Kompressionsoperator W₂ bestimmt wurde, der zweite Komprimierer dafür konfiguriert, den zweiten Kompressionsoperator in den zweiten Komprimierer einzuspeisen. Oder anders ausgedrückt: Der Kanalschätzer 409, 509 ist dafür konfiguriert, W₂ an den zweiten Komprimierer 407, 507 zurück zu übermitteln, wie in den 4 und 5 gezeigt.
In verschiedenen Aspekten kann davon ausgegangen werden, dass strahlgebildete (beamformed) Kanäle zum Beispiel in Millimeterwellensystemen frequenzmäßig flach sind. In diesen Aspekten kann die zweistufige Kompression weiter verbessert werden. Durch Verarbeiten eines Steuerkanals im digitalen Basisband kann der Basisbandprozessor dafür konfiguriert sein, eine Anzahl von Streams zu bestimmen, die von einer Basisstation zu der Drahtloskommunikationsvorrichtung übertragen werden. Wenn in verschiedenen Aspekten die Anzahl S von Streams kleiner ist als eine Anzahl verfügbarer I/O-Links, so kann der Basisbandprozessor in diesen Aspekten dafür konfiguriert sein, einen entsprechenden digitalen Breitband-Beamformer zu berechnen und den digitalen Breitband-Beamformer an den zweiten Komprimierer zu übermitteln, um die Anzahl von I/O-Links auf die Anzahl S der durch die Basisstation übertragenen Streams zu reduzieren. Oder anders ausgedrückt: Der erste Komprimierer kann einen Raum eines Empfangssignals auf einen Subraum reduzieren, der das gewünschte Signal und alle dominierenden Inter-/Intrazellen-Interferenzen enthält. Unter Verwendung von S und der oben beschriebenen Eigenwertzerlegung von R̃ kann der zweite Komprimierer den speziellen Subraum des gewünschten Signals von dem Subraum unterscheiden, der von dem ersten Komprimierer empfangen wird. Durch Multiplizieren von W₁ mit W₂ können die Empfangs (Rx)-Beamforming-Richtungen auf jene des gewünschten Signals fokussiert werden, wodurch Interferenzen gemildert werden.
6 zeigt ein beispielhaftes Verfahren 600, das unter Verwendung der beispielsweise in den 4 und 5 gezeigten Komponenten ausgeführt werden kann. Wie veranschaulicht, empfängt die Drahtloskommunikationsvorrichtung 400, 500 auf den Stufen 602 ein Funksignal, das zum Beispiel ein Datensignal oder ein Steuersignal sein kann. Auf den Stufen 603 bis 605 bestimmt die Drahtloskommunikationsvorrichtung einen ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage eines Satzes von Beamforming-Konfigurationen für das Antennen-Array der Drahtloskommunikationsvorrichtung. Wie oben erläutert, kann der Satz von Beamforming-Konfigurationen in verschiedenen Aspekten einem Satz von Beamforming-Codewörtern entsprechen, die ein Codebuch, wie zum Beispiel ein DFT-Codebuch, bilden. Wie später noch erläutert wird, kann der Satz von Beamforming-Konfigurationen in bestimmten Aspekten alternativ unter Verwendung eines analogen HF-Beamformers bestimmt werden.
Wie in 6 gezeigt, kann die Drahtloskommunikationsvorrichtung auf Stufe 603 eine durchschnittliche Empfangsleistung pro Empfangskonfiguration, das heißt pro Codewort oder pro Satz von Antennengewichten, die auf die jeweiligen Antennen angewendet werden, die das Antennen-Array der Drahtloskommunikationsvorrichtung bilden, für das empfangene Funksignal bestimmen. Auf der Grundlage dessen wählt die Drahtloskommunikationsvorrichtung auf Stufe 604 die K₁ stärksten Richtungen aus, das heißt, sie wählt die K₁ Codewörter aus, für die das empfangene Funksignal die jeweils größte Empfangsleistung aufweist. Dabei kann K₁ in verschiedenen Aspekten ein zuvor festgelegter System- oder Designparameter sein, der zum Beispiel auf der Basis numerischer Simulationen oder Tests heuristisch bestimmt werden kann. Alternativ kann K₁ in verschiedenen Aspekten einer Schwellenleistung entsprechen. Oder anders ausgedrückt: In diesen alternativen Aspekten kann K₁ so eingestellt werden, dass die ausgewählten K₁ Codewörter den Richtungen entsprechen, für die eine durchschnittliche Empfangsleistung pro Codewort über einem zuvor festgelegten Schwellenwert liegt. Dieser Schwellenwert kann in ähnlicher Weise ein auf der Grundlage numerischer Simulationen oder Tests bestimmter Systemdesignparameter sein. Auf der Grundlage der ausgewählten K₁ Codewörter kann auf der Stufe 605 ein erster Kompressionsoperator bestimmt werden, der in verschiedenen Aspekten einer Matrix entsprechen kann, die (nur) Spalten enthält, die den ausgewählten K₁ Codewörtern entsprechen. Wie oben im Detail erläutert, kann das Codebuch in einem bestimmten Aspekt ein DFT-Codebuch sein, so dass der erste Kompressionsoperator W₁ durch eine Matrix mit Spalten dargestellt werden kann, die durch die K₁ stärksten Spalten einer Nr-Punkt-DFT-Matrix gebildet werden.
Somit wird auf einer ersten Stufe des zweistufigen Kompressionsverfahrens, das durch verschiedene Aspekte der vorliegenden Offenlegung bereitgestellt wird, ein erster Kompressionsoperator auf der Grundlage der Empfangsleistung pro Empfangskonfiguration des mindestens einen Antennen-Arrays der Drahtloskommunikationsvorrichtung bestimmt. Um in der Lage zu sein, eine tatsächliche mehrzellige Umgebung zu berücksichtigen und einerseits das Kompressionsergebnis auf das tatsächlich gewünschte Signal zu fokussieren und andererseits gleichzeitig nachteilige Auswirkungen von Interferenzen zu mildern, stellen verschiedene Aspekte eine zweite Stufe des zweistufigen Kompressionsverfahrens bereit, die auf einem empfangenen Referenz- oder Pilotsignal basiert. Dabei wird in verschiedenen Aspekten eine Bestimmung eines zweiten Kompressionsoperators im Basisband der Drahtloskommunikationsvorrichtung vorgenommen, der Rechenressourcen bereitstellt, die für die jeweiligen Berechnungen optimal sind. In verschiedenen Aspekten wird nur die zweite Stufe des zweistufigen Kompressionsverfahrens im Basisband ausgeführt, was zu Energieeinsparung und Energieeffizienz beiträgt.
Unter Rückbezug auf 6 kann die Drahtloskommunikationsvorrichtung auf Stufe 601 ein Referenzsignal wie zum Beispiel ein CSI-RS-Referenzsignal oder ein Pilotsignal empfangen. Gemäß Aspekten der vorliegenden Offenlegung kann die Drahtloskommunikationsvorrichtung jedes Referenz- oder Pilotsignal gemäß einer bestimmten Technologie empfangen, das heißt ein Signal, das der Drahtloskommunikationsvorrichtung, zum Beispiel einem mobilen Endgerät, und einem entsprechenden Sender des Referenzsignals, zum Beispiel einer entsprechenden Basisstation, im Voraus bekannt ist.
