DE112014006358T5

DE112014006358T5 - Leistungsumsetzer

Info

Publication number: DE112014006358T5
Application number: DE112014006358.4T
Authority: DE
Inventors: Yukio Nakashima; Takayoshi Miki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-02-12
Filing date: 2014-02-12
Publication date: 2016-10-20
Also published as: JPWO2015121931A1; JP6099776B2; US20170005570A1; US9712044B2; WO2015121931A1

Abstract

In einem Leistungsumsetzer, der mindestens eine Brückenschaltung aufweist, die dazu ausgelegt ist, einen oberen und einen unteren Zweig aufzuweisen, in denen eine erste Leistungshalbleitervorrichtung (11a) und eine zweite Leistungshalbleitervorrichtung (11b) in Reihe geschaltet sind, überwacht eine erste Gate-Ansteuerschaltung (18a), die eine Ladung zum Ansteuern an die erste Leistungshalbleitervorrichtung (11a) des oberen Zweigs liefert, eine Spannung, die durch einen Ausgangsinduktor (20) zwischen einem Verbindungsende (25) zwischen der ersten Leistungshalbleitervorrichtung (11a) und der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung (11b) und einem Verbraucher entwickelt wird, und führt eine Steuerung basierend auf einem Wert der überwachten Spannung aus, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung (11a) zu schützen.

Description

Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungsumsetzer.
Hintergrund
Ein anomaler Kurzschlussfehler wie etwa ein übermäßiger Kurzschlussstrom, der durch eine Leistungshalbleitervorrichtung fließt, kann in einem mit einer Leistungshalbleitervorrichtung ausgerüsteten Leistungsumsetzer durch einen Ausfall einer peripheren Komponente oder Ähnlichem verursacht werden. Ein solcher Leistungsumsetzer sollte eine Funktion zum Detektieren von übermäßigem Kurzschlussstrom und zum sicheren Schalten der Leistungshalbleitervorrichtung in einen Aus-Zustand aufweisen, wodurch eine Leitung des Kurzschlussstroms zum Schutz des Leistungsumsetzers selbst und eines Verbrauchers verhindert wird.
Als Stand der Technik legt das unten aufgelistete Patentdokument 1 eine Technik zum Überwachen eines Ausgabewerts eines Stromstärkedetektors offen, der in einer Leitung zwischen einem Wechselrichter, der ein Leistungsumsetzer ist, und einem Motor, der ein Verbraucher ist, vorgesehen ist; und wenn bestimmt wird, dass ein übermäßiger Kurzschlussstrom durch eine Leistungshalbleitervorrichtung fließt, zum Liefern eines Ausschaltbefehls an den Leistungshalbleiter.
Entgegenhaltungsliste
Patentdokument(e)

Patentdokument 1: Japanische Patentoffenlegungsschrift Nr. H11-220884

Zusammenfassung
Technisches Problem
Im Allgemeinen schwankt ein Potential einer Leistungshalbleitervorrichtung in einem Leistungsumsetzer bei einem Schaltbetrieb deutlich. Daher ist ein Signaltrenner, der Signale elektrisch isoliert, zwischen einer Gate-Ansteuerschaltung, die eine Leistungshalbleitervorrichtung ansteuert, und einem Controller vorgesehen. Allerdings führt die Bereitstellung eines Signaltrenners zu einem Problem mit einer Verzögerungszeit der Signalübermittlung, die für den Signaltrenner verursacht wird.
Wenn der Signaltrenner beispielsweise in einer Schaltung des vorher erwähnten Patentdokuments 1 bereitgestellt ist, steigt eine Verzögerungszeit tendenziell, weil der Controller einen Ausschaltbefehl zum Schutz solange an eine Leistungshalbleitervorrichtung liefert, bis eine Gate-Ansteuerschaltung tatsächlich die Leistungshalbleitervorrichtung ausschaltet. Deswegen gibt es ein Problem damit, dass dann, wenn eine Kurzschlussanomalie, die eine erhebliche zeitliche Änderungsrate dl/dt einer Kurzschlussstromstärke aufweist, auftritt, die Schutzfunktion des Leistungsumsetzers zu spät auftritt, um Schäden an der Leistungshalbleitervorrichtung zu verhindern.
Die vorliegende Erfindung wurde im Hinblick auf die oben genannten Umstände gemacht und ihre Aufgabe ist es, einen Leistungsumsetzer bereitzustellen, der eine Kurzschlussanomalie wie etwa eine Situation, in der ein übermäßiger Kurzschlussstrom fließt, detektiert, um eine Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen, und der eine Verzögerungszeit, bis eine Leitung des Kurzschlussstroms beseitigt ist, kleiner macht.
Lösung des Problems
Um die oben genannten Probleme zu lösen und die Aufgabe zu erfüllen, sieht die vorliegende Erfindung einen Leistungsumsetzer vor, der mindestens eine Brückenschaltung, die dazu ausgelegt ist, einen oberen und einen unteren Zweig aufzuweisen, in denen eine erste Leistungshalbleitervorrichtung und eine zweite Leistungshalbleitervorrichtung in Reihe geschaltet sind, aufweist, wobei der Leistungsumsetzer Folgendes umfasst: eine erste Gate-Ansteuerschaltung, die mit einem ersten Steuer-Gate-Anschluss und einem ersten Steuer-Source-Anschluss in der ersten Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, um eine Ladung zum Ansteuern an die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu liefern; und eine zweite Gate-Ansteuerschaltung, die mit einem zweiten Steuer-Gate-Anschluss und einem zweiten Steuer-Source-Anschluss in der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, um eine Ladung zum Ansteuern an die zweite Leistungshalbleitervorrichtung zu liefern, wobei ein erster Hauptstrom-Source-Anschluss der ersten Leistungshalbleitervorrichtung mit einem zweiten Hauptstrom-Drain-Anschluss der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, und ein Ende der Verbindung mit einem Verbraucher durch eine Ausgangsleitung verbunden ist, und die erste Gate-Ansteuerschaltung eine erste Spannung, die durch einen Ausgangsinduktor zwischen dem Verbindungsende und dem Verbraucher entwickelt wird, überwacht und eine Steuerung ausführt, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung basierend auf einem Wert der überwachten Spannung zu schützen.
Vorteilhafte Effekte der Erfindung
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein vorteilhafter Effekt erzielt, wobei eine Kurzschlussanomalie detektiert werden kann, um eine Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen, und eine Verzögerungszeit, bis die Leitung eines Kurzschlussstroms beseitigt ist, verkürzt werden kann.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist eine Darstellung, die eine Schaltungsanordnung eines Leistungsumsetzers gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt.
2 ist eine Darstellung, die eine detaillierte Schaltungsanordnung einer ersten Gate-Ansteuerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform zeigt.
3 ist eine Darstellung, die eine Schaltungsanordnung eines Leistungsumsetzers gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt.
4 ist eine Darstellung, die eine detaillierte Schaltungsanordnung einer ersten Gate-Ansteuerschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt.
5 ist eine Darstellung, die eine Schaltungsanordnung eines Leistungsumsetzers gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt.
6 ist eine Darstellung, die eine detaillierte Schaltungsanordnung der ersten und der zweiten Gate-Ansteuerschaltung gemäß der dritten Ausführungsform zeigt.
7 ist eine Darstellung, die ein Anordnungsbeispiel einer Anwendung einer Dreiphasen-Dreipegel-Schaltung vom Klemmdiodentyp veranschaulicht.
8 ist eine Darstellung, die ein Anordnungsbeispiel einer Anwendung einer Dreiphasen-Dreipegel-Schaltung vom Synchrongleichrichtertyp veranschaulicht.
Beschreibung von Ausführungsformen
Im Folgenden werden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen Leistungsumsetzer gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben. Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die unten beschriebenen Ausführungsformen beschränkt.
Erste Ausführungsform
1 ist eine Darstellung, die eine Schaltungsanordnung eines Leistungsumsetzers gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt. Ein Leistungsumsetzer 1 gemäß der ersten Ausführungsform weist einen Aufbau aus drei Phasen (U-Phase, V-Phase, W-Phase), die parallel zu einem Gleichstrom-Kondensator 2 geschaltet sind, mit einer Brückenschaltung, die dazu ausgelegt ist, einen oberen und einen unteren Zweig aufzuweisen, in denen Leistungshalbleitervorrichtungen in Reihe geschaltet sind, die jeweils einen Transistor und eine Freilaufdiode, die antiparallel zu dem Transistor geschaltet ist, aufweisen, und die als eine einzige Phase verwendet wird. 1 zeigt eine Dreiphasen-Zweipegel-Schaltung. Die Anordnungen der drei Phasen sind identisch oder äquivalent. In diesem Sinne ist die vorliegende Erfindung nicht auf drei Phasen und zwei Pegel beschränkt. Zum Beispiel ist die vorliegende Erfindung auf eine Einphasen-Zweipegel-Schaltung anwendbar und ist auch auf eine Schaltung einer Halbbrückenanordnung anwendbar, die nur eine Brückenschaltung aufweist, die dazu ausgelegt ist, einen oberen und einen unteren Zweig aufzuweisen. Somit wird in der folgenden Beschreibung eine Erläuterung hauptsächlich mit Blick auf die U-Phase vorgenommen.
Eine erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a, die einen oberen U-Phasen-Zweig bildet, und eine zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b, die einen unteren U-Phasen-Zweig bildet, sind in Reihe geschaltet und sind mit dem Gleichstrom-Kondensator 2 verbunden. Die erste und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung (11a, 11b) sind jeweils dazu ausgelegt, in einem Gehäuse wie dem sogenannten 1-in-1-Modul eingeschlossen zu sein. Ein 1-in-1-Modul 10a, in dem die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a eingeschlossen ist, weist mindestens vier Anschlüsse auf, und zwar einen ersten Hauptstrom-Drain-Anschluss 12a, einen ersten Hauptstrom-Source-Anschluss 13a, einen ersten Steuer-Gate-Anschluss 14a und einen ersten Steuer-Source-Anschluss 15a. Ein 1-in-1-Modul 10b, in dem die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b eingeschlossen ist, hat das gleiche Konzept und ist mit einem zweiten Hauptstrom-Drain-Anschluss 12b, einem zweiten Hauptstrom-Source-Anschluss 13b, einem zweiten Steuer-Gate-Anschluss 14b und einem zweiten Steuer-Source-Anschluss 15b versehen.
Ein Verbindungsende 25 zwischen dem ersten Hauptstrom-Source-Anschluss 13a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a und dem zweiten Hauptstrom-Drain-Anschluss 12b der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b ist mit einem Induktionsmotor 5 als Verbraucher durch eine U-Phasen-Ausgangsleitung 7 gekoppelt. Ein Gehäuse des Induktionsmotors 5 ist über eine Masseleitung 6 hinsichtlich der Sicherheit an Masse gelegt. Die negative Elektrodenseite des Gleichstromkondensators 2 ist zudem über eine Masseleitung 3 an Masse gelegt.
Ein U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 ist zwischen dem Verbindungsende 25 und dem Induktionsmotor 5 dargestellt. Der U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 kann eine Spule sein, die eine induktive Komponente aufweist, und kann ein drahtgewickelter Induktor mit einem Kern oder ein drahtgewickelter Induktor ohne Kern sein. Der U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 kann alternativ eine parasitäre Induktivität der U-Phasen-Ausgangsleitung 7 sein. In diesem Fall kann die Zeit und Mühe, eine Spule separat herzustellen und anzuschließen, vermieden werden.
Eine erste Gate-Ansteuerschaltung 18a ist mit dem ersten Steuer-Gate-Anschluss 14a und dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a in der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a gekoppelt und liefert eine elektrische Ladung an die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a anzusteuern.
Eine zweite Gate-Ansteuerschaltung ist mit dem zweiten Steuer-Gate-Anschluss 14b und dem zweiten Steuer-Source-Anschluss 15b in der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b gekoppelt und liefert eine elektrische Ladung an die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b, um die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b anzusteuern.
Der erste Hauptstrom-Drain-Anschluss 12a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a ist mit einer positiven Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2 verbunden. Der zweite Hauptstrom-Source-Anschluss 13b der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b ist mit einer negativen Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2 verbunden. Die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b werden alternierend eingeschaltet, um den sogenannten Schaltbetrieb auszuführen.
Wenn die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a eingeschaltet ist und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b ausgeschaltet ist, kann ein Potential der positiven Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2 durch die U-Phasen-Ausgangsleitung 7 an den Induktionsmotor 5 geliefert werden. Wenn die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a ausgeschaltet ist und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b eingeschaltet ist, kann ein Potential der negativen Elektrode des Gleichstromkondensators 2 durch die U-Phasen-Ausgangsleitung 7 an den Induktionsmotor 5 geliefert werden.
Durch entsprechendes Ansteuern der Leistungshalbleitervorrichtungen in der U-Phase, der V-Phase und der W-Phase kann das Potential, das von dem Leistungsumsetzer 1 an den Induktionsmotor 5 geliefert wird, geändert werden und eine Drehzahl und ein Drehmoment des Induktionsmotors 5 kann gesteuert werden.
Ein Controller 30 erzeugt Steuersignale, um die Leistungshalbleitervorrichtungen anzusteuern. In der U-Phase werden beispielsweise Steuersignale, die von dem Controller 30 ausgegeben werden, durch Signaltrenner 24a und 24b getrennt und jeweils an die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a und die Gate-Ansteuerschaltung 19 übertragen.
Hier wird der Grund dafür, dass die Signaltrenner notwendig sind, beschrieben. Zum Beispiel ist die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a mit dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a verbunden und das Potential der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a ist gleich dem des ersten Steuer-Source-Anschlusses 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a.
Wie oben beschrieben weist dann, wenn die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a eingeschaltet ist und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b ausgeschaltet ist, der erste Hauptstrom-Source-Anschluss 13a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a das gleiche Potential auf wie die positive Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2. Somit ist das Potential der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a in etwa gleich dem Potential der positiven Elektrode des Gleichstrom-Kondensators. Jedoch kann ein Steuersignal nicht direkt von dem Controller 30 an die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a, die auf einem hohen Potential liegt, übertragen werden. Daher wird der Signaltrenner 24a zum Isolieren des Steuersignals benötigt.
Andererseits ist, da der zweite Hauptstrom-Source-Anschluss 13b der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b jederzeit das gleiche Potential wie die negative Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2 aufweist, das Potential der Gate-Ansteuerschaltung 19 auch in etwa gleich dem Potential der negativen Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2. Das heißt, dass, anders als die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a, die Gate-Ansteuerschaltung 19 auf einem niedrigen Potential liegt und somit ein Steuersignal direkt von dem Controller 30 übertragen werden kann.
Aufgrund des Schaltbetriebs der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b kann jedoch ein Schaltstrom durch eine parasitäre Widerstandskomponente fließen und das Potential des zweiten Hauptstrom-Source-Anschlusses 13b der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b kann schwanken und es kann einen Fall geben, in dem die zeitliche Änderungsrate des Potentials beträchtlich hoch ist. Um eine Fehlfunktion des Controllers 30 zu verhindern, ist es daher eine bevorzugte Implementierungsart, den Signaltrenner 24b auch für die Gate-Ansteuerschaltung 19 bereitzustellen.
Die Signaltrenner 24a und 24b haben im Austausch für gute Isolationseigenschaften die Eigenschaft der Verzögerung der Signalübertragung, da sie elektrische Signale aus dem Controller 30 zur Verarbeitung umwandeln.
In der Schaltung in der ersten in 1 dargestellten Ausführungsform sind der U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 und die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a ohne den Eingriff des Signaltrenners 24a verbunden und die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a überwacht eine Spannung, die sich über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 entwickelt.
Typischerweise beträgt die Anzahl von Umdrehungen des Induktionsmotors 5 etwa 1 Hz bis 100 Hz und liegt im Höchstfall in der Größenordnung von 1 kHz oder 10 kHz. Somit liegt eine Frequenz des Wechselstroms, den der Leistungsumsetzer 1 an den Induktionsmotor 5 liefert, typischerweise bei etwa 1 Hz bis 100 Hz und im Höchstfall in der Größenordnung von 1 kHz oder 10 kHz. Da die zeitliche Änderungsrate der Stromstärke gemäßigt ist, ist nicht vorgesehen, dass eine große Spannung aufgrund einer induktiven Komponente über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 entwickelt wird.
Als Nächstes wird ein Fall betrachtet, in dem beispielsweise ein Isolationsfehler in dem Induktionsmotor 5 auftritt und die U-Phasen-Ausgangsleitung 7 und das Gehäuse des Induktionsmotors 5 Kurzschlussfehler bei niedriger Impedanz erleiden. Zu dieser Zeit fließt ein Kurzschlussstrom durch einen Pfad von der positiven Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2 zu → der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a → dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 → der U-Phasen-Ausgangsleitung 7 → dem Gehäuse des Induktionsmotors 5 → der Masseleitung 6 → der Masse → der Masseleitung 3 → der negativen Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2. Da der Stromstärkewert dieser Art von Kurzschlussstrom in einer kurzen Zeit ansteigt, ist es notwendig, eine Kurzschlussanomalie in einem frühen Stadium zu detektieren und einen Abschaltbefehl an die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a zu liefern, um die Leitung eines Kurzschlussstroms zu beenden.
In der Schaltungsanordnung in 1 entwickelt sich dann, wenn ein Kurzschlussfehler auftritt, eine große Spannung aufgrund der Induktivität in dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20. Die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a überwacht die Spannung, die sich über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 entwickelt, wodurch eine Anomalie detektiert wird und die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a abgeschaltet wird. Die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a wird sofort abgeschaltet, wenn eine Anomalie detektiert wird, da der Signaltrenner 24a, der die Eigenschaften der Verzögerung der Signalübertragung hat, nicht eingreift. Hierdurch ist es möglich, die Verzögerungszeit, bis die Leitung eines Kurzschlussstroms beseitigt ist, zu verkürzen. Auch in der V-Phase und der W-Phase wird die gleiche Schaltungsanordnung verwendet. Somit kann für die Kurzschlussströme, die in der V-Phase und der W-Phase erzeugt werden, die Leitung der Kurzschlussströme in einer kurzen Zeitspanne beseitigt werden.