Es ist anzumerken, dass zum Beispiel, solange kein Referenzsignal empfangen wird, der in den 4 und 5 gezeigte zweite Komprimierer umgangen werden kann, indem der zweite Kompressionsoperator als Identitätsoperator eingestellt wird, der zum Beispiel durch eine mit Einsen gefüllte Matrix dargestellt wird. Alternativ kann ein anfänglicher zweiter Kompressionsoperator vordefiniert und in der zu verwendenden Drahtloskommunikationsvorrichtung gespeichert werden, bis ein Referenzsignal empfangen und verarbeitet wird, wie im Folgenden erläutert wird.
Nachdem das Referenzsignal auf Stufe 601 empfangen wurde, bestimmt die Drahtloskommunikationsvorrichtung auf den Stufen 606 bis 608, die vor, nach oder gleichzeitig mit einer oder allen Stufen 602 bis 605 ausgeführt werden können, den zweiten Kompressionsoperator. Zu diesem Zweck bestimmt die Drahtloskommunikationsvorrichtung in verschiedenen Aspekten der vorliegenden Offenlegung eine Kanalkovarianz des Funksignals. Wie oben erläutert, kann die Drahtloskommunikationsvorrichtung dabei R̃ bestimmen, das durch eine Kovarianzmatrix dargestellt wird, die auf die Hilfsträger des empfangenen Referenz- oder Pilotsignals beschränkt ist. Nachdem das Referenzsignal empfangen wurde, kann R̃ durch Berechnen des erwarteten Wertes der Matrix ỹ_pilot(f)ỹ_pilot(f)^H berechnet werden. Nachdem R̃ auf Stufe 606 bestimmt wurde, bestimmt die Drahtloskommunikationsvorrichtung mindestens einen Eigenvektor der Kanalkovarianz, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten. Somit kann die Drahtloskommunikationsvorrichtung, wie in 6 beispielhaft veranschaulicht, auf Stufe 607 eine Eigenwertzerlegung von R̃ durch Berechnen von R̃ = UΛU^H vornehmen, wobei jeweilige Spalten der Transformationsmatrix U einzelnen Eigenwerten λ_i der Eigenwertmatrix Λ entsprechen. Auf der Grundlage der Eigenwertzerlegung wird auf Stufe 608 der zweite Kompressionsoperator bestimmt. Zu diesem Zweck kann in verschiedenen Aspekten ein Satz von K Spalten der Transformationsmatrix U bestimmt werden, die den K größten Eigenwerten entsprechen. Der zweite Kompressionsoperator kann dann in verschiedenen Aspekten durch eine Matrix dargestellt werden, die (nur) durch diese Spalten von U gebildet wird. Diese Spalten können die K dominierenden Empfangsrichtungen oder Empfangskonfigurationen des empfangenen Referenzsignals darstellen. Auf Stufe 609 wendet die Drahtloskommunikationsvorrichtung den ersten Kompressionsoperator auf das Funksignal an, um ein erstes komprimiertes Signal zu erhalten. Auf Stufe 610 wendet die Drahtloskommunikationsvorrichtung des Weiteren den zweiten Kompressionsoperator auf das erste komprimierte Signal an, um ein zweites komprimiertes Signal zu erhalten. Auf Stufe 611 verarbeitet die Drahtloskommunikationsvorrichtung, zum Beispiel der Basisbandprozessor, das zweite komprimierte Signal, um Ausgangsdaten zu erhalten.
Wie oben erläutert, stellen verschiedene Aspekte der vorliegenden Offenlegung ein zweistufiges Kompressionsverfahren bereit, die für verschiedene Beamforming-Architekturen angewendet werden kann. Während das oben Dargelegte das Konzept der zweistufigen Kompression in einem volldigitalen Beamforming-Kontext erläutert, kann das zweistufige Kompressionsverfahren auf ähnliche Weise in weiteren Beamforming-Architekturen angewendet werden, wie zum Beispiel in analogen, vollverbundenen hybriden oder hybriden Sub-Array-Beamforming-Architekturen. In den letzteren Fällen kann die erste Stufe des zweistufigen Kompressionsverfahrens durch eine analogen HF-Beamforming-Stufe der analogen oder hybriden Architektur ausgeführt werden. Dabei kann ein analoger HF-Beamformer in verschiedenen Aspekten dafür konfiguriert sein, auf der ersten Stufe der zweistufigen Kompression einen Satz der K₁ stärkster Empfangsrichtungen auszuwählen, um die Anzahl aktiver IO-Links zu reduzieren. Oder anders ausgedrückt: Als eine Alternative zu einem volldigitalen Beamformer kann in verschiedenen Aspekten ein analoger HF-Beamformer dafür konfiguriert sein, einen ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage eines Satzes von Beamforming-Konfigurationen für das Antennen-Array zu bestimmen und den ersten Kompressionsoperator auf das Funksignal anzuwenden, um ein erstes komprimiertes Signal zu erhalten.
7 veranschaulicht das Konzept der Anwendung des zweistufigen Kompressionsverfahrens in einer Drahtloskommunikationsvorrichtung 700 gemäß verschiedenen Aspekten einer Beamforming-Architektur im Weiteren auf eine volldigitale Beamforming-Architektur und zeigt ein beispielhaftes Blockdiagramm einer analogen oder hybriden Beamforming-Architektur, auf die das zweistufige Kompressionsverfahren angewendet wird. Da sich die veranschaulichte Darstellung von 7 auf die zweistufige Kompression konzentriert, braucht 7 aus Gründen der Prägnanz bestimmte andere Komponenten der Drahtloskommunikationsvorrichtung 700 nicht zu zeigen. Wie in 7 gezeigt, kann die Drahtloskommunikationsvorrichtung 700 in einigen Aspekten mindestens ein Antennen-Array enthalten, das einzelne Antennen 701₁ bis 701_Nr enthält, wie im Fall der 4 und 5. Im Fall von 7 übernimmt das Analog/HF-Front-End 403 die Funktion der ersten Komprimierer 405, 505 in Form des HF-Beamformers (erster Komprimierer) 705. Die Drahtloskommunikationsvorrichtung 700 kann des Weiteren einen Satz von N_r Analog-Digital-Wandlern (Analog-to-Digital Converters, ADCs) 706, einen zweiten Komprimierer 707, einen Basisbandprozessor 708 und einen Kanalschätzer 709 enthalten. Jeder des ADC 706, des zweiten Komprimierers 707, des Basisbandprozessors 708 und des Kanalschätzers 709 kann strukturell als Hardware (zum Beispiel als ein oder mehrere digital konfigurierte Hardware-Schaltkreise, wie zum Beispiel ASICs, FPGAs oder eine andere Art von dediziertem Hardware-Schaltkreis), als Software (zum Beispiel ein oder mehrere Prozessoren, die dafür konfiguriert sind, Programmcode abzurufen und auszuführen, der Arithmetik-, Steuer- und/oder I/O-Instruktionen definiert und in einem nicht-transitorischen computerlesbaren Speichermedium gespeichert ist) oder als eine gemischte Kombination aus Hardware und Software realisiert werden. Der ADC 706, der zweite Komprimierer 707, der Basisbandprozessor 708 und der Kanalschätzer 709 können daher jeweils als separate Hardware- und/oder Softwarekomponenten implementiert werden, oder einer oder mehrere des ersten Komprimierers 705, des zweiten Komprimierers 707, des Basisbandprozessors 708 und des Kanalschätzers 709 können zu einer vereinheitlichten Hardware- und/oder Softwarekomponente kombiniert werden (zum Beispiel einer Hardware-definierten Schaltungsanordnung, die eine Schaltung zum Ausführen mehrerer Funktionen enthält, oder einem Prozessor, der zum Ausführen von Programmcode konfiguriert ist, der Instruktionen für mehrere Funktionen definiert).