Das gleiche gilt, wenn ein Isolationsfehler in dem Induktionsmotor 5 auftritt und die U-Phasen-Ausgangsleitung 7 und die V-Phasen-Ausgangsleitung 8 Kurzschlussfehler bei niedriger Impedanz erleiden. Oder das gleiche gilt, wenn die U-Phasen-Ausgangsleitung 7 und die V-Phasen-Ausgangsleitung 8 bezüglich Isolation versagen und Kurzschlussfehler bei niedriger Impedanz erleiden. In diesen Fällen fließt ein Kurzschlussstrom durch eine Weg von der positiven Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2 zu → der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a in der U-Phase → dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 → der U-Phasen-Ausgangsleitung 7 → der V-Phasen-Ausgangsleitung 8 → einem V-Phasen-Ausgangsinduktor 28 → einer zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b in der V-Phase → der negativen Elektrode des Gleichstrom-Kondensators 2.
Die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a in der U-Phase überwacht die Spannung, die sich über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 entwickelt, wodurch eine Anomalie detektiert wird und die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a abgeschaltet wird. Eine erste Gate-Ansteuerschaltung 18a in der V-Phase überwacht die Spannung in dem V-Phasen-Ausgangsinduktor 28, wodurch eine Anomalie detektiert wird und eine erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a in der V-Phase abgeschaltet wird. Die Verzögerungszeit von dem Detektieren einer Anomalie bis zum Ausschalten der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a und dem Beseitigen der Leitung eines Kurzschlussstroms kann verkürzt werden, da ein Signaltrenner, der die Eigenschaft der Verzögerung der Signalübertragung hat, nicht eingreift.
Wie aus der obigen Beschreibung deutlich wird, kann die Schaltungsanordnung in der ersten Ausführungsform, solange eine Anomalie eine Kurzschlussanomalie eines Kurzschlussstroms, der durch einen Ausgangsinduktor fließt, ist, mit dem Auftreten einer Kurzschlussanomalie umgehen und ermöglicht, dass eine Übertragung eines Signals, das eine Kurzschlussanomalie angibt, sofort durchgeführt wird, um eine Leistungshalbleitervorrichtung auszuschalten, wodurch es möglich wird, die Verzögerungszeit, bis die Leitung eines Kurzschlussstroms beseitigt ist, zu verkürzen.
Als Nächstes wird die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a gemäß der ersten Ausführungsform beschrieben. 2 ist eine Darstellung, die eine detaillierte Schaltungsanordnung der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a zeigt und zudem Verbindungen zu einer Leistungshalbleitervorrichtung und einem Ausgangsinduktor, die periphere Schaltungskomponenten sind, zeigt. Die Gate-Ansteuerschaltung 19 ist eine allgemein verwendete Gate-Ansteuerschaltung zum Steuern der Ansteuerung der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b.
In der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a ist ein Ein-Kondensator 34a auf der Hochpegelseite angeschlossen und ein Aus-Kondensator 36a auf der Niederpegelseite angeschlossen. Ein Verbindungspunkt zwischen dem Ein-Kondensator 34a und dem Aus-Kondensator 36a ist mit dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a verbunden. Basierend auf einer Technik, die Fachleuten allgemein bekannt ist, wie etwa einem Hochfrequenzpulstransformator oder einem Hauptschaltungsspeiser, werden der Ein-Kondensator 34a und der Aus-Kondensator 36a mit einer Ladung versorgt und so gesteuert, dass sie eine feste Spannung aufweisen.
Die positive Elektrode des Ein-Kondensators 34a ist mit einem Steuer-Gate-Anschluss der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a über einen Ein-Transistor 30a und einen Gate-Widerstand 37a verbunden. Die negative Elektrode des Aus-Kondensators 36a ist mit dem Steuer-Gate-Anschluss der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a über einen Aus-Transistor 32a und den Gate-Widerstand 37a verbunden. Der Ein-Transistor 30a und der Aus-Transistor 32a werden abwechselnd eingeschaltet.
Wenn der Ein-Transistor 30a eingeschaltet wird, wird eine Schaltung gebildet, die folgenden Pfad aufweist: von der positiven Elektrode des Ein-Kondensators 34a zu → dem Transistor 30a → dem Gate-Widerstand 37a → dem Steuer-Gate-Anschluss der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a → dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a → der negativen Elektrode des Ein-Kondensators 34a. Dieser Betrieb ermöglicht, dass eine positive Vorspannung, die der Spannung des Ein-Kondensators 34a entspricht, zwischen dem ersten Steuer-Gate-Anschluss 14a und dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a angelegt wird und somit die erste Leistungshalbleitervorrichtung in einen Ein-Zustand versetzt wird.
Wenn andererseits der Aus-Transistor 32a eingeschaltet wird, wird eine Schaltung gebildet, die folgenden Pfad aufweist: von der negativen Elektrode des Aus-Kondensator 36a zu → dem Aus-Transistor 32a → dem Gate-Widerstand 37a → dem Steuer-Gate-Anschluss der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a → dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a → der positiven Elektrode des Aus-Kondensators 36a. Eine negative Vorspannung, die der Spannung des Aus-Kondensators 36a entspricht, kann zwischen dem ersten Steuer-Gate-Anschluss 14a und dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a angelegt werden und somit wird die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a in einen Aus-Zustand versetzt.
Die oben beschriebene Anordnung ist eines der Beispiele für die Anordnung der Gate-Ansteuerschaltung. Die Beispiele umfassen ein Anordnungsbeispiel, in dem eine Position des Gate-Widerstands verändert ist, und auch ein Anordnungsbeispiel, in dem MOSFETs anstelle von Bipolar-Transistoren verwendet sind. In jedem Fall ist die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a mit dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a verbunden und das Potential der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a ist mit dem Potential des ersten Steuerquellenanschlusses 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a identisch.
Die Signaltrenner 42a und 42b sind typischerweise dazu ausgelegt, Komponenten zu verwenden, die als sogenannte Photokoppler bezeichnet werden. Beispielsweise wird in 2 eine Primärseite des Photokopplers in dem Signaltrenner 42a von einer Photodiode 42a1 gebildet. Die Photodiode 42a1 empfängt ein elektrisches Signal zum Ansteuern der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a aus dem Controller 30. Die Photodiode 42a1 blinkt, um das elektrische Signal in ein optisches Signal umzuwandeln. Die Sekundärseite des Photokopplers besteht aus einem Phototransistor 42a2. Der Phototransistor 42a2 empfängt das optische Signal aus der Photodiode 42a1, um zwischen einem leitenden Zustand zwischen sekundärseitigen Anschlüssen und einem nichtleitenden Zustand zwischen den sekundärseitigen Anschlüssen umzuschalten. Das heißt, dass der Phototransistor 42a2 das optische Signal in ein elektrisches Signal umwandelt. Die Sekundärseite des Signaltrenners 42a ist mit der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a verbunden, um das elektrische Signal an die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a zu übertragen. Auf diese Weise überträgt der Photokoppler, der den Signaltrenner 42a bildet, ein Signal, während es das Potential des Controllers 30 von dem Potential der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a isoliert, indem ein optisches Signal verwendet wird.
Obwohl der Signaltrenner 42a in der obigen Beschreibung als eine Vorrichtung mit einem optischen Signal erläutert worden ist, kann eine Vorrichtung, die ein Signal mit elektrischem Feld verwendet, oder eine Vorrichtung, die ein magnetisches Signal verwendet, verwendet werden, da die Verwendung eines Signals mit Ausnahme von einem elektrischen Signal eine Isolation ermöglicht.
Der Signaltrenner 42a hat jedoch im Austausch für gute Isolationseigenschaften die Eigenschaft, die Signalübertragung zu verzögern, da er ein elektrisches Signal aus dem Controller 30 zum Gestalten der Verarbeitung davon umwandelt, wie es oben beschrieben ist.
Einer der wichtigen Punkte der vorliegenden Erfindung ist, dass beide Enden des U-Phasen-Ausgangsinduktors 20 mit der ersten Gate-Ansteuerschaltung ohne Zwischenschalten des Signaltrenners 42a verbunden sind. Wie oben beschrieben entwickelt sich typischerweise dann, wenn der Leistungsumsetzer 1 den Induktionsmotor 5 antreibt, keine große Spannung aufgrund einer induktiven Komponente über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20. Auf der anderen Seite entwickelt sich dann, wenn eine Kurzschluss-Anomalie auftritt und ein Kurzschlussstrom in einem Pfad durch den U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 fließt, eine Spannung aufgrund einer induktiven Komponente über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20. Daher ermöglicht ein Verwenden der Spannung, die sich über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 entwickelt, die Detektion einer Kurzschluss-Anomalie.
Durch Anpassen des Induktivitätswerts des U-Phasen-Ausgangsinduktors 20 kann der Betrag des Wertes der erzeugten Spannung angepasst werden. In jedem Fall ist die Spannung, die sich in dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 entwickelt, keine hohe Spannung und die beiden Enden des U-Phasen-Ausgangsinduktors 20 können mit der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a ohne das Zwischenschalten des Signaltrenners 42a verbunden werden.
Die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a verarbeitet die Spannung, die über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 entwickelt, durch eine Differenzverstärkerschaltung 38a, die einen Operationsverstärker verwendet. Je größer die entwickelte Spannung über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 ist, desto größer ist der Betrag einer Änderung in der Ausgangsspannung der Differenzverstärkerschaltung 38a.
Ein Komparator 40a empfängt die Ausgangsspannung der Differenzverstärkerschaltung 38a und vergleicht sie mit einer Referenzspannung. Mit dieser Anordnung ändert sich dann, wenn die Spannung, die sich über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 entwickelt, eine vorgegebene Schwellenspannung überschreitet, das Ausgangssignal des Komparators 40a von ”Hoch” zu ”Niedrig”. Der Ausgang des Komparators 40a ist mit einem Transistor 33a verbunden, der den Ein-Transistor 30a und den Aus-Transistor 32a der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a ansteuert. Wenn die Ausgabe des Komparators 40a von ”Hoch” zu ”Niedrig” wechselt, wird der Ein-Transistor 30a ausgeschaltet und der Aus-Transistor 32a ausgeschaltet, unabhängig davon, ob ein Signal aus dem Controller 30 ein Ein-Befehl oder ein Aus-Befehl ist. Das heißt, dass die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a gesteuert wird, ausgeschaltet zu sein, unabhängig davon, ob das Signal aus dem Controller 30 ein Ein-Befehl oder ein Aus-Befehl ist. Auf diese Weise kann die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a von der Detektion der Spannung über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 20 bis zu der Leistungshalbleitervorrichtung gesteuert werden, und zwar ohne das Eingreifen des Signaltrenners 42a mit der Eigenschaft des Verzögerns der Signalübertragung, so dass die Verzögerungszeit zwischen der Detektion eines anomalen Kurzschlusses und dem Abschalten der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a verkürzt werden kann.
Wie oben beschrieben überwacht gemäß dem Leistungsumsetzer in der ersten Ausführungsform in einem Leistungsumsetzer, der mindestens eine Brückenschaltung aufweist, die dazu ausgelegt ist, einen oberen und einen unteren Zweig aufzuweisen, in denen eine erste Leistungshalbleitervorrichtung und eine zweite Leistungshalbleitervorrichtung in Reihe geschaltet sind, eine erste Gate-Ansteuerschaltung, die eine Ladung an die erste Leistungshalbleitervorrichtung des oberen Zweigs liefert, um die Vorrichtung anzusteuern, eine Spannung, die durch einen Ausgangsinduktor zwischen einem Verbindungsende zwischen der ersten Leistungshalbleitervorrichtung und der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung und einem Verbraucher entwickelt wird, und führt eine Steuerung basierend auf einem Wert der überwachten Spannung aus, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen. Hierdurch ist es möglich, den Effekt zu erzielen, dass ermöglicht wird, dass eine Kurzschlussanomalie wie etwa der Fluss eines übermäßigen Kurzschlussstroms detektiert wird, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen, und ermöglicht wird, dass eine Verzögerungszeit, bis die Leitung von einem Kurzschlussstrom beseitigt ist, verkürzt wird.
Durch Ausbilden der ersten Gate-Ansteuerschaltung unter Verwendung eines Differentialverstärkers und Einspeisen der Spannung, die sich über dem Ausgangsinduktor entwickelt, in den Differenzverstärker kann ein Wert einer Stromstärke, die durch eine Ausgangsleitung fließt, abgeschätzt werden und basierend auf dem geschätzten Stromstärkewert kann die Steuerung zum Schützen der ersten Leistungshalbleitervorrichtung durchgeführt werden.
Zweite Ausführungsform.
3 ist eine Darstellung, die die Schaltungsanordnung eines Leistungsumsetzers gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt. Unterschiede des Leistungsumsetzers gemäß der zweiten Ausführungsform zu demjenigen in der ersten Ausführungsform sind, wie in 3 dargestellt, dass nicht die Spannung über einem U-Phasen-Ausgangsinduktor hergenommen wird, sondern ein Potential des U-Phasen-Ausgangsinduktors mit einem Potential des ersten Steuer-Source-Anschlusses 15a in der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11A, das als Referenz verwendet wird, hergenommen wird und dass die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b dazu ausgelegt sind, in einem einzelnen Gehäuse wie etwa dem sogenannten 2-in 1-Modul eingeschlossen zu sein. Komponenten, die identisch oder äquivalent zu denen in der ersten Ausführungsform sind, die in 1 dargestellt ist, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und redundante Einzelheiten sind entsprechend weggelassen.
Die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a, die einen oberen U-Phasen-Zweig bildet, und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b, die einen unteren U-Phasen-Zweig bildet, sind in Reihe geschaltet und mit einem Gleichstrom-Kondensator 2 verbunden. Die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b sind dazu ausgelegt, beide in einem einzelnen Gehäuse wie etwa dem sogenannten 2-in 1-Modul eingeschlossen zu sein. Ein 2-in-1-Modul 10c, in dem die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b eingeschlossen sind, ist mit mindestens sieben Anschlüssen versehen, und zwar einem ersten Hauptstrom-Drain-Anschluss 12a, einem ersten Steuer-Gate-Anschluss 14a, einem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a, einem zweiten Hauptstrom-Source-Anschluss 13b, einem zweiten Steuer-Gate-Anschluss 14b, einem zweiten Steuer-Source-Anschluss 15b und einem Verbraucherverbindungsanschluss 13c.
Der erste Steuer-Source-Anschluss 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a und ein Verbindungsende 25 zwischen der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 118 und der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b, die in dem 2-in-1-Modul 10c angeordnet sind, sind mit einem Induktionsmotor 5 als Verbraucher durch eine U-Phasen-Ausgangsleitung 7 verbunden, die mit dem Verbraucherverbindungsanschluss 13c verbunden ist.
Ein U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 ist zwischen dem Verbindungsende 25 und dem Verbraucherverbindungsanschluss 13c dargestellt und ein erster Induktor 22a ist zwischen dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a und dem Verbindungsende 25 dargestellt. In dieser Ausführungsform wird für den U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und den ersten Induktor 22a die parasitäre Induktivität, die Drahtleitungen in dem Modul zu Eigen ist, verwendet. Das Verwenden der parasitären Induktivität hat den Vorteil, dass der Bedarf an der einzelnen Bereitstellung von Spulen beseitigt wird.
Eine erste Gate-Ansteuerschaltung 18c ist mit dem ersten Steuer-Gate-Anschluss 14a und dem ersten Steuer-Source-Anschluss 15a in der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a verbunden und liefert eine Ladung an die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a anzusteuern.
4 ist eine Darstellung, die eine detaillierte Schaltungsanordnung der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18c gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt. 4 zeigt auch Verbindungen zu der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a, die eine periphere Schaltungskomponente ist, und dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und dem ersten Induktor 22a, die Schaltungselemente in Kombination damit sind. Ein Unterschied zu der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a in 2 ist, dass anstelle der Spannung über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 gemäß der Anordnung in 4 ein Potential des verbraucherseitigen Endes des U-Phasen-Ausgangsinduktors 21 und ein Potential der ersten Steuer-Source-Anschlusses 15a der ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a in die Schaltung 18c eingespeist werden. Anders formuliert wird die Spannung über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und dem ersten Induktor 22a in diese Anordnung eingespeist. Die Gate-Ansteuerschaltung 19 ist eine üblicherweise verwendete Gate-Ansteuerschaltung zum Steuern der Ansteuerung der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b.
Die erste Gate-Ansteuerschaltung 18c verarbeitet die Spannung, die sich über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und dem ersten Induktor 22a entwickelt, durch eine Zeitintegrationsschaltung 39a, die einen Operationsverstärker verwendet. Da die Spannung, die sich über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und dem ersten Induktor 22a entwickelt, eine zeitliche Veränderungsrate des fließenden Stroms darstellt, stellt eine Ausgabe der Zeitintegrationsschaltung 39a einen Wert einer Stromstärke dar, die sowohl durch den U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 als auch den ersten Induktor 22a fließt (Stromflusswert).
Das heißt, dass die erste Gate-Ansteuerschaltung 18c einen Wert einer Stromstärke, die durch den U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und den ersten Induktor 22a fließt, kennen kann und eine Anomaliebestimmung und Schutzsteuerung basierend auf dem Stromstärkewert ausführen kann.
Die Ausgabe der Zeitintegrationsschaltung 39a wird in einen Komparator 40a eingespeist. Der Komparator 40a empfängt die Ausgangsspannung der Zeitintegrationsschaltung 39a und vergleicht sie mit einer Referenzspannung. Ein Betrieb danach ist der gleiche wie der in der ersten Ausführungsform in 2. Insbesondere dann, wenn eine Kurzschluss-Anomalie basierend auf der Spannung über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und dem ersten Induktor 22a detektiert wird, wird die erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a so gesteuert, dass sie ausgeschaltet ist, unabhängig davon, ob ein Signal aus dem Controller 30 ist ein Ein-Befehl oder ein Aus-Befehl ist.