Wie aus 7 entnommen werden kann, kann ein zweistufiges Kompressionsverfahren, das mit den in dieser Figur gezeigten Komponenten ausgeführt wird, einem Verfahren ähneln, das mit den in den 4 und 5 gezeigten Komponenten ausgeführt wird. Im Fall von 7 führt jedoch der analoge HF-Beamformer 705 die Kompression der ersten Stufe durch. In diesem Fall bildet ein Satz von K₁ Phasenverschiebungs-Array-Vektoren (das heißt, Empfangskonfigurationen des durch die Antennen 701₁ bis 701_Nr gebildeten Antennen-Arrays), die den K₁ größten Empfangsleistungen eines gegebenen empfangenen Funksignals entsprechen, die Spalten einer Matrix W₁, die den ersten Kompressionsoperator darstellt. Nach der Analog-Digital-Wandlung wird das unter Verwendung des ersten Kompressionsoperators komprimierte Funksignal (erstes komprimiertes Signal) in den zweiten Komprimierer 707 eingespeist, der eine Kompression der zweiten Stufe entsprechend der durch die zweiten Komprimierer 407, 507 ausgeführten Kompression durchführt. Der Basisbandprozessor 708 und der Kanalschätzer 709 führen Operationen entsprechend den Basisbandprozessoren 408, 508 und den Kanalschätzern 409, 509 durch, die im Zusammenhang mit den 4 und 5 besprochen wurden. Daher kann eine Gesamt-Beamforming-Matrix vor dem digitalen Basisband-Beamforming durch W = W₁ W₂ dargestellt werden, so wie bei der volldigitalen Architektur, die im Zusammenhang mit den 4 und 5 besprochen wurde. In diesem Fall kann die in 7 gezeigte Kompression der zweiten Stufe in verschiedenen Aspekten in der Lage sein, Empfangs (Rx)-Richtungen zu präzisieren und Interferenzen in einem größeren Maßstab (Langzeit/Breitband) auf der Grundlage der Kanalstatistik 2. Ordnung zu unterdrücken. Um weitere Interferenzanteile weiter zu berücksichtigen, kann der Basisbandprozessor 708 in verschiedenen Aspekten dafür konfiguriert sein, ein digitales Basisband-Beamforming durchzuführen, das ein kohärentes Kombinieren analoger Strahlen und der Interferenzunterdrückung auf der Grundlage von Schätzungen der augenblicklichen Kanalrealisierungen enthält.
In verschiedenen Aspekten kann das zweistufige Kompressionsverfahren verwendet werden, um die Strahlausrichtung zu unterstützen, um die Leistung des Strahlmanagements zu verbessern. Zu diesem Zweck kann die Drahtloskommunikationsvorrichtung in verschiedenen Aspekten dafür konfiguriert sein, die Auswahl von Tx- und Rx-Strahlen unter Verwendung eines alternativen Optimierungsalgorithmus zu präzisieren.
Die Präzisierung der Auswahl von Tx- und Rx-Strahlen wird im Folgenden unter Bezug auf die 8 und 9 erläutert. In 8 kann ein erster Komprimierer 805 dem ersten Komprimierer 405, 505 entsprechen, wie in den 4 und 5 veranschaulicht, oder kann einem HF-Beamformer (erster Komprimierer) 705 entsprechen, der in 7 veranschaulicht ist. Der zweite Komprimierer 807, der Basisbandprozessor 808 und der Kanalschätzer 809 entsprechen den jeweiligen Komponenten, die in den 4, 5 und 7 veranschaulicht sind. Wie in 8 veranschaulicht, kann die Drahtloskommunikationsvorrichtung 800 des Weiteren einen ersten Strahlbestimmer 811 und einen zweiten Strahlbestimmer 813 enthalten, deren Funktion anhand des beispielhaften Flussdiagramms von 9 erläutert wird, das ein beispielhaftes Verfahren einer alternativen Strahlausrichtung veranschaulicht.
Wie in 9 angegeben, führt der erste Strahlbestimmer 811 auf Stufe 901 eine Mittelwertbildung von Empfangsleistungen des Funksignals über einen Satz von zuvor festgelegten Sendekonfigurationen hinweg für jede Empfangskonfiguration aus, die in mehreren Empfangskonfigurationen des Antennen-Arrays der Drahtloskommunikationsvorrichtung enthalten ist. Oder anders ausgedrückt: In verschiedenen Aspekten kann das Funksignal y (ein Signalvektor, der N_r einzelne Signale für jede Antenne in dem Antennen-Array der Drahtloskommunikationsvorrichtung enthält) von einem Sender, wie zum Beispiel einer Basisstation, empfangen werden. Mehrere Sendekonfigurationen des Senders können vordefiniert und der Drahtloskommunikationsvorrichtung bekannt sein, das heißt, zum Beispiel in Form eines Codebuchs in der Drahtloskommunikationsvorrichtung gespeichert werden. Die zuvor festgelegten Sendekonfigurationen können in verschiedenen Aspekten zum Beispiel jeweiligen Amplituden und/oder Phasenverschiebungen entsprechen, die auf Antennen anzuwenden sind, die in einem oder mehreren jeweiligen Antennen-Arrays des Senders, zum Beispiel der Basisstation, enthalten sind.
Der erste Strahlbestimmer 811 kann des Weiteren einen Satz von Empfangskonfigurationen aus den mehreren Empfangskonfigurationen auswählen, für die die jeweilige Empfangsleistung am größten ist, und dann den ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage des ausgewählten Satzes von Empfangskonfigurationen bestimmen. Somit kann der erste Strahlbestimmer 811 auf Stufe 902 zunächst eine durchschnittliche Empfangsleistung u_i für die Empfangskonfigurationen f_rx,i bestimmen und einen Satz von K₁ Empfangsstrahlen u_i mit der größten Empfangsleistung auf Stufe 903 auswählen. Genauer gesagt, kann der erste Strahlbestimmer 811 K₁ ≥ K stärkste (zum Beispiel DFT-Beamforming-Codebuch-) Strahlen in Bezug auf die Empfangsleistung (durch u_i bezeichnet), über alle Tx-Strahlen gemittelt, auswählen: $u_{i} = \frac{1}{N_{t} T} Σ_{t = 1}^{T} \sum_{j = 1}^{N t} {| f_{rx, i}^{H} y (t) f_{tx, j} |}^{2}$
wobei f_tx,j die j-te Spalte einer sektorbestreichenden Matrix F_tx ist („tx“ gibt die „Sende“-Richtung an) und N_t die Anzahl vordefinierter Sendekonfigurationen ist (auch als Sendestrahlen bezeichnet). Bei der Durchführung der Mittelwertbildung beim Bestimmen von u_i wird also die Empfangsleistung über alle Tx-Strahlen hinweg gemittelt, während die obige Berechnen von v_i insbesondere mehrere dominierende Mehrpfadkomponenten erfasst. Nach der Bestimmung von u_i kann der erste Kompressionsoperator durch eine Matrix dargestellt werden, die K₁ Spalten enthält, die dem ausgewählten u_i entsprechen: $W_{1} = F_{rx} [:, I],$
wobei $I = {i : K_{1} gr \ddot{o} β te u_{i} ` s} .$
In dieser Bezeichnung soll „:“ in [:,I] „alle Reihen“ bezeichnen (wie der Fachmann weiß, wiederum unter Verwendung der Matlab-Bezeichnung, wie in der gesamten vorliegenden Offenlegung verwendet). Oder anders ausgedrückt: Der erste Strahlbestimmer 811 ist dafür konfiguriert, den ersten Kompressionsoperator auf Stufe 904 auf der Grundlage des ausgewählten Satzes von Empfangskonfigurationen zu bestimmen.