Wie oben beschrieben überwacht gemäß dem Leistungsumsetzer der zweiten Ausführungsform in einem Leistungsumsetzer, der mindestens eine Brückenschaltung aufweist, die dazu ausgelegt ist, einen oberen und einen unteren Zweig aufzuweisen, in denen eine erste Leistungshalbleitervorrichtung und eine zweite Leistungshalbleitervorrichtung in Reihe geschaltet sind, eine erste Gate-Ansteuerschaltung, die eine Ladung an die erste Leistungshalbleitervorrichtung eines oberen Zweigs liefert, um die Vorrichtung anzusteuern, eine dritte Spannung, die einen Gesamtwert einer ersten Spannung, die durch einen ersten Induktor zwischen einem Verbindungsende zwischen der ersten Leistungshalbleitervorrichtung und der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung und einem ersten Steuer-Source-Anschluss entwickelt wird, und einer zweiten Spannung, die durch einen Ausgangsinduktor zwischen dem Verbindungsende und einem Verbraucher entwickelt wird, und führt eine Steuerung basierend auf einem Wert der überwachten Spannung aus, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen. Dementsprechend wird der vorteilhafte Effekt erzielt, dass eine Kurzschlussanomalie wie etwa der Fluss eines übermäßigen Kurzschlussstroms detektiert werden kann, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen, und eine Verzögerungszeit, bis die Leitung von einem Kurzschlussstrom beseitigt ist, verkürzt werden kann.
Obwohl die dritte Spannung, die den Gesamtwert der ersten Spannung, die durch den ersten Induktor entwickelt wird, und der zweiten Spannung, die durch den Ausgangsinduktor entwickelt wird, darstellt, wie oben beschrieben in der zweiten Ausführungsform überwacht wird, können die erste Spannung und die zweite Spannung separat überwacht werden. Im Vergleich zu dem Fall, in dem die dritte Spannung, die den Gesamtwert der ersten Spannung und der zweiten Spannung darstellt, überwacht wird, besteht ein Nachteil erhöhter Verbindungen zu der ersten Gate-Ansteuerschaltung, aber durch separates Überwachen der ersten Spannung und der zweiten Spannung können ihre jeweiligen Spannungswerte separat geprüft und ausgewertet werden, was den Vorteil bietet, dass eine Unterscheidung zwischen Kurzschlussanomaliesituationen erleichtert wird.
Es ist bevorzugt, die dritte Spannung, die den Gesamtwert der ersten Spannung, die durch den ersten Induktor entwickelt wird, und der zweiten Spannung, die durch den Ausgangsinduktor entwickelt wird, darstellt, über die Zeit zu integrieren. Die Zeitintegration der dritten Spannung, die eine dl/dt-Komponente darstellt, ermöglicht eine Schätzung eines Wertes der Stromstärke und bietet somit einen Vorteil des Ermöglichens eines Schutzes, der sich auf den Stromstärkewert konzentriert.
Ferner wird in dem Leistungsumsetzer gemäß der zweiten Ausführungsform die erste Spannung, die sich an dem ersten Induktor zwischen der ersten Leistungshalbleitervorrichtung und der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung entwickelt, verwendet, um eine Kurzschlussanomalie zu bestimmen, was sogar eine Detektion einer Kurzschlussanomalie ermöglicht, durch die ein Kurzschlussstrom zwischen der ersten Leistungshalbleitervorrichtung und der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung fließt.
Zudem hat der Leistungsumsetzer gemäß der zweiten Ausführungsform den Vorteil, dass der Bedarf, einen Ausgangsinduktor separat bereitzustellen, entfällt, da die der Verdrahtungsleitung innerhalb des Gehäuses innewohnende parasitäre Induktivität verwendet werden kann. Diese Implementierungsform kann leicht und einfach realisiert werden, indem ein 2-in-1-Modul verwendet wird.
Obwohl 3 Verbindungen in einem 2-in-1-Modul zeigt, ist die gleiche Verdrahtung auch in einem 1-in-1-Modul möglich. In einem 1-in-1-Modul kann eine parasitäre Induktivität von Verdrahtungsleitungen außerhalb eines Gehäuses davon verwendet werden.
Obwohl die zweite Ausführungsform die Implementierungsform des Verwendens der parasitären Induktivität der Verdrahtungsleitungen innerhalb des Gehäuses als U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 anstelle des Einspeisens des Potentials an dem Verbraucherverbindungsanschluss 13c in die erste Gate-Ansteuerschaltung 18c zeigt, kann eine Einspeisung von jedem Punkt auf der U-Phasen-Ausgangsverdrahtungsleitung 7, der näher an der Verbraucherseite als der Verbraucherverbindungsanschluss 13c liegt, gemacht werden. In diesem Fall kann als der U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 nicht nur eine parasitäre Induktivitätskomponente von internen Verdrahtungsleitungen sondern auch eine parasitäre Induktivitätskomponente von externen Verdrahtungsleitungen verwendet werden, wodurch der vorteilhafte Effekt geboten wird, dass ermöglicht wird, die Spannung zu erhöhen, die sich an einem detektierten Teil entwickelt.
Als der U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 kann anstelle der parasitären Induktivitätskomponenten von internen Verdrahtungsleitungen und externen Verdrahtungsleitungen oder anstelle der parasitären Induktivitätskomponente von externen Verdrahtungsleitungen, ein substantieller Ausgangsinduktor wie beispielsweise ein drahtumwickelter Induktor verwendet werden. Das Verwenden eines substantiellen drahtumwickelten Induktors kann einen Wert einer erzeugten Spannung erhöhen, was den vorteilhaften Effekt bietet, dass eine Gestaltung der ersten Gate-Ansteuerschaltung erleichtert wird.
Dritte Ausführungsform
5 ist eine Darstellung, die die Schaltungsanordnung eines Leistungsumsetzers gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt. Ein Unterschied des Leistungsumsetzers gemäß der dritten Ausführungsform zu dem in der zweiten Ausführungsform ist, wie in 5 dargestellt, dass eine Spannung eines Induktors (zweiten Induktors 22b) auch in eine zweite Gate-Ansteuerschaltung 18d genommen wird, die die zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b steuert, die sich auf der Unterzweigseite befindet. Komponenten, die identisch oder äquivalent zu denen in der zweiten Ausführungsform sind, die in 3 dargestellt ist, sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und redundante Einzelheiten sind entsprechend weggelassen.
6 ist eine Darstellung, die eine detaillierte Schaltungsanordnung der ersten und der zweiten Gate-Ansteuerschaltung (18c, 18d) gemäß der dritten Ausführungsform zeigt. 6 zeigt auch Verbindungen zu der ersten und der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung (11a, 11b), die periphere Schaltungskomponenten sind, und dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und dem ersten und dem zweiten Induktor (22a, 22b), die Schaltungselemente sind. Wie in 6 gezeigt haben die erste Gate-Ansteuerschaltung 18c und die zweite Gate-Ansteuerschaltung 18d die gleiche Schaltungsanordnung. Jedoch wird die Spannung über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und dem ersten Induktor 22a wie bei der Anordnung in 4 in die erste Gate-Ansteuerschaltung 18c eingespeist, während eine Spannung an dem zweiten Induktor 22b in die zweite Gate-Ansteuerschaltung 18d eingespeist wird.
Die erste Gate-Ansteuerschaltung 18c verarbeitet die Spannung, die sich über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und dem ersten Induktor 22a entwickelt, durch eine Zeitintegrationsschaltung 39a, die einen Operationsverstärker verwendet. Da die Spannung, die sich über dem U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und dem ersten Induktor 22a entwickelt, eine zeitliche Veränderungsrate des fließenden Stroms darstellt, stellt eine Ausgabe der Zeitintegrationsschaltung 39a den Wert einer Stromstärke dar, die sowohl durch den U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 als auch den ersten Induktor 22a fließt (Stromflusswert).
Das heißt, dass die erste Gate-Ansteuerschaltung 18c einen Wert einer Stromstärke, die durch den U-Phasen-Ausgangsinduktor 21 und den ersten Induktor 22a fließt, kennen kann und eine Anomaliebestimmung und Schutzsteuerung basierend auf dem Stromstärkewert ausführen kann.
Die zweite Gate-Ansteuerschaltung 18d verarbeitet die Spannung, die sich über dem zweiten Induktor 22b entwickelt, durch eine Zeitintegrationsschaltung 39b, die einen Operationsverstärker verwendet. Da die Spannung, die sich über dem zweiten Induktor 22b entwickelt, eine zeitliche Änderungsrate eines fließenden Stroms darstellt, stellt eine Ausgabe der Zeitintegrationsschaltung 39b einen Wert einer Stromstärke dar, die durch den zweiten Induktor 22b fließt (Stromflusswert).
Das heißt, dass die zweite Gate-Ansteuerschaltung 18d den Stromflusswert des zweiten Induktors 22b kennen kann und eine Anomaliebestimmung und Schutzsteuerung basierend auf dem Stromstärkewert ausführen kann.
In der Anordnung der dritten Ausführungsform beträgt eine Differenz zwischen dem Induktivitätswert des ersten Induktors 22a und dem Induktivitätswert des zweiten Induktors 22b vorzugsweise 20% oder weniger. Der Grund dafür lautet wie folgt.
Ungefähre Schwankungen der Komponenten, die typischerweise in einer Gate-Ansteuerschaltung verwendet werden, sind 20% für Elektrolytkondensatoren, 10% für Keramikkondensatoren und 5% für die Widerstände. Daher kann eine Gestaltung unter Verwendung des Schwankungswerts der Elektrolytkondensatoren, der den größten numerischen Wert aufweist, als Bereich der Schwankungen des Induktivitätswerts des ersten Induktors 22a und des Induktivitätswerts des zweiten Induktors 22b die Komponentenwerte zwischen der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18c und der zweiten Gate-Ansteuerschaltung 18d vereinheitlichen. Wen die Komponentenwerte vereinheitlicht werden können, kann eine Schaltung ohne Auswahl spezieller Komponenten aufgebaut werden, so dass das Komponentenmanagement erleichtert wird, was den vorteilhaften Effekt der Verringerung des Komponentenmanagements und der Herstellungskosten ermöglicht.
Wie oben beschrieben überwacht gemäß dem Leistungsumsetzer der dritten Ausführungsform in einem Leistungsumsetzer, der mindestens eine Brückenschaltung aufweist, die dazu ausgelegt ist, einen oberen und einen unteren Zweig aufzuweisen, in denen eine erste Leistungshalbleitervorrichtung und eine zweite Leistungshalbleitervorrichtung in Reihe geschaltet sind, eine erste Gate-Ansteuerschaltung, die eine Ladung an die erste Leistungshalbleitervorrichtung eines oberen Zweigs liefert, um die Vorrichtung anzusteuern, eine dritte Spannung, die einen Gesamtwert einer ersten Spannung, die durch einen ersten Induktor, der sich auf einem Pfad eines Stroms befindet, der durch die erste Leistungshalbleitervorrichtung fließt, entwickelt wird, und einer zweiten Spannung, die durch einen Ausgangsinduktor zwischen einem Verbindungsende zwischen der ersten Leistungshalbleitervorrichtung und der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung und einem Verbraucher entwickelt wird, und führt eine Steuerung basierend auf einem Wert der überwachten Spannung aus, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen, während eine zweite Gate-Ansteuerschaltung, die eine Ladung an die zweite Leistungshalbleitervorrichtung eines unteren Zweigs liefert, um die Vorrichtung anzusteuern, eine vierte Spannung, die durch einen zweiten Induktor entwickelt wird, der sich auf einem Pfad eines Stroms befindet, der durch die zweite Leistungshalbleitervorrichtung fließt, überwacht und eine Steuerung basierend auf einem Wert der überwachten Spannung ausführt, um die zweite Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen. Dementsprechend wird der vorteilhafte Effekt erzielt, dass eine Kurzschlussanomalie wie etwa der Fluss eines übermäßigen Kurzschlussstroms detektiert werden kann, um die erste und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen, und eine Verzögerungszeit, bis die Leitung von einem Kurzschlussstrom beseitigt ist, verkürzt werden kann.
Es ist bevorzugt, die vierte Spannung, die durch den zweiten Induktor entwickelt wird, über die Zeit zu integrieren. Die Zeitintegration der vierten Spannung, die eine dl/dt-Komponente darstellt, ermöglicht eine Schätzung eines Wertes der Stromstärke und bietet somit einen Vorteil des Ermöglichens eines Schutzes, der sich auf den Stromstärkewert konzentriert.
Ferner werden in dem Leistungsumsetzer gemäß der dritten Ausführungsform die erste Spannung, die durch den ersten Induktor entwickelt wird, der auf dem Pfad eines Stroms, der durch die erste Leistungshalbleitervorrichtung fließt, angeordnet ist, und die vierte Spannung, die durch den zweiten Induktor entwickelt wird, der auf dem Pfad eines Stroms, der durch die zweite Leistungshalbleitervorrichtung fließt, angeordnet ist, für die Bestimmung einer Kurzschlussanomalie verwendet, so dass es möglich ist, sogar eine Kurzschlussanomalie zu detektieren, bei der ein Kurzschlussstrom durch die erste Leistungshalbleitervorrichtung fließt, aber nicht durch die zweite Leistungshalbleitervorrichtung fließt, und andererseits eine Kurzschlussanomalie zu detektieren, bei der ein Kurzschlussstrom durch die zweite Leistungshalbleitervorrichtung fließt, aber nicht durch die erste Leistungshalbleitervorrichtung fließt.
Vierte Ausführungsform
In der ersten bis dritten Ausführungsform wurden Anwendungen auf einen Leistungsumsetzer mit Dreiphasen-Zweipegel-Schaltungen dargestellt. In einer vierten Ausführungsform werden Anwendungen auf einen Leistungsumsetzer mit Dreiphasen-Dreipegel-Schaltungen unter Bezugnahme auf 7 und 8 dargestellt. 7 ist eine Darstellung, die ein Anordnungsbeispiel einer Anwendung auf einen Leistungsumsetzers mit einer Dreiphasen-Dreipegel-Schaltung vom Klemmdiodentyp veranschaulicht. 8 ist eine Darstellung, die ein Anordnungsbeispiel einer Anwendung auf einen Leistungsumsetzer mit einer Dreiphasen-Dreipegel-Schaltung vom Synchrongleichrichtertyp veranschaulicht. Die Anordnungen der Dreiphasen-Dreipegel-Schaltung vom Klemmdiodentyp und der Dreiphasen-Dreipegel-Schaltung vom Synchrongleichrichtertyp sind allgemein bekannt und werden daher nicht beschrieben. Wie in dem Fall der Dreiphasen-Zweipegel-Schaltungen, sind die Anordnungen der drei Phasen identisch oder äquivalent. So mit konzentriert sich die folgende Beschreibung zur Erläuterung auf eine U-Phase.
In 7 bilden eine hochpegelseitige erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a1, eine niederpegelseitige erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a2 und eine hochpegelseitige Klemmdiode 26a einen oberen Zweig und eine hochpegelseitige zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b1, eine niederpegelseitige zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b2 und eine niederpegelseitige Klemmdiode 26b einen unteren Zweig. Ein Verbindungsende zwischen der niederpegelseitigen ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a2 und der hochpegelseitigen zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b1 ist ein Verbindungsende 25, ein Verbindungsende zwischen der hochpegelseitigen ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a1 und der niederpegelseitigen ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a2 ist ein Verbindungsende 25a und ein Verbindungsende zwischen der hochpegelseitigen zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b1 und der niederpegelseitigen zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b2 ist ein Verbindungsende 25b.
Ein hochpegelseitiger erster Induktor 22a1 ist zwischen der hochpegelseitigen erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a1 und der niederpegelseitigen ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a2 dargestellt, ein niederpegelseitiger erster Induktor 22a2 ist zwischen dem Verbindungsende 25 und der niederpegelseitigen ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a2 dargestellt, ein hochpegelseitiger zweiter Induktor 22b1 ist zwischen der o hochpegelseitigen zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b1 und der niederpegelseitigen zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b2 dargestellt und ein niederpegelseitiger zweiter Induktor 22b2 ist zwischen der niederpegelseitigen zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b2 und der negativen Elektrode eines Gleichstromkondensators 2b dargestellt.
Ein U-Phasen-Ausgangsinduktor 21a2 ist zwischen dem Verbindungsende 25 und dem Induktionsmotor 5 dargestellt, ein hochpegelseitiger dritter Induktor 21a1 ist zwischen dem Verbindungsende 25a und einer Kathode der hochpegelseitigen Klemmdiode 26a dargestellt und ein niederpegelseitiger dritter Induktor 21b1 ist zwischen dem Verbindungsende 25b und einer Anode der niederpegelseitigen Klemmdiode 26b dargestellt.
Bei dieser Ausführungsform werden als der hochpegelseitige erste Induktor 22a1, der niederpegelseitige erste Induktor 22a2, der hochpegelseitige zweite Induktor 22b1, der niederpegelseitige zweite Induktor 22b2, der U-Phasen-Ausgangsinduktor 21a2, der hochpegelseitige dritte Induktor 21a1 und der niederpegelseitige dritte Induktor 21b1 parasitäre Induktivitäten, die modulinternen Verdrahtungsleitungen oder modulexternen Verdrahtungsleitungen zu Eigen sind, verwendet. Die Verwendung der parasitären Induktivitäten hat den Vorteil, dass es nicht erforderlich ist, Spulen individuell bereitzustellen.