Darüber hinaus kann in verschiedenen Aspekten der erste Kompressionsoperator 811 auf Stufe 905 des Weiteren dafür konfiguriert sein, eine Sendekonfiguration für den bestimmten ersten Kompressionsoperator auszuwählen, für den die Empfangsleistung für das Funksignal das Maximum ist. Zum Beispiel kann für W₁, wie oben bestimmt und festgelegt, ein bester Tx-Strahl b durch Auswählen von Komponenten ausgewählt werden, die die Empfangsleistung maximieren, dergestalt, dass $b =_{f_{tx, j}}^{argmax} \frac{1}{T} {\sum_{t = 1}^{T} | W_{1}^{H} y (t) f_{tx, j} |}^{2}$
Die beschriebene Phase des Bestimmens von b kann als Sendesektorbestreichungsphase bezeichnet werden. In einer anschließenden Phase (die als Datenkommunikationsphase bezeichnet werden kann) kann der Kanalschätzer in verschiedenen Aspekten dafür konfiguriert sein, die Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage der ausgewählten Sendekonfiguration zu bestimmen. Oder anders ausgedrückt: Für ein in der Sendesektorbestreichungsphase bestimmtes b kann W₂ unter Verwendung der zweistufigen Kompression auf Stufe 906 berechnet werden. Dabei kann die Kovarianz R̃ durch Berechnen des erwarteten Wertes der Matrix y_pilot(f)ỹ_pilot(f)^H bestimmt werden, wie oben beschrieben. Hier kann das empfangene Referenz- oder Pilotsignal in verschiedenen Aspekten unter Verwendung des bestimmten besten Empfangsstrahls b bestimmt und/oder empfangen werden. Nachdem auf diese Weise der erste und der zweite Kompressionsoperator W₁ und W₂ bestimmt wurden, können das erste und das zweite komprimierte Signal berechnet werden, wobei W = W₁W₂ auf das Empfangssignal angewendet wird.
In einer folgenden Strahlmanagementphase kann der zweite Strahlbestimmer 813 dann eine Sendekonfiguration auswählen, die die Ausrichtung zwischen Sendekonfiguration und Empfangssignal maximiert. Oder anders ausgedrückt: Auf Stufe 907 kann der zweite Strahlbestimmer angesichts der zweistufigen Kompressionsmatrix W = W₁W₂ dafür konfiguriert sein, einen besten Tx-Strahl b' zu suchen, der die Strahlausrichtung verbessert: $b ` =_{f_{tx, j}}^{argmax} \frac{1}{T} \sum_{t = 1}^{T} {| W^{H} y (t) f_{tx, j} |}^{2}$
Auf Stufe 908 kann bestimmt werden, ob die Strahlausrichtung beendet ist, wenn b' zufriedenstellend ist. Zum Beispiel kann eine Differenz zwischen b und b' mit einer zuvor festgelegten Schwelle verglichen werden, und wenn sich herausstellt, dass die Differenz gering ist, so kann der Prozess beendet werden, und die gefundene beste Sendekonfiguration kann auf Stufe 908 an den Sender übertragen werden. Auf diese Weise kann das zweistufige Kompressionsverfahren zum Beispiel zur Unterstützung und Verbesserung der Verfolgung einer sich bewegenden Drahtlosvorrichtung, wie zum Beispiel eines mobilen Endgerätes, verwendet werden. Wenn auf Stufe 908 das Ergebnis als nicht zufriedenstellend befunden wird (wenn zum Beispiel die Differenz zwischen b und b' zu groß ist), so kann b' zum weiteren Präzisieren und Verwenden von W₂ an die Stufe 906 zurückgemeldet werden.
Es ist anzumerken, dass die Verwendung eines DFT-Codebuchs sowohl für Sende- als auch für Empfangsstrahlen vorteilhaft sein kann. Die Verfahren ist jedoch nicht auf ein DFT-Codebuch beschränkt, sondern es kann jedes beliebige Codebuch verwendet werden.
Die Begriffe „Benutzerausrüstung“, „UE“, „mobiles Endgerät“, „Benutzerendgerät“ usw. können sich auf beliebige Drahtloskommunikationsvorrichtungen beziehen, einschließlich Mobiltelefone, Tablets, Laptops, Personalcomputer, am Körper tragbare Vorrichtungen, Multimedia-Wiedergabevorrichtungen und andere handgehaltene elektronische Vorrichtungen, Verbraucher-, Heim-, Büro- und gewerblich genutzte Vorrichtungen, Fahrzeuge und jede beliebige Anzahl zusätzlicher elektronischer Vorrichtungen, die zur Drahtloskommunikation befähigt sind.
Obgleich die obigen Beschreibungen und verbundenen Figuren elektronische Vorrichtungskomponenten möglicherweise als separate Elemente darstellen, weiß der Fachmann um die verschiedenen Möglichkeiten, diskrete Elemente zu einem einzelnen Element zu kombinieren oder zu integrieren. Dazu kann das Kombinieren von zwei oder mehr Schaltkreisen zum Bilden einer einzelnen Schaltung, das Montieren von zwei oder mehr Schaltkreisen auf einem gemeinsamen Chip oder Chassis zum Bilden eines integrierten Elements, das Ausführen diskreter Softwarekomponenten in einem gemeinsamen Prozessorkern usw. gehören. Umgekehrt erkennt der Fachmann die Möglichkeit, ein einzelnes Element in zwei oder mehr diskrete Elemente zu trennen, wie zum Beispiel das Aufteilen einer einzelnen Schaltung in zwei oder mehr getrennte Schaltkreise, das Trennen eines Chips oder Chassis in diskrete Elemente, die ursprünglich darauf angeordnet waren, das Trennen einer Softwarekomponente in zwei oder mehr Sektionen, und das Ausführen einer jeden in einem separaten Prozessorkern usw.