Eine erste Gate-Ansteuerschaltung 18a1 ist mit einem ersten Steuer-Gate-Anschluss und einem ersten Steuer-Source-Anschluss in der hochpegelseitigen ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a1 verbunden und liefert eine Ladung an die hochpegelseitige erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a1, um die hochpegelseitige erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a1 anzusteuern. Eine weitere erste Gate-Ansteuerschaltung 18a2 ist mit einem ersten Steuer-Gate-Anschluss und einem ersten Steuer-Source-Anschluss in der niederpegelseitigen ersten Leistungshalbleitervorrichtung 11a2 verbunden und liefert eine Ladung an die niederpegelseitige erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a2, um die niederpegelseitige erste Leistungshalbleitervorrichtung 11a2 anzusteuern. Eine zweite Gate-Ansteuerschaltung 18b1 ist mit einem zweiten Steuer-Gate-Anschluss und einem zweiten Steuer-Source-Anschluss in der hochpegelseitigen zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b1 verbunden und liefert eine Ladung an die hochpegelseitige zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b1, um die hochpegelseitige zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b1 anzusteuern. Eine zweite Gate-Ansteuerschaltung 18b2 ist mit einem zweiten Steuer-Gate-Anschluss und einem zweiten Steuer-Source-Anschluss in der niederpegelseitigen zweiten Leistungshalbleitervorrichtung 11b2 verbunden und liefert eine Ladung an die niederpegelseitige zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b2, um die niederpegelseitige zweite Leistungshalbleitervorrichtung 11b2 anzusteuern.
Die Spannung, die sich über dem hochpegelseitigen ersten Induktor 22a1 und dem hochpegelseitigen dritten Induktor 21a1 entwickelt, wird in die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a1 eingespeist. Die Schaltungsanordnung der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18a1 ist identisch oder äquivalent zu derjenigen der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18c in 4 oder 6. Durch Verarbeiten der Spannung, die sich über dem hochpegelseitigen ersten Induktor 22a1 und dem hochpegelseitigen dritten Induktor 21a1 entwickelt, durch die Zeitintegrationsschaltung 39a, die einen Operationsverstärker verwendet, kann ein Wert einer Stromstärke, die durch den hochpegelseitigen ersten Induktor 22a1 und den hochpegelseitigen dritten Induktor 21a1 fließt, (Stromflusswert) erhalten werden und eine Anomaliebestimmung und Schutzsteuerung basierend auf dem Stromstärkewert durchgeführt werden.
Die erste Gate-Ansteuerschaltung 18a2, die zweite Gate-Ansteuerschaltung 18b1 und die zweite Gate-Ansteuerschaltung 18b2 arbeiten in der gleichen Weise und werden nicht beschrieben.
Bei dem Leistungsumsetzer mit der Drei-Phasen-Drei-Ebenen-Schaltung vom Synchrongleichrichtertyp ist das Grundkonzept gleich. In dem Leistungsumsetzer mit der Drei-Phasen-Drei-Ebenen-Schaltung vom Synchrongleichrichtertyp ist wie in 8 gezeigt eine hochpegelseitige dritte Leistungshalbleitervorrichtung 11a3 anstelle der hochpegelseitigen Klemmdiode 26a und eine niederpegelseitige dritte Leistungshalbleitervorrichtung 11b3 anstelle der niederpegelseitigen Klemmdiode 26b vorgesehen.
Wenn ein Verbindungsende zwischen der hochpegelseitigen dritten Leistungshalbleitervorrichtung 11a3 und der niederpegelseitigen dritten Leistungshalbleitervorrichtung 11b3 ist ein Verbindungsende 25c ist, ist ein hochpegelseitiger dritter Induktor 22a3 zwischen dem Verbindungsende 25c und der hochpegelseitigen dritten Leistungshalbleitervorrichtung 11a3 dargestellt, ein niederpegelseitiger dritter Induktor 22b3 ist zwischen dem Verbindungsende 25c und der niederpegelseitigen dritten Leistungshalbleitervorrichtung 11b3 dargestellt, und ein U-Phasen-Eingangsinduktor 21a3 ist zwischen dem Verbindungsende 25c und der positiven Elektrode eines Gleichstrom-Kondensators 2b (der negativen Elektrode von 2a) dargestellt.
Als der hochpegelseitige dritte Induktor 22a3, der niederpegelseitige dritte Induktor 22b3 und der U-Phasen-Eingangsinduktor 21a3 werden parasitäre Induktivitäten, die modulinternen Verdrahtungsleitungen oder modulexternen Verdrahtungsleitungen zu Eigen sind, verwendet. Die Verwendung der parasitären Induktivitäten hat den Vorteil, dass es nicht erforderlich ist, Spulen individuell bereitzustellen.
Eine dritte Gate-Ansteuerschaltung 18a3 ist mit einem dritten Steuer-Gate-Anschluss und einem dritten Steuer-Source-Anschluss in der hochpegelseitigen dritten Leistungshalbleitervorrichtung 11a3 verbunden und liefert eine Ladung an die hochpegelseitige dritte Leistungshalbleitervorrichtung 11a3, um die hochpegelseitige dritte Leistungshalbleitervorrichtung 11a3 anzusteuern. Eine vierte Gate-Ansteuerschaltung 18b3 ist mit einem dritten Steuer-Gate-Anschluss und einen dritten Steuer-Source-Anschluss in der niederpegelseitigen dritten Leistungshalbleitervorrichtung 11b3 verbunden und liefert eine Ladung an die niederpegelseitige dritte Leistungshalbleitervorrichtung 11b3, um die niederpegelseitige dritte Leistungshalbleitervorrichtung 11b3 anzusteuern.
Eine Spannung, die sich über dem hochpegelseitigen dritten Induktor 22a3 und dem U-Phasen-Eingangsinduktor 21a3 entwickelt, wird in die dritte Gate-Ansteuerschaltung 18a3 eingespeist. Eine Spannung, die sich über dem niederpegelseitigen dritten Induktor 22b3 entwickelt, wird in die vierte Gate-Ansteuerschaltung 18b3 eingespeist. Die Schaltungsanordnungen der dritten Gate-Ansteuerschaltung 18a3 und der vierten Gate-Ansteuerschaltung 18b3 sind gleich oder äquivalent zu derjenigen der ersten Gate-Ansteuerschaltung 18c in 4 oder 6.
In der dritten Gate-Ansteuerschaltung 18a3 kann durch Verarbeiten einer Spannung, die sich über dem hochpegelseitigen dritten Induktor 22a3 und dem U-Phasen-Eingangsinduktor 21a3 entwickelt, durch die Zeitintegrationsschaltung 39a, die einen Operationsverstärker verwendet, ein Wert einer Stromstärke, die durch den hochpegelseitigen dritten Induktor 22a3 und den U-Phasen-Eingangsinduktor 21a3 fließt, (Stromflusswert) erhalten werden und eine Anomaliebestimmung und Schutzsteuerung basierend auf dem Stromstärkewert durchgeführt werden.
In der vierten Gate-Ansteuerschaltung 18b3 kann durch Verarbeiten einer Spannung, die sich über dem niederpegelseitigen dritten Induktor 22b3 entwickelt, durch die Zeitintegrationsschaltung 39a, die einen Operationsverstärker verwendet, ein Wert einer Stromstärke, die durch den niederpegelseitigen dritten Induktor 22b3 fließt, (Stromflusswert) erhalten werden und eine Anomaliebestimmung und Schutzsteuerung basierend auf dem Stromstärkewert durchgeführt werden.
Die Anordnungen, die in der ersten bis vierten Ausführungsform dargestellt sind, sind Beispiele für die Anordnung der vorliegenden Erfindung und können selbstverständlich mit einer anderen bekannten Technik kombiniert werden oder mit einer Änderung wie beispielsweise einer Auslassung eines Teils ausgebildet werden, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Industrielle Anwendbarkeit
Wie oben beschrieben ist die vorliegende Erfindung für einen Leistungsumsetzer nützlich, der zum Detektieren einer Kurzschlussanomalie und zum Schützen einer Leistungshalbleitervorrichtung in der Lage ist.