Es versteht sich, dass Implementierungen von im vorliegenden Text beschriebenen Verfahren demonstrativen Charakter haben und daher so verstanden werden, dass sie in einer entsprechenden Vorrichtung implementiert werden können. Ebenso versteht es sich, dass Implementierungen von im vorliegenden Text beschriebenen Vorrichtungen so verstanden werden, dass sie als ein entsprechendes Verfahren implementiert werden können. Somit versteht es sich, dass eine Vorrichtung, die einem im vorliegenden Text beschriebenen Verfahren entspricht, eine oder mehrere Komponenten enthalten kann, die dafür konfiguriert sind, jeden Aspekt des zugehörigen Verfahrens auszuführen.
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere Aspekte dieser Offenlegung:
Beispiel 1 ist eine Drahtloskommunikationsvorrichtung, die umfasst: mindestens ein Antennen-Array, das dafür konfiguriert ist, ein Funksignal zu empfangen; einen ersten Komprimierer, der dafür konfiguriert ist, einen ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage eines zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen für das Antennen-Array zu bestimmen und den ersten Kompressionsoperator auf das Funksignal anzuwenden, um ein erstes komprimiertes Signal zu generieren; einen zweiten Komprimierer, der dafür konfiguriert ist, einen zweiten Kompressionsoperator auf das erste komprimierte Signal anzuwenden, um ein zweites komprimiertes Signal zu generieren; einen Kanalschätzer, der dafür konfiguriert ist, eine Kanalkovarianz des Funksignals zu bestimmen, mindestens einen Eigenvektor der Kanalkovarianz zu bestimmen, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, und den zweiten Kompressionsoperator an den zweiten Komprimierer zu übermitteln; und einen Basisbandprozessor, der dafür konfiguriert ist, das zweite komprimierte Signal von dem zweiten Komprimierer zu empfangen und das zweite komprimierte Signal zu verarbeiten, um Ausgangsdaten zu erhalten.
In Beispiel 2 kann der Gegenstand von Beispiel 1 optional enthalten: wobei der erste Komprimierer dafür konfiguriert ist, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen auf der Grundlage von Empfangsleistungen für jede Empfangskonfiguration des zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen auszuwählen.
In Beispiel 3 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 und 2 optional enthalten: wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, eine Eigenwertzerlegung der Kanalkovarianz vorzunehmen, um den mindestens einen Eigenvektor zu bestimmen.
In Beispiel 4 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 3 optional enthalten: wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei jeder des Satzes von Eigenvektoren einer Winkelrichtung einer Empfangskonfiguration des Antennen-Arrays entspricht.
In Beispiel 5 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 4 optional enthalten: wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei der Satz von Eigenvektoren einem Satz jeweiliger Eigenwerte entspricht, die unter allen Eigenwerten der Kanalkovarianz am größten sind.
In Beispiel 6 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 5 optional enthalten: wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, und wobei jeder Eigenvektor des bestimmten Satzes eine Spalte einer Matrix bildet, die den zweiten Kompressionsoperator darstellt.
In Beispiel 7 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 6 optional enthalten: wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, die Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage eines Satzes empfangener Referenzsignale zu bestimmen.
In Beispiel 8 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 6 optional enthalten: wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, die Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage eines Satzes empfangener Referenzsignale zu bestimmen, auf die der erste Kompressionsoperator angewendet wurde.
In Beispiel 9 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 8 optional enthalten: wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, die Kanalkovarianz auf der Grundlage mindestens eines empfangenen Referenz- oder Pilotsignals zu bestimmen und einen Satz von K Eigenvektoren der bestimmten Kanalkovarianz zu bestimmen, wobei K eine positive ganze Zahl ist, wobei der Satz so gewählt wird, dass die Eigenvektoren den K größten Eigenwerten der Kanalkovarianz entsprechen.
In Beispiel 10 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 9 optional enthalten: wobei jede Empfangskonfiguration einem Beamforming-Codewort zum Spezifizieren von Phasenverschiebungen und/oder Amplituden für jedes in dem Antennen-Array enthaltene Antennenelement entspricht.
In Beispiel 11 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 10 optional enthalten: wobei der erste Komprimierer dafür konfiguriert ist, eine Fast-Fourier-Transformation auszuführen, um eine durchschnittliche Empfangsleistung für das Funksignal für jede von mehreren Empfangskonfigurationen zu bestimmen, und dafür konfiguriert ist, K₁ Empfangskonfigurationen auszuwählen, wobei K₁ eine positive ganze Zahl ist, um den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen zu bilden, die den K₁ größten durchschnittlichen Empfangsleistungen entsprechen.
In Beispiel 12, der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 10, wobei der erste Komprimierer einen analogen HF-Beamformer umfasst, der dafür konfiguriert ist, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen so zu bestimmen, dass er K₁ Empfangskonfigurationen entspricht, für die eine durchschnittliche Empfangsleistung des Funksignals innerhalb mehrerer Empfangskonfigurationen am größten ist, wobei K₁ eine positive ganze Zahl ist.
In Beispiel 13 kann der Gegenstand eines der Beispiele 9 bis 12 optional enthalten: wobei K₁ eine positive ganze Zahl größer als K und kleiner als eine Anzahl N_r von Antennenelementen ist, die in dem Antennen-Array enthalten sind.
In Beispiel 14 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 13 optional enthalten: die des Weiteren einen ersten Strahlbestimmer umfasst, der dafür konfiguriert ist, die Empfangsleistung des Funksignals über einen Satz von zuvor festgelegten Sendekonfigurationen hinweg für jede Empfangskonfiguration, die in mehreren Empfangskonfigurationen des Antennen-Arrays enthalten ist, zu mitteln, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen aus den mehreren Empfangskonfigurationen auszuwählen, und den ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage des Satzes ausgewählter Empfangskonfigurationen zu bestimmen.
In Beispiel 15 kann der Gegenstand von Beispiel 14 optional enthalten: wobei das mindestens eine Antennen-Array dafür konfiguriert ist, das Funksignal von einem Sender zu empfangen, und wobei eine Sendekonfiguration einem Beamforming-Codewort zum Spezifizieren von Phasenverschiebungen und/oder Amplituden für jedes Antennenelement, das in einem Antennen-Array des Senders enthalten ist, entspricht.
In Beispiel 16 kann der Gegenstand eines der Beispiele 14 oder 15 optional enthalten: wobei der erste Strahlbestimmer des Weiteren dafür konfiguriert ist, eine Sendekonfiguration aus mehreren zuvor festgelegten Sendekonfigurationen für den bestimmten ersten Kompressionsoperator auszuwählen, für den die Empfangsleistung für das Funksignal das Maximum ist.
In Beispiel 17 kann der Gegenstand von Beispiel 16 optional enthalten: wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, die Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage der ausgewählten Sendekonfiguration zu bestimmen.
In Beispiel 18 kann der Gegenstand von Beispiel 17 optional enthalten: die des Weiteren einen zweiten Strahlbestimmer umfasst, der dafür konfiguriert ist, eine Sendekonfiguration auszuwählen, die eine Ausrichtung zwischen Sendekonfiguration und dem Empfangssignal maximiert.
In Beispiel 19 kann der Gegenstand eines der Beispiele 1 bis 18 optional enthalten: wobei die Drahtloskommunikationsvorrichtung ein mobiles Endgerät ist, das dafür konfiguriert ist, mit mindestens einer entsprechenden Basisstation eines Mobilkommunikationsnetzes zu kommunizieren, und wobei das Funksignal von der Basisstation empfangen wird.