Bezugszeichenliste

1 Leistungsumsetzer, 2, 2a, 2b Gleichstrom-Kondensator, 3, 6 Masseleitung, 5 Induktionsmotor, 7 U-Phasen-Ausgangsleitung, 8 V-Phasen-Ausgangsleitung, 10a, 10b 1-in-1-Modul, 10c 2-in-1-Modul, 11a erste Leistungshalbleitervorrichtung, 11a1 hochpegelseitige erste Leistungshalbleitervorrichtung, 11a2 niederpegelseitige erste Leistungshalbleitervorrichtung, 11a3 hochpegelseitige dritte Leistungshalbleitervorrichtung, 11b zweite Leistungshalbleitervorrichtung, 11b1 hochpegelseitige zweite Leistungshalbleitervorrichtung, 11b2 niederpegelseitige zweite Leistungshalbleitervorrichtung, 11b3 niederpegelseitige dritte Leistungshalbleitervorrichtung, 12a erster Hauptstrom-Drain-Anschluss, 12b zweiter Hauptstrom-Drain-Anschluss, 13a erster Hauptstrom-Source-Anschluss, 13b zweiter Hauptstrom-Source-Anschluss, 13c Verbraucherverbindungsanschluss, 14a erster Steuer-Gate-Anschluss, 14b zweiter Steuer-Gate-Anschluss, 15a erster Steuer-Source-Anschluss, 15b zweiter Steuer-Source-Anschluss, 18a, 18a1, 18a2, 18c, 18d erste Gate-Ansteuerschaltung, 18b1, 18b2, 18d zweite Gate-Ansteuerschaltung, 18a3 dritte Gate-Ansteuerschaltung, 18b3 vierte Gate-Ansteuerschaltung, 19 Gate-Ansteuerschaltung, 20, 21, 21a2 U-Phasen-Ausgangsinduktor, 21a1 hochpegelseitiger dritter Induktor, 21b1 niederpegelseitiger dritter Induktor, 21a3 U-Phasen-Eingangsinduktor, 22a erster Induktor, 22b zweiter Induktor, 22a1 hochpegelseitiger erster Induktor, 22a2 niederpegelseitiger erster Induktor, 22b1 hochpegelseitiger zweiter Induktor, 22b2 niederpegelseitiger zweiter Induktor, 22a3 hochpegelseitiger dritter Induktor, 22b3 niederpegelseitiger dritter Induktor, 24a, 24b Signaltrenner, 25, 25a, 25b, 25c Verbindungsende, 26a hochpegelseitige Klemmdiode, 26b niederpegelseitige Klemmdiode, 28 V-Phasen-Ausgangsinduktor, 30 Controller, 30a Ein-Transistor, 32a Aus-Transistor, 33a Transistor, 34a Ein-Kondensator, 36a Aus-Kondensator, 37a Gate-Widerstand, 38a Differenzverstärkerschaltung, 39a Zeitintegrationsschaltung, 39b Zeitintegrationsschaltung, 40a Komparator, 42a, 42b Signaltrenner, 42a1 Photodiode, 42a2 Phototransistor

Claims

Leistungsumsetzer, der mindestens eine Brückenschaltung aufweist, die dazu ausgelegt ist, einen oberen und einen unteren Zweig aufzuweisen, in denen eine erste Leistungshalbleitervorrichtung und eine zweite Leistungshalbleitervorrichtung in Reihe geschaltet sind, wobei der Leistungsumsetzer Folgendes umfasst: eine erste Gate-Ansteuerschaltung, die mit einem ersten Steuer-Gate-Anschluss und einem ersten Steuer-Source-Anschluss in der ersten Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, um eine Ladung zum Ansteuern an die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu liefern; und eine zweite Gate-Ansteuerschaltung, die mit einem zweiten Steuer-Gate-Anschluss und einem zweiten Steuer-Source-Anschluss in der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, um eine Ladung zum Ansteuern an die zweite Leistungshalbleitervorrichtung zu liefern, wobei ein erster Hauptstrom-Source-Anschluss der ersten Leistungshalbleitervorrichtung mit einem zweiten Hauptstrom-Drain-Anschluss der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, und ein Ende der Verbindung durch eine Ausgangsleitung mit einem Verbraucher verbunden ist, und die erste Gate-Ansteuerschaltung eine erste Spannung, die durch einen Ausgangsinduktor zwischen dem Verbindungsende und dem Verbraucher entwickelt wird, überwacht und eine Steuerung basierend auf einem Wert der überwachten Spannung ausführt, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 1, wobei die erste Gate-Ansteuerschaltung einen Differenzverstärker umfasst, einen Wert einer Stromstärke, die durch die Ausgangsleitung fließt, basierend auf der ersten Spannung schätzt und eine Steuerung basierend auf dem geschätzten Stromstärkewert ausführt, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 1 oder 2, wobei die erste Leistungshalbleitervorrichtung und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung in verschiedenen Gehäusen eingeschlossen sind und der Ausgangsinduktor eine parasitäre Induktivität der Ausgangsleitung ist.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 1 oder 2, wobei die erste Leistungshalbleitervorrichtung und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung in einem einzelnen Gehäuse eingeschlossen sind und der Ausgangsinduktor eine parasitäre Induktivität ist, die durch eine Leitung innerhalb des Gehäuses erhalten wird.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 1 oder 2, wobei die erste Leistungshalbleitervorrichtung und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung in einem einzelnen Gehäuse eingeschlossen sind und der Ausgangsinduktor eine parasitäre Induktivität einer Ausgangsleitung ist, die außerhalb des Gehäuses angeordnet ist.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 1 oder 2, wobei die erste Leistungshalbleitervorrichtung und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung in einem einzelnen Gehäuse eingeschlossen sind und der Ausgangsinduktor eine kombinierte Induktivitätskomponente einer parasitären Induktivität, die durch eine Ausgangsleitung innerhalb des Gehäuses erhalten wird, und einer parasitären Induktivität einer Ausgangsleitung, die außerhalb des Gehäuses angeordnet ist, ist.
Leistungsumsetzer, der mindestens eine Brückenschaltung aufweist, die dazu ausgelegt ist, einen oberen und einen unteren Zweig aufzuweisen, in denen eine erste Leistungshalbleitervorrichtung und eine zweite Leistungshalbleitervorrichtung in Reihe geschaltet sind, wobei der Leistungsumsetzer Folgendes umfasst eine erste Gate-Ansteuerschaltung, die mit einem ersten Steuer-Gate-Anschluss und einem ersten Steuer-Source-Anschluss in der ersten Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, um eine Ladung zum Ansteuern an die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu liefern; und eine zweite Gate-Ansteuerschaltung, die mit einem zweiten Steuer-Gate-Anschluss und einem zweiten Steuer-Source-Anschluss in der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, um eine Ladung zum Ansteuern an die zweite Leistungshalbleitervorrichtung zu liefern, wobei ein erster Hauptstrom-Source-Anschluss der ersten Leistungshalbleitervorrichtung mit einem zweiten Hauptstrom-Drain-Anschluss der zweiten Leistungshalbleitervorrichtung verbunden ist, und ein Ende der Verbindung mit einem Verbraucher durch eine Ausgangsleitung verbunden ist, und die erste Gate-Ansteuerschaltung eine erste Spannung, die durch einen ersten Induktor zwischen dem ersten Hauptstrom-Source-Anschluss und dem Verbindungsende entwickelt wird, und eine zweite Spannung, die durch einen Ausgangsinduktor zwischen dem Verbindungsende und dem Verbraucher entwickelt wird, überwacht und eine Steuerung basierend auf entsprechenden Werten der überwachten Spannungen ausführt, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 7, wobei die erste Gate-Ansteuerschaltung eine dritte Spannung, die einen Gesamtwert der ersten Spannung und der zweiten Spannung darstellt, überwacht und eine Steuerung basierend auf einem Wert der überwachten Spannung ausführt, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 8, wobei die erste Gate-Ansteuerschaltung einen Integrator umfasst, einen Wert einer Stromstärke, die durch den ersten Hauptstrom-Source-Anschluss fließt, durch zeitliches Integrieren der dritten Spannung schätzt und eine Steuerung basierend auf dem geschätzten Stromstärkewert ausführt, um die erste Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen.
Leistungsumsetzer nach einem der Ansprüche 7 bis 9, wobei die zweite Gate-Ansteuerschaltung eine vierte Spannung, die durch einen zweiten Induktor zwischen dem zweiten Steuer-Source-Anschluss und dem zweiten Hauptstrom-Gate-Anschluss entwickelt wird, überwacht und eine Steuerung basierend auf einem Wert der überwachten Spannung ausführt, um die zweite Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 10, wobei die zweite Gate-Ansteuerschaltung einen Integrator umfasst, einen Wert einer Stromstärke, die durch den zweiten Hauptstrom-Source-Anschluss fließt, durch zeitliches Integrieren der vierten Spannung schätzt und eine Steuerung basierend auf dem geschätzten Stromstärkewert ausführt, um die zweite Leistungshalbleitervorrichtung zu schützen.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 10, wobei eine Differenz in dem Induktivitätswert zwischen dem ersten Induktor und dem zweiten Induktor 20% oder weniger beträgt.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 10, wobei die erste Leistungshalbleitervorrichtung in einem Gehäuse eingeschlossen ist und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung in einem weiteren, unterschiedlichen Gehäuse eingeschlossen ist, und der erste Induktor eine parasitäre Induktivität ist, die durch eine Leitung innerhalb des Gehäuses erhalten wird, der zweite Induktor eine parasitäre Induktivität ist, die durch eine Leitung innerhalb des Gehäuses erhalten wird, und der Ausgangsinduktor eine parasitäre Induktivität der Ausgangsleitung ist.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 10, wobei die erste Leistungshalbleitervorrichtung und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung in einem einzelnen Gehäuse eingeschlossen sind, und der erste Induktor, der zweite Induktor und der Ausgangsinduktor jeweils eine parasitäre Induktivität sind, die durch eine Leitung innerhalb des Gehäuses erhalten wird.
Leistungsumsetzer nach Anspruch 10, wobei die erste Leistungshalbleitervorrichtung und die zweite Leistungshalbleitervorrichtung in einem einzelnen Gehäuse eingeschlossen sind, und der erste Induktor und der zweite Induktor jeweils eine parasitäre Induktivität sind, die durch eine Leitung innerhalb des Gehäuses erhalten wird, und der Ausgangsinduktor eine kombinierte Induktivitätskomponente einer parasitären Induktivität, die durch eine Leitung innerhalb des Gehäuses erhalten wird, und einer parasitären Induktivität der Ausgangsleitung ist.