Beispiel 20 ist ein Drahtloskommunikationsverfahren, das umfasst: Empfangen eines Funksignals über mindestens ein Antennen-Array; Bestimmen eines ersten Kompressionsoperators auf der Grundlage eines zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen für das Antennen-Array; Bestimmen einer Kanalkovarianz des Funksignals; Bestimmen mindestens eines Eigenvektors der Kanalkovarianz, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten; Anwenden des ersten Kompressionsoperators auf das Funksignal, um ein erstes komprimiertes Signal zu generieren; Anwenden des zweiten Kompressionsoperators auf das erste komprimierte Signal, um ein zweites komprimiertes Signal zu generieren; und Verarbeiten des zweiten komprimierten Signals, um Ausgangsdaten zu erhalten.
In Beispiel 21 kann der Gegenstand von Beispiel 20 optional enthalten: das des Weiteren das Auswählen des zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen auf der Grundlage von Empfangsleistungen für jede Empfangskonfiguration des zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen umfasst.
In Beispiel 22 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 oder 21 optional enthalten: das des Weiteren die Vornahme einer Eigenwertzerlegung der Kanalkovarianz umfasst, um den mindestens einen Eigenvektor zu bestimmen.
In Beispiel 23 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 22 optional enthalten: das des Weiteren das Bestimmen eines Satzes von Eigenvektoren der Kanalkovarianz umfasst, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei jeder des Satzes von Eigenvektoren einer Winkelrichtung einer Empfangskonfiguration des Antennen-Arrays entspricht.
In Beispiel 24 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 23 optional enthalten: das des Weiteren das Bestimmen eines Satzes von Eigenvektoren der Kanalkovarianz umfasst, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei der Satz von Eigenvektoren einem Satz jeweiliger Eigenwerte entspricht, die unter allen Eigenwerten der Kanalkovarianz am größten sind.
In Beispiel 25 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 24 optional enthalten: das des Weiteren das Bestimmen eines Satzes von Eigenvektoren der Kanalkovarianz umfasst, und wobei jeder Eigenvektor des bestimmten Satzes eine Spalte einer Matrix bildet, die den zweiten Kompressionsoperator darstellt.
In Beispiel 26 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 25 optional enthalten: das des Weiteren das Bestimmen der Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage eines Satzes von empfangenen Referenzsignalen umfasst.
In Beispiel 27 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 25 optional enthalten: das des Weiteren das Bestimmen der Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage eines Satzes empfangener Referenzsignale umfasst, auf die der erste Kompressionsoperator angewendet wurde.
In Beispiel 28 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 27 optional enthalten: das des Weiteren das Bestimmen der Kanalkovarianz auf der Grundlage mindestens eines empfangenen Referenz- oder Pilotsignals und das Bestimmen eines Satzes von K Eigenvektoren der bestimmten Kanalkovarianz umfasst, wobei K eine positive ganze Zahl ist, wobei das Bestimmen das Auswählen des Satzes in einer solchen Weise umfasst, dass die Eigenvektoren den K größten Eigenwerten der Kanalkovarianz entsprechen.
In Beispiel 29 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 28 optional enthalten: wobei jede Empfangskonfiguration einem Beamforming-Codewort zum Spezifizieren von Phasenverschiebungen und/oder Amplituden für jedes in dem Antennen-Array enthaltene Antennenelement entspricht.
In Beispiel 30 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 29 optional enthalten: das des Weiteren umfasst, eine Fast-Fourier-Transformation auszuführen, um eine durchschnittliche Empfangsleistung für das Funksignal für jede von mehreren Empfangskonfigurationen zu bestimmen, und K₁ Empfangskonfigurationen auszuwählen, wobei K₁ eine positive ganze Zahl ist, um den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen zu bilden, die den K₁ größten durchschnittlichen Empfangsleistungen entsprechen.
In Beispiel 31 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 29 optional enthalten: das des Weiteren umfasst, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen so zu bestimmen, dass er K₁ Empfangskonfigurationen entspricht, für die eine durchschnittliche Empfangsleistung des Funksignals innerhalb mehrerer Empfangskonfigurationen am größten ist, wobei K₁ eine positive ganze Zahl ist.
In Beispiel 32 kann der Gegenstand eines der Beispiele 28 bis 31 optional enthalten: wobei K₁ eine positive ganze Zahl größer als K und kleiner als eine Anzahl N_r von Antennenelementen ist, die in dem Antennen-Array enthalten sind.
In Beispiel 33 kann der Gegenstand eines der Beispiele 20 bis 32 optional enthalten: das des Weiteren umfasst, die Empfangsleistung des Funksignals über einen Satz von zuvor festgelegten Sendekonfigurationen hinweg für jede Empfangskonfiguration, die in mehreren Empfangskonfigurationen des Antennen-Arrays enthalten ist, zu mitteln, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen aus den mehreren Empfangskonfigurationen auszuwählen, und den ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage des Satzes ausgewählter Empfangskonfigurationen zu bestimmen.
In Beispiel 34 kann der Gegenstand von Beispiel 33 optional enthalten, das Funksignal von einem Sender zu empfangen, und wobei eine Sendekonfiguration einem Beamforming-Codewort zum Spezifizieren von Phasenverschiebungen und/oder Amplituden für jedes Antennenelement, das in einem Antennen-Array des Senders enthalten ist, entspricht.
In Beispiel 35 kann der Gegenstand eines der Beispiele 33 oder 34 optional enthalten: das des Weiteren das Auswählen einer Sendekonfiguration aus mehreren zuvor festgelegten Sendekonfigurationen für den bestimmten ersten Kompressionsoperator, für den die Empfangsleistung für das Funksignal das Maximum ist, umfasst.
In Beispiel 36 kann der Gegenstand von Beispiel 35 optional enthalten: das des Weiteren das Bestimmen der Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage der gewählten Sendekonfiguration umfasst.
In Beispiel 37 kann der Gegenstand von Beispiel 36 optional enthalten: das des Weiteren das Auswählen einer Sendekonfiguration umfasst, die die Ausrichtung zwischen Sendekonfiguration und dem Empfangssignal maximiert.
Beispiel 38 ist eine Drahtloskommunikationsvorrichtung, die umfasst: mindestens ein Antennen-Array, das dafür konfiguriert ist, ein Funksignal zu empfangen; einen oder mehrere Prozessoren, die dafür konfiguriert sind, eine Kanalkovarianz des Funksignals zu bestimmen, und mindestens einen Eigenvektor der Kanalkovarianz zu bestimmen, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten; Bestimmen eines ersten Kompressionsoperators auf der Grundlage eines zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen für das Antennen-Array, und Anwenden des ersten Kompressionsoperators auf das Funksignal, um ein erstes komprimiertes Signal zu generieren; Anwenden des zweiten Kompressionsoperators auf das erste komprimierte Signal, um ein zweites komprimiertes Signal zu generieren; und einen Basisbandprozessor, der dafür konfiguriert ist, das zweite komprimierte Signal von dem zweiten Komprimierer zu empfangen und das zweite komprimierte Signal zu verarbeiten, um Ausgangsdaten zu erhalten.
In Beispiel 39 kann der Gegenstand von Beispiel 38 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen auf der Grundlage von Empfangsleistungen für jede Empfangskonfiguration des zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen auswählen.
In Beispiel 40 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 oder 39 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, eine Eigenwertzerlegung der Kanalkovarianz durchführen, um den mindestens einen Eigenvektor zu bestimmen.
In Beispiel 41 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 40 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz bestimmen, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei jeder einzelne des Satzes von Eigenvektoren einer Winkelrichtung einer Empfangskonfiguration des Antennen-Arrays entspricht.
In Beispiel 42 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 41 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei der Satz von Eigenvektoren einem Satz jeweiliger Eigenwerte entspricht, die unter allen Eigenwerten der Kanalkovarianz am größten sind.
In Beispiel 43 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 42 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, und wobei jeder Eigenvektor des bestimmten Satzes eine Spalte einer Matrix bildet, die den zweiten Kompressionsoperator darstellt.
In Beispiel 44 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 43 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, die Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage eines Satzes empfangener Referenzsignale zu bestimmen.
In Beispiel 45 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 43 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, die Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage eines Satzes empfangener Referenzsignale zu bestimmen, auf die der erste Kompressionsoperator angewendet wurde.
In Beispiel 46 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 45 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, die Kanalkovarianz auf der Grundlage mindestens eines empfangenen Referenz- oder Pilotsignals zu bestimmen und einen Satz von K Eigenvektoren der bestimmten Kanalkovarianz zu bestimmen, wobei K eine positive ganze Zahl ist, wobei der Satz so gewählt wird, dass die Eigenvektoren den K größten Eigenwerten der Kanalkovarianz entsprechen.
In Beispiel 47 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 46 optional enthalten: wobei jede Empfangskonfiguration einem Beamforming-Codewort zum Spezifizieren von Phasenverschiebungen und/oder Amplituden für jedes in dem Antennen-Array enthaltene Antennenelement entspricht.
In Beispiel 48 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 47 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, eine Fast-Fourier-Transformation auszuführen, um eine durchschnittliche Empfangsleistung für das Funksignal für jede von mehreren Empfangskonfigurationen zu bestimmen, und dafür konfiguriert sind, K₁ Empfangskonfigurationen auszuwählen, wobei K₁ eine positive ganze Zahl ist, um den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen zu bilden, die den K₁ größten durchschnittlichen Empfangsleistungen entsprechen.
In Beispiel 49 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 47 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen so zu bestimmen, dass er K₁ Empfangskonfigurationen entspricht, für die eine durchschnittliche Empfangsleistung des Funksignals innerhalb mehrerer Empfangskonfigurationen am größten ist, wobei K₁ eine positive ganze Zahl ist.
In Beispiel 50 kann der Gegenstand eines der Beispiele 46 bis 49 optional enthalten: wobei K₁ eine positive ganze Zahl größer als K und kleiner als eine Anzahl N_r von Antennenelementen ist, die in dem Antennen-Array enthalten sind.
In Beispiel 51 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 50 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren des Weiteren dafür konfiguriert sind, die Empfangsleistung des Funksignals über einen Satz von zuvor festgelegten Sendekonfigurationen hinweg für jede Empfangskonfiguration, die in mehreren Empfangskonfigurationen des Antennen-Arrays enthalten ist, zu mitteln, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen aus den mehreren Empfangskonfigurationen auszuwählen, und den ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage des Satzes ausgewählter Empfangskonfigurationen zu bestimmen.
In Beispiel 52 kann der Gegenstand von Beispiel 51 optional enthalten: wobei das mindestens eine Antennen-Array dafür konfiguriert ist, das Funksignal von einem Sender zu empfangen, und wobei eine Sendekonfiguration einem Beamforming-Codewort zum Spezifizieren von Phasenverschiebungen und/oder Amplituden für jedes Antennenelement, das in einem Antennen-Array des Senders enthalten ist, entspricht.
In Beispiel 53 kann der Gegenstand eines der Beispiele 51 oder 52 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren des Weiteren dafür konfiguriert sind, eine Sendekonfiguration aus mehreren zuvor festgelegten Sendekonfigurationen für den bestimmten ersten Kompressionsoperator auszuwählen, für den die Empfangsleistung für das Funksignal das Maximum ist.
In Beispiel 54 kann der Gegenstand von Beispiel 53 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, die Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage der ausgewählten Sendekonfiguration zu bestimmen.
In Beispiel 55 kann der Gegenstand von Beispiel 54 optional enthalten: wobei der eine oder die mehreren Prozessoren des Weiteren dafür konfiguriert sind, eine Sendekonfiguration auszuwählen, die eine Ausrichtung zwischen Sendekonfiguration und dem Empfangssignal maximiert.
In Beispiel 56 kann der Gegenstand eines der Beispiele 38 bis 55 optional enthalten: wobei die Drahtloskommunikationsvorrichtung ein mobiles Endgerät ist, das dafür konfiguriert ist, mit mindestens einer entsprechenden Basisstation eines Mobilkommunikationsnetzes zu kommunizieren, und wobei das Funksignal von der Basisstation empfangen wird.
Alle in der obigen Beschreibung definierten Akronyme gelten auch in allen im vorliegenden Text enthaltenen Ansprüchen.
Obgleich die Erfindung speziell unter Bezug auf konkrete Ausführungsformen veranschaulicht und beschrieben worden ist, leuchtet dem Fachmann ein, dass verschiedene Änderungen in Form und Detail daran vorgenommen werden können, ohne vom Wesen und Schutzumfang der Erfindung, wie er durch die beigefügten Ansprüche definiert ist, abzuweichen. Der Schutzumfang der Erfindung wird somit durch die beigefügten Ansprüche umrissen, und alle Änderungen, die in die Bedeutung und den Äquivalenzbereich der Ansprüche fallen, sollen darum ebenfalls enthalten sein.

Claims

Drahtloskommunikationsvorrichtung, die umfasst: mindestens ein Antennen-Array, das dafür konfiguriert ist, ein Funksignal zu empfangen; einen ersten Komprimierer, der dafür konfiguriert ist, einen ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage eines zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen für das Antennen-Array zu bestimmen und den ersten Kompressionsoperator auf das Funksignal anzuwenden, um ein erstes komprimiertes Signal zu generieren; einen zweiten Komprimierer, der dafür konfiguriert ist, einen zweiten Kompressionsoperator auf das erste komprimierte Signal anzuwenden, um ein zweites komprimiertes Signal zu generieren; einen Kanalschätzer, der dafür konfiguriert ist, eine Kanalkovarianz des Funksignals zu bestimmen, mindestens einen Eigenvektor der Kanalkovarianz zu bestimmen, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, und den zweiten Kompressionsoperator an den zweiten Komprimierer zu übermitteln; und einen Basisbandprozessor, der dafür konfiguriert ist, das zweite komprimierte Signal von dem zweiten Komprimierer zu empfangen und das zweite komprimierte Signal zu verarbeiten, um Ausgangsdaten zu erhalten.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Komprimierer dafür konfiguriert ist, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen auf der Grundlage von Empfangsleistungen für jede Empfangskonfiguration des zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen auszuwählen.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, eine Eigenwertzerlegung der Kanalkovarianz vorzunehmen, um den mindestens einen Eigenvektor zu bestimmen.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei jeder des Satzes von Eigenvektoren einer Winkelrichtung einer Empfangskonfiguration des Antennen-Arrays entspricht.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei der Satz von Eigenvektoren einem Satz jeweiliger Eigenwerte entspricht, die unter allen Eigenwerten der Kanalkovarianz am größten sind.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, und wobei jeder Eigenvektor des bestimmten Satzes eine Spalte einer Matrix bildet, die den zweiten Kompressionsoperator darstellt.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, die Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage eines Satzes empfangener Referenzsignale zu bestimmen, auf die der erste Kompressionsoperator angewendet wurde.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, die Kanalkovarianz auf der Grundlage mindestens eines empfangenen Referenz- oder Pilotsignals zu bestimmen, und einen Satz von K Eigenvektoren der bestimmten Kanalkovarianz zu bestimmen, wobei K eine positive ganze Zahl ist, wobei der Satz so gewählt wird, dass die Eigenvektoren den K größten Eigenwerten der Kanalkovarianz entsprechen.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei jede Empfangskonfiguration einem Beamforming-Codewort zum Spezifizieren von Phasenverschiebungen und/oder Amplituden für jedes in dem Antennen-Array enthaltene Antennenelement entspricht.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei der erste Komprimierer dafür konfiguriert ist, eine Fast-Fourier-Transformation vorzunehmen, um eine durchschnittliche Empfangsleistung für das Funksignal für jede von mehreren Empfangskonfigurationen zu bestimmen, und dafür konfiguriert ist, K₁ Empfangskonfigurationen auszuwählen, wobei K₁ eine positive ganze Zahl ist, um den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen zu bilden, die den K₁ größten durchschnittlichen Empfangsleistungen entsprechen.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei der erste Komprimierer einen analogen HF-Beamformer umfasst, der dafür konfiguriert ist, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen so zu bestimmen, dass er K₁ Empfangskonfigurationen entspricht, für die eine durchschnittliche Empfangsleistung des Funksignals innerhalb von mehreren Empfangskonfigurationen am größten ist, wobei K₁ eine positive ganze Zahl ist.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach Anspruch 8, wobei K₁ eine positive ganze Zahl größer als K und kleiner als eine Anzahl N_r von Antennenelementen ist, die in dem Antennen-Array enthalten sind.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, die des Weiteren einen ersten Strahlbestimmer umfasst, der dafür konfiguriert ist, die Empfangsleistung des Funksignals über einen Satz zuvor festgelegter Sendekonfigurationen hinweg für jede Empfangskonfiguration, die in mehreren Empfangskonfigurationen der Antennen-Array enthalten ist, zu mitteln, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen aus den mehreren Empfangskonfigurationen auszuwählen, und den ersten Kompressionsoperator auf der Grundlage des Satzes ausgewählter Empfangskonfigurationen zu bestimmen.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach Anspruch 13, wobei das mindestens eine Antennen-Array dafür konfiguriert ist, das Funksignal von einem Sender zu empfangen, und wobei eine Sendekonfiguration einem Beamforming-Codewort zum Spezifizieren von Phasenverschiebungen und/oder Amplituden für jedes Antennenelement, das in einem Antennen-Array des Senders enthalten ist, entspricht.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach Anspruch 13, wobei der erste Strahlbestimmer des Weiteren dafür konfiguriert ist, eine Sendekonfiguration aus mehreren zuvor festgelegten Sendekonfigurationen für den bestimmten ersten Kompressionsoperator auszuwählen, für den die Empfangsleistung für das Funksignal das Maximum ist.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach Anspruch 15, wobei der Kanalschätzer dafür konfiguriert ist, die Kanalkovarianz des Funksignals auf der Grundlage der ausgewählten Sendekonfiguration zu bestimmen.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, wobei die Drahtloskommunikationsvorrichtung ein mobiles Endgerät ist, das dafür konfiguriert ist, mit mindestens einer entsprechenden Basisstation eines Mobilkommunikationsnetzes zu kommunizieren, und wobei das Funksignal von der Basisstation empfangen wird.
Drahtloskommunikationsverfahren, das umfasst: Empfangen eines Funksignals über mindestens ein Antennen-Array; Bestimmen eines ersten Kompressionsoperators auf der Grundlage eines zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen für das Antennen-Array; Bestimmen einer Kanalkovarianz des Funksignals; Bestimmen mindestens eines Eigenvektors der Kanalkovarianz, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten; Anwenden des ersten Kompressionsoperators auf das Funksignal, um ein erstes komprimiertes Signal zu generieren; Anwenden des zweiten Kompressionsoperators auf das erste komprimierte Signal, um ein zweites komprimiertes Signal zu generieren; und Verarbeiten des zweiten komprimierten Signals, um Ausgangsdaten zu erhalten.
Drahtloskommunikationsverfahren nach Anspruch 18, das des Weiteren umfasst, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen auf der Grundlage von Empfangsleistungen für jede Empfangskonfiguration des zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen auszuwählen.
Drahtloskommunikationsverfahren nach einem der Ansprüche 18 und 19, das des Weiteren umfasst, eine Eigenwertzerlegung der Kanalkovarianz vorzunehmen, um den mindestens einen Eigenvektor zu bestimmen.
Drahtloskommunikationsverfahren nach einem der Ansprüche 18 und 19, das des Weiteren umfasst, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei jeder des Satzes von Eigenvektoren einer Winkelrichtung einer Empfangskonfiguration des Antennen-Arrays entspricht.
Drahtloskommunikationsvorrichtung, die umfasst: mindestens ein Antennen-Array, das dafür konfiguriert ist, ein Funksignal zu empfangen; einen oder mehrere Prozessoren, die konfiguriert sind zum: Bestimmen einer Kanalkovarianz des Funksignals, und Bestimmen mindestens eines Eigenvektors der Kanalkovarianz, um einen zweiten Kompressionsoperator zu erhalten; Bestimmen eines ersten Kompressionsoperators auf der Grundlage eines zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen für das Antennen-Array, und Anwenden des ersten Kompressionsoperators auf das Funksignal, um ein erstes komprimiertes Signal zu generieren; Anwenden des zweiten Kompressionsoperators auf das erste komprimierte Signal, um ein zweites komprimiertes Signal zu generieren; und einen Basisbandprozessor, der dafür konfiguriert ist, das zweite komprimierte Signal von dem zweiten Komprimierer zu empfangen und das zweite komprimierte Signal zu verarbeiten, um Ausgangsdaten zu erhalten.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach Anspruch 22, wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, den zuvor festgelegten Satz von Empfangskonfigurationen auf der Grundlage von Empfangsleistungen für jede Empfangskonfiguration des zuvor festgelegten Satzes von Empfangskonfigurationen auszuwählen.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 22 und 23, wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, eine Eigenwertzerlegung der Kanalkovarianz vorzunehmen, um den mindestens einen Eigenvektor zu bestimmen.
Drahtloskommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 22 und 23, wobei der eine oder die mehreren Prozessoren dafür konfiguriert sind, einen Satz von Eigenvektoren der Kanalkovarianz zu bestimmen, um den zweiten Kompressionsoperator zu erhalten, wobei jeder des Satzes von Eigenvektoren einer Winkelrichtung einer Empfangskonfiguration des Antennen-Arrays entspricht